CN1201515C

CN1201515C - 移动通信设备中的自动频率控制的控制设备和方法

Info

Publication number: CN1201515C
Application number: CNB001350668A
Authority: CN
Inventors: 平田胜
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1999-12-15
Filing date: 2000-12-14
Publication date: 2005-05-11
Anticipated expiration: 2020-12-14
Also published as: JP2001177436A; US20010004373A1; EP1109313B1; US6816540B2; EP1109313A2; EP1109313A3; CN1305281A; DE60043180D1; HK1037818A1

Abstract

移动通信设备中的AFC控制装置，包括一个解扩单元，第一积分器和控制部分。解扩部分解扩接收信号。第一积分器积分通过接收信号的导频信道中的导频符号的N个(N为不小于2的数)连续第一符号和继该N个第一符号的连续的N个第二符号，并产生第一和第二积分输出。控制部分检测在第一和第二积分输出之间的任何相移量并根据检测到相移量控制本振信号的频率。并公开了AFC控制方法和具有上述装置的移动通信设备。

Description

移动通信设备中的自动频率控制的控制设备和方法

技术领域

本发明涉及一种移动通信系统的AFC控制设备和方法及采用该装置和方法的移动通信设备，更具体地说，涉及一个CDMA移动通信设备的AFC控制设备和方法，它接收一个通过相位调制一个基带信号获得的扩频信号，将该接收信号与一个本振信号相乘获得一个基带信号并解扩该基带信号。

背景技术

近年来，抗无线电干扰和入侵的CDMA(码分多址)通信方案作为一个用于移动通信系统的通信方案受到了广泛的关注。在码分多址中，发射侧用一个扩频码扩频一个用户信号并发射该扩频信号。接收侧用与发射侧同样的扩频码来解扩该接收信号以获得原来的用户信号。

码分多址系统方案能当发射侧的扩频码序列的相位与接收侧的扩频码序列的相位相锁定时才能在接收侧解扩。为此，移动站用一个基准振荡器TCXO(温控晶体振荡器)产生一个基准频率信号，来解调从基站接收的信号。与此同时，移动站实行AFC(自动频率控制)控制使基准频率信号的频率与发射基站的基准频率信号的频率相匹配。根据包含在基站发射的数据中的导频符实现此自动频率控制控制。

参阅图1来描述用作为基站至移动站的信道的下行信道的信号格式。基站的发送数据由间隔为10毫秒的多个无线电帧构成。每个帧由16个时隙组成。每个时隙用来同时输出一个音频信道和一个公共导频信道。这些信道用不同的扩频码(均已知)扩频。在音频信道中，音频数据组成为一个数据符号并与多个导频符号(例如两个符号)一起传输。在导频信道中，只发送包含大量控制信息的导频符号。例如导频信道有10个导频符号。

在不同时隙中的音频信道的导频符号是不同的，但有预定的模式。为此，移动站在接收到导频符号前就可预知导频符号。数据符号用于诸如音频信息的信息。移动站可用从导频符号根据基站频率来测量任何频率误差。

现参阅图2来描述此频率误差。码分多址通信方案用QPSK(正交移相键控)作为一个在扩频和调制前使用的线性调制方案。每个符号是2比特数据，取值为(0，0)，(0，1)，(1，0)和(1，1)之一。这些值示于图2的矢量图中。换句话说，图2示出了用于自动频率控制控制的频率误差测量的导频符号的相移量。

图2中，同相分量(I)幅度沿横坐标画出，而正交分量(Q)的幅度沿纵坐标画出。来自基站的发射数据的矢量取值(0，0)，(0，1)，(1，0)和(1，1)之一。如果发射数据矢量象导频符号那样预定的话，则便可通过直接画(0，0)并将(0，1)，(1，0)和(1，1)分别旋转+90度，-90度和180度将所有的导频码画在矢量图上。

如果移动站出现了频率误差θ，则如图2所示，位于(0，0)的导频符号的实际测得的数据似乎从第一导频符号矢量移相到第二导频符号矢量。将此频率误差θ转换为电压，并控制温控晶体振荡器的控制电压。

现参阅图3描述自动频率控制的控制。天线1接收基站发射的信号。混频器2移去接收信号中的载波获得基带信号。A/D变换器3将基带信号转换为数字信号。解扩部分4将数字信号与PN码(解扩码：对256的扩频速率，C1-C256)以获得一个解扩的信号。积分器5对解扩输出信号的一个符号的积分，由此产生一个符号数据。

一个频率误差测量部分7利用导频数据的导频符号来计算频率误差。自动频率控制控制部分8将计算的频率误差转换为一个温控晶体振荡器9的控制电压以控制振荡器9的频率。用积分器得到的符号数据的导频符号来测量在相邻符号之间相移角。相移角被转换为频率误差值并用此控制电压控制温控晶体振荡器。

现举一个例子说明在相邻符号之间的相位旋转量(相移量)和频率误差的关系，当符号速率和第一和第二导频符号之间的相位旋转量分别是15ksps和90度时，频率误差为：

频率误差θ＝15ksps×(90°/360°)＝3.75KHz

如果载波频率为2GHz，3.75KHz的偏移的频率误差值是3.75KHz/2GHz＝1.875ppm。

假设最初设定的温控晶体振荡器基准频率的频率误差值较大，例如5ppm(当昂贵的温控晶体振荡器用来减少移动站的单位成本时，最初的频率误差值约为5ppm)。在这种情况下，如图4A所示，在相邻符号间的相移角是+225度，超过+180度。实际测得的相移量在误差符号移动方向，经计算不是+225度而是-135度。

日本未审查专利公开No.9-331307，提出了一个将一个符号分成为多个部分的，例如前半和后半部分代替使用一个符号间相移量，和获得在前和后半部分的符号数据之间的相移量。

图5是一个显示公开在本参考中AFC控制的方框图。在图3中相同的参考号在图5表示相同的部件。图5中只描述与图3不同的部分。积分器5包括两个积分器5.1和5.2用来积分一个符号的前半部分(0到T/2；T是一个符号周期)和后半部分。一个频率误差测量部分7计算一个来自这两个积分器输出之间的相移，由此获得一个频率误差。

图6示出了图5中的解扩部分4和积分器5的详细结构。来自A/D变换器3的输出数据按芯片时钟定时被级联F/Fs(触发器)41顺序锁存。乘法器42将从锁存输出与解扩码C1到C256(对256扩频速率)相乘以产生一个积信号。构成积分器5的加法器51-53相加这些积信号。此时，加法器52输出一个符号的0到T/2前半部分(第一积输出到第129积输出)的和数据(累积)。加法器53则输出一个符号的T/2到T的后半部分(第130积输出到第256积输出)的和数据。

采用上述结构，如图4B所示，前后半部分的积分数据的相位与图4A的情形(测量一个符号数据的相移量)相比减少了1/2。可以消除图4A的工作误差。

举一个例子来说明在一个符号的前和后半部分的符号数据间的移位旋转量(相移量)与频率误差之间的关系，当在一个符号内符号速率和相移量(前后半部分)分别是15ksps和90度时，频率误差为：

频率误差θ＝2×15 ksps×(90°/360°)＝7.5KHz

上述参考中详细描述了在一个符号的前半和后半部分的移相量和频率误差之间的关系，在下面的描述中不再详述。

在日本3未审查专利公开No.9-331307中公开的技术中，即使本振信号频率的误差变得低于移动门限值而允许有稳定的AFC控制实行AFC控制，还是将一个符号分成为多个部分，例如前后部分，而AFC控制则根据在前和后半部分的符号数据间的移相量进行的。但这种控制对噪声的不良干扰较为敏感。

更具体地说，如图11A所示，假设，前和后半部分的符号数据的矢量分别用D1和D2表示，它们之间的相移量是θ(θ≤门限值)。此时，这些数据的矢量的末端的轨迹是一个预定半径(噪声量值)的圆，如d1和d2所示。在它们之间的瞬时相移量在±θ的范围内变化。

在上述参考文献中，相移量是在一个符号(前后半部分)内计算的。计算此相移量的积分时间是T/2。在频率误差一开始小于门限值的AFC控制状态中，受噪声影响的相移量也较小。精确计算相移量是困难的。这样，此AFC方案对噪声的不利影响较为敏感。

本发明考虑到了上述现有技术的情况，其目的是为了提供移动通信系统的AFC控制装置和方法，它能够实现AFC控制而不会受噪声的不良影响，和提供采用这种AFC控制这种和方法的移动通信设备。

发明内容

为了获得上述目的，根据本发明的第一方面，提供了一种用于移动通信设备的AFC控制设备，它接收通过相位调制一个基带信号获得的扩频信号，将该接收的信号与本振信号相乘获得一个基带信号，它包括用来解扩接收信号的解扩装置，包括第一积分装置，用来对通过解扩包含在一个导频信道的接收信号的导频符号中的N(N是不小于2的数)个连续第一符号和继该N个第一符号的N个第二符号获得的解扩后的输出信号予以积分并产生第一和第二积分输出，和包括控制装置，用来检测第一和第二积分输出信号间的相移量并根据检测到的相移量控制本振信号的频率。

为了达到上述目的一个方面，提供了一种移动通信设备的AFC控制方法，它接收通过相位调制一个基带信号获得的扩频后的信号，将接收信号与一个本振信号相乘以获得一个基带信号，并解扩该基带信号，包括解扩接收信号的解扩步骤，包括第一积分步骤，用来对通过解扩包含在一条导频信道的接收信号中的导频符号的N(N是不小于2的数)个连续第一符号和继该N个第一符号的N个第二符号获得的解扩后的输出信号予以积分并在该解扩步骤中产生第一和第二积分输出，和包括控制步骤，用来检测第一和第二积分输出间的相移量并根据检测的相移量控制本振信号的频率。

为了获得上述目的，根据本发明的第三方面，提供了移动通信设备的AFC控制方法，用于接收由相位调制一个基带信号获得的扩频信号，将接收信号与本振信号相乘以获得一个基带信号，包括接上电源解扩接收信号的一个解扩步骤，在解扩步骤中分割接收信号的一个符号的解扩输出并积分该分割的输出的步骤，检测在积分步骤中的分割的积分输出之间的相移量并实行频率控制的步骤，当相移量小于预定门限值时，用来对通过解扩包含在一条导频信道的接收信号中的导频符号的N(N是不小于2的数)个连续第一符号和继该N个第一符号的N个第二符号获得的解扩后的输出信号予以积分并产生第一和第二积分输出的步骤，和控制步骤，用来检测在第一和第二积分输出之间的相移量并根据检测的相移量控制本振信号的频率。

为了达到上述目的，根据本发明的第四方面，提供了采用本发明的第一方面描述的AFC控制装置和在本发明的第二或第三方面描述的AFC控制方法的CDMA移动通信设备。

本发明的功能和效果如下：当上电时的初始状态的频率误差大时，用一个符号内的相移量来实行AFC控制(粗控制)。当频率误差变得小时而获得一个稳定的状态时，用导频信道的N个连续的第一符号和继N个第一符号的N个第二符号的相移量来实行AFC控制。使任何噪声对稳定状态中的相移量的不利影响最小。由此获得与噪声无关的稳定的AFC控制。

在阅读了下面的详细描述和附图之后，熟悉本技术领域的人们对本发明的上述和许多其他目的，特征和优点会更加明白，其中用例子的方式结合本发明的原理描述了最佳实施例。

附图说明

图1是一个CDMA通信方案中的数据的信号格式图；

图2显示了用于AFC控制的频率误差测量的导频符号的相移量的坐标；

图3是显示传统AFC控制装置的方案的方框图；

图4A和4B示出了示于图3的传统的AFC控制装置的控制操作的中的相移量测量坐标；

图5是一个显示另一个传统AFC控制装置的示意结构的方框图；

图6是一个显示图5的现有技术部分的详细结构的方框图；

图7是一个显示本发明的实施例的示意结构的方框图；

图8是一个显示图7的实施例部分的详细结构的方框图；

图9是一个示于图7的实施例的工作的流程图；

图10是本发明的实施例频率误差测量部分的详细结构图；

图11A-11C是用来解释噪声对AFC控制稳定时的相移量的影响的坐标图。

具体实施方式

现参阅附图描述本发明的最佳实施例。

图7是本发明的实施例的示意结构的方框图。与现有技术图6中相同的参考数字在图7表示同样的部件。天线1接收从基站(未显示)发送的数据信号。混频器2除去接收信号中的载波以获得一个基带信号。一个A/D变换器3将该基带信号转换成数字信号。扩频部分4将数字信号与用作为扩频码的PN码C1-C256(对扩频速率为256)相乘，由此获得扩频信号。

这些扩频信号被送到积分器积分被扩频的符号数据。积分器5包括四个积分器5.1-5.4。积分器5.1和5.2计算一个符号的前半部分(0-T/2)和后半部分(T/2-T)的积分，积分器5.3和5.4计算继第一两个连续符号的两个连续符号(0-2T)和两个符号(2T-4T)的积分。要积分的符号是显示在图5格式中公共导频信号的导频符号。

积分器5.1和5.2的积分输出被送到选择器6的A侧输入端。从积分器5.3和5.4输出的另一对积分输出被输入到选择器6的B侧输入端。A或B侧输入信号根据交换信号出现在选择器6的一对输出端C。一对选择器输出信号被加到频率误差测量部分7来计算频率误差。通过一个AFC控制部分8，频率误差变成为一个TCXO 9的控制信号用来产生一个本振信号。频率误差测量部分7的测量值也被输入端一个控制部分10并预先输入的一个预定的门限值相比较。根据比较结果转换选择器6。

图8是一个显示图7的解扩部分4和积分器5的详细结构的方框图。与在图6中的参考数字相同的数字标指相同的部件。解扩部分4的结构与图6相同。加法器52输出一个符号内的前半部分(0-T/2)，加法器53则输出后半部分(T/2-T)。将这些积分输出输入到选择器6的A侧输入端。

加法器54相加这些积分器输出，加法器54的输出被一个锁存电路55锁存，锁存器的时钟有一个符号周期的时钟作为一个锁存定时，由此获得一个符号数据(0-T)的积分。过去一个周期T之后，从加法器54的输出是下一个符号数据(T-2T)的积分。从锁存电路55和加法器54的两个输出被加法器56相加从而和一个两个连续符号数据(0-2T)积分。锁存电路57配置得有一个2T周期长的锁存定时。加法器56输出被输入到锁存锁存电路57.0到2T和2T-4T的积分分别出现在加法器56和锁存电路57的输出端。这些输出用作为选择器6的B侧输入端。

图9是一个显示本发明的该实施例的工作原理的示意流程图。在开机的最初阶段，公共导频信道的导频符号被使用，选择器6选择一个符号(步骤S1)的前半和后半部分。频率误差测量部分7计算这两个积分的相移量以测量频率误差(步骤S2)。根据从频率误差执行AFC控制。控制部分10监视该频率误差。当频率误差小于门限值(步骤S4)，控制部分10确定频率误差变小和建立了一个稳定态。控制部分10然后执行精AFC控制。

这种情况下，选择器6选择B侧输入端，和使用公共导频的两个连续导频符号的积分。这两个连续导频符号的积分检测相移量(步骤S6)。根据此频率误差进行AFC控制(步骤S3)。

假设AFC是稳定的。在这种情况下，当一个导频符号积分的矢量分别用D1和D2表示时，噪声对矢量的影响如图11A所示。在这种情况下，如图11B所示，矢量的相移量在±θ(小于门限值)范围内变化。根据本发明，因为本发明使用两个连续符号的积分，积分时间延长到2T，如图11C所示，因此允许可进行更精确的免受噪声有害影响的相移量。

当在两个符号之间的符号速率和相位旋转量分别为15KSPS和90度时，参考文献对在两个对连续符号(在第一和第二导频符号和第三和第四导频符号之间)之间的相移量(相移量)和频率误差之间的关系举例作了说明，频率误差为：

频率误差θ＝(15KSPS/2)×(90度/360度)＝1.87KHz

如果载频为2GHz，1.875kHz偏移的频率误差为0.9375ppm。

注意，频率误差测量部分7的构成示于图10，可由加法器和乘法器组成。图10中的符号数据D1和D2分别用I(同相)和Q(正交)分量表示。在图7-9的实施例的描述中，为了叙述的方便，没有区分I和Q分量。实际上，矢量数据当然是有I和Q分量。

在上述实施例中，在粗AFC控制中，一个符号被分成前后半部分。然而，一个符号被分成为三个或更多部分。当分的数目变大时，由于积分时间的变短，便不能测量精确测量相移量。在精AFC控制中，自然可获得三个以上的符号中的积分值。

Claims

1.一个在移动通信设备中的AFC控制设备，它接收由相位调制个基带信号获得的扩频信号，将接收信号与本振信号相乘以获得一个基带信号，包括：

解扩装置(4)，用来解扩接收信号；

积分器(5)，包括4个积分器(5.1；5.2；5.3；5.4)，积分器5.1和5.2计算一个符号的前半部分(0-T/2)和后半部分(T/2-T)，积分器5.3和5.4计算继第一两个连续符号的两个连续符号(0-2T)和两个符号(2T-4T)的积分；

一个选择器(6)，有一个A侧输入端和B侧输入端，A侧输入端用来接收积分器5.1和5.2的一对积分输出，B侧输入端用来接收积分器5.3和5.4的一对积分输出，和一输出端C，用来根据交换信号选择所述两对积分器的输出；

一个频率误差测量部分，接收所述选择器的输出和计算频率误差；

一个AFC控制部分(8)，将测量部分(7)计算的频率误差变成控制压控振荡器的控制信号；

一个控制部分(10)，接收频率测量部分(7)的输出信号并和一个预定门限值相比较后输出交换信号给选择器；和

一个压控振荡器TCXO(9)，根据AFC控制部分(8)的输出的控制信号改变其振荡频率。

2.根据权利要求1的AFC控制设备，当所述频率误差大于预定门限值时，选择器选择A侧输入端并执行AFC频率控制。

3.根据权利要求2的AFC控制设备，当所述频率误差小于预定门限值时，选择器选择B侧输入端并执行AFC频率控制。

4.一个移动通信设备中的AFC控制方法，它接收由相位调制一个基带信号获得的扩频信号，将接收信号与本振信号相乘以获得一个基带信号，包括：

解扩接收信号的解扩步骤；

执行一个粗AFC控制，包括如下步骤：

对导频信号的一个符号的前后两半部分进行积分(S1)；

计算频率误差(S2)；

执行AFC控制(S3)；

将频率误差与门限值相比较(S4)；

当频率误差小于门限值时，执行精AFC控制，包括如下步骤：

计算导频信号的两个连续符号和继这两个连续符号的积分(S5)；

计算频率误差(S6)；和

执行AFC频率控制(是7)。

5.根据权利要求5的解扩步骤，其中解扩步骤在加电即开始进行。