CN100544333C - 移动通信系统中的频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动通信系统中的频偏估计方法及装置，其特征在于它包括下列步骤：接收一个时隙的训练序列(midamble)数据r；进行信道估计，得到原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq；检测发送midamble数据的成份；估计不受频偏影响的信道冲激响应h；估计不受频偏影响的接收midamble数据r；进行最大似然频偏估计，输出估计频偏。本发明可以精确地估计出频率偏差，能适应由多个子码构成的系统，如TD-SCDMA的训练序列的系统，具有良好的抗多径性能，并且简单、易于实现。

Description

移动通信系统中的频偏估计方法及装置

技术领域

本发明属于一种移动通信领域，特别涉及一种具有良好的抗多径性能、估计精度高的移动通信系统中TD-SCDMA系统的基于训练序列的频偏估计方法及装置。

背景技术

在移动通信中，移动设备在开机时，往往与基站晶体振荡器之间存在较大的频率偏差。移动设备必需进行频率补偿，通过一定的频率调整过程，把频偏调整到可以接受的小范围内。由于晶振存在频率漂移，移动设备还必需进行频率跟踪，使频偏维持在较小的范围之内。在TD-SCDMA系统中，移动设备要正确解调数据，就需要使频偏小于0.01ppm，即200Hz。

不管是频率调整还是频率跟踪，其前提条件都是能准确而快速地估计出频偏，因此频偏估计方法对移动设备的性能至关重要。

目前，在使用训练序列进行频偏估计的方法中，性能较好的是最大似然估计法(参见文献[1]Marco Luise，Ruggero Reggiannini，＂Carrier Frequency Recoveryin All-Digital Modems for Burst-Mode Transmissions＂，IEEE Trans.on Commun.，vol.43，no.2/3/4，Feb/Mar/Apr 1995pp.1169-1178)。它把接收的训练序列数据与发送的训练序列进行相关运算，得到只含频偏信息的相关数据，然后对相关数据求取似然函数的最大值。这种方法复杂度低，但运算量很大，而且没有简单的闭合解。通过近似处理后，可得到一种次优的最大似然估计法。这种次优算法大幅降低了运算量，是可实现的。但是基本的最大似然估计法不抗多径，在多径环境下会有较大的估计误差，它不能用于对频偏估计精度要求较高的环境，如频率精调过程和频率跟踪过程。文献[2]Michele Morelli and Umberto Mengali，“Frequency Estimation for the Downlink of the UMTS-TDD Component”，IEEETrans.On Wireless Commun.，vol.l，No.4，Oct.2002记载了如果在频偏估计中引入信道冲激响应，就能抵抗多径影响，但这类方法往往要进行复杂的矩阵运算，既加大了复杂度，又增加了运算量，因而不易于实现。

在TD-SCDMA系统中使用训练序列进行频偏估计，还必须考虑其训练序列的特点。TD-SCDMA的训练序列(midamble码)可以是多个子码(用户midamble码)的叠加之和，虽然这些144码片(chip)长的用户midamble码都是由一个基本midamble码(128chip)循环移位而成，但接收端并不知道发送端发送的midamble数据中包含哪些用户midamble码。当发送多个用户midamble码时，如果直接使用基本midamble码进行最大似然估计，将导致较大的估计误差。因此，在估计频偏时还必须先估计发送的midamble数据的成份。

申请号为200410000119.5的专利虽然在频偏估计中引入了信道冲激响应，并且不需要进行复杂的矩阵运算。但它估计的信道冲激响应，本身就已受到频偏的影响。而且在估计该专利所述的参考信号时(等效于估计发送midamble数据的成份)，直接用128chip的基本midamble码与信道冲激响应进行循环卷积，只使用了系统提供的144chip训练序列中的128chip进行频偏估计。这两点都降低了该方法估计频偏的准确度，因而它只能用于频率粗调阶段，不能用于频率精调。

发明内容

本发明的目的在于提供一种频偏估计方法与装置，该方法可以精确地估计出频率偏差，能适应由多个子码构成的系统，如TD-SCDMA的训练序列的系统，具有良好的抗多径性能，并且简单、易于实现。

本发明的技术方案如下：

本发明方法是由接收数据r估计出不受频偏影响的接收数据

然后按基本的最大似然估计法进行频偏估计。图1为本发明原理的等效链路模型。图中r为接收的midamble数据，为不受频偏影响的接收midamble数据，为发送的midamble数据，Δf为本地载波与基站载波的频率偏差等效到码片(chip)频率上的频偏，

为估计频偏，h为不受频偏影响信道冲激响应，h_freq为原始的受频偏Δf影响的信道冲激响应。因此，r与

之间仅相差频偏信息，只要估计出

就可按基本的最大估计法准确的估计出频偏。

本发明方法的流程图见图2，其中包括下列步骤：

a)接收某一时隙的midamble数据r；

b)进行信道估计，得到原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq；

c)检测发送midamble数据的成份；

d)估计不受频偏影响的信道冲激响应h；

e)估计不受频偏影响的接收midamble数据

f)进行最大似然频偏估计，输出估计频偏。

在所述方法的步骤b)中，对接收到的midamble数据及已知的基本midamble码，按下式进行信道估计：

$h_{\mathrm{freq}}=\mathrm{ifft}\left(\frac{\mathrm{fft}\left(r\right)}{\mathrm{fft}\left(m\right)}\right)$

式中h_freq为受频偏影响的信道冲激响应，r为接收到的midamble数据，m为基本midamble码，fft和ifft分别表示快速傅立叶变换和快速傅立叶反变换。

在所述方法的步骤c)中，由于发送midamble数据包含的各个用户midamble码u_k是由同一基本midamble码按相同间隔循环移位而成，f_req将由对应于各个用户midamble码的信道冲激响应h_k按序组成，每一个u_k的h_k在h_freq中的位置即为该u_k的信道估计窗。如果发送了某个u_k，信道的各条多径都会出现在第k个信道估计窗内，否则，窗内的冲激响应h_k将仅由噪声决定。因此可以通过比较各窗冲激响应的功率，判断哪些窗内有信号，从而检测出发送midamble数据的成份。

在所述方法的步骤d)中，包含以下步骤：

d1)在h_freq中各个有信号的估计窗内，找出代表信道各多径的冲激响应；

d2)估计不受频偏影响时各多径在各窗中的冲激响应的功率；

d3)估计不受频偏影响时各多径在各窗中的冲激响应的相位；

在所述方法的步骤e)中，根据步骤c)和d)的结果，按下式估计不受频偏影响的接收midamble数据

$\begin{array}{cc}\tilde{r}\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{h}_k\left(t_i\right)u_k(n-t_i)& 1\≤n\≤N\end{array}$

式中，u_k(n-t_i)是第k个估计窗对应的用户midamble码u_k向右移t_ichip，h_k(t_i)是第i条多径在h的第k个窗内的冲激响应，t_i是该多径相对于第一条多径的时延，N为midamble数据的长度。

在所述方法的步骤e)中，包括以下步骤：

e1)计算用于最大似然频偏估计的相关数据y：

$y\left(n\right)={\tilde{r}}^{*}\left(n\right)r\left(n\right)$     1≤n≤N

式中^*表示取共轭，N为midamble数据的长度。

e2)计算估计频偏

即由最大似然法求取似然函数

的最大值，使似然函数取最大值的

就是实际频偏Δf的估计值。

$\mathrm{\Λ}\left(\mathrm{\Δ}\hat{f}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}n{T}_c}\right|}^2$

可以使用文献[1]提供的次优最大似然估计法，以降低运算量，其估计频偏为：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{T_c\mathrm{\π}(N/2+1)}\arg \left\{\underset{n=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{N-n}\underset{i=n+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(i\right)y^{*}(n-i)\right)\right\}$

式中N为midamble数据的长度。

使用本发明方法的频偏估计装置，由以下四部分组成：

f)信号接收装置：用于接收基站发送的信号，并从接收数据序列中截取出midamble数据。

g)信道估计装置：对接收的midamble数据进行信道估计，它首先得到原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq，然后估计出不受频偏影响的信道冲激响应h。

h)Midamble成份检测装置：根据信道冲激响应h_freq在各估计窗内的功率，检测发送midamble数据中包含的用户midamble码

。

i)信号估计装置：根据不受频偏影响的信道冲激响应h和midamble数据中包含的用户midamble码，估计不受频偏影响的接收midamble数据

j)频偏估计装置：对频偏进行最大似然估计。

本发明的优点是：

1.本发明在频偏估计中引入了信道冲激响应，并去除了频偏对信道冲激响应的影响，因而具有良好的抗多径性能。

2.本发明使用了系统提供的全部midamble数据，对频偏进行最大似然估计，因而能达到很高的估计精度。

3.本发明的运算量低，且易于实现。

本发明能解决TD-SCDMA系统在频率精调及频率跟踪过程中的频偏估计问题，并可应用于其它具有相似训练序列的系统中。

附图说明

图1为本发明原理的等效链路模型；

图2为本发明中的频偏估计方法的流程图；

图3为TD-SCDMA系统中由基本midamble码生成用户midamble码的示意图；

图4为本发明实施例中信道冲激响应的示意图；

图5为本发明实施例中频偏对信道冲激响应影响的示意图；

图6为本发明的频偏估计装置图。

具体实施方式

下面通过实施例对本发明的方法及装置进行详细说明。在TD-SCDMA系统中的具体实施步骤如下：

1.接收数据

接收某一时隙的midamble数据r，r的长度为144chip。

2.估计原始的受频偏影响的信道冲激响应

取出r中连续的128chip数据r′，按下式计算原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq

$h_{\mathrm{freq}}=\mathrm{ifft}\left(\frac{\mathrm{fft}(r\′)}{\mathrm{fft}\left(m\right)}\right)$

式中fft和ifft分别表示快速傅立叶变换和快速傅立叶反变换，m为基本midamble码，长度为128chip，h_freq的长度也为128chip。

3.检测发送midamble数据的成份

TD-SCDMA系统发送的训练序列由多个用户midamble码u_k组成，这些码是一个基本midamble码以一定间隔循环移位的结果，参见图3。图中的用户数K为4，{m₁，m₂，Λ，m₁₂₈}是基本midamble码，u₁、u₂、u₃和u₄分别为第一个到第四个用户midamble码。基本midamble码可以生成的用户midamble码的数量K由系统设定。由于各个u_k在h_freq中各自对应于一个信道估计窗，K也就是估计窗的数量，因而这里称K为窗口数。移位间隔W称为窗长，它与窗口数有如下关系：

在估计发送midamble数据的成份时，因为h_freq由对应于各u_k的冲激响应h_k按序组成，

h_freq(n)＝h_k(n-(k-1)W)    (k-1)W+1≤n≤kW

如果接收数据r中包含某个u_k的成份，信道的各条多径都会出现在第k个信道估计窗内，h_k将包含有较大功率的冲激响应，否则，h_k将仅由噪声决定，它的功率相对较小，参见图4。图中的条件为：发送的midmable数据包含u₁、u₂和u₃，信道有两条多径，窗口数K为8，窗长W为16chip。在对应于u₁、u₂、u₃的信道估计窗1、2、3中各有两个功率较大的冲激，而在其它窗中冲激响应的功率都较小。因此，按以下步骤估计发送midamble数据的成份：

1)根据已知的窗口数K及窗长W，确定各用户midamble码u_k在h_freq中的信道估计窗的位置；

2)找出各窗内信道冲激响应h_k的最大功率值，并作为该窗的功率；

3)把各窗的功率与门限比较，如大于门限，则认为该窗有信号，即发送的midamble数据中包含u_k，否则认为该窗无信号。

4.估计不受频偏影响的信道冲激响应h。

参见图5。频偏对信道冲激响应影响的条件为：发送的midmable数据包含u₁和u₄，信道有三条多径，窗口数K为16，窗长W为8chip。

参见图5(a)。无频偏时，信道各多径在各信道估计窗内对应的冲激响应的相位和功率比值都应相同。

参见图5(b)。存在频偏时，各多径在h_freq各窗内冲激响应的相位和功率比值不再相同。

估计不受频偏影响的信道冲激响应h，包含以下步骤：

1)在h_freq中各个有信号的估计窗内，比较冲激响应的功率，选出功率较大的冲激响应，作为代表信道各多径的冲激响应。

2)计算各窗中代表各多径的冲激响应的功率比，对各功率比进行平均，估计出不受频偏影响时各多径在各窗中冲激响应的功率值。

3)估计各多径在各窗中的冲激响应的相位。

首先，计算各多径在各窗中的冲激响应的相位差。例如第i条多径在第k1和第k2窗内冲激响应的相位差为

并由下式计算出θ_i，k1，k2：

式中，W为信道估计窗的长度。

再对各个θ_i，k1，k2值进行平均，得到由频偏引起的单位chip角频率增量θ。最后按下式估计各多径的相位

式中，t_i是第i条多径相对于第一条多径的时延。

根据以上结果，按下式计算不受频偏影响的信道冲激响应h：

式中，h_k(t_i)是第i条多径在h的第k个窗内的冲激响应，t_i是该多径相对于第一条多径的时延，p_i，k是冲激响应功率，

是冲激响应相位。

5.估计不受频偏影响的接收midamble数据

对各u_k的各条多径分量，按下式进行叠加，从而估计出不受频偏影响的接收midamble数据

$\begin{array}{cc}\tilde{r}\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{h}_k\left(t_i\right)u_k(n-t_i)& 1\≤n\≤144\end{array}$

式中，u_k(n-t_i)是第k个估计窗对应的用户midamble码u_k向右移tichip，h_k(t_i)是第i条多径在h的第k个窗内的冲激响应，t_i是该多径相对于首达径的时延。

6.进行最大似然频偏估计，输出估计频偏。

首先计算用于最大似然频偏估计的相关数据y：

$\begin{array}{cc}y\left(n\right)={\tilde{r}}^{*}\left(n\right)r\left(n\right)& 1\≤n\≤144\end{array}$

式中^*表示取共轭。

然后计算使最大似然函数取最大值的估计频偏

$\mathrm{\Λ}\left(\mathrm{\Δ}\hat{f}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}n{T}_c}\right|}^2$

由下式可求出近似的最大似然估计频偏：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{T_c\mathrm{\π}(N/2+1)}\arg \left\{\underset{n=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{N-n}\underset{i=n+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(i\right)y^{*}(n-i)\right)\right\}$

式中N为144，^*表示取共轭。

需要说明的是，虽然本发明针对的是发送midamble数据为多个u_k叠加的情况，但它同样适用于发送midamble数据仅含一个u_k的情况，这时θ为0，也只包含的单个u_k的各多径分量。

参见图6。本发明的频偏估计装置包含信号接收装置、信道估计装置、midamble成份检测装置、信号估计装置及频偏估计装置。在进行频偏估计时，信号接收器1接收基站发来的信号，从接收数据序列中截取出midamble数据r，并传送给信道估计器2和相关器9。信道估计器2估计出原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq，并传送给midamble成份检测器7和多径检测器3。midamble成份检测器7检测出发送数据包含的各用户midamble码u_k，然后通知多径检测器3和信号估计器8。多径检测器3用于检测信道各多径在各u_k的信道估计窗中对应的冲激响应，并把各冲激响应的信息传送给功率估计器4和相位估计器5，功率估计器4用于去除频偏对冲激响应功率的影响，相位估计器5用于去除频偏对相位的影响。各冲激响应的功率及相位被送到信道估计器6，信道估计器6将计算出不受频偏影响的信道冲激响应h。信号估计器8根据midamble数据的成份和不受频偏影响的信道冲激响应，估计出不受频偏影响的接收midamble数据被传送到相关器9，与实际接收数据r进行共轭相乘，得到相关数据y。最后由最大似然频偏估计器10，计算出频偏的最大似然估计值，并输出估计频偏

本发明还可用于其它使用类似训练序列的移动通信系统，如高码片速率(3.84MHz)的UMTS TDD系统，可以达到本发明同样的效果。

本发明的实施例仅是为了对本发明进行详细描述，并非对本发明的限定。本领域普通技术人员知道，不脱离本发明精神的任何变形与变化均属本发明的专利保护范围。

Claims (3)

1.一种移动通信中频偏估计的方法，其特征在于它包括下列步骤：

a)接收一个时隙的训练序列数据r；

b)利用r和已知训练序列信息进行信道估计，得到原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq；

c)检验发送训练序列数据的成份：在h_freq中比较各窗冲激响应的功率P_i，k，检测出发送训练序列数据的成份；

d)估计不受频偏影响的信道冲激响应h，包含以下步骤：

1)在h_freq中各有信号的估计窗内，通过比较冲激响应的功率，找出代表信道各多径的冲激响应；

2)对多径的冲激响应功率进行平均，估计不受频偏响应时各多径在各窗中的冲激响应的功率P_i，k；

3)计算各多径在各窗中的冲激响应的相位差，求得频偏引起的单位chip角频率增量θ，并按下式估计不受频偏影响时各多径在各窗中的冲激响应的相位：

式中，

为估计的h中第i条多径在第k个窗内的相位，为h_freq中第i条多径在第k个窗内的相位，为第1条多径在第k个窗内的相位，t_i是第i条多径相对于第1条多径的时延；

4)计算不受频偏影响的信道冲激响应h

式中，h_k(t_i)是第i条多径在h的第k个窗中的冲激响应，t_i是第i条多径相对于第一条多径的时延，P_i，k是冲激响应功率，

是冲激响应相位；

e)估计不受频偏影响的接收训练序列数据按下式估计：

$\tilde{r}\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{h}_k\left(t_i\right)u_k(n-t_i)1\≤n\≤N$

式中，u_k(n-t_i)是第k个估计窗对应用户训练序列码u_k向右移t_ichip，h_k(t_i)是第i条多径在h的第k个窗内的冲激响应，t_i是该多径相对于第一条多径的时延，N为训练序列数据的长度；

f)进行最大似然频偏估计，输出估计频偏，其中，最大似然频偏估计，包括以下步骤：

1)计算用于最大似然频偏估计的相关数据y：

 1≤n≤N

式中^*表示取共轭，N为训练数据的长度；

2)计算估计频偏

的最大值，使似然函数取最大值的就是实际偏频Δf的估计值

$\mathrm{\Λ}\left(\mathrm{\Δ}\hat{f}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δfn}{T}_c}\right|}^2$

在求取时，使用次优的

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{T_c\mathrm{\π}(N/2+1)}\arg \left\{\underset{n=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{N-n}\underset{i=n+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}y\left(i\right)y^{*}(n-i)\right)\right\}$

式中N为训练序列数据的长度，T_c为码片chip间隔，似然函数取最大值的

为实际频偏Δf的估计值。

2.根据权利要求1所述的移动通信中频偏估计的方法，其特征在于：所述信道估计h_freq为：

$h_{\mathrm{freq}}=\mathrm{ifft}\left(\frac{\mathrm{fft}\left(r\right)}{\mathrm{fft}\left(m\right)}\right)$

式中h_freq为受频偏影响的信道冲激响应，r为接收到的训练序列数据，m为基本训练序列码，fft和ifft分别表示快速傅立叶变换和快速傅立叶反变换。

3.一种实施权利要求1所述的移动通信中频偏估计的方法的装置，其特征在于，该装置包括：

a)信号接收装置：用于接收基站发送的信号，并从接收数据序列中截取出训练序列数据；

b)信道估计装置：对接收的训练数据进行信道估计，它首先得到原始的受频偏影响的信道冲激响应h_freq，然后估计出不受频偏影响的信道冲激响应h；

c)训练序列成份检测装置：根据信道冲激响应h_freq在各估计窗内的功率，检测发送训练序列数据中包含的训练序列码u_k；

d)信号估计装置：根据不受频偏影响的信道冲激响应h和训练序列数据中包含用户训练序列码，估计不受频偏影响的接收训练数据

e)频偏估计装置：对频偏进行最大似然估计。

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