CN101102293B - 一种频偏估计装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频偏估计装置和方法，所述方法包括：从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据；根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应；获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应；计算所述两个相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积；根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。本发明的频偏估计装置和方法提高了TD-SCDMA终端中频偏估计的精度，降低了频偏估计的运算量。

Description

一种频偏估计装置和方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，特别是涉及一种用于时分同步码分多址(TD-SCDMA)终端中的频偏估计装置和方法。

背景技术

在无线通信系统中，载波频率与本地晶振之间始终存在一定的频率偏差。只有尽量准确的估计出这个频率偏差，才能进行频率偏差调整/补偿，达到接收机能够接受的频率偏差，从而进行数据解调。频偏估计的准确性将直接影响到解调性能，尤其对高阶调制的信号(例如16QAM、64QAM)的解调影响更大。所以如何能够快速有效的估计出这个频率偏差，然后快速准确的对频率偏差进行调整，是移动通信领域中直接关系到通信速度和质量的关键部分。

当前，在TD-SCDMA系统中使用的频偏估计方法，主要有以下两种：

1、利用下行同步码(SYNC-DL)来进行频偏估计：由于SYNC-DL码长度只有64码片(chips)，频偏产生的相位差较小，因而只能实现频偏的粗估计，估计精度＜10³Hz。

2、利用联合检测解调出的信号进行频偏估计：因为数据位于训练序列(Midamble)码的两端，数据间隔大于144chips，由于频偏而引入的相位差比较明显，因而可以获得较高的估计精度＜10²Hz。但这种方法需要进行联合检测，然后再进行频偏估计。如果联合检测专用于频偏估计时，开销会很大。而且，这种方法的估计精度仍不能完全满足高阶调制时的需求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种频偏估计装置和方法，以提高TD-SCDMA终端中频偏估计的精度，降低频偏估计的运算量。

为解决上述技术问题，本发明提供技术方案如下：

一种频偏估计方法，用于TD-SCDMA终端中，包括：

从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据，所述两个时隙为一个用户同时占用的两个业务时隙；

根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应；

获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应；

计算所述两个相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积；

根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。

较佳地，分别从所述两个时隙的训练序列段数据中抽取后128码片数据作为相应的训练序列数据。

较佳地，，采用如下公式计算频率偏差：

$v=\frac{1}{2\mathrm{\πkN}{T}_c}\·\mathrm{phase}\left(C\right),$ 其中，v为频率偏差，k为两个时隙的距离，N为一个时隙的码片数，T_c为码片周期，C为所述相同码道部分的信道冲激响应的积，phase(C)为C的相位。

一种频偏估计装置，用于TD-SCDMA终端中，包括：

至少一个数据抽取器，用于从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据并输出到信道估计器，所述两个时隙为一个用户同时占用的两个业务时隙；

至少一个信道估计器，用于根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应，并输出到相同信道抽取器；

至少一个相同信道抽取器，用于获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应，并输出到对位相关器；

一对位相关器，用于计算所述相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积，并输出到频偏计算器；

一频偏计算器，用于根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。

较佳地，包括：两个数据抽取器，分别用于从接收到的一帧数据中，获取一个时隙的训练序列数据并输出到对位相关器；两个信道估计器，分别用于根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到一个时隙的信道冲激响应，并输出到相同信道抽取器；两个相同信道抽取器，分别用于获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应中的一个，并输出到对位相关器。

较佳地，所述数据抽取器，进一步用于分别从所述两个时隙的训练序列段数据中抽取后128码片数据作为相应的训练序列数据。

较佳地，，频偏计算器采用如下公式计算频率偏差：

$v=\frac{1}{{2\mathrm{\πkNT}}_c}\·\mathrm{phase}\left(C\right),$ 其中，v为频率偏差，k为两个时隙的距离，N为一个时隙的码片数，T_c为码片周期，C为所述相同码道部分的信道冲激响应的积，phase(C)为C的相位。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明利用两个下行业务时隙的Midamble码进行信道估计，再根据信道估计结果进行频偏估计，由于数据间隔大，因而能够达到非常高的估计精度10¹Hz；由于不需要进行联合检测，因而其运算量远小于联合检测后频偏估计方法。

这样，通过提高频偏估计的准确性，从而能够提高解调性能，尤其是高阶调制下的解调性能。

附图说明

图1为本发明较佳实施例的频偏估计方法流程图；

图2为本发明较佳实施例的频偏估计装置结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例，以本发明在TD-SCDMA终端中的应用为例详细说明本发明。

本发明利用两个下行业务时隙的Midamble接收数据进行信道估计，再根据信道估计结果进行频偏估计，适用于一个用户同时占用两个业务时隙，但不要求每个业务时隙都是满业务的。

基本原理如下：

当没有频偏时，接收到的Midamble数据可以表示为：

R＝GH+n    (1)

其中，R为Midamble接收数据，G为基本的Midamble码构成的转换矩阵，H为信道冲激响应，n为白噪声。

这里，

R＝[r₁，r₂，…，r₁₂₈]^H

$G=\left[\begin{array}{ccccc}{m}_1& m_{128}& m_{127}& ...& m_2\\ m_2& m_1& m_{128}& ...& m_3\\ m_3& m_2& m_1& ...& m_4\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ m_{128}& m_{127}& m_{126}& ...& m_1\end{array}\right]$

H＝[h₁，h₂，…，h₁₂₈]^H

n＝[n₁，n₂，…，n₁₂₈]^H

忽略噪声的影响，式(1)可简化为

R＝GH    (2)

不存在频偏时，两个下行时隙的Midamble段的接收数据分别表示为：

R₁＝GH₁    (3)

R₂＝GH₂    (4)

其中，H₁、H₂分别为不存在频偏时相应时隙的信道冲激相应。

那么当存在频率偏差为v时的接收信号分别表示为：

R₁＝φR₁    (5)

＝φGH₁

$R2=e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·{\mathrm{\ΦR}}_2$

(6)

$=e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·{\mathrm{\ΦGH}}_2$

这里，Ф＝diag[exp(j2πvT_c·1)，exp(j2πvT_c·2)，…，exp(j2πvT_c·127)，exp(j2πvT_c·128)]，T_c为码片周期，N为一个时隙的码片数，在TD-SCDMA系统中，N＝864，k为两个时隙的距离，例如，两个时隙相邻时，k＝1。

当存在频率偏差时的信道冲激相应分别为：

H1＝G^-1R1

(7)

＝G^-1ФGH₁

$H2=G^{-1}R2$

(8)

$=e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·G^{-1}\mathrm{\ΦG}{H}_2$

由式(7)和式(8)可以得到：

${H1}^{H}H2={\left(G^{-1}\mathrm{\ΦG}{H}_1\right)}^H(e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·G^{-1}\mathrm{\Φ}{\mathrm{GH}}_2)$

$=e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·{H_1}^H{G}^H{\mathrm{\Φ}}^H{G}^{-1H}{G}^{-1}\mathrm{\Φ}{\mathrm{GH}}_2---\left(9\right)$

$=A\·e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·{H_1}^H{H}_2$

这里G^HФ^HG^-1HG^-1ФG近似等于一个实常数A。

如果H₁＝H₂，则

$C1={H1}^{H}H2=A\·e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·\left|{|H}_1\right||---\left(10\right)$

由此，可以求得频偏为：

$v=\frac{1}{2\mathrm{\πkN}{T}_c}\·\mathrm{phase}\left(C1\right)---\left(11\right)$

如果H₁≠H₂，但一部分数据是相等时，去掉两个向量中不相等的部分的影响，例如：

H₁＝[h₁，h₂，…，h₁₆，h₁₇，…h₁₂₈]^H        (12)

H₂＝[h₁，h₂，…，h₁₆，h′₁₇，…h′₁₂₈]^H    (13)

那么将式(9)修改为：

$C={H1}^{\′H}{H2}^{\′}=A\·e^{j2\mathrm{\πkN}{T}_{c}v}\·{H_s}^H{H}_s---\left(14\right)$

H_s＝[h₁，h₂，…，h₁₆]^H                     (15)

其中，H1′、H2′分别为两个时隙相同码道部分的信道冲激响应。

由此，可以求得频偏为：

$v=\frac{1}{2\mathrm{\πkN}{T}_c}\·\mathrm{phase}\left(C\right);---\left(16\right)$

其实，当H₁＝H₂时，由于H1′＝H1，H2′＝H2，则C1＝C。因此，无论H₁和H₂是否相等，都可以采用式(16)来计算频偏。

基于以上分析，请参照图1，本发明较佳实施例的频偏估计方法包括如下步骤：

步骤101、从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据；

在本步骤中，从接收的Midamble段数据中抽取后128chips数据来作为相应时隙的训练序列数据，分别记为：

R1＝[r1₁，r1₂，...，r1₁₂₈]′；    (17)

R2＝[r2₁，r2₂，...，r2₁₂₈]′；    (18)

步骤102、根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应；

H1＝G^-1R1；    (19)

H2＝G^-1R2；    (20)

步骤103、获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应；

H1′＝[h1₁，h1₂，…，h1_N]；N≤128；    (21)

H2′＝[h2₁，h2₂，…，h2_N]；N≤128；    (22)

步骤104、计算所述两个相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积；

C＝H1′^HH2′；    (23)

步骤105、根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。

在本步骤中，采用如下公式计算频率偏差

$v=\frac{1}{2\mathrm{\πkN}{T}_c}\·\mathrm{phase}\left(C\right);---\left(24\right)$

请参照图2，本发明较佳实施例的频偏估计装置包括：数据抽取器、信道估计器、相同信道抽取器、对位相关器和频偏计算器。

图2中示出了两个数据抽取器，分别用于从接收到的一帧数据中，获取一个时隙的训练序列数据并输出到信道估计器，但本发明并不限于此，也可以采用一个数据抽取器来完成两个时隙的训练序列的获取操作。

具体地，数据抽取器分别从所述两个时隙的Midamble段数据中抽取后128chips数据作为相应的训练序列数据。另外，图中给出的两个时隙是相邻的，但是本发明也不限于此，利用两个不相邻的时隙也同样可以完成频偏估计。

信道估计器，用于根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应，并输出到相同信道抽取器。相同信道抽取器，用于获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应，并输出到对位相关器。

图2中分别示出了两个信道估计器和两个相同信道抽取器，但本发明也不限于此，也可以采用一个信道估计器和一个相同信道抽取器来完成相同码道部分的信道冲激响应的获取操作。

对位相关器，用于计算所述相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积，并输出到频偏计算器。

频偏计算器，用于根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差，具体地，频偏计算器采用式(16)来计算频率偏差。

对于本发明中的频偏估计装置和方法，最少需要一个UE同时占两个下行的业务时隙，但并不限于只占两个下行业务时隙，当超过两个下行的业务时隙时，可以分别两两求出频偏值，最后再通过平均得到最后的频偏估计值。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1.一种频偏估计方法，用于时分同步码分多址TD-SCDMA终端中，其特征在于，包括：

从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据，所述两个时隙为一个用户同时占用的两个业务时隙；根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应；

获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应；

计算所述两个相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积；

根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。

2.如权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于：

分别从所述两个时隙的训练序列段数据中抽取后128码片数据作为相应的训练序列数据。

3.如权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，采用如下公式计算频率偏差：

其中，v为频率偏差，k为两个时隙的距离，N为一个时隙的码片数，T_c为码片周期，C为所述相同码道部分的信道冲激响应的积，phase(C)为C的相位。

4.一种频偏估计装置，用于TD-SCDMA终端中，其特征在于，包括：

至少一个数据抽取器，用于从接收到的一帧数据中，获取两个时隙的训练序列数据并输出到信道估计器，所述两个时隙为一个用户同时占用的两个业务时隙；

至少一个信道估计器，用于根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到相应的信道冲激响应，并输出到相同信道抽取器；

至少一个相同信道抽取器，用于获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应，并输出到对位相关器；

一对位相关器，用于计算所述相同码道部分的信道冲激响应中的一个的共轭转置与另外一个的积，并输出到频偏计算器； 

一频偏计算器，用于根据所述相同码道部分的信道冲激响应的积计算频率偏差。

5.如权利要求4所述的频偏估计装置，其特征在于，包括：

两个数据抽取器，分别用于从接收到的一帧数据中，获取一个时隙的训练序列数据并输出到对位相关器；

两个信道估计器，分别用于根据所述获取的训练序列数据与本地训练序列数据进行信道估计，得到一个时隙的信道冲激响应，并输出到相同信道抽取器；

两个相同信道抽取器，分别用于获取所述两个时隙相同码道部分的信道冲激响应中的一个，并输出到对位相关器。

6.如权利要求4所述的频偏估计装置，其特征在于：

所述数据抽取器，进一步用于分别从所述两个时隙的训练序列段数据中抽取后128码片数据作为相应的训练序列数据。

7.如权利要求4所述的频偏估计装置，其特征在于，频偏计算器采用如下公式计算频率偏差：

其中，v为频率偏差，k为两个时隙的距离，N为一个时隙的码片数，T_c为码片周期，C为所述相同码道部分的信道冲激响应的积，phase(C)为C的相位。 

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