CN1719815B - 频偏估计和纠正方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术，公开了一种频偏估计和纠正方法及其装置，使得频偏估计算法复杂度低，系统实现复杂度低，频偏估计精度高，能改善频偏跟踪环路的性能，达到统计意义的最佳性能。这种频偏估计和纠正方法及其装置通过在频偏估计值前后设置一定间隔的频率偏置，分别用这两个频率对导频符号进行混频并进行相干累加求取能量，用两个能量之间的偏差作为系统剩余频率偏差的度量；通过反馈调整的方法使得经过频率偏差纠正以后，导频符号的相干累加能量达到最大，从而达到频率偏差的最大似然估计。

Description

频偏估计和纠正方法及其装置 

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别涉及宽带码分多址技术。 

背景技术

在电子通信，特别是移动通信中，越来越多地采用相干解调方法，以提高通信系统的性能。比如在第三代移动通信(3rd Generation，简称“3G”)标准之一的宽带码分多址(Wideband Code Division Multiple Access，简称“WCDMA”)移动通信系统中，基站与移动台之间的上下行信道均采用了相干解调的信号检测方法。 

相干解调的前提条件之一是接收端的解调载波必须与发送端的调制载波同频同相。而在实际应用中，由于各种原因使得接收端的解调载波不能保证与发送端的调制载波保持完全一致。首先，技术水平和发射机、接收机的体积和成本等条件都限制了收发两端本地晶振的精度和稳定性等指标；其次，对于移动通信的无线环境，发射机和接收机的相对移动所引起的多普勒效应会导致发射机和接收机之间额外的频率偏差。比如，在3G移动通信系统中，当相对移动速度达到120km/h时，若载波频率处在2GHz附近，则相应地将产生约250Hz的多普勒频移。这在卫星通信中将更加显著。针对此，在实际应用中，通常采用频偏估计和纠正方法来纠正由于无线信道等原因引起的收发频率偏差，以适用于相干解调技术，提高系统性能。 

在无线通信环境中，由于多径传播所引起的多径衰落，将导致无线信号的畸变，不但幅度存在大范围的急剧波动，而且会叠加随机相差，这使得当前移动通信系统，尤其是当采用相位调制技术时，如二相键调制(Binary PhaseShift Keying，简称“BPSK”)、四相键调制(Quaternary Phase Shift Keying， 简称“QPSK”)，接收信号的解调性能对相位变化非常敏感。因此在当前移动通信系统中，多采用信道估计等技术对无线信道传播引起的相位畸变进行准确估计和纠正，以提高信号解调性能。然而，信道估计等技术也要求收发双方的频偏在一定的范围内。事实上，当频偏较高时，信道估计的准确度和性能将急剧下降。因此，在多径信道环境下，也迫切需要频偏估计和纠正来进行频偏纠正，进而提高信道估计准确度和系统性能。 

可见，在无线通信系统中，特别是多径信道环境下的移动通信系统中，频偏估计和纠正方法对于收发同步、相干解调以及信道估计都是至关重要的。 

为了提高频谱利用率，目前3G移动通信系统普遍采用码分多址技术，具有更宽的系统带宽，比如WCDMA的系统带宽达到了3.84MHz。这意味着对大多数无线信道而言，3G移动通信系统是频率选择性的，也即系统能解析出更多的多径信号，并采用Rake接收技术对解析出来的多径信号进行合并，以达到接收信号功率最大化。 

考虑到多径信号的线性叠加和相互独立性，一个频率选择性无线信道通常可以由如下脉冲响应模型描述： 

$h(\mathrm{\τ},t)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(t\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_i\left(t\right)+j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i)$

其中，L为该无线信道传播所包含的多径信号数目，每个多径信号时延为τ_i，频偏为f_i，衰落因子为a_i(t)e^jφi(t)，a_i(t)为幅度畸变，φ_i(t)为相位畸变。 

由此，图1示出了采用Rake接收技术的接收机的组成结构。Rake接收机由多径时延估计器101、多径信号分离器102、频偏估计和纠正模块103、信道估计模块104及多径叠加模块105等构成。当接收得到多径信号时，首先经过多径时延估计器101对多径信号的时延进行估计和跟踪，这里多个时延分别对应多径信号中各个径的时延；估计得到的多径时延输出给多径信号分离器102，多径信号分离器102根据多径时延将接收的多径信号补偿各个 时延得到各个径所对应的时延信号；此后，多个时延信号输入频偏估计和纠正模块103进行频偏估计，并根据估计得到的频偏进行纠偏，如果各个径之间频偏不同，则采用独立频偏估计和纠正，即对于每个径信号进行单独的频偏估计和纠正，如果各个径的频偏一致，则采用联合频偏估计和纠正，即估计得到统一的频偏；之后，每个径信号都将通过信道估计模块104估计得到各自的衰落因子，并根据该衰落因子估计值对每个径信号进行补偿；最后在多径叠加模块105将各个径信号累加，得到多径信号的最大比相干合并。 

可见频偏估计和信道估计是Rake接收技术是关键步骤。在移动通信中，通常在发送信号中有规律的加入双方都已知的固定信号序列，这样在接收方可以通过对该已知序列提取等操作获得信道的信息。这种方法称为导频序列辅助方法，该已知序列称为导频序列。通常频偏估计和信道估计均采用导频序列辅助的方法，接收方在实际接收信号中提取导频信道上的信号，并和已知导频信号的对比，以获取信道的衰落信息，该衰落信息包含了系统解析度之外多径叠加引起的衰落，也包含了多径频偏引起的相位衰落。这里将发送信号分为导频信道和数据信道，发送方在导频信道发送导频序列，在数据信道发送数据。 

根据已知导频信号p(t)，某个径信号的衰落信息可以由下式给出，这里假设导频序列的模为1， 

${\mathrm{\χ}}_i\left(t\right)=r_p(t-{\mathrm{\τ}}_i)\×p^{*}\left(t\right)$

$=a_i\left(t\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_i\left(t\right)+j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}p\left(t\right)\×p^{*}\left(t\right)+w_i\left(t\right)\×p^{*}\left(t\right)$

$=a_i\left(t\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_i\left(t\right)+j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}+w_i\left(t\right)\×p^{*}\left(t\right)$

其中，r_p(t-τ_i)为导频信道的接收信号，根据前述信道模型，由经过多径衰落后的导频信号和叠加噪声w_i(t)组成；w_i(t)×p^*(t)为无线信道本身以及其他多径所引入的干扰噪声信号。 

当前移动通信系统中，一般采用闭环反馈技术进行频偏纠正，图2示出了现有频偏估计和纠正装置的组成结构。如前所述，在导频信道接收导频序列，并与经过共轭模块201之后的已知导频序列相乘202，得到前述信道衰落信息；在闭环反馈过程中，信道衰落信息先根据前一次频偏估计得到混频信号相乘203，进行频偏纠正，之后进入频偏估计模块204，采用一定的频偏估计方法估计得到初始频偏估计值该初始频偏估计值经过低通滤波器205，平滑得到准确频偏估计值 f_i，此后，根据该频偏估计值即可由振荡器206和共轭模块207产生纠偏所需要的混频信号，该振荡器可以是压控或者数控。该混频信号一方面用于下一次的闭环反馈频偏纠正，另一方面用于对数据信道的接收信号进行频偏纠正。 

图2所示的频偏纠正方案是独立频偏估计和纠正的情形，在联合频偏估计时，不同的地方在于，当每个径信号均经过频偏估计模块204之后，得到的多个频偏估计值合并得到联合频偏估计值，合并方法可以是等增益合并、最大比合并以及选择合并等方法，联合频偏估计值同样通过低通滤波器205、振荡器206和共轭模块207后得到纠偏所需要的混频信号，该混频信号即可应用于每个径信号的衰落信息以及数据信号的频偏纠正。 

根据上述频偏纠正方法，可见频偏估计模块204的处理是关键步骤之一，现有的频偏估计方法中，主要有叉积鉴频方法和傅立叶变换方法两种频偏估计方法。 

在图3(a)中示出了叉积鉴频方法频偏估计模块组成结构。首先输入信号先经过延迟模块301得到一定延时的延时信号，然后该延时信号经过共轭模块302取共轭，之后与原输入信号相乘303，根据共轭相乘即相位相减的原理，303输出的信号即为经过一定延时后信号的相位偏转，显然该相位偏转与信号的频率有关。然后经过求相角模块304得到偏转的相位，再经过可选的增益调整器305后按一定增益放大输出。 

可见叉积鉴频方法的原理可以由下式说明： 

arg(xe^j2πft□xe^{-j2πf(t-Δt)})＝arg(x²e^j2πfΔt)＝[C·f]_2π

其中，C为由延时等参数决定的常数因子，[]_2π为取模运算。易见，当频偏过大或参数因子设置不合理时，取模运算将引入非线性映射关系，可能导致频偏估计性能恶化。 

在图3(b)中示出了傅立叶变化方法频偏估计模块组成结构。该方法直接通过傅立叶变换模块306得到输入信号的频谱，然后通过频谱分析模块307分析得到输入信号的中心频率，即为频偏估计值，这里可以采用取频谱中心、频谱重心或智能判决等方法进行频谱分析。 

根据以上分析，易见，在叉积鉴频方法中求相角模块304中，需要进行除法和三角函数运算，这将带来较高的算法复杂度，消耗大量的软硬件资源，而且容易导致整个系统实时性下降。另外如前所述，由于相位的周期变化特性，使得频偏范围不能过大，在多普勒频移扩展较大的场合不能适用。因此该方法的动态变化范围较小。再次，在统计意义上看，叉积鉴频方法并没有利用统计性能最佳的评价标准，不能带来最佳估计性能。 

而对于傅立叶变换方法，其适应性和估计精度均比叉积鉴频方法要高，当存在一个致命的缺点就是其傅立叶变换操作将带来巨大的计算量，对软硬件资源要求较高。在实际应用中，一般需要结合多普勒频率扩展宽度估计使用，这将带来额外的系统复杂度和资源开销。 

在实际应用中，上述方案存在以下问题：对于叉积鉴频方法，其算法复杂度高、估计精度低、动态范围小、且不能达到统计最佳性能；对于傅立叶变换方法，算法复杂度过高、而且实现比较困难；采用这些频偏估计方法的进行频偏纠正，将带来同样的问题，精度低、复杂度高，导致整个通信系统性能下降。 

造成这种情况的主要原因在于，叉积鉴频方法采用了延时叉积求相角的方法，该方法运算量大，受相位周期限制；而傅立叶变换方法则采用傅立叶变换进行频谱分析，不可避免的带来较高复杂度；再次，现有的频偏估计方法均没有从统计意义最佳的评价标准出发，因此无法达到统计最佳的估计性能。 

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种频偏估计和纠正方法及其装置，使得频偏估计算法复杂度低，系统实现复杂度低，频偏估计精度高，能改善频偏跟踪环路的性能，达到统计意义的最佳性能。 

为实现上述目的，本发明提供了一种频偏估计和纠正方法，包含以下步骤， 

A从导频信道接收导频信号，并与已知导频符号共轭相乘，得到信道衰落信息； 

B根据所述信道衰落信息，采用闭环反馈的方法获得频偏纠正信息； 

C根据所述频偏纠正信息对从数据信道接收的数据信号和所述导频信号进行频偏纠正。 

所述步骤B包含以下子步骤， 

B1将所述信道衰落信息与第一频率偏置混频信号相乘，得到第一频率偏置信道衰落信息； 

B2将所述信道衰落信息与第二频率偏置混频信号相乘，得到第二频率偏置信道衰落信息； 

B3将所述第一频率偏置信道衰落信息和所述第二频率偏置信道衰落信息作为第一输入信号和第二输入信号，采用基于相干累加能量差的频偏估计方法进行频偏估计，得到输出信号作为初始频偏估计值； 

B4将所述初始频偏估计值通过低通滤波处理，得到频偏估计值； 

B5根据所述频偏估计值，产生所述第一频率偏置混频信号、所述第二频率偏置混频信号和所述频偏纠正信息。 

所述步骤B3中所述基于相干累加能量差的频偏估计方法包含以下步骤， 

B31计算所述第一输入信号的相干累加能量； 

B32计算所述第二输入信号的相干累加能量； 

B33计算所述第一输入信号的相干累加能量和所述第二输入信号的相干累加能量之间的差，并得到所述输出信号。 

所述步骤B4中所述低通滤波处理包含以下步骤，将所述初始频偏估计值放大求和平滑处理，得到所述频偏估计值，其中，所述低通滤波处理的参数用于调整所述闭环反馈的特性，在稳态方差和响应时间之间达到平衡。 

所述步骤B5包含以下子步骤， 

根据所述频偏估计值，产生在所述频偏估计值基础上进行频率偏置之后的信号，并取共轭得到所述第一频率偏置混频信号； 

根据所述频偏估计值，产生在所述频偏估计值基础上进行频率偏置之后的信号，并取共轭得到所述第二频率偏置混频信号； 

根据所述频偏估计值，产生频率为所述频偏估计值的信号，并取共轭得到所述频偏纠正信息； 

其中，所述第一频率偏置混频信号与所述第二频率偏置混频信号关于所述频偏估计值的频率偏置相同，所述第一频率偏置混频信号与所述第二频率 偏置混频信号的频率关于所述频偏估计值对称。 

所述步骤B31或所述步骤B32中计算所述相干累加能量的方法包含以下步骤， 

对所述第一输入信号或第二输入信号进行累加，并得到一定时间长度内或一定采样个数的累加结果； 

对所述累加结果进行模平方运算，得到所述相干累加能量。 

所述步骤B31或所述步骤B32中计算所述相干累加能量的方法包含以下步骤， 

对所述第一输入信号或第二输入信号进行累加，并得到一定时间长度内或一定采样个数的累加结果； 

对所述累加结果进行取模运算，得到所述相干累加能量。 

当所述频偏估计和纠正方法用于多径信号的独立频偏估计和纠正时，对每个径信号进行所述频偏估计和纠正。 

当所述方法用于所述多径信号的联合频偏估计和纠正时，对所述每个径信号采用所述闭环反馈方法进行频偏估计，根据得到的所述每个径信号的所述初始频偏估计值，进行联合频偏估计合并，得到初始联合频偏估计值，并用所述初始联合频偏估计值代替所述每个径信号的所述初始频偏估计值，进行后续的频偏估计和纠正。 

所述联合频偏估计合并，是通过等增益合并、最大比合并、选择合并中的任意一种方法实现的。 

本发明还提供了一种频偏估计和纠正装置，包含，五个乘法器、四个共轭模块、第一振荡器、第二振荡器、第三振荡器、低通滤波模块和频偏估计模块， 

其中，所述已知导频符号经过所述共轭模块与所述导频信号，通过所述 乘法器相乘，得到所述信道衰落信息； 

所述信道衰落信息与所述第一频率偏置混频信号，通过所述乘法器相乘，得到所述第一频率偏置信道衰落信息； 

所述信道衰落信息与所述第二频率偏置混频信号，通过所述乘法器相乘，得到所述第二频率偏置信道衰落信息； 

所述第一频率偏置信道衰落信息与所述第二频率偏置信道衰落信息，输入所述频偏估计模块，输出得到所述初始频偏估计值； 

所述初始频偏估计值，通过所述低通滤波模块，得到所述频偏估计值； 

所述频偏估计值输入所述第一振荡器，并经过所述共轭模块，得到所述第一频率偏置混频信号； 

所述频偏估计值输入所述第二振荡器，并经过所述共轭模块，得到所述第二频率偏置混频信号； 

所述频偏估计值输入所述第三振荡器，并经过所述共轭模块，得到所述频偏纠正信息； 

所述频偏纠正信息与所述信道衰落信息，通过所述乘法器相乘，得到频偏纠正后的导频信号； 

所述频偏纠正信息与所述数据信号，通过所述乘法器相乘，得到频偏纠正后的数据信号。 

其中，所述频偏估计模块包含，两个相干累加模块、两个模运算模块和减法器； 

所述第一频率偏置信道衰落信息和所述第二频率偏置信道衰落信息，均经过各自的所述相干累加模块之后，又经过各自的所述模运算模块，得到两路信号，通入所述减法器，得到相干累加能量差，并输出所述初始频偏估计值； 

其中，两个所述模运算模块都进行模平方运算或者都进行取模运算。 

所述第一振荡器根据所述频偏估计值，产生信号的频率为所述频偏估计值加频率偏置值； 

所述第二振荡器根据所述频偏估计值，产生信号的频率为所述频偏估计值减所述频率偏置值； 

所述第三振荡器根据所述频偏估计值，产生信号的频率为所述频偏估计值。 

所述第一振荡器、第二振荡器、第三振荡器为压控振荡器、数控振荡器中的一种。 

当进行所述多径信号的所述联合频偏估计和纠正时，还包含，联合频偏估计合并模块，将所述每个径信号的频偏估计得到的所述初始频偏估计值，合并得到所述初始联合频偏估计值，并将所述初始联合频偏估计值作为所述每个径信号的所述初始频偏估计值。 

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的区别在于，根据理论证明，利用相干累加能量差与频偏之间的线性关系，发展了基于相干累加能量差的频偏估计方法，并采用该频偏估计方法，在较低的算法复杂度前提下，实现了统计意义的最佳估计，最后应用闭环反馈技术实现了频偏估计和纠正。 

这种技术方案上的区别，带来了较为明显的有益效果，即由于计算相干累加能量差的算法复杂度较低，大大降低了频偏估计系统的复杂度，减少了实现成本；由于基于相干累加能量差的频偏估计方法实现了统计意义的最佳估计性能，提高了频偏估计精度，为相干解调和信道估计提供了更精确的无频偏条件，从而提高了通信系统的性能。 

附图说明

图1是采用Rake接收技术的接收机组成结构示意图； 

图2是现有频偏估计和纠正装置组成结构示意图； 

图3是采用叉积鉴频方法和傅立叶变换方法的频偏估计装置组成结构示意图； 

图4是根据本发明的一个实施例的频偏与相干累加能量之间的函数关系； 

图5是根据本发明的一个实施例的频偏与相干累加能量差之间的函数关系； 

图6是根据本发明的一个实施例的频偏估计和纠正装置组成结构示意图； 

图7是根据本发明的一个实施例的频偏估计模块组成结构示意图。 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。 

本发明从理论模型出发，经过严格理论推导，得到相干累加能量差与频偏的线性关系，并利用该线性关系发展频偏估计方法，最后证明该方法得到的频偏估计值满足最大视然估计准则，实现了统计意义的最佳估计。同时根据该基于相关累加能量差的频偏估计方法，在较低的复杂度前提下，实现了频偏估计和纠正方法及其装置，达到了较高的估计精度和系统性能。 

根据前述多径无线信道模型，在高斯衰落信道或者瑞利衰落信道的信道相干时间内，除了因频偏引起的相位衰落之外信道的其他衰落是不变的，于是信道的冲击响应模型重写为： 

$h(\mathrm{\τ},t)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i+j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i).$

如前所述，在导频信道将已知的导频信号，与接收到的经过信道衰落的导频信号进行共轭相乘之后，可以得到信道衰落信息为，这里假设导频信号的模为1： 

${\mathrm{\χ}}_i\left(t\right)=r_p(t-{\mathrm{\τ}}_i)\×p^{*}\left(t\right)$

$=a_i{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i+j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}+w_i\left(t\right)\×p^{*}\left(t\right)$

在一定时间长度内，将上述信道衰落信息的相干累加并求其能量的归一化均值，可以得到信道衰落信息的统计意义方差，表示为： 

$E\left[P\left(f_i\right)\right]=\frac{\underset{t=T_s}{\overset{{\mathrm{NT}}_s}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{\χ}}_i}^2\left(t\right)}{N}={a_i}^2{\left|\frac{\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}{\mathrm{Nf}}_i{T}_s}{2}\right)}{\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_i{T}_s}{2}\right)}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2$

其中，N为相干累加时间长度内的采样点数或导频符号数，T_s为采样周期，σ²为噪声w_i(f)的方差。这里的参数根据具体的通信系统设置有关。比如在WCDMA系统中，导频符号的采样周期T_s＝1/15000秒。 

在本发明的一个实施例中，在WCDMA系统中，对6个导频符号进行相干累加，并设信道的幅度a_i＝1，则频偏f_i与相干累加能量E[P(f_i)]之间有如图4所示的函数关系。可以证明，在其他移动通信系统的参数设置下，频偏与相干累加能量之间的函数关系与图4所示曲线的趋势相同。 

根据图4所示曲线，易得对称频偏的相干累加能量之间的差满足如下的关系， 

$\left\{\begin{array}{cc}E\left[P(f_i-\mathrm{\&Delta;f})\right]-E\left[P(f_i+\mathrm{\&Delta;f})\right]=0& f_i=0\\ E\left[P(f_i-\mathrm{\&Delta;f})\right]-E\left[P(f_i+\mathrm{\&Delta;f})\right]>0& f_i>0\\ E\left[P(f_i-\mathrm{\&Delta;f})\right]-E\left[P(f_i+\mathrm{\&Delta;f})\right]<0& f_i<0\end{array}\right.$

其中，Δf为满足一定条件的频率偏置。即以某个频偏f_i为中心的左右对称的两个频偏f_i±Δf的相干累加能量之差与f_i之间存在单调关系。这在图4中反映为，当f_i＝0时，曲线两边保持对称，于是左右对称频偏的相干累加能量相等，得到的相干累加能量差为0；当f_i＞0时，左侧频偏的相累加能量必大于右侧，得到的相干累加能量差大于0；当f_i＜0时，右侧频偏的相干累加能量大于左侧，得到的相干累加能量差小于0。 

图5示出了，在本发明的一个实施例中，取Δf＝1000Hz，可以得到频偏f_i 与相干累加能量差E[P(f_i-Δf)-P(f_i+Δf)]之间的单调函数关系。可以证明，当频率偏置Δf取值变化时，只对曲线的纵轴尺度有影响。 

根据图5所示曲线，可以发现频偏与相干累加能量差之间存在线性关系。在本发明的一个实施例中，利用这一线性关系进行频偏估计，以较低的复杂度实现了高精度的频偏估计和纠正。 

图6示出了根据本发明的一个实施例的频偏估计和纠正装置组成结构示意图。采用独立频偏估计和纠正方法，即对每个径信号进行单独频偏估计和纠正。在该频偏估计和纠正装置中，先采用基于相干累加能量差的频偏估计方法进行频偏估计，然后采用闭环反馈的技术进行频率纠正。这里需要根据频偏估计值产生三路混频信号，分别用于频偏纠正和产生对称频率偏置。所产生的两路对称频率偏置信号被用于计算相干累加能量差，并用于频偏估计。 

首先，在导频信道接到到的带有信道衰落信息的导频信号，与经过共轭模块601的已知导频信号相乘602，得到信道衰落信息x_i。该信道衰落信息与三路混频信号相乘，分别是

其中 f_i为频偏估计值，Δf为频率偏置。信道衰落信息与混频信号

相乘603进行频偏纠正，得 到频偏纠正后的导频信号，同时在数据信道接收到的信号也与该混频信号 相乘604进行频偏纠正，得到频偏纠正后的数据信号。在闭环反馈中，信道衰落信息与两路对称频率偏置的混频信号相乘，即与

相乘605产生频率偏置 f_i+Δf，与

相乘606产生频率偏置 f_i-Δf。得到的两路频率偏置后的信道衰落信息通入频偏估计模块607，采用前述基于相干累加能量差的方法估计得到初始频偏估计值该初始频偏估计值经过低通滤波器608，得到更加准确稳定的频偏估计值 f_i。最后，该频偏估计值将送入三个振荡器，其中经振荡器609和共轭模块610之后，得到前述用于频偏纠正的混频信号

经振荡器611和共轭模块612之后，得到前述用于产生频率偏置的混频信号

经振荡器613和共轭模块614之后，得到前述用于产生频率偏置的混频信号

这里振荡器609产生信号的频率为 f_i，而振荡器611和振荡器613则需要加上和减去频偏偏置，即产生信号的频率为 f_i+Δf和 f_i-Δf。至此，完成信号的反馈环路。 

图7示出了根据本发明的一个实施例的频偏估计模块607的组成结构。 

首先将两路经过频率偏置的信道衰落信息分别进行一定时间长度范围内或者一定符号个数的相干累加701，并对累加值进行模平方运行702，再将得到两个相干累能量相减703，得到相干累加能量差，即输出为初始频偏估计值。这里对于离散的符号或者连续信号的采样值，按照设定的累加个数N进行相干累加701，累加可以是滑动窗口的方式进行。为符合振荡器的需要，最终输出的频偏估计值可以在经过一定的增益比例缩放。 

在本发明的另一个实施例中，直接用取模运算代替了模平方运算702，可以证明这样得到的相干能量差与频偏之间照样存在线性关系。 

可见，基于相干累加能量差的频偏估计方法的复杂度较低，实现简单。 

在本发明的一个实施例中，采用基于相干累加能量差的频偏估计方法对 多径信号进行联合频偏估计和纠正。与前述独立频偏估计和纠正不同的是在经过对每个径信号的频偏估计之后得到各个径信号的初始频偏估计值 

将各个径信号的初始频偏估计值通过多径频偏估计合并模块，输出得到初始联合频偏估计值 

之后，该初始联合频偏估计值，同样的经过低通滤波器608，振荡器609、611、613，及共轭模块610、612、614等步骤之后即可得到三路混频信号，该混频信号将统一应用与每个径信号的频偏纠正、产生频率偏置等。 

在本发明的一个实施例中，采用等增益合并、最大比合并或者选择合并的方法中的一种，实现了前述多径频偏估计合并模块。 

在本发明的一个实施例中，采用一阶滤波方法实现低通滤波器608，将输入信号先经过放大器放大，之后进行一定时间长度或者符号数的求和运算，起到信号平滑的作用，实现低通滤波。通过调节滤波器的参数可以调节整个反馈环路的特性，在稳态方差和响应时间之间达到平衡。在本发明的另一个实施例中，采用二阶以上的高阶滤波方法实现低通滤波器608。 

在本发明的一个实施例中，针对某些应用场合，比如导频符号不连续、导频信道与数据信道不分离等情况，在频偏估计过程中还进行一些附加处理以适应具体的应用需求，比如增加一些逻辑控制，选择区分导频符号，并进行相干累加。在频偏估计和纠正之前，还包括，通过逻辑控制，从接收信号中分离出导频信道和数据信道，从导频信道接收导频信号，从数据信道中接收数据信号。 

熟悉本领域的技术人员可以理解，相干累加的时间长度、采样数或离散符号数N，以及频率偏置Δf等参数可以根据实际情况和系统需要设定，以达到较好的估计性能，达到发明目的，而不影响本发明的实质和范围。 

由前面的分析可以看出，本发明所采用的频偏估计和纠正方法在反馈环 路达到稳态时，满足E[P(f_i-Δf)-P(f_i+Δf)]＝0，也即 $E\left[{\left|\underset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&chi;}}_i\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\stackrel{\&OverBar;}{f}}_{i}t}\right|}^2\right]$ 达到极大值，可以看出，此时 

即为频率偏差的最大似然估计值，最大视然估计是一种无偏有效的估计，可见基于相干累加能量差的频偏估计方法达到了统计意义的最佳估计性能。 

虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。 

Claims (10)

1.一种频偏估计和纠正方法，其特征在于，包含以下步骤，

A从导频信道接收导频信号，并与已知导频符号共轭相乘，得到信道衰落信息；

B根据所述信道衰落信息，采用闭环反馈方法获得频偏纠正信息；

C根据所述频偏纠正信息对从数据信道接收的数据信号和所述导频信号进行频偏纠正；

所述步骤B包含以下子步骤，

B1将所述信道衰落信息与第一频率偏置混频信号相乘，得到第一频率偏置信道衰落信息；

B2将所述信道衰落信息与第二频率偏置混频信号相乘，得到第二频率偏置信道衰落信息；

B3将所述第一频率偏置信道衰落信息和所述第二频率偏置信道衰落信息作为第一输入信号和第二输入信号，采用基于相干累加能量差的频偏估计方法进行频偏估计，得到输出信号作为初始频偏估计值；

B4将所述初始频偏估计值通过低通滤波处理，得到频偏估计值；

B5根据所述频偏估计值，产生所述第一频率偏置混频信号、所述第二频率偏置混频信号和所述频偏纠正信息；所述第一频率偏置混频信号与所述第二频率偏置混频信号关于所述频偏估计值的频率偏置相同，所述第一频率偏置混频信号与所述第二频率偏置混频信号的频率关于所述频偏估计值对称；

所述步骤B3中所述基于相干累加能量差的频偏估计方法包含以下步骤， 

B31计算所述第一输入信号的相干累加能量；

B32计算所述第二输入信号的相干累加能量；

B33计算所述第一输入信号的相干累加能量和所述第二输入信号的相干累加能量之间的差，并得到所述输出信号。

2.根据权利要求1所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，所述步骤B4中所述低通滤波处理包含以下步骤，将所述初始频偏估计值放大求和平滑处理，得到所述频偏估计值，其中，所述低通滤波处理的参数用于调整所述闭环反馈的特性，在稳态方差和响应时间之间达到平衡。

3.根据权利要求1所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，所述步骤B5包含以下子步骤，

根据所述频偏估计值，产生在所述频偏估计值基础上进行频率偏置之后的信号，并取共轭得到所述第一频率偏置混频信号；

根据所述频偏估计值，产生在所述频偏估计值基础上进行频率偏置之后的信号，并取共轭得到所述第二频率偏置混频信号；

根据所述频偏估计值，产生频率为所述频偏估计值的信号，并取共轭得到所述频偏纠正信息。

4.根据权利要求1所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，所述步骤B31或所述步骤B32中计算所述相干累加能量的方法包含以下步骤，

对所述第一输入信号或第二输入信号进行累加，并得到一定时间长度内或一定采样个数的累加结果；

对所述累加结果进行模平方运算，得到所述相干累加能量。

5.根据权利要求1所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，所述步骤B31或所述步骤B32中计算所述相干累加能量的方法包含以下步骤，

对所述第一输入信号或第二输入信号进行累加，并得到一定时间长度内 或一定采样个数的累加结果；

对所述累加结果进行取模运算，得到所述相干累加能量。

6.根据权利要求1-5中任意一条权利要求所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，当所述频偏估计和纠正方法用于多径信号的独立频偏估计和纠正时，对每个径信号进行所述频偏估计和纠正。

7.根据权利要求1-5中任意一条权利要求所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，当所述方法用于多径信号的联合频偏估计和纠正时，对每个径信号采用闭环反馈方法进行频偏估计，根据得到的所述每个径信号的初始频偏估计值，进行联合频偏估计合并，得到初始联合频偏估计值，并用所述初始联合频偏估计值代替所述每个径信号的所述初始频偏估计值，进行后续的频偏估计和纠正。

8.根据权利要求7所述的频偏估计和纠正方法，其特征在于，所述联合频偏估计合并，是通过等增益合并、最大比合并、选择合并中的任意一种方法实现的。

9.一种频偏估计和纠正装置，其特征在于，包含，五个乘法器、四个共轭模块、第一振荡器、第二振荡器、第三振荡器、低通滤波模块和频偏估计模块，

其中，已知导频符号经过所述共轭模块与导频信号，通过所述乘法器相乘，得到信道衰落信息；

所述信道衰落信息与第一频率偏置混频信号，通过所述乘法器相乘，得到第一频率偏置信道衰落信息；

所述信道衰落信息与第二频率偏置混频信号，通过所述乘法器相乘，得到第二频率偏置信道衰落信息；

所述第一频率偏置信道衰落信息与所述第二频率偏置信道衰落信息，输 入所述频偏估计模块，输出得到初始频偏估计值；

所述初始频偏估计值，通过所述低通滤波模块，得到频偏估计值；

所述频偏估计值输入所述第一振荡器，并经过所述共轭模块，得到所述第一频率偏置混频信号；

所述频偏估计值输入所述第二振荡器，并经过所述共轭模块，得到所述第二频率偏置混频信号；

所述频偏估计值输入所述第三振荡器，并经过所述共轭模块，得到频偏纠正信息；

所述频偏纠正信息与所述信道衰落信息，通过所述乘法器相乘，得到频偏纠正后的导频信号；

所述频偏纠正信息与数据信号，通过所述乘法器相乘，得到频偏纠正后的数据信号；所述频偏估计模块包含，两个相干累加模块、两个模运算模块和减法器；

所述第一频率偏置信道衰落信息和所述第二频率偏置信道衰落信息，均经过各自的相干累加模块之后，又经过各自的所述模运算模块，得到两路信号，通入所述减法器，得到相干累加能量差，并输出所述初始频偏估计值；

其中，两个所述模运算模块都进行模平方运算或者都进行取模运算；

所述第一振荡器根据所述频偏估计值，产生第一频率偏置混频信号的频率为所述频偏估计值加频率偏置值；

所述第二振荡器根据所述频偏估计值，产生第二频率偏置混频信号的频率为所述频偏估计值减所述频率偏置值；

所述第三振荡器根据所述频偏估计值，产生信号的频率为所述频偏估计值。

10.根据权利要求9所述的频偏估计和纠正装置，其特征在于，当进行多径信号的联合频偏估计和纠正时，还包含，联合频偏估计合并模块，将每个径信号的频偏估计得到的初始频偏估计值，合并得到初始联合频偏估计值，并将所述初始联合频偏估计值作为所述每个径信号的初始频偏估计值。 

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