TW297978B - - Google Patents
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A7 B7 五、發明説明（1 ) 相關之應用 諸 先 閱 讀 背 ιέ w 意 事 項' 再— 填 J裝 頁 美國專利申請案"Mobile Terminal Apparatus and Method for a Satellite Communication System"所有人 Albert J. Fasulo II, Denise M. Cammarata, Keith W. Janson, Samuel S.
Anderson, Raymond R. Cooper和 Roy Stehlik，列檔日期同於 本申請案，其爲美國專利申請案No. 08/242,400 (列檔曰期 1994年5月13曰）之延續，此申請案列爲本文之參考。 美國專声丨！申請案"Carrier Acquisition Technique For Mobile Radio QPSK Demodulator"，所有人爲 Brian W. Kroeger， Joseph B. Bronder，及Jeffery S·與本申請案同一日期。 訂 美國專利申請案"Locally Coherent QPSK Detection With Differential Decoding For A Fading Channel"所有人 Brian W. Kroeger, Joseph B. Bronder, and Jeffrey S. Baird，與本申請 案同一日期並列爲參考。 美國專利申請案"Numerically Controlled Oscillator With Coupled Exponential Outputs Using Recursion Technique"， 所有人爲Brian W. Kroeger及Jeffrey S. Baird，與本申請案 同一曰期，並列爲參考。 經濟部中央榡準局®C工消費合作钍%笈 美國專利申請案"Carrier Tracking Loop For QSPK Demodulator"所有人爲 Brian W. Kroeger, Jeffrey S. Baird， 及Joseph B. Bronder，與本申請案同一日期，並列爲參考 〇 發明背景 本案係有關於通信系統的行動端，尤指在通信系統中數 4- 本紙張尺度適坧中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐 A7 __ __B7 五、發明説明(2 ) 〜 '~~~ 位接收的方法及裝置。 本發明之應用相當廣泛，尤適用於衛星通信系統，因此 將以此爲説明。 相關技術雜明 _ 在一典型的衛星通信系統中’從一行動終端單元送出的 RHs號直接爲衛星接收。該衛星再將RF信號送至地面站 ’該站由線路連結公共交換電話網路（pSTN)，此網路再將 仏號送至厂傳統電話或另一衛星或蜂巢網路的行動終端單 元，來自傳統線路電話的進入信號由PSTN導向衛星地面 站，随後再將RF信號由衛星傳送至行動終端單元。因此 如兩行動終端單元之間，或一行動終端單元及_與psTN 連結之傳統電話之間，或一衛星行動終端單元及一蜂巢行 動終端單元之間的通信。在上述狀況中（除了行動終端機 至行動終端機外），的通信皆經過ρ§ΤΝ。 經濟部中央標準局員工消費合作杜印製 已有衛星通信系統，其使用覆蓋北美大陸的全球同步衛 星，使得一含適六個波束的衛星可覆蓋從阿拉斯加至莫西 哥的整個北美大陸。此衛星之網路約距軌道22,6〇〇哩，且 可操作RF頻率中的L波帶。例如送至衛星之頻率可介於 1626 MHz至1660 MHz之間，且從衛星接收信號的頻率介 於1525 MHz至1559 MHz之間。能量傳輸過這麼長的距離 將承受極大的尼阻，使得在行動單元之天線處的入射功率 適量密度約爲10_14瓦/公尺2。又因雜訊，及其他衛星波道 之減弱，如由於多路徑衰減的Rician衰減。 可接收此大小之行動單元只限於呼叫器系統，或者需要 __- 5 - 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) （21〇χ 297公釐） ------- B7 五、發明説明（3 ) 極瑞複雜的硬體，但此系統必定體積大且厚重而不適於行 動系統，而且該限制之功能及終端設備的費用將無法使大 量的使用者接受。 因上述之故，因此行動單元必需不只可接受用於聲音， 傳眞’數據通信之高緯度衛星的承受Rician衰減之尼阻信 號，而且必須輕薄短小而不昂貴。傳統的解調器使用早期 的符號同步器，以發現取樣(^”尺數據序列的最適符號計 時。此類#號同步器在理想狀況下工作良好，但在衰減環 境下則無法良好工作，且不適於複雜之輸入。 發明概述 本發明將一早準時延遲閘技術使用於符號同步器中而克 服習知技術中的問題及缺點。該準時"punCtual"信號的 功能爲一資訊承載信號。本發明可操作複雜的輸入信號（工 及Q )。早及延遲信號指示接收信號的符號計時及匹配遽 波器（matched filter)的計時之間的錯誤。輸入信號爲 最適Nyquist濾波脈衝。本發明之輸入信號的動態範圍很 大，因爲其可正規化（n〇rmaHze)來自早及延遲信號所產 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 生的計時錯誤/信號，然後再送回以校正符號計時器的匹 配遽波器之計時。 在本發明的目的中，爲了使本發明具體化且能詳予説明 起見，本發明爲一遠程通信中的符號同步器，包含多個 遽波器’接收一序列符合符號計時的同相及正交相信號對 (inphase and quadrature)，每一對匹配濾波器輸出—早信號 (early signal)，一準時信號及一延遲信號，該早信號及該 _ -6- 本紙張尺度適财ϋ S &準（CNS ) ( 21〇"x297公趁) ' ---- B7 五、發明説明（4 ) 延遲信號指示接收信號之符號計時及匹配濾波器符號計時 之間同步中的錯誤，該準時信號爲一資訊承載信號，其指 示同相及正交相信號之内容；一符號同步估測器，其連接 夕個匹配遽波器’從每.一對匹配遽波益中接收早信號及延 遲信號且對該對匹配濾波器輸出内插信號；且調整匹配減 波器’以顧慮到内插信號中進入信號的符號計時而調整匹 配遽波器的相對延遲。 由本發/月的實際應用可對本發明的目的及優點有更深入 的瞭解，由申請專利範園中所述的元件及其組合可達到本 發明的目的及優點。 圖形簡述 下列附圖構成本申請案之一部份，其説明本發明之實施 例，並由下文之敘述可解釋本發明之原理。 圖1爲行動通信裝置的示意方塊圖； 圖2爲圖1之系統的解調器之示意方塊圖； 圖3爲圖2中解調器的載波追踪迴路的示意方塊圖； 圖4示一地區同調（^”〖系統的解碼方法之圖； 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 圖5爲圖3中載波追踪迴路之反複數値控制振盪器的示意 方塊圖； μ圖6示輸入圖3之數値控制振盪器之相增加中値及從振動 器輸出之餘弦値之間的關係； 圖7示圖5數値控制振盪器的性能； 圖8爲圖3中匹配遽波器對及符號同步器的示意方塊圖； 圖9爲圖8中匹喊波器更詳細的示意方塊圖； 本紙張尺度賴t — A7 五、發明説明（5 圖10爲圖8中正規化器（normalizer)的輸出圖； 圖11爲圖8中第一積分器的輸出圖； 圖12爲圖8中第二積分器的輸出圖； 圖13爲圖8中内插控制信號的輸出圖； 圖14爲進入圖3之載波追踪迴路之信號，於解調至近基 頻頻率之前的典型頻譜； 圖15爲圖14之信號在解調至近基頻頻率後的頻譜； 圖16爲捍3中輸入匹配濾波器對及符號同步器之例； 圖17爲前導進入信號之計時的匹配濾波器的計時之例； 圖18爲延遲進入信號之計時的匹配濾波器的計時之例； 及 圖19爲早，準時及延遲濾波器中濾波器時器之例。 較佳實施例的詳細説明 下文中説明本發明中較佳之實施例，並請參閲附圖。在 各圖中相同的零件以相同的代號表之。 圖1爲包含收發機12的行動終端單元，該單元尚包含天 線14 ’ 一或多個使用者介面16。該收發機12含一 RF區18及 一處理器板1〇。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 RF區含接收部位，此部位包含低雜訊放大器22，降頻器 26’及類比數據轉換器（A/D) 28。RF區亦包含一傳輸部位 ’此部位含高功率放大器（HpA) 3〇，一升頻器32，一信號 線62 ’及一類比數俊轉換器（D/A converter) 34。天線經由 一雙工器36與RJF區連接。 處理器板含一數據信號處理器37,其包含一數據處理器 -8 本紙張尺度適财ϋ國家標CNS)鐵格（2!0x297公e 五、發明説明（6 38,及一编碼/解瑪及傳眞處理器”，一控制處理器4〇, 通用非同步接收機/發射機42 (UART)，一八①轉換器料 D/A轉換器46，及一傳眞介面單元48。終端單元的使 者η面包含手機輸出52，一傳眞機輸出54及一連結個 人電腦的輸出56。該裝置亦包含一蜂巢接收機板。 傳輸信號在處理器板2〇指數位數據開始執行，然後轉換 成數彳=凋變波形。此爲處理器3 7所產生的波形在區的 升頻器3¾之前導入數位類比（D/A)轉換器34，其將數位波 形轉換成類比I (同相）及類比Q (正交相）波形。然後類比工 及Q的波形送進混波器或升頻器32中，升頻至L波帶（L_ band)，然後加成形成在線路62上的低位準[波帶傳輸信號 ’再由高功率放大器3〇放大。然後此高位準l波帶傳輸信 號通過雙工器36的傳輸側，再送至Μτ天線14，由此送至 衛星60。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 波 包 操作時’ DSP 3 8從A/D轉換器28中讀取接收的信號波形 樣本’且當樣本到達時加以處理。L波帶號信號混合之後 降頻至低IF頻率，以加入信號濾波器中而減低a/d取樣率 ’因此數位信號處理可與到達信號維持同步。當接收信號 已取樣且加入DSP 3 8中時，所有隨後接收之信號皆爲DSP 38及39所執行，且爲控制處理器4〇所控制。接收信號從 形表示法解調成數位數據表示法，解碼，且在DSP 39中 封以用於聲音，傳眞或數據處理。 處理器板包含一信號處理器，其含數位裝配調變功能 轉合解調器的數位接數框架（framing)功能，耦合調變器 -9 - 本也張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X29*/公釐 A7 B7 五、發明説明（7 ) 數位接收框架功能，及耦合傳輸及接收功能的相對應數位 裝配解碼及編碼功能。 請 先 閱 背 ιδ 意 事 項· # — 填 ί裝 頁 當接收QPSK信號時，在信號上必須執行幾種型態之同 步。首先系統必須決定相位調變之載波的頻率。其次，系 統必須決定信號開始之處（由多個位元表示），即”符號同 步，，〇 訂 圖2爲調變器264的示意方塊圖，其裝配或圖1中系統的 DSP 38所#行的指令。在圖2中，接收類比信號205且由 A/D轉換器28轉換成數位信號206，再輸入Hilbert轉換器 278，在此產生一數位10位元同相信號⑴207及一數位10 位元正交信號（Q) 208。信號（I) 207及（Q) 208輸入載波追腙 迴路220，其包含一複數多工器230，耦合濾波器及符號同 步器240，一符號同步估測器250，一載波追踪元件260， 及一載波頻率估測器270。從載波迴路220的輸出信號輸入 QPSK偵測器280。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 解調器264最好由圖1之處理器38所執行的指令具體化， 其執行貯存在記憶體中（如ROM，圖中無示）的軟體程式。 處理器38最好爲德儀所製造DSP 320C51固定點處理器。但 是只要能達成上述功能的處理器皆可用於本發明載波追踪 迴路220中信號的位元寬度的選擇可對特別之應用提供充 份的動態範圍，其係由將量化雜訊最小化且防止數値溢流 而達到。 解調器264的某些元件，如振盪器3 14，符號同步器240 ，或符號同步估測器250可裝配於硬體中。專精於此技術 10 - 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS〉Α4規格（210 X 297公釐） 經濟部中央榡準局員工消費合作祍印製 A7 B7 五、發明説明（8 ) 者應曉得圖2可爲本發明的硬體或软體裝置，且本發明並 不限於硬體或软體裝配。 雖然所示的載波追踪迴路220包含振盪器3 14，符號同步 器240，及符號同步估測器250，但須知載波追踪迴路220 亦可使用其他傳統的元件取代元件3 14，240及250中任一 元件或所有元件。另外振邊_器314可用於其他需要振盘器 的系統’且不限於用在本文中所示的系統。遽波器元件 240及/或釺號同步估測器25〇亦可用於其他系統而不限於 使用於本文之系統。 在本發明中，QPSK偵測器的技術可區域性地同調偵測 調變信號的數位QPSK，其在衰減環境中可表現優異之性 能。技術的參數可最適化以適應特殊的衰減特性及統計性 質，以在特別的已知之衰減環境中使性能最適化。本發明 的區域同調QPSK偵測器產生一多位元的"軟體決定,，輸出 ，然後輸入前向錯誤校正（FEC)元件（圖中無示）。 圖4爲區域同步QPSK系統的編碼圖。圖4示位元編碼過 程。編碼器輸出一複數其相位爲45度加上9〇度的整數倍。 編碼器輸入決定兩連續編碼輸出之相位之間的差。因丄， :如’如果編碼器的輸出爲U，則現在編碼器輸出及前 編碼斋輸出的相位間的差皆爲18〇度，而與 實際値無關。同樣地，現在及前—編碼 :， 二田編碼备的輸入爲〇’⑽，則該値爲9〇度。因此 。 輸出的相位差包含需要回復之位元組 ..'' 成編碼器輸人。 ^ ^元組造 -11 (〇^)八4規格（210\297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) •裝· 旅 A7 A7 五 、發明説明（9 1 查」亍動通信系統中的載波追踪迴路 請 先 閱 讀 背 面-之 注 意 I* 再一 填 I裝 頁 圖3爲圖2中解調器264之載波追踪迴路22〇的示意方塊圖 。迴路220包含複數乘法器230，匹配符號同步器240，第 四功率元件302 ’載波追踪元件260，及數値控制振盪器 (NCO) 3 14。載波踪元件260 〇包含頻率辨別器304，頻率 錯誤估測器306，增益元件308，耗損數位積分器31〇及一 元全積分器3 12。在一裝配中積分器3 12的起始値設定係依 據與來自凋2之載波頻率估測器270的信號輸入，此處輸入 表示來自估測器270中的起始頻率估測。 載波追踪迴路的目的係在qPSK調製信號從無線電頻率 或中頻向近基頻傳送時可使載波頻率偏移誤差達到最小。 圖14爲偏移之前進入信號之頻譜。圖15在圖14之頻譜在其 已爲複數乘法器230偏移之後的頻譜。 經濟部中央橾準局員工消費合作杜印製 載波追踪迴路220爲一閉式迴路伺服機構，經由負回饋 可保持NCO 3 14的頻率等於進入偏移基頻載波頻率的共軛 複數。迴路220爲一鎖頻迴路（FLL)。數位10位元同相信號I 207及數位1〇位元正交相信號q 208輸入複數乘法器230。 由匹配濾波器對240輸出之信號281，282含随意之相轉動 ’某些頻率偏移，及一頻率追踪誤差。 載波追踪迴路220含設計參數α及/5，其設計要求爲使 挺向頻率微擾足夠地小，而使隨後QPSK偵測器280的偵測 之逆效應達到最小。參數α及卢的選擇在於產生含最小" 振铃’'（ringing)及最低迴路雜訊頻寬的最小頻率追腙反應時 間。随後的相偏移（靜態或慢慢改變）爲隨後的QPSK偵測器 -12 本紙張尺度it财國國家縣（CNS ) Α4·_ ( 2丨0;<297公楚 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 B7 五、發明説明（10 ) 所移動》 輸入載波追踪迴路220的複數乘法器230的偏移基頻信號 207及208可用下式表示： (1) sinPuc = Am-QPSK(w) -ej +n〇iseinpuc (m) 一 16位元正弦信號320及一 16位元餘弦信號322 (來自 NCO 3 14_入複數乘法器23.0，此乘法器230包含四乘法器 324，一加法器326，及一減法器328。複數乘法器230輸出 一數位16位元同相信號I 330及數位16位元正交信號Q 332 。混波後（即乘上乘法器230之信號），爲I，Q信號330及332 所表示的複數輸入匹配濾波器對及符號同步器240。 在匹配濾波器對及符號同步器240中，頻率校正基頻信 號在最適符號計時處濾波。匹配濾波器240的輸出爲QPSK 偵測器280所需要者，且輸入偵測器280。在載波追踪迴路 220内放入匹配濾波器240，在帶信號外的信號被濾出。允 許迴路追腙減低之干援。匹配濾波器240輸出的符號樣本 含任意之相位偏移及小的殘餘頻率微擾（頻率追踪誤差）， 其不爲追腙迴路所校正，此錯誤源自於，如振盪器3 14的 加速或漂移。 NCO 314產生一複數指數（sine及cosine信號320及322)， 其儘可能靠近進入信號207及208之共概複數。 (2) -13- 本紙?fc尺/1適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝· 、\'β 線 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A 7 B7五、發明説明（11 ) 在閉式迴路操作中，式2的頻率微擾項爲一零均値隨機 程序。然後輸入匹配濾波器元件240之値爲： (3) Sinpuc(w) -SNC0(m) = Am-QPSK{m) -ej+noise(ni) 係數m之輸入樣本率，由於等於表示每一符號之複數輸 入樣本數的較佳因數，而使其大於係數爲η的符號率。在 一較佳實蜱例中，每一符號取8個樣本。符號同步器240的 符號同步輸出樣本Smf (η)最好以下式表之： (4) S^in) = an.ej(2^fnra^) +noiseMF{n) d=0，1，2，3，此視表示第η個QPSK符號的資訊位元對而 定。Ts爲符號同期，0 n爲任意相偏移。數位8位元同相信 號I及數位8位元正交相信號Q 280從匹配濾波器對240送至 QPSK偵測器280。符號同步器240的輸出率爲進入樣本符 號之比率的1/8。 信號I，Q 281及282，亦輸入第四功率元牛302，其將構 象爲7Γ/2間隔的信號之調變移除。因爲第四功率將指數乘 上四，則4 - π /2爲2 π，其爲相位的模數。因此第四功率元 件302消除信號281及282中的調變： (5) [•S^pC-n) ]4 = a4-eJ(8,lAinr»+4^n) +noise4(n) -14- 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝· 、ατ 線 經濟部中央標準局員工消費合作社印炎 A7 ______ B7_______ 五、發明説明（12 ) 然後第四功率信號輸入載波追踪元件260的頻率識別器 3〇4，其計算連續樣本之間的相差。頻率識別器3〇4輸入現 行樣本及兩個單周期延遲元件340，其產生前一樣本頻率 識別器304使用四個乘法器302，加法器344及減法器346對 現行符號及前一符號執行複數乘法操作。頻率識別器3 〇4 的輸出可大略表示成（約略假設連續樣本之量及相偏移相 等）： / (6) = [5^(/2) ]4·( [5^(^-1) ]*)· -a^e^^noiseSdi) 頻率辨別率304將X信號350及Y信號352送往載波追踪元 件260的頻率錯誤估測器306。 頻率錯誤估測器306決定瞬時頻率錯誤θ。估測器306含 兩絕對値元件354及356，減法器358，而加法器360, 362 ’一標號決定器364，一乘法器366，及一正規器367。在 本發明的_其他装配中，載波追踪迴路的鎖頻迴路從前—表 示法的虛部元素（I)驅動錯誤信號β，或者使用y/abs (χ)正 規化（normalize)載波逭踪元件260的輸出範圍。然而此二技 術限制相似辨別器的頻率範圍，係因當頻率錯誤量超過符 號率的1/16時，開始消除錯誤信號。在巧一裝配中，經由 計算超過2ττ徑度之反切値而擴充頻率範圍（且證明響應時 間）。本實施例將鎖頻迴路的頻率範圍延伸至符號率的+_ 1/8。但是2π反切爲以複數計算’且當信號衰減時向雜訊 產生響應。上列多種裝配方法的選用視操作環境而定。 -15- 本紙浪尺度適用中國國家標準（CNS ) A4说格 1 210X 297公' --- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝.
•1T 經濟部中央標準局員工消費合作杜印製 、發明説明（13 ，及—I頻率錯^估測器306接收X信號305，Y信號352 方程气决二Ν〇„Γ黯號355。頻率錯誤估測器依據下列 万私式決疋瞬時頻率錯誤。 (7) θπ = Ζπ+^|^η1~^η) sgn[yn) \Xn\ + \yn\+NORM 由=沒有雜訊，錯誤信號、386爲在+_π徑度範圍内的 單向/增加函數。由於沒有雜訊，頻率錯誤估側器3⑽ /出~η368實際上爲含相雜訊程序之機率密度函數的相 同函數所表不。而且當有雜訊時，當信號乂及丫 3 及M2 之大小低於固定NORM 355 時，則在抑錯誤信號。n〇rm 355最好高於雜訊位階（n〇ise fl〇〇r) 3dB (雜訊位階即設有信 號時（|χ|+|γ|)之均値）。 使用NORM信號355允許載波追踪迴路260經由信號衰減 至飛輪"（flywheel)狀態。此種表示法允許輸入信號在極高 的動態範圍下操作，而不改變錯誤追踪迴路22〇的特性。 NORM信號，當信號衰減發生時，其可壓抑載波追腙元件 260的輸出信號，其中迴路增益隨著信號量增加。norm 之値約略設定爲x+jy之量’其對應於信號接近衰減狀態處 之點，且迴路響應被壓抑。 最好NORM信號355用下敘方法決定。如果超出預定匹配 遽波器之每一符说的雜訊知圍爲q2/8 (即每個符號8個樣本 ，q爲進入載波追踪迴路220的均方根熱雜訊），則x+jy信號 之信號元件（不管雜訊）的大小約爲： -16 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2丨0 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝· 訂 U. - - n n _ 經濟部中央標隼局員工消費合作社印製 Λ7 ___B7 五、發明説明（14 ) ~~-— (8) 心半|4 16 卜。j NORM信號355的設定爲使其等於在Eb/N〇之大略位準之 値，此時開始決定衰減。 然後由迴路濾波器處理錯誤信號h，該濾波器例如可由 固定增益β元件308，增益爲372的耗損數位積分器31〇 ’及一完/全積分器312形成。α ’卢之値的選擇在於使響 應時間，追踪準確度之間可建最好的妥協，且保封閉迴路 的穩定性。完全積分器312的輸出控制NCO 314的頻率， 如下文所述。 在一裝配中，使用一分離頻率取得演算法的估計完全積 分器312的起始載波偏移錯誤。因爲此頻率錯誤可因車子 之加速度而隨時間改變’頻率偏移錯誤必須追踪且補償。 II.數値控制振滠器 圖5爲圖3之載波追踩迴路的反複數値控制振盪器（NC〇) 314的示意方塊圖。NCO 3 14使用反復方法產生複數指數 (sine及cosine)輸出32〇及322。上述實施例爲本發明非常有 效之裝配且達到南純度和成複數指數。特別是相位雜訊只 導因於裝配電腦指令的處理器38的精準度。圖6中顯示當 中增加時，餘弦信號322 (及正弦信號320)的頻率亦増加。 對於一給定中來自NC0314的頻譜輸出的樣本圖見圖7。 此圖示在靠近預測最壞頻率狀況下爲Nc〇 314所產生複數 指數的1024點FFT。該頻率的選擇在於使經由包含1〇24點 -17- 本泜張歧適财SH家料（CNS )六4規格（210;297公釐）" -- I — — — — — 丨裝—— I 訂I ^ 線 -* (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央橾準局員工消費合作杜印製 2d:/diB A7 ________B7 五、發明説明（15 ) 之全部循環段的均勻化而消除旁波瓣（side lobe)。積分 1024個FFT頻率點，總雜訊約距信號_12〇 dB (該信號爲60 dB或與預測範圍好）。 如圖5所示，NCO 3 14含複數相位約略器502，複數乘法 器504 ’及一反複正規化器3〇6。複數相位約略器5〇2從圖3 的積分器312輸入相位增加中，且輸出複數相位增加518及 519。複數相位約略器502亦含—平方元件51〇，一乘法器512 ，及一減/去器514，及一延遲元件516。 複數相位約略器502轉換純量相似増加信號爲複數相位 增量5 18 ’ 5 19。純量相位增量39〇受限於混淆（alias)頻率， 保守估計其低於受限於每樣本約π /4徑度者《在轉換期間 ’處理器38對於虛部（sine)加以約略化，然後決定大略的 實部（cosine)，以使頻譜純量達最適化。下文說明虛部信 號519及實部信號518的決定方法。 對於較小的0 (如0<1)，sin( 0)，因此在圖5中， 複數相位約略器502產生並正規化虛部信號5丨9，相位增量 390通過延遲元件516 (以補約約略器5〇2之殘値所使用的時 間。對於精於此技術者須知在載波追踪迴路220中可發生 其他的延遲’特別是在NC0 314中。產生一純sine波形的 主要關鍵在於治非正規化増量向量開始，且儘量接近1。 實郅5 1 8約爲一 cosine函數。目的在於得到頻譜之純度而非 頻率之正確値。頻率可用下列説明之其他方法校正。因此 可知實部518可使增向量接近於i。不用計算餘弦之約略値 ’處理器38將一序列展成約接近於單元大小之解，導致實 -18-
(請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) •裝. 訂 線 A7 B7 五、 發明説明（16 ) 部信號518之表示法 (9) 52+φ2 = 1;= ι-4ί-Φ!--Ψ1 鲤濟部中夬榡率局員工消費合作社印製 2 8 16 a爲增量向量之實部518，該此序列去位（truncate)時，存在 ~~正偏恩。可經由調整去位序列的最後係數減低偏歷造成 的誤差。如果捨去所有位數而留下兩項時，可對相位增量 的實部51户得到良好的近似値： a = 1-0.62 02 因此相位增量近似値518，519定義爲：(10) phasor inc s a(n) +j-b(n) s 1-0.62·^ +j-^n j爲-1的平方根』約似單位增的增量向量爲相位増量39〇的 函數。 複數乘法器504輸入實部信號518及虛部信號519且輸出 實邵及虛部信號5 3 1及5 3 2。複數乘法器5 04輸入從反復規 器506輸出的反復回饋信號55〇及552。複數乘法器5〇4含四 個乘法器520 ’ 522 ’ 524及526，一減法器528，及一加法 器53〇。複數乘法器504將相位增量518及519相乘，且決定 前一複數指數輸出。KNC0314的基本反復輸出。(11) c(n)+j d(n) = [a(n-l)+j -b(n-l)] *phasor_inc 此處c(n)及d(n)爲正規化輸出相位樣本。 反復正規化器506輸出信號531及532且輸出正弦及餘弦 -19- 本紙張尺度適财81 鮮 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) •裝. 訂 線 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 __B7 五、發明説明（17 ) 信號320及322，反復正規化器亦輸出反復回饋信號550及 552至複數乘法器504。反復正規化器包含兩平方元件540 及544，減法器542，移位器（除2) 543，兩乘法器546及548 ，’及一固定信號"3” 534。正規化器506將信號531，532 正規化至接近1。正規化係將增量相位除一其大小，此需 要一除法運算，均方運算，而相乘運算，一加法運算。此 計算可應用一近似取代，當一相的俊趨近1時，此方法準 確性頗高/。正規化定義爲一序列展開之後的前兩項約爲： (12) ^ι^ΰ2 除2之運算最好由移，位器543執行 所以NCO 314的輸出可表爲： (13) a{n) = fHη、叫π、l · 21 , 其中 c(n)+j.d(/2) = . [ι-〇.62·φ2+：?··φ]. /員注意正規化係在振器314的反復迴路中執行，且前 一指數輸出樣本爲下一輸出之因數，其亦已正規化。振盡 器3 14中的密閉迴路保證該量可向一收飲。 下面分析NCO 3 14之操作。在最惡劣量錯誤之限制之用 下法分析，先觀察最惡劣情況下増量相與單位值之差距。 設作爲函數0 390之增量相量之微分爲〇，然後解0，此將 產生最大増量相位量誤差。 -20- 本紙張尺度遍用中國國家標準（CNS )从規，格（21〇>< 297公玉1 ~---- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 裝- 訂 線 五、發明説明（18 Α7 Β7 then φ-0.812 (14) d\a(n) +j'b(n)\ θφ 必爲最惡劣情況値，對應於0.951833 (必須趨近i)。正規 化後成爲0.9965575。如果此尖端誤差均勻分佈在約額定1 處’則總均方根誤差（MSE)至少與信號功率差_6〇 dB。如 圖7所示，實際上的性能比此更好。另外，最好此MSE功 率之一部/ί立含在降低MSE效應所需要的頻率中。 如上所討論者，當設定實部及虛部518及519時，設定增 量相爲比所產生的頻率錯誤爲重要。因此存在一決定性的 頻率誤差。雖然並非全部NCO需要決對準確的頻率，本發 明的另一裝備包含校正頻率的最適部份。如果所需的相需 加爲每樣本β徑度，則使用下列近似方程式： (15) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本瓦) •裝· 訂 tan(0) Θ 1-0.62 · Φ2
Chen Φ ;1 -η ^4-0.62^^7^- 2-(0.62-tan (θ71 在另一裝配中’ 0値的改變率並非接近取樣率，使其當需 要時實際只補充0。決定頻率校正的一有效近似爲（稱爲" 預先彎曲"（prewarping): (16) Φη Ξ θη.[1-0·286·θ】·[1-0.9·^·[1-0.579·^]]] 在另一裝配中，如果需要的話，在NC〇 314中，可將兩串 列近似値的展開式取超過兩項而得到任意高的準確度及/ 或任意低的量雜訊。如果允許額外處理時間的話，則二額 -21 - 各紙張尺度連用宁國國家標準（CNS ) A4規格（2!0κ 297公羞） 線 經 濟 部 t 矣 標 準 局 員 工 消 f 合 η 社 印 製 經濟部中夬標準局員工消費合作社印製 A7 --------B7 五、發明説明（19 ) 外的虛部可改進準確度。 此技術可直接適應+-45。（·κ 〇 125正規化頻率）的相增加 範圍在另一實施例中，上至ί昆淆（alias)的整個頻率範圍 可應用四相中的相轉動（+- 而合成。 ΠΙ.匹配濾波器對及符號合成器 — 圖8爲匹配濾波器對及符號合成器24〇及圖3的符號合成 估測器250的示意方塊圖，其將數位調變類比信號轉換成 數位數據/序列，波形一般包含濾波器脈波（即雜訊中最適 性能的Nyquist脈衝），其極性代表數據串。元件24〇 , 25〇 找出取樣進入數據:序列的最適符號計時。輸入信號33〇及 332可表爲： (17) «· r(k/fs)=^ (k/ fs-nT) -e^k,£^ *n(k/f) JJ»〇 5 其中d=0，1，2或3，視調變第n個符號的數據對而定，以 樣本時間k/fs取代時間t ’ p⑴爲匹配濾波器的脈衝響應（下 文中詳述），0(c)爲隨機相處理（即Rician衰減）其含任意之 约値，fs爲樣本率，且n(t)爲含單侧功率頻譜密度的複數 AWGN程序。 符號同步器240含一對匹配濾波器802及804，可接收與 輸入信號330及332相關的匹配濾波器802及804之脈衝響應 計時的提前或延遲。圖17，18爲匹配濾波器802，804的輸 入》每一進入符號例如以8序列樣有表之。濾波器802， 804對每一樣本皆含8組内插係數。因此内插控制信號的範 -22- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2W X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝· -» A7 B7 五、 發明説明（2〇 ) 團爲〇至7之値，此處範圍爲模組樣本周期。在所述 Μ中，選擇一位元元素870，例如以積分器86〇輸出信號中 的第14至12位元爲輸入濾波器802及804的3位元内插作_號 。當内插控制設定與進入符號計時一致的匹配濾波器計時 時建立符號同步。匹配濾波器計時例如可使用，如每—、慮 波器中8組濾波器係數加以調整，將於下文中説明。淚波 器802 ’ 804之加權的偏移亦將於下文中討論。 圖9爲珲配濾波器8〇2，804之細部圖。濾波器802，8q< 的輸出信號803爲： (18) K/2 £early ( Π ) ( (λ+ΛΤΠ + S ) / fs) κ/ζ punct(^) 5^Σ2 (k^mn) / fs) flate、 K/2 (k^mn-δ) / fs) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 其中m爲每符號周期（如8)的複數樣本數，Wkl+i爲濾波器 加權（I爲輸入樣本間的内插濾波器係數之數目，i爲特別之 内插組’如由内插控制信號872所指示者），fs爲樣本率， 且β爲提前或延遲時間差（在所述實施例中設定爲—輸入 樣本時間）。濾波器802，8〇4—般延展成幾個或更多的符 別周期’以使isi最小化（ISI:符號間干涉）而近以r〇〇t_ Nyquist特性。 與符號率有關的匹配濾波器之有效樣本率決定符號周期 (即每符號樣本點）的計時控制之解析度。每符號中較多的 -23-
水紙張尺度適财關家標規格（210x 297^T 經濟部中央標準局員工消费合作杜印製 Α7 Β7 五、發明説明（21 ) 樣本點，使計時解析度更好。此匹配濾波器的主要特性可 在整個内插中提供極細的解析度，而不增加樣本率。這種 内插方法在實際的樣本點之間置入虛擬（virtual^^本點。 對於由式18所形成的濾波器，指標n設定輸入樣本指標， 而指標設定内插指標。例如，如果每符號有8個樣本（丁 = 8) ’每符號64虛擬樣本的解析度可使用8組匹配濾波器係數 (卜8)達成，每一組含1/64符號周期。準時信號爲一資訊承 載信號且踔過同步器。早及延遲信號用於調整濾波器的計 時。早及延遲濾波器輸出經由適當的非線性元件加以整流 ’使得在符號同步濾波器250中的元素806平方。 對每一 I及Q信號路徑有三個輸出（早，準時及延遲）。因 此’如圖19所示，實際上有六個匹配濾波器。圖17爲進入 符號之前導計時之匹配濾波器的計時之例，及依據内插控 制信號872改變至每一濾波器902中8组濾波器係數中不同 組的效應。圖18示進入符號中匹配濾波器延遲計時之計時 的樣本例，及依據内插控制信號872改變至每—濾波器 中8組濾波器係數中不同組的效應。 - 如圖8所示，處理38將加法器81〇中的早輸出加婢， w 向力σ 法器812中的延遲輸出加總。元件82〇經由將和 - — 、Α是而執 行正規化。元件820的輸出爲一錯誤信號82丨，其— ，上 、扣不匹西Ϊ7 /慮波器的付说較進入符號之計時早或晚。 如圖9所示，濾波器8〇2提供輸入〖的早， 卞吋久延遲私
出。濾波器804提供輸入q的早，準時及延遲輸出。—則 元内插控制信號872 (在圖9中亦以，，1，，稱之）選擇各 L -24- 本紙汝尺度適用_+國國家標準（ΟΝίΐΈϋ ( 2l0x 297公慶) --- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝 訂 A7 ___ —_B7^_ 五、發明説明（22 ) 器902中8組濾波器係數中的一組。濾波器係數的微分在下 文中説明。延遲元件904，906，9〇4，及9〇6，將進入信號Mo ，332延遲一樣本周期。圖19示匹配濾波器計時。各個早 ’準時及延遲濾波器均使用40個濾波器係數（對該濾波器 中8組可能濾波器係數中之一組）。如果準時濾波器中符號 I中心（實垂直線），則早及延遲濾波器輸出相等，如果不 在中心，（點垂直線），則早及延遲輸出不相等。 因爲s吳卢符號821爲輸入信號位準平方的函數，迴路增 盈對輸入位準非常敏感。第一階増益參數α第二階増益參 數/3設定取得時間迴路増益的追踪頻寬。另外，另一積分 器860已證明增加取得時間且追踪（雜訊）頻寬將是非常有 效地。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 參數α 0建互取得時間及迴路頻寬，其僅對一進入固 定輸入信號位準有效。這些參數的效應隨著輸入位準而做 劇烈地改變。可經由下文中的正規化而任意擴充輸入信號 的動態範圍。正規化可將元素816，818的和除差得到。當 取得時間及追踩頻寬維持相同時，此正規化可無限制地擴 充動悲範圍。此係假設SNR (信號雜訊比）夠高，且有限精 準的數學沒有效應）。 在一較佳之實施例中，信號暫時低至一不可接受的SNR (即由於Rician衰減或Rayleigh衰減），因此必須將迴路反饋 壓抑至可允許的符號計時以通過衰減而產生"飛輪 "(flywheel)效應。此衰減過程技術係將一常數項Eb/N〇加到 正規化分母而達成。在和元件814中加入常數項。此常數 -25- 本纸張尺度通用中國國家標準（CNS ) A4規格（2i〇x297公麓） 經濟部中央標隼局員工消費合作社印製 A7 _______B7 五、發明説明（23 ) 項的値等於當信號位準在所需的崩潰點（break point)時合 對値之合。元件820中正規化輸出產生： (19) X{n) early | ~\^ lace^n^ |_
Aariy (η) |2 +|fiace (rz) |2 + if (£^/% Jixni t) 其中Eb/No約超過預定雜訊位準3犯。 積分器860的輸出爲： 1 (20) π k y(n) =α·^ p^(i) k*Q i=〇 其中增益常數爲σ ’且積分常數之一爲々。在某些裝配中 ’ α ’/?爲可爲使用者所設定的系統參數。積分器86〇的 第二積分常數設爲i。因爲進入符號之典型動態使用範圍 較高’且因爲内插範圍爲一符號周期，如64的虛擬内差樣 本的數目’其甚低於動態範圍，因此使用大量位元以處理 進入信號的動態範圍，並且使用數目較少的位元處理内插 控制相當有利。在高信號狀態下整個閉式迴路之離散時間 遷移函數可表爲： (21) H(z) =_c.g.z2_ iz-1) *(ζ-β) +c*a*z2 其中C爲對靠近最適符號計時在整個精準線性區域正规化 後’源自計時誤差信號的函數。 表717圖3中符號同步器240之性能的圖示於圖10-13。圖10 -26- 本紙張尺度· t 國(21QX 297^]--- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝. 訂 線 五、發明説明（24 ) A7 B7 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 爲正規化器820的輸出圖，在圖10中，因爲濾波器並沒有 完全對位於符號之中心，在點1002之前產生小偏壓。圖11 爲積分器830的輸出圖。在圖llf，可在適當的點11〇2中 達成符號同步。圖12爲積分器840的輸出圖。圖13爲内插 控制信號872之圖。在圖13中，内插控制信號872在兩輸出 値之間的整個範圍13〇4中上下顫動，以使濾波器與輸入信 號保持同步。圖10-13爲近最惡劣例子，此時額定的SNR爲 6 dB (Eb/p〇)，且包持 Rician衰減（K=l〇 dB，200 Hz BW)及 其他波道表減。該圖顯示甚至在某些嚴厲的狀態下，符號 追踪所致之符號追踪誤差小於1% rms。 雖然前面的説明集中於符號追腙’但是依據本發明的符 號同步亦可使用於符號計時之取得。可顯示追踪迴路可從 任何起始符號計時偏移得到无確之計時。追踪常數α，万 可調整以在追踪雜訊及取得時間之間有最好的妥協。本發 明的另一裝配動態地改變這些參數，此示符號同步器爲同 步或取得模式而定。在某些包封數據通信系統中，必須在 包封開始時提供顯示的時脈序列。基本上時脈序列含1及 〇 ’以有助於符號取得。此特別之序列含主要線元素之頻 譜，該線元素位在間隔半符號率（=_丨/ 2 τ )的實際載波頻 率之任一側。因此在此時脈序列期間的信號可表爲： (22) S(n) +ej(2« 符號時脈可由每一符號與其共軛複數之乘積而產生，— 27- 本紙悵尺度通用中國囷家標準（CNS ) Α4規格（2i〇x297公釐 ί請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 裝 訂 線 五、發明説明（25 ) A7 B7 含此時脈之相位（phase)的"相可經由下式產生校對樣本（對 時間中的單一點）而取出： (23) ej4»=^ e'^^^isin-k) -sm(n^k)] k^i s(n) -sm{n) =A2{2+ej2KfanT*'t,-i-ej2ltfsnT"^] =2AZ，tl+cos (2nfgnT+<^] 此結果的片目位可由下列決定： (24) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝.
^sARCTAN 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 31 (eJ*) 此相位（2 7Γ徑度=1符號）加到符號時間模組中，一符別相對 於輸入樣本組的計時。經由啓動符號取得估計的第二積分 器的累積器可設定匹配濾波器240的起始内插計時控制， 而有效地接收瞬時符號同步。 IV.匹配濾波器之取得 、 下文討論匹配滤波器之取得，該濾波器含根餘弦Nyquist 特性，其有滚動參數（b=0%至100%)。 含-級發射機及接收機匹配濾波器的波道及沒有其他危 害其餘弦頻譜上升’且滾動參數（r〇u_〇ff parameter)爲 b=60%。匹配濾波器含波道特性均方根頻譜。此6〇%根 (root)餘弦遽波器最易以下式表之： -28- 本紙張尺度適用中國國家椟準（CNS ) A4规格（210x297公釐） 訂 線 (25)五、發明説明（26 ) A7 B7 Γ = 6 H{£) H( f) H(f) 6 = 0 .6 j = COS 17 2·π.Γ\ [(4-iP ) 卞+ l-b\] ~2·τ) 一 l+i? 2·Τ <f<- l-b 2'T 1 _ 1-b <f< l-b 2.Γ 2'T cos Γ/ 2·π·Γ\ [\ 4-i?) 卞- 2·τ) 1-b 2·Γ l+ii 2.Γ 爲t之連續函數的脈衝響應可由計算匹配濾波器傳輸函數 之傅立葉反轉換得到。則脈衝響應爲： h(t) l6-jb2,t*sin 4 士 fcos π-d+jb) sin (26) π·(ΐ4)· (請先閲讀背¾之注意事•項；填寫本頁) •裝. 經濟部中夬榡準局員工消費合作衽印製 時 2-16 士 2-t2) π·(Γ2-ΐ6^^) 其中t (以樣本期間爲單元）含下列値： t = -19 1/2…+ 19 1/2對準時信號言之 t = -18 1/2…+ 20 1/2對延遲信號言之 t = -20 1/2…+ 18 1/2對早信號言之 因此，如圖19所示，早及延遲信號使準時信號相對地早及 延遲一樣本。 對於專精於此一項技術者由本發明之彳寺定及實際的考量 中可更進一步地了解。上列範例僅爲説明用，本發明眞正 的觀點示於下列申請專利範圍中。 -2S- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4规格（2丨〇:<297公釐） 線
Claims (1)
- A8 B8 C8 D8 經濟部中夬祿準局員工消費合作.社印製 申請專利範圍 ι· 一種通訊裝置中的符號同步器.，包含： 多個濾波器，接收一序列依據符號計時之同相（丨叩匕邮） 及正交（quadrature)進入信號對，每一對匹配濾波器輸出 一早信號’一準時信號及一延遲信號，早信號及延^信 號指示接收信號的符號計時及匹配濾波器計時之間的同 步誤差’而準時信號爲資訊承載信號指示接收之同相及 正交相信號的内容； 一連产多個匹配濾波器的符號同步估測器，從每—對 匹配濾波器接收早信號及延遲信號且對該對匹配減波器 輸出内插信號；及 . 依據内插信號視内插信號的符號計時調整匹配淚波器 相對延遲的機構。 2_根據申請專利範園第1項之符號同步器，其中調整機構 包含在匹配濾波器中多組濾波器係數間切換的機構。 3·根據申請專利範圍第1項之符號同步器，其中符號同步 估測器包含： 整流機構，對早及延遲信號整流，且輸出多個已整流 之信號；及 連接整流機構的機構，可決定整流信號之和信號及整 流信號之差信號。 4. 根據申請專利範圍第3項之符號同步器，更包含—正規 化器（normalizer)，經由將差信號除以和信號，而正規化 差信號及和信號。 5. 根據申請專利範圍第2項之符號同步器，更包含： 30 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > A4規格（210X297公嫠 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 裝 訂 線 A8 B8 C8 D8 經濟部中央標準局員工消费合作社印製 ~、申請專利範圍 —第一積分器；及 —第二積分器。 6·根據申請專利範圍第i項之符號同步器，其中符號同步 估測器包含壓抑機構，當接收信號低於預定信號雜訊比 時’可使符號同步器致能，而經由信號衰減而產生"飛 輪"（flywheel)現象。 7. 根據申請專利範圍第6項之符號同步器，其中壓抑機構 爲正規/化器中的固定常數，以基於接收的同相及正交相 信號而將和及差信號正規化。 8. 根據申請專利範圍第χ項之符號同步器，其中符號同步 器爲根餘弦 Nyquist;慮波器（root cosine Nyquist filter) 0 9. 根據申請專利範圍第3項之符號同步器，其中整流機構 包含一平方元件。 10. 根據申請專利範圍第2項之符號同步器，其中每一匹配 濾波器含8組係數，每一組係數間的差爲—樣本的。 11_根據申請專利範圍第i項之符號同步器，其中匹配減波 器中的早，準時及延遲係數差一樣本周期。 一' 12. —種接收符號同步的方法，其在一符號 现et時中接收同相 及正交相信號對，該方法爲一處理器所勃 π執仃，包含下列 步驟： 使用多個匹配濾波器對接收信號濾波， 〜 以產生早，準 時及延遲信號，指示接收信號的符號朴陆穴 现寸時及匹配濾波器 的計時間之同步誤差； 依據早信號及延遲信號決定延遲信辨，„ 现，且輸出内插信 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝 -3· '線 -31 - » * Μ氏張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4M( 210X297公釐） A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 號； 依據内插信號視接收信號而調整匹配濾波器的相對延 遲；及 輸出作爲資訊承載信號的準時信號，指出接收的同相 及正交相信號。 m ^^^1 ^^^1 ί 1 1 mu nn J mu nx fn ml ^mr ml - J. rn m - - am n^i— »3^4 ξ 杂 i ( - -^ ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消费合作社印策 -32- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐）
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Also Published As
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|---|---|
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| WO1996012361A1 (en) | 1996-04-25 |
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