JPH09214406A - 非線形信号相関器およびその方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成かつ少ない電流消費の非線形複素
信号相関器を実現する。 【解決手段】 非線形複素信号相関器１２９は複素受信
信号１２３を複素基準信号１２８と相関して正のバイア
スされない複素相関信号４７６を生成する。受信信号１
２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分が複数
の時点で加算されて複素相関信号のサンプルを生成す
る。複素相関信号のサンプルは合計されて４３０、複素
相関信号１３１を生成する。複素相関信号１３１のバイ
アス５０５が決定される。バイアス５０５は複素相関信
号のサンプルの各々から除去されて複素相関信号のバイ
アスされないサンプルを生成する。複素相関信号のバイ
アスされないサンプルの各々の絶対値が決定されて複素
相関信号の正のバイアスされないサンプルを生成する。
複素相関信号の正のバイアスされないサンプルは合計さ
れて４６１、正のバイアスされない複素相関信号４７６
を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は通信ユニットのため
の信号相関器（ｓｉｎａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒｓ）
に関し、かつより特定的には時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ）セルラ電話のための非線形信号相関器およびその方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】セルラ電話通信システムおよび陸上移動
通信システムのような、通信システムの基本的な動作お
よび構造は技術的に良く知られている。例えば、ＴＤＭ
Ａセルラ電話システムはアメリカ合衆国、ワシントン、
ディーシー ２０００６、ノースウェスト、ペンシルヴ
ェニア・アベシュー ２００１の、ＥＩＡ工学出版局
（ＥＩＡ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｐｕｂｌｉｃａｔ
ｉｏｎｓ Ｏｆｆｉｃｅ）によって出版されかつそこか
ら入手可能な、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定標準ＩＳ−５４（以
後、「ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４」と称する）
に明記されている。該ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５
４は参照のためここに導入される。

【０００３】一般に、通信システムは典型的には複数の
通信ユニット、ある地理的領域にわたり配置された所定
の数のベースステーション（あるいは、中継器またはリ
ピータ）、およびコントローラを備えている。前記通信
ユニットは車両に搭載しあるいは携帯用ユニットとする
ことができる。前記通信ユニットおよびベースステーシ
ョンは各々送信機、受信機または送受信機を形成する送
信機および受信機の双方を備えている。前記通信ユニッ
トは通信チャネルによってベースステーションと通信
し、該通信チャネルにより、無線周波（ＲＦ）信号のよ
うな、変調された信号が送信されおよび／または受信さ
れる。前記コントローラは典型的には中央集中された呼
処理ユニットまたは前記通信システムにおける通信ユニ
ットのための通信経路を確立するために一緒に機能する
分散されたコントローラのネットワークを備えている。

【０００４】より詳細には、前記受信機は、とりわけ、
復調器、サンプラ、メモリユニット、相関器および検出
器を含む。前記通信ユニットの受信機は前記通信チャネ
ル上の変調された信号を受信してベースステーションの
送信機による変調された信号の送信に続く受信信号を生
成する。前記復調器は前記変調された信号を復調して復
調された信号を生成する。前記サンプラは複数の時点で
前記復調された信号をサンプルしてサンプルされた信号
を生成する。前記メモリユニットは基準信号を格納す
る。前記変調された信号および前記基準信号の双方は実
数成分および虚数成分によって表される複素信号であ
る。前記相関器は、複数の時点で、前記サンプルされた
信号を前記基準信号と相関して複素相関信号を生成す
る。該複素相関信号は、例えば、同期、信号復元および
チャネルサウンディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｏｕｎｄ
ｉｎｇ）のための最適のサンプリングポイントを決定す
るために使用される。

【０００５】図９は、受信信号９０１を基準信号９０２
と相関して複素相関信号９０３を生成する、伝統的なリ
ニア複素信号相関器９００のブロック図を示す。該伝統
的なリニア複素信号相関器９００の省略されたものが簡
略化のために示されている。この伝統的なリニア複素信
号相関器９００は概略的に１４の遅延要素９０４〜９１
８（９０４〜６および９１８が示されている。）、１４
のタップ９１９〜９３３（９１９〜９２１および９３３
が示されている）、および１つの複素合計器９３４を含
んでいる。タップ（ｋ＝０）は４つの乗算器９３５〜９
３８、２つの加算器９３９および９４０、そして複素信
号発生器９４１を有している。タップ（ｋ＝１〜１４）
も、また、タップ（ｋ＝０）と同様に、４つの乗算器、
２つの加算器および複素信号発生器を有している。

【０００６】前記伝統的なリニア複素信号相関器９００
は図９に示されるように複素有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタとして構成される。タップの数はサンプル
される信号９０１の同期ワードのサンプルの数に等し
い。振幅成分および位相成分の双方を使用して受信信号
を基準信号と相関する複素相関器はリニア相関器として
知られている。前記伝統的なリニア複素信号相関器９０
０はタップごとに４つの乗算操作９３５〜９３８および
２つの加算操作９４０および９４１を行う。以下の数式
１、数式２および数式３は伝統的なリニア複素信号相関
器９００の動作を規定している。数式１および数式２に
おいて、Ｃｎは複素相関信号であり、Ｓｎは基準信号で
あり、Ｒｘ（Ｎ）はサンプルされた信号であり、“ｋ”
はインデクスであり、“＊”は複素共役を示す。

【数１】Ｃ_ｎ＝Ｓ（ｎ）^＊Ｒｘ（ｎ）

【数２】 この場合、 Ｓ（ｎ）＝ｓ_ｒ（ｎ）＋ｊｓ_ｉ（ｎ） Ｒｘ（ｎ）＝ｒｘ_ｒ（ｎ）＋ｊｒｘ_ｉ（ｎ） である。

【０００７】数式２の実数成分および虚数成分を拡張す
ると次の結果を得る。

【数３】

【０００８】サンプルされた信号および基準信号の双方
は実数成分および虚数成分を有する複素信号である。複
素信号の実数成分は同相（Ｉ）成分の大きさで表され
る。複素信号の虚数成分は直角位相（Ｑ）成分の大きさ
で表される。ＩおよびＱ成分は一緒になって複素信号の
振幅および位相を表す。従って、前記ＩおよびＱ成分を
信号の実数部を表すＩ成分の大きさおよび信号の虚数部
としてのＱ成分の大きさを備えた複素数として取り扱う
ことにより複素相関が行われる。ＴＤＭＡセルラ電話シ
ステムにおいては、π／４差分直交位相シフトキーイン
グ（ＤＱＰＳＫ）シグナリングは同相（Ｉ）および直角
位相（Ｑ）成分として変調されたシンボル情報を有す
る。

【０００９】前記数式３で示されるように、各々のイン
デクス“ｋ”に対する複素相関信号は４つの乗算操作お
よび２つの加算操作を有する。これらは図９に示される
ように各々のタップ９１９〜９３３に対する４つの乗算
器９３５〜９３８および２つの加算器９３９および９４
０に対応する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ハードウエアで乗算器
を構成するにはコストがかかり、スペースを必要としか
つ電流消費に敏感な数多くの部品を必要とする。同様
に、乗算ステップをソフトウエアで構成するには多くの
コード命令を必要とし、これもまた電流消費に敏感であ
る。

【００１１】図９に示されかつ数式３で説明した伝統的
なリニア複素信号相関器９００は各々のタップ９１９〜
９３３に対し４つの乗算器９３５〜９３９を構成するた
めにほぼ２７，０００のモトローラ社の標準のセルのゲ
ートを必要とする。これら２７，０００のゲートに対す
る電流消費は次の数式４によって計算される。

【数４】電流消費＝４［ｕＡ／（ゲート×ＭＨｚ）］×
ゲート数×ゲート周波数

【００１２】前記伝統的なリニア複素信号相関器９００
のハードウエアによる実施は結果としてほぼ２１ミリア
ンペア（ｍＡ）の電流消費となる（即ち、４×２７，０
００ゲート×０．１９４４ＭＨｚ＝〜２１ミリアンペ
ア）

【００１３】さらに、フェーディングのチャネルはリニ
ア複素相関信号９０３を所定のしきい値より低く低下さ
せることがある。これは劣悪な捕捉時間（ａｃｑｕｉｓ
ｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）並びに同期外れを生じる結果と
なる。従って、リニア複素相関信号９０３はまたフェー
ディングのチャネルで受信された信号を修正するために
平均受信信号電力によって正規化されなければならな
い。正規化は典型的には平均器および除算器を必要とす
る。前記平均器は信号の受信信号強度指示（ＲＳＳＩ）
を平均する。正規化はソフトウエアに対して大きなオー
バヘッドとはならないが、余分のハードウエアを必要と
する。正規化機能のハードウエアによる構成はほぼ１，
５００のモトローラ社の標準のセルのゲートを使用す
る。再び前記数式４を参照すると、正規化装置のハード
ウエアによる構成はほぼ１ミリアンペアの電流消費を生
じる結果となる（即ち、４×１５００ゲート×０．１９
４４ＭＨｚ＝〜１ミリアンペア）

【００１４】以上の理由から、必要とされる動作の仕様
に適合しながら、従来技術よりも低いハードウエアの複
雑さおよび低い電流消費を備えたＴＤＭＡセルラ電話シ
ステムにおける複素信号相関器およびその方法が必要で
ある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】一般に、非線形信号相関
器１２９（図１）およびその方法５５０（図５）は受信
信号１２３を基準信号１２８と相関して相関信号４７６
（図４）を生成する。前記受信信号１２３および基準信
号１２８は各々第１の成分および第２の成分によって表
される。前記受信信号１２３の第２の成分および前記基
準信号１２８の第２の成分は複数の時点で組み合わされ
て相関信号のサンプル４６２〜４７５（図４）を生成す
る。該相関信号のサンプル４６２〜４７５は加算されて
前記相関信号４７６を生成する。

【００１６】好ましい実施形態では、前記受信信号１２
３および基準信号１２８は複素信号である。前記第１の
成分および前記第２の成分は、それぞれ、振幅成分およ
び位相成分を構成する。前記受信信号１２３の位相成分
および前記基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加
えることによって組み合わせが達成され相関信号のサン
プル４６２〜４７５を生成する。

【００１７】概念的には、非線形信号相関器１２９およ
び方法５５０およびそれらの利点は受信信号１２３にお
ける情報の多くが前記位相成分に含まれていることを認
識することから得られる。非線形信号相関器１２９は、
従来技術において行われるように、受信信号９０１を基
準信号９０２によって乗算する（図９を参照）ことによ
るのではなく、本発明において行われているように、受
信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成
分を加えることにより受信信号１２３を基準信号１２８
と相関する。非線形信号相関器１２９は受信信号１２３
の他の成分を無視しあるいは制限する一方で、受信信号
１２３の幾らかの成分を相関のために使用する相関器で
ある。

【００１８】伝統的なリニア信号相関器９００における
乗算器９３５〜９３８（図９）の代わりに非線形信号相
関器１２９において加算器４１６〜４２９（図４を参
照）を使用することは非線形信号相関器１２９のハード
ウエアの複雑さおよび電流消費を大幅に低減する。非線
形信号相関器１２９は９５．３％（（２７０００−１２
６０ゲート）／２７０００ゲート）のハードウエアの低
減、および数式４を使用したほぼ２０ミリアンペアの電
流消費の低減（４×（２７０００−１２６０ゲート）×
０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ミリアンペア）を、伝統的
なリニア信号相関器９００と比較した時、達成する。

【００１９】

【発明の実施の形態】次に図１を参照すると、図１は図
４に詳細に示される非線形信号相関器１２９を好適に利
用することができる通信ユニット１００のブロック図を
示す。この好ましい実施形態では、通信ユニット１００
はＴＤＭＡセルラ電話である。本発明を使用することが
できるＴＤＭＡセルラ電話の例はモトローラ・インコー
ポレイテッドにより製造されかつそこから入手可能なＭ
ＩＣＲＯＴＡＣ^ＴＭ携帯用無線電話である。

【００２０】ＴＤＭＡセルラ電話システム１００および
１０１は典型的には該ＴＤＭＡセルラ電話１００のよう
な、作動中の（ａｃｔｉｖｅ）加入者ステーションに無
線周波（ＲＦ）チャネルを介してデジタル的に符号化さ
れた情報１０３のバーストを通信する、１つまたはそれ
以上のベースステーション１０１を含む。各々のバース
ト１０３は複数のタイムスロット３０１〜３０６（図
３）を含む。通信の間に、加入者ステーション１００は
その通信の期間の間あるタイムスロットを割り当てられ
る。これらタイムスロットについては図３を参照してさ
らに説明する。

【００２１】好ましい実施形態では、各々のバースト１
０３はπ／４ ＤＱＰＳＫ（差分直交位相シフトキーイ
ング）機構２００（図２）を使用して変調される。π／
４ＤＱＰＳＫ信号はここでは図２および図３を参照して
説明する。

【００２２】前記ＴＤＭＡセルラ電話１００は移動、手
持ち携帯用、または可搬型電話とすることができ、これ
らの各々はモデム、ファクシミリマシン、コンピュー
タ、あるいは他の装置またはシステムに接続することが
できる。ＴＤＭＡセルラ電話１００は典型的には音声通
信のために使用されるが、データ、ビデオ、他のマルチ
メディア型信号、その他のために使用することもでき
る。一般に、ＴＤＭＡセルラ電話１００は情報を通信す
る。

【００２３】ＴＤＭＡセルラ電話１００はその送信信号
経路に、マイクロホン１０８、ボコーダ１１２、データ
フォーマット回路１１０、直交または直角位相変調器１
０２、９０ＭＨｚローカル発振器１０６、ミキサ１０４
を備えた送信機、送信機フィルタ１１８、およびアンテ
ナ１２０を含む。その受信信号経路には、ＴＤＭＡセル
ラ電話１００はアンテナ１２０、受信機フィルタ１２
２、直交または直角位相復調器１２４、サンプラ１２
６、非線形信号相関器１２９、検出器１３２、データデ
フォーマット回路１３６、ボコーダ１１２、およびスピ
ーカ１３０を含む。

【００２４】ＴＤＭＡセルラ電話１００のチャネル周波
数はマイクロコンピュータ１１４によってシンセサイザ
１１６へとロードされかつ送信機１０４および復調器１
２４に供給される。好ましい実施形態では、デュプレク
ス（ｄｕｐｌｅｘ）無線チャネルは８２４ＭＨｚから８
４９ＭＨｚまでの範囲の周波数を送信しかつ８６９ＭＨ
ｚから８９４ＭＨｚの範囲の周波数を受信する。

【００２５】ＴＤＭＡセルラ電話１００はマイクロコン
ピュータ１１４によって制御され、該マイクロコンピュ
ータ１１４はその中に格納された制御およびシグナリン
グ用コンピュータプログラムを有するメモリを含む。Ｔ
ＤＭＡセルラ電話１００においては、マイクロコンピュ
ータ１１４は、例えば、モトローラの６８ＨＣ１１型マ
イクロコンピュータのような、商業的に入手可能なマイ
クロコンピュータによって構成できる。

【００２６】図１のＴＤＭＡセルラ電話１００において
は、ミキサを備えた送信機１０４は本願出願人の、トー
マス・ジェイ・ウォルクザック（ＴｈｏｍａｓＪ．Ｗａ
ｌｃｚａｋ）他により発明されかつ１９９３年３月９日
に許可された、「ＴＤＭＡ無線周波送信機のための電力
制御回路（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉ
ｔｒｙ Ｆｏｒ Ａ ＴＤＭＡ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）」と題する、米
国特許第５，１９３，２２３号（参照のため本明細書に
導入される）に記載されているように実施できる。送信
機１０４は可変利得段、ミキサ、バンドパスフィルタ、
および方向性カプラを順方向経路に備え、かつダイオー
ド検出器、アナログ−デジタル変換器、デジタルコント
ローラ、およびデジタル−アナログ変換器をフィードバ
ック経路に備えている。

【００２７】送信機１０４はタイミング信号１４４、電
力レベル信号１４６およびシンセサイザ出力信号１４８
に応答して送信中間周波（ＩＦ）信号１４０を増幅し送
信出力信号１４２を生成する。タイミング信号１４４は
一連の送信インターバルを規定する波形を有し、該送信
インターバルは図３を参照して説明するＴＤＭＡ ＲＦ
チャネルのための３つの可能なタイムスロット３０１，
３０２および３０３の内の１つに対応する。

【００２８】ＴＤＭＡセルラシステム１００および１０
１におけるセルラ電話呼の間に、ＴＤＭＡセルラ電話１
００はあるＴＤＭＡ ＲＦチャネルおよびそのチャネル
のあるタイムスロット３０３を割り当てられ、音声信号
３０９および３１１、シグナリング情報３０８および３
１０、およびオーバヘッド情報３０７を伝達する受信信
号１２３を受信し、かつ音声信号３１５，３１７および
３２０、シグナリング情報３１８および３１９、および
オーバヘッド情報３１３，３１４および３１５を伝達す
る変調された送信出力信号１４２を送信する（図３）。
例えば、ＴＤＭＡセルラ電話１００はある特定のチャネ
ルのタイムスロット３０３を割り当てられる。送信出力
信号１４２は各々の割り当てられたタイムスロットの間
に前記電力レベル信号１４６によって選択された所望の
電力レベルで送信される。

【００２９】直角位相変調器１０２の動作は次の数式で
表される。

【数５】Ｖｏｕｔ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ））ｃｏｓ（２πｆ
ｔ）＋（Ｑ（ｔ））ｓｉｎ（２πｆｔ） この場合、Ｖｏｕｔ（ｔ）は変調されたＩＦ信号１４０
であり、かつＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）は時間の関数とし
て上で定義されたＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）であり、そし
て“ｆ”は９０ＭＨｚの送信ＩＦである。

【００３０】図１のＴＤＭＡセルラ電話１００において
は、直角位相変調器１０２は、ステファン・ブイ・チャ
ヒル（Ｓｔｅｐｈｅｎ Ｖ．Ｃａｈｉｌｌ）他により発
明され、かつ１９９１年５月２８日に許可された、「ハ
イブリッド変調装置（Ｈｙｂｒｉｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ Ａｐｐａｒａｔｕｓ）」と題する、本件出願人の
米国特許第５，０２０，０７６号（本明細書に参照のた
め導入される）に記載されたように実施できる。直角位
相変調器１０２はＴＤＭＡ ＲＦ信号を音声、データお
よびシグナリング情報によってπ／４−シフト差分直交
位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）に従って変調す
る。ＤＱＰＳＫ変調はジョン・ジー・プローキス（ｊｏ
ｈｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ）による、「デジタル通信
（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ）」、第１版、ＩＳＢＮ ０−０７−０５０９２７−
１、ページ１７１〜１７８、に説明されている。ＤＱＰ
ＳＫ変調はここでは図２を参照して説明する。

【００３１】データフォマット回路１１０はボコーダ１
１２の出力をシグナリングおよびオーバヘッド情報を組
み合わせかつその結果をπ／４−シフトＤＱＰＳＫ変調
に従って送信ＩおよびＱ信号１１１へと変調する。π／
４−シフトＤＱＰＳＫ変調およびシグナリング情報は上
に述べたＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４に規定され
ている。

【００３２】図１のＴＤＭＡセルラ電話１００において
は、直角位相復調器１２４は前記ステファン・ブイ・チ
ャヒルにより発明され、１９９２年９月２２日に許可さ
れた、「キャリア信号パラメータによって決定される調
整可能な応答時間を有するキャリア再生方法および装置
（Ａ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｍｅｔｈｏ
ｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｈａｖｉｎｇ ａｎ
ＡｄｊｕｓｔａｂｌｅＲｅｓｐｏｎｓｅ Ｔｉｍｅ
Ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ ｂｙ ＣａｒｒｉｅｒＳｉｇｎ
ａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ）」と題する、本件出願人
の米国特許第５，１５０，３８４号（参照のため本明細
書に導入される）に記載されている。直角位相復調器１
２４はπ／４−シフトＤＱＰＳＫに従って情報により変
調されたＴＤＭＡ ＲＦ受信信号１２３を復調しかつ受
信ＩおよびＱ信号１２５を発生する。

【００３３】前記直角位相復調器１２４は前記受信信号
１２３を受信するよう動作可能に結合されかつ前記受信
信号１２３を復調して復調されたＩおよびＱ信号１２５
を生成するよう構成される。復調された信号１２５はＩ
およびＱ成分を有する複素信号として表される。

【００３４】サンプラ１２６は前記復調されたＩおよび
Ｑ信号１２５を受信するよう動作可能に結合されかつ前
記復調されたＩおよびＱ信号１２５を複数の時点でサン
プリングしてサンプルされたＩおよびＱ信号１２６を生
成するよう構成されている。サンプラ１２６はアナログ
−デジタル変換器（ＡＤＣ）、例えば、モトローラのＤ
ＳＰ５６ＡＤＣ１６、として構成される。好ましい実施
形態では、サンプラ１２６のサンプリングレートは前記
復調されたＩおよびＱ信号１２５の最も高い周波数成分
の少なくとも２倍となるよう設計される。ＴＤＭＡセル
ラ電話１００における前記復調されたＩおよびＱ信号１
２５の最も高い周波数成分は典型的には２４．３ｋＨｚ
である。従って、前記π／４ ＤＱＰＳＫ変調機構によ
って表されるデジタル変調信号を有するＴＤＭＡセルラ
電話１００においては、前記サンプリングレートは少な
くとも４８．６ｋＨｚとすべきである。

【００３５】マイクロコンピュータ１１４のメモリはそ
の中に基準信号１２８を記憶する。前記受信信号１２３
および基準信号１２８は共に複素信号である。複素信号
は実数成分および虚数成分によって表され、かつ振幅成
分および位相成分によって表される。前記受信信号１２
３および基準信号１２８はここでは図２および図３を参
照して説明する。

【００３６】前記非線形信号相関器１２９は前記サンプ
ルされたＩおよびＱ信号１２７および前記基準信号１２
８を受けるよう動作可能に結合され、かつ、複数の時点
で、前記サンプルされたＩおよびＱ信号１２７を前記基
準信号１２８と相関して複素相関信号１３１を生成する
よう構成される。前記非線形信号相関器１２９はここで
は図４を参照して説明する。

【００３７】好ましい実施形態においては、前記非線形
信号相関器１２９はまたタイミング再生のためのポスト
相関処理を含む。タイミング再生を達成するため、前記
非線形信号相関器は複数の複素相関信号８０６〜８３６
（図８）の内の所望の複素相関信号８２１に対応する時
点（ｐｏｉｎｔ ｉｎ ｔｉｍｅ）を選択する。所望の
複素相関信号８２１を選択する方法はここでは図８を参
照して説明する。あるいは、前記タイミング再生は、検
出器１３２のような、非線形信号相関器１２９の外部で
行うこともできる。

【００３８】検出器１３２は前記相関されたサンプルＩ
およびＱ信号１３１を受けるよう動作可能に結合され、
かつ検出されたＩおよびＱ信号１３３を生成するよう構
成される。

【００３９】検出されたＩおよびＱ信号１３３はデータ
デフォーマット（ｄｅｆｏｒｍａｔ）回路１３６によっ
てデフォーマットおよびデコードされてデジタル化され
た音声信号を復元し、該デジタル化された音声信号はボ
コーダ１１２に供給される。ボコーダ１１２は音響スピ
ーカにデコードされた信号を提供しユーザが受信された
音声信号を聞くことができるようにする。

【００４０】図１のＴＤＭＡセルラ電話１００において
は、ボコーダ１１２は本件出願人の米国特許第４，８１
７，１５７号および第４，８９６，３６１号（参照のた
め本明細書に導入される）に記載されたように構成され
る。ボコーダ１１２はコード駆動リニア予測（ＣＥＬ
Ｐ）符号化に従って音声信号をエンコードしかつデコー
ドする。

【００４１】フィルタ１１８および１２２はアンテナ１
２０によりＴＤＭＡ ＲＦ信号を送信し、かつアンテナ
１２０からＴＤＭＡ ＲＦ信号を受信するためデュプレ
クサとして相互に結合される。フィルタ１１８および１
２２は、例えば、米国特許第４，４３１，９７７号、第
４，６９２，７２６号、第４，７１６，３９１号、およ
び第４，７４２，５６２号（参照のため本明細書に導入
される）に記載されたフィルタのような、任意の適切な
伝統的なフィルタとすることができる。

【００４２】ボコーダ１１２、データフォーマット回路
１１０、データデフォーマット回路１２６、直角位相変
調器１０２、検出器１３２、サンプラ１２６および直角
位相復調器１２４は、例えば、モトローラ社のＤＳＰ５
６０００型デジタル信号プロセッサのような、商業的に
入手可能なデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって
構成できる。

【００４３】図２は、複素信号としてのおよび図１のＴ
ＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された
前記受信信号１２３および基準信号１２８の位相配列２
００を示す。図２は概略的に実数軸２０１および虚数軸
２０２および８つの複素信号配列点２０３〜２１０を示
す。前記受信信号１２３および基準信号１２８は実数軸
２０１および虚数軸２０２によって規定される実数成分
および虚数成分によって表される。配列点２０３，２０
５，２０７，２０９は軸２０１および２０２上に位置
し、かつ配列点２０４，２０６，２０８，２１０は軸２
０１および２０２から外れて位置している。情報は差分
的に符号化され、シンボルは絶対位相ではなく位相の変
化として伝送される。

【００４４】前記π／４−シフトＤＱＰＳＫ変調を表す
信号ベクトルはコサイン成分およびサイン成分からな
る。コサイン成分の大きさを計る信号はまた同相または
Ｉ信号として知られ、かつサイン成分の振幅を計る信号
はまた直角位相またはＱ信号として知られている。該Ｉ
およびＱで計られるコサインおよびサイン信号はローカ
ル発振器１０６からの９０ＭＨｚの信号の周波数での直
交する成分であり、変調された送信ＩＦ信号１４０が次
に該ＩおよびＱ信号を加えることによって作成される。
前記ＩおよびＱで計られるコサインおよびサイン信号は
復調されたＩおよびＱ信号１２５の直角位相または直交
成分である。

【００４５】前記配列の中に復調されたＩおよびＱ信号
１２５を表す特定の受信信号ベクトルが示されている。
復調された信号１２５の大きさを制限することにより、
前記信号ベクトルの長さは該信号ベクトルの端部が１の
値に到達するまで効果的に短縮されかつ内挿（ｉｎｔｅ
ｒｐｏｌａｔｉｏｎ）のプロセスである。１の値は単位
円（ｕｎｉｔｙ ｃｉｒｃｌｅ）上の点に対応する。制
限された復調信号１２５は、制限されたものとして、１
２５−Ｌで示される。復調された信号１２５の振幅を制
限することはまた単に復調された信号ベクトルを処理す
る場合に該復調された信号ベクトルの振幅成分を無視す
ることによって達成できる。もし復調されたＩおよびＱ
信号１２５ａを表す特定の受信信号ベクトルが前記単位
円より小さければ、復調された信号は信号１２５−Ｌま
で延ばされる。このプロセスは外挿（ｅｘｔｒａｐｏｌ
ａｔｉｏｎ）として定義される。

【００４６】前記ＩおよびＱ信号のベクトル成分を表す
シンボルは、±π／４または±３π／４ラジアンのＩＦ
信号１０２の位相シフトが発生されるように前記ベクト
ル成分をシフトすることによってデータフォーマット回
路１１０において発生される。おのおのの位相シフトは
４つの可能なシンボルの内の１つを符号化する。

【００４７】前記データデフォーマット回路１３６はビ
ット対を直列デジタルデータに変換することによりデー
タフォーマット回路１１０の反対の機能を行う。おのお
のの受信されたビット対は前に送信されたシンボルに関
する所望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。

【００４８】変調器１０２によって最終的に変調される
べきボコーダ１１２からの直列デジタルデータはまずデ
ータフォーマット回路１１０においてビット対に変換さ
れる。各ビット対は前に送信されたシンボルに関する所
望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。

【００４９】シンボルベクトルへのビット対のマッピン
グは次の数式に従って行われる。

【数６】Ｉ（ｋ）＝Ｉ（ｋ−１）ｃｏｓ（Δφ（Ｘ
（ｋ），Ｙ（ｋ）））−Ｑ（ｋ−１）ｓｉｎ（Δφ（Ｘ
（ｋ），Ｙ（ｋ））） Ｑ（ｋ）＝Ｉ（ｋ−１）ｓｉｎ（Δφ（Ｘ（ｋ），Ｙ
（ｋ）））＋Ｑ（ｋ−１）ｃｏｓ（Δφ（Ｘ（ｋ），Ｙ
（ｋ）））

【００５０】この場合ｋは前記ビット対のインデクスで
あり、ｋ＝１はビット１および２の対に対するものであ
り、ｋ＝２はビット３および４の対に対するものであ
り、以下同様である。Ｉ（ｋ−１）およびＱ（ｋ−１）
は前のシンボルベクトルのコサインおよびサイン成分の
振幅である。Ｘ（ｋ）はビット対（ｋ）の最初のビット
を表し、かつＹ（ｋ）はビット対（ｋ）の第２のビット
を表す。

【００５１】位相変化、Δφ、は以下の表に従って決定
される。

【表１】 Ｘ（ｋ） Ｙ（ｋ） Δφ（Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）） −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−− １ １ −３π／４ ０ １ ３π／４ ０ ０ π／４ １ ０ −π／４ 従って、前記直列データストリームのおのおのの２ビッ
トに対し４つの可能なシンボルの内の１つが送信され
る。

【００５２】前記変調の命名π／４−シフトＤＱＰＳＫ
に対する理由およびそれがどのように動作するかは今や
明らかであり、位相シフトはベクトル空間においてπ／
４の増分で行われ、シンボルは前のシンボルベクトルに
関して差分的に符号化され、かつ送信ＩＦ信号１４０に
おける情報を伝達する量はいずれか２つのシンボルの間
の４つの可能なシフトの内の１つを備えた位相シフトで
ある。

【００５３】本発明の好ましい実施形態では、単位振幅
を有する８つの配列点が使用される。しかしながら、複
数の位相および振幅を有する、直角位相振幅変調のよう
な、他の変調機構を使用する、他の用途においても、本
発明を好適に使用することができる。この発明は特に位
相変調システムにとって好都合である。

【００５４】本発明の好ましい実施形態では、前記非線
形信号相関器１２９は加入者セルラ電話において実施さ
れる。本発明は加入者製品のみに限定されるのではな
く、固定サイトステーション、またはベースステーショ
ン、例えば、図１に示されるベースステーション１０１
において使用することもできる。

【００５５】図３は、図２の受信信号１２３、送信信号
１４２および基準信号１２８のための信号フォーマット
を示しかつ図１の通信ユニットと共に使用するように構
成されている。ＴＤＭＡ ＲＦチャネルのためのデータ
トラフィックチャネル構造の構成は前記ＥＩＡ／ＴＩＡ
暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２に記載されてい
る。

【００５６】おのおののデジタルＴＤＭＡ ＲＦチャネ
ル３００のフレーム長は４０ミリセカンドとされる。各
フレームは、長さがちょうど１６２シンボルの、６つの
等しい寸法のタイムスロット３０１〜３０６から構成さ
れる。おのおののフルレートのトラフィックチャネルは
前記フレームにおいて２つの等しい間隔のタイムスロッ
トを使用し、スロット１および４（３０１および３０
４）、スロット２および３（３０２および３０５）、ま
たはスロット３および６（３０３および３０６）を使用
する。

【００５７】ベースステーションから移動ステーション
へ送信される前記受信信号に対するスロットのフォーマ
ット１２３は受信信号１２３それ自体と同じ参照数字を
有している。ＳＹＮＣ３０７は同期およびトレーニング
のために使用される（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ
−５４、パラグラフ１．２．４を参照）。ＳＡＣＣＨ３
０８は低速関連制御チャネルを表す（前記ＥＩＡ／ＴＩ
Ａ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ２．７．３．１．２
および３．７．３．１．２を参照）。データ３０９およ
び３１１はユーザ情報またはＦＡＣＣＨである。ＣＤＶ
ＣＣ３１０は符号化されたデジタル検証カラーコードで
ある。ＲＳＶＤ３１２はリザーブのビットを表す（前記
ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．
２．２，２．４．３および３．４．３を参照）。

【００５８】移動ステーションからベースステーション
に送信される送信信号１４２に対するスロットのフォー
マット１４２は前記受信信号１４２それ自体と同じ参照
数字を有する。“Ｇ”３１３はガードタイムである。
“Ｒ”３１４はランプタイム（ｒａｍｐ ｔｉｍｅ）で
ある。（“Ｇ”および“Ｒ”については、前記ＥＩＡ／
ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．３を参
照）。ＳＡＣＣＨ，ＣＤＶＣＣおよびＲＳＶＤは前記受
信信号１２３の場合と同じである。

【００５９】基準信号１２８に対するスロットのフォー
マット１２８は前記基準信号１２８それ自体と同じ参照
数字を有している。基準信号１２８はＳＩＮＣワード３
０７のビットの数と等しくするため２８ビットを有す
る。これらの２８ビットは図１のマイクロコンピュータ
１１４のメモリに格納されている。基準信号１２８の２
８ビットのおのおのの隣接する対は１つのシンボルを表
す。基準信号１２８は１４のシンボル３２１〜３３４を
有する。好ましい実施形態によれば、基準信号１２８は
位相情報のみを必要とし、それは図１の非線形相関器１
２９は受信信号１２３および基準信号１２８の位相を加
えることによって相関を行うからである。１４のシンボ
ル３２１〜３３４の大きさは１または単位値（ｕｎｉｔ
ｙ）または無視されるものと想定できる。

【００６０】本発明はタイミング再生（ｔｉｍｉｎｇ
ｒｅｃｏｖｅｒｙ）のために使用される。タイミング再
生は受信信号のＳＹＮＣ３０７を基準信号１２８と相関
することによって獲得することができる。本発明を使用
してタイミング再生のために最適のサンプリングポイン
トを選択することはここでは図８を参照して説明する。

【００６１】図４は、図１のＴＤＭＡセルラ電話１００
と共に使用するよう構成された非線形複素信号相関器１
２９のブロック図を示す。該非線形信号相関器１２９は
全体として複数のタップ４０１〜４１４、複数のコンバ
イナまたは加算器４１６〜４２９、第１の加算器４３
０、除算器４３１、複数の減算器４３３〜４４６、複数
の絶対値決定器４４７〜４６０、および第２の加算器４
６１を含む。

【００６２】前記非線形信号相関器１２９は受信信号１
２３を前記基準信号１２８と相関して相関信号１３１を
生成する。前記受信信号１２３および基準信号１２８は
おのおの少なくとも第１の成分および第２の成分によっ
て表される。好ましい実施形態では、受信信号１２３お
よび基準信号１２８は複素信号である。前記第１の成分
および第２の成分は、それぞれ、振幅成分および位相成
分からなる。

【００６３】複数のタップ４０１〜４１４は前記受信信
号１２３を複数の時点で遅延させるよう構成されてい
る。好ましい実施形態では、タップ４０１〜４１４の遅
延は１つのシンボル時間である。好ましい実施形態で
は、複数のタップ４０１〜４１４の所定の数は基準信号
１２８のシンボル３２１〜３３４（図３）の所定の数に
対応する。従って、この場合のタップの数は１４であ
る。

【００６４】前記複数のコンバイナ４１６〜４２９は、
それぞれ、前記複数のタップ４０１〜４１４に動作可能
に結合され、かつ前記受信信号１２３の第２の成分およ
び前記基準信号１２８の第２の成分を複数の時点で結合
して相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。好
ましい実施形態では、複数のコンバイナ４１６〜４２９
は受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位
相成分を複数の時点で加算して相関信号のサンプル４６
２〜４７５を生成するよう構成されている。

【００６５】第１の加算器４３０は前記複数のコンバイ
ナまたは加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されか
つ前記相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して相
関信号１３１を生成するよう構成されている。

【００６６】要するに、上記好ましい実施形態の主な特
徴は、受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの
振幅成分および位相成分で表される複素信号である。前
記複数のタップ４０１〜４１４は受信信号１２３を複数
の時点に遅延させるよう構成されている。前記複数の加
算器４１６〜４２９は、それぞれ、前記複数のタップ４
０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ前記受信信号
１２３の位相成分および前記基準信号１２８の位相成分
を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプル４６２
〜４７５を生成するよう構成されている。前記第１の加
算器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可
能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜
４７５を加算して複素相関信号を生成するよう構成され
ている。

【００６７】相関信号１３１は図１の非線形信号相関器
１２９の出力を表す。該相関信号１３１は信頼性があり
かつＴＤＭＡセルラ電話１００の要件に合致し、一方前
記非線形信号相関器は従来技術に対して大幅なハードウ
エアの低減および電流消費の節約を実現する。しかしな
がら、非線形信号相関器１２９の付加的な特徴はさらに
良好な相関信号を提供する。

【００６８】これらの特徴の１つは複素相関信号４６２
〜４７５のサンプルからバイアスを除去することであ
る。該バイアスは、未知の初期位相、周波数オフセッ
ト、タイミングジッタ、および何らかのチャネルの不規
則性、の内のいずれかまたはすべてによって引き起こさ
れる。該バイアスは図２においては位相オフセット５０
５として示されている。もし前記バイアスが相関信号１
３１に残っていれば、結果として生じる効果は同期を喪
失する結果となる未知の相関信号１３１を生じることで
ある。バイアス５０５を除去する利点は同期がより少な
い誤差と共に決定できることである。

【００６９】前記特徴の内の他の１つは複素相関信号サ
ンプル４６２〜４７５を正にすることである。複素相関
信号のサンプル４６２〜４７５の不確かな極性は前記複
素相関信号のサンプル４６２〜４７５から前記バイアス
５０５を減算することによって生じる。もし不確かな極
性が前記相関信号１３１と共に残っていれば、結果とし
て生じる効果は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４
７５の打消しであり誤った検出を生じさせる。極性を正
にすることの利点は前記複素相関信号のサンプル４６２
〜４７５の打消し（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）を除去
することである。

【００７０】上に述べた２つの特徴的構成は別個にある
いはいっしょに使用することができる。好ましい本実施
形態においては、それらは図４に示されるようにいっし
ょに使用される。

【００７１】前記第１の特徴的構成につき説明する。以
下の説明ではバイアス決定器４３１および複数の減算器
４３３〜４４６について考慮し、複数の絶対値決定器４
４７〜４６０については考慮しない。バイアス決定器４
３１は第１の加算器４３０に動作可能に結合されかつ前
記複数のタップ４３２の数に応じて前記複素相関信号１
３１のバイアス５０５を決定するよう構成されている。
好ましい実施形態では、前記バイアス５０５は複素相関
信号１３１の平均値を有する。好ましい実施形態では、
前記バイアス決定器４３１は第１の加算器４３０に動作
可能に結合され前記所定の数の複数のタップ４３２にわ
たる複素相関信号１３１を平均するよう構成された平均
器または除算器を具備する。

【００７２】前記複数の減算器４３３〜４４６は、それ
ぞれ、バイアス決定器４３１および前記複数の加算器４
１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信
号のサンプル４６２〜４７５のおのおのからバイアス５
０５を減算して前記複素相関信号のバイアスされないサ
ンプル４７７〜４９０を生成する。

【００７３】第２の加算器４６１が前記複数の減算器４
３３〜４４６に動作可能に結合されかつ前記複素相関信
号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を加算し
てバイアスされない複素相関信号４７６を生成するよう
構成されている。この場合、前記複数の絶対値決定器４
４７〜４６０は使用されなかったことになる。

【００７４】前記第２の特徴的構成につき説明する。以
下の説明では前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０を
考慮するが、前記バイアス決定器４３１および前記複数
の減算器４３３〜４４６は考慮しない。前記複数の絶対
値決定器４４７〜４６０は、それぞれ、前記複数の加算
器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相
関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのの絶対値を
決定して複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０４を
生成するよう構成されている。第２の加算器４６１は前
記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に動作可能に結合
されかつ前記複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０
４を加算して正の複素相関信号４７６を生成するよう構
成されている。

【００７５】図４に完全に示された本発明の好ましい実
施形態では、要するに、非線形信号相関器１２９は受信
信号１２３を基準信号１２８と相関してバイアスされな
い正の複素相関信号４７６を生成する。受信信号１２３
および基準信号１２８はおのおの振幅成分および位相成
分で表される複素信号である。複数のタップ４０１〜４
１４は前記受信信号１２３を複数の時点に遅延するよう
構成されている。前記所定の数の複数のタップ４０１〜
４１４は基準信号１２８の所定の数のシンボルに対応す
る。前記複数の加算器４１６〜４２９は、それぞれ、複
数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ
複数の時点で受信信号１２３の位相成分と基準信号１２
８の位相成分とを加算して複素相関信号のサンプル４６
２〜４７５を生成するよう構成されている。第１の加算
器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能
に結合されかつ複素相関信号のサンプル４６２〜４７５
を加算して複素相関信号１３１を生成するよう構成され
ている。前記平均器または除算器４３１は前記第１の加
算器４３０に動作可能に結合されかつ前記複数のタップ
の数４３２に応答して前記複素相関信号１３１の平均値
５０５を求めるよう構成されている。前記複数の減算器
４３３〜４４６は、それぞれ、前記平均器４３１および
前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合され
かつ前記平均値５０５を前記複素相関信号のサンプル４
６２〜４７５のおのおのから減算して複素相関信号のバ
イアスされないサンプル４７７〜４９０を生成するよう
構成されている。前記複数の絶対値決定器４４７〜４６
０は、それぞれ、前記複数の減算器４３３〜４４６に動
作可能に結合され、かつ前記複素相関信号のバイアスさ
れないサンプル４７７〜４９０のおのおのの絶対値を決
定して複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４
９１〜５０４を生成するよう構成されている。第２の加
算器４６１は前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に
動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のバイア
スされないサンプル４９１〜５０４を加算して正のバイ
アスされない複素相関信号４７６を生成するよう構成さ
れている。

【００７６】以下の説明は複数の加算器４１６〜４２９
およびそれらの本発明に係わる非線形信号相関器１２９
に対する関係にしぼって行なう。典型的な複素相関ステ
ップのフェーザシステムへの変換は以下の数式７に示さ
れており、ここで“＊”は複素共役を表し、“｜｜”は
絶対値を表し、かつ“＜”は引き数または変数（ａｒｇ
ｕｍｅｎｔ）の位相を表す。

【数７】 Ｃｎ＿ｓｔｅｐ＝｜Ｒｘ（ｋｔ）｜ｅｘｐ｛＜Ｒｘ（ｋＴ）｝ ＊｜Ｓ（ｋＴ）｜ｅｘｐ｛＜Ｓ（ｋＴ）｝ ＝｜Ｒｘ（ｋＴ）｜ｘ｜Ｓ（ｋＴ）｜ ｅｘｐ｛＜ｎ（ｋＴ）−＜Ｓ（ｋＴ）｝

【００７７】理想的には、前記受信信号Ｒｘ（ｋＴ）お
よび基準信号Ｓ（ｋＴ）の振幅の乗算はπ／４ ＤＱＰ
ＳＫ変調システムに対してはユニティ（ｕｎｉｔｙ）で
あるべきであり、それは理想的な条件の下では、受信信
号は単位円上にあるべきであるからである。タイミング
オフセット、周波数オフセット、ノイズ、遅延広がり、
およびフェーディングは受信信号のひずみに対するいく
らかの寄与物である。ひずみを受けた信号ベクトルを単
位円に内挿／外挿する（すなわち、複素相関ステップ信
号出力の振幅を１にセットする）ことにより、前記数式
７の残余は次の数式８に示されるように２つの信号の位
相の加算となる。

【数８】 ｜Ｒｘ（ｋＴ）｜ｘ｜Ｓ（ｋＴ）｜＝１ ＝＞ Ｃｎ＿ｓｔｅｐ＝１ｅｘｐ｛＜Ｒｘ（ｋＴ）−＜Ｓ（ｋＴ）｝

【００７８】本発明の非線形信号相関器１２９を使用す
ると、各々の相関ステップは前記４つの乗算器９３５〜
９３８および２つの加算器９３９および９４０（図９）
に対して１つの加算器のみを持つことになる。この図４
は加算器４１６〜４２９を使用した複雑さが低減した非
線形信号相関器の好ましい実施形態を示している。

【００７９】本発明の非線形信号相関器１２９は受信信
号１２３Ｒｘ（ｋＴ）および基準信号１２８Ｓ（ｋＴ）
の位相を加えて従来技術によって数式７に示されたもの
と実質的に等価な複素相関ステップを提供する。この内
挿／外挿（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ／ｅｘｔｒａｐ
ｏｌａｔｉｏｎ）操作は実施されるπ／４ ＤＱＰＳＫ
変調機構ならびに符号化される情報の大部分は受信信号
１２３の位相にあることを認識することにより正当化さ
れる。

【００８０】受信信号１２３の振幅を無視することによ
り、フェーディングチャネルから受信されるゼロにされ
たまたは無効化された（ｎｕｌｌｅｄ）信号電力は伝統
的なリニア複素相関方法において明らかな程度に相関ピ
ーク振幅に寄与しなくなる。したがって、正規化動作が
除去され、これもまた必要なハードウェアを低減しかつ
それによって電流消費を低減する。

【００８１】図４に示される非線形信号相関器１２９を
ハードウェアで構成するのに必要なモトローラの標準セ
ルゲートの数は１，２６０ゲートであり、数式４から１
ｍＡより小さな電流消費の結果が得られる（４＊１２６
０ゲート＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜１ｍＡ）。図９に示
される従来技術のリニア相関器と比較した場合、前記非
線形信号相関器１２９はハードウェアの不動産の９５．
３％の低減（（２７０００ゲート−１２６０ゲート）／
２７０００ゲート＝９５．３％）、および電流消費の２
０ｍＡ以上の低減（数式４から、４＊（２７０００ゲー
ト−１２６０ゲート）＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ｍ
Ａ）となる。これらの結果は、セルラ電話のような、携
帯用通信製品のコストに対する敏感さおよびバッテリ寿
命に照らせば極めて意義深いものである。

【００８２】要するに、非線形相関器１２９を使用して
相関を行なうステップは第１に、複素信号を乗算するの
ではなく、複素信号の位相を加算することによって達成
される。ハードウェア信号相関器を構成するために簡単
な２進加算器を使用する非線形相関器１２９はより複雑
でなく、かつ乗算器および加算器を使用する従来技術を
リニア相関器９００よりも使用する電流がずっと少な
い。このことは相関器は受信信号１２３の情報の全てを
必要とするものでないことを実現することを必要とし
た。相関サンプルの振幅を内挿／外挿することにより、
複素相関動作全体が受信信号１２３および基準信号１２
８の位相を加算することに低減される。

【００８３】図５は、図１および図４の非線形複素信号
相関器１２９の動作を説明するフローチャート５５０を
示す。該フローチャート５５０は受信信号１２３を基準
信号１２８と相関して正のバイアスされない複素相関信
号４７６を生成する方法を示す。受信信号１２３および
基準信号１２８は各々振幅成分および位相成分で表わさ
れる複素信号である。ステップ５５１において本方法は
始まる。

【００８４】ステップ５５２において、受信信号１２３
の振幅成分が制限される。好ましい実施形態では、制限
するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成分を１の
値に等しくセットすることによって達成される。あるい
は、制限するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成
分を無視することによって達成できる。

【００８５】ステップ５５３において、受信信号１２３
の位相成分および基準信号１２８の位相成分が複数の時
点で加算され複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を
生成する。好ましい実施形態では、該複数の時点は基準
信号１２８のシンボルの所定の数に対応する。

【００８６】ステップ５５４において、複素相関信号の
サンプル４６２〜４７５は加算されて複素相関信号１３
１を生成する。

【００８７】ステップ５５５において、複素相関信号１
３１のバイアス５０５が決定される。好ましい実施形態
では、該バイアスは中間値または平均値（ｍｅａｎ ｖ
ａｌｕｅ）５０５である。好ましい実施形態では、複素
相関信号１３１の平均値５０５を決定するステップ５５
５は基準信号１２８における所定の数のシンボル４３２
にわたり前記複素相関信号１３１を平均することによっ
て達成される。

【００８８】ステップ５５６において、前記複素相関信
号４６２〜４７５のサンプルの各々からバイアス５０５
が除去されて複素相関信号４７７〜４９０のバイアスさ
れないサンプルを生成する。好ましい実施形態では、前
記バイアス５０５は複素相関信号のサンプル４６２〜４
７５の各々から前記平均値５０５を減算する４３３〜４
４６ことにより除去される。

【００８９】ステップ５５７において、前記複素相関信
号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０の各々の
絶対値４４７〜４６０が決定されて複素相関信号４９１
〜５０４の正のバイアスされないサンプルを生成する。

【００９０】ステップ５５８において、前記複素相関信
号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４が加
算されて正のバイアスされない複素相関信号４７６を生
成する。

【００９１】ステップ５５９において、フローチャート
は他の処理に続く。

【００９２】図６および図７は共に図１および図４に示
される非線形相関器１２９の実際の性能測定を提示する
ために示されている。図６は、例えば、図４の非線形複
素信号相関器および図９の従来のリニア複素信号相関器
に対する１つのシンボル遅延におけるフォールスレート
（ｆａｌｓｅ ｒａｔｅ）対信号対雑音比のグラフを示
す。図７は、例えば、図４の非線形複素信号相関器およ
び図９の従来のリニア複素信号相関器に対する１つのシ
ンボル遅延におけるミスレート（ｍｉｓｓ ｒａｔｅ）
対信号対雑音比のグラフを示す。

【００９３】本発明を実施する場合に大量のデータがと
られた。例えば、データは異なる信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）およびチャネル条件に対してとられた。１つのシン
ボル遅延に対するグラフは１つの例としてのみ与えられ
ている。したがって、前記非線形信号相関器１２９の性
能と図９のリニア信号相関器の性能との間の相対的な比
較は多くの表およびグラフを添付することなく種々の条
件の下で要約する。

【００９４】信号相関器の性能はフォールスレート（ｆ
ａｌｓｅ ｒａｔｅ）およびミスレート（ｍｉｓｓ ｒ
ａｔｅ）によって評価される。フォールスレートは合計
数のスロットに対する偽りの（ｆａｌｓｅ）同期ワード
の検出の比率である。ミスレートは所定のしきい値より
低い相関器ピークの数でありかつ同期の「ドロップ（ｄ
ｒｏｐｐｉｎｇ）」に関連している。本発明の非線形相
関器の性能は図６および図７において伝統的なリニア複
素相関器と比較して正規化されて示されている。グラフ
において示された各ポイントに対して集められたデータ
は少なくとも３０００タイムスロット以上である。

【００９５】相関器の性能は固定点精度（ｆｉｘｅｄ
ｐｏｉｎｔ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）に関連している。固
定点精度は与えられた数を表わするのに必要な２進デジ
ット（ビット）の数である。

【００９６】シンボル遅延は２つのレイ（ｒａｙｓ）を
有する伝送信号経路の結果であるチャネルモデルであ
り、該レイの内の一方は他の伝送されたレイに関して１
シンボルだけ遅延しており、かつ双方のレイが受信機に
おいて組合わされて中間シンボル（ｉｎｔｅｒ ｓｙｍ
ｂｏｌ）を有する受信信号を生成する。

【００９７】リニア相関器のフォールスレートは図６お
よび図７に見られるように、１０および１２ビットのよ
り高い精度に対する静的および遅延広がりチャネルに対
し非線形相関器よりも３〜５ｄＢ良好である。フェーデ
ィングチャネル条件の下では、リニア相関器は１２ビッ
トの精度によってより良好に機能するのみであり、一方
非線形相関器は図７に示されるように精度に無関係によ
り良好な性能を示す。

【００９８】前記ミスレートは全ての条件および固定点
精度において両方の相関器に関してほぼ同じである。フ
ォールスレートはミスレートよりも精度の低下により敏
感であることは注目に値する。全てのミスレートのカー
ブは小さな領域にグループ分けされ、一方フォールスレ
ートのカーブは固定点精度に応じてグラフにわたり変動
している。

【００９９】上の結果は正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔ
ｉｏｎ）と組合わせて使用したリニア相関器を反映して
いることに注目することは重要である。もし正規化が使
用されなければ、リニア相関器のフェーディングチャネ
ルにおけるミスレート性能は５０％悪化する。これはリ
ニア相関器の受信信号の振幅に対する依存性を示す。フ
ェーディングは位相よりも振幅に影響するから、位相情
報のみを使用する非線形相関器は正規化なしに振幅およ
び位相情報を共に使用するリニア相関器よりもフェーデ
ィング状態においてより弾力性がある。

【０１００】シミュレーション結果は前記非線形位相相
関器が、リニア複素相関器の手法と比較して、静的およ
び遅延広がり条件の下で精度測定の間におけるフォール
スレート性能において少しの差異を有することを示して
いる。したがって、非線形相関器はより小さな精度を有
することがあるが依然として良好なフォールスレート性
能を維持することができる。

【０１０１】さらに、相関はピークを検出することのみ
が必要であるという事実により、抽出精度は要求されな
い。したがって、正規化を備えたリニア相関器を使用す
ることによって得られる少しの改善はそのハードウェア
の構成に関連する大きなコスト、寸法および電流消費の
負担によって正当化されないことになる。

【０１０２】図８は、図４の非線形複素信号相関器１２
９によって発生されかつ図１のＴＤＭＡセルラ電話１０
０と共に使用するよう構成された複数の複素相関信号８
０６〜８３６についての振幅８０１対時間８０２のグラ
フを示す。

【０１０３】受信信号１２３をサンプリングするための
最適の時点８３７は図８の図示によって決定される。受
信信号１２３および基準信号１２８は各々振幅成分およ
び位相成分によって表わされる複素信号である。最適の
時点８３７を決定する方法は所定の期間８０５の間図５
のステップ５５３〜５５８を反復して複数の複素相関信
号８０６〜８３６を生成するステップを具備する。所望
の複素相関信号８２１は前記複数の複素相関信号８０６
〜８３６の内から決定される。所望の複素相関信号８２
１が好ましい場合、該所望の複素相関信号８２１に対応
する時点８３７が選択される。該所望の複素相関信号８
２１が好ましくない場合、該所望の複素相関信号８２１
に対応する時点８３７は無視される。

【０１０４】好ましい実施形態においては、所望の複素
相関信号８２１を決定するステップはさらに前記複数の
複素相関信号８０６〜８３６を互いに比較する段階、お
よび前記比較の段階に応じて前記複数の複素相関信号８
０６〜８３６の内から最小の値８０４を有する複素相関
信号として所望の複素相関信号８２１を決定する段階を
具備する。

【０１０５】あるいは、前記所望の複素相関信号８２１
は前記所望の複素相関信号８２１が所定のしきい値８０
３より小さい場合に好ましいものと判定され、かつ前記
所望の複素相関信号８２１は前記所望の複素相関信号８
２１が前記所定のしきい値８０３より大きいかまたは等
しい場合に好ましくないものと判定される。

【０１０６】

【発明の効果】本発明の非線形信号相関器は図９に示さ
れる従来技術の複素信号相関器において必要とされたタ
ップ毎に４つの乗算器および２つの加算器を図４に示さ
れるようにタップ毎に１つの加算器で好適に置き換える
ことができる。この置き換えは従来技術のリニア複素信
号相関器に対して本発明の非線形信号相関器１２９の複
雑さをほぼ９５％低減し、これは約２０ｍＡの電流消費
の節約を生み出す。この大幅な複雑さの低減はより少な
い部品数を実現し、これは非線形複素信号相関器のコス
ト、スペースおよび電流消費を低減する。複雑さの低減
は相関は受信信号１２３の全ての情報を必要とするもの
でないことを認識することにより達成される。相関サン
プルの振幅を単位利得に内挿／外挿することにより、複
素相関器全体の動作が受信信号１２３と基準信号１２８
の位相を加えることに縮小される。セルラ電話製品の顧
客にとっては、これらの利点はより長い通話時間を備え
より低価格かつより小型の製品を生み出す結果につなが
る。

【０１０７】本発明がその例示的な実施形態に関連して
説明されたが、本発明はこれらの特定の実施形態に限定
されるものでないと考える。当業者は添付の特許請求の
範囲に記載された本発明の精神および範囲から離れるこ
となく変更および修正を行なうことができることを認識
するであろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】図４の非線形信号相関器を好適に使用すること
ができる通信ユニットを示すブロック図である。

【図２】複素信号としてのかつ図１の通信ユニットと共
に使用するよう構成された受信信号、送信信号および基
準信号の位相配列を示す説明図である。

【図３】図２に示されかつ図１の通信ユニットと共に使
用するよう構成された受信信号および基準信号の信号フ
ォーマットを示す説明図である。

【図４】図１の通信ユニットと共に使用するよう構成さ
れた非線形複素信号相関器を示すブロック図である。

【図５】図４の非線形複素信号相関器の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図６】一例として、図４の非線形複素信号相関器およ
び図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての、１
つのシンボル遅延におけるフォールスレート対信号対雑
音比の関係を示すグラフである。

【図７】一例として、図４の非線形複素信号相関器およ
び図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての１つ
のシンボル遅延におけるミスレート対信号対雑音比の関
係を示すグラフである。

【図８】図４の非線形複素信号相関器によって発生され
かつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された
複数の複素相関信号に対する振幅対時間の関係を示すグ
ラフである。

【図９】従来のリニア複素信号相関器を示すブロック図
である。

【符号の説明】

１００ 通信ユニット １０１ ベースステーション １０２ 直角位相変調器 １０４ ミキサを備えた送信機 １０６ ローカル発振器 １０８ マイクロホン １１０ データフォーマット回路 １１２ ボコーダ １１４ メモリを備えたマイクロコンピュータ １１６ シンセサイザ １１８，１２２ フィルタ １２０ アンテナ １２４ 直角位相復調器 １２６ サンプラ １２９ 非線形信号相関器 １３０ スピーカ １３２ 検出器 １３６ データデフォーマット回路 ４０１〜４１４ タップ ４１６〜４２９ コンバイナーまたは加算器 ４３０ 第１の合計器 ４３１ 除算器 ４３３〜４４６ 減算器 ４４７〜４６０ 絶対値決定器 ４６１ 第２の合計器

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号を基準信号と相関して複素相関
   信号を生成するための非線形信号相関器であって、前記
   受信信号および前記基準信号は各々振幅成分および位相
   成分で表わされる複素信号であり、前記非線形信号相関
   器は、 複数の時点に前記受信信号を遅延させる複数のタップ、 それぞれ前記複数のタップに動作可能に結合されかつ前
   記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を
   前記複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生
   成する複数の加算器、そして前記複数の加算器に動作可
   能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルを合計し
   て前記複素相関信号を生成する第１の加算器、 を具備することを特徴とする非線形信号相関器。
2. 【請求項２】 さらに、 前記第１の加算器に動作可能に結合されかつ前記複数の
   タップの数に応じて前記複素相関信号のバイアスを決定
   するバイアス決定器、 前記バイアス決定器および前記複数の加算器にそれぞれ
   動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルの
   各々から前記バイアスを減算して複素相関信号のバイア
   スされないサンプルを生成する複数の減算器、そして前
   記複数の減算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関
   信号のバイアスされないサンプルを合計してバイアスさ
   れない複素相関信号を生成する第２の加算器、 を具備することを特徴とする請求項１に記載の非線形信
   号相関器。
3. 【請求項３】 前記バイアスは平均値からなり、かつ前
   記バイアス決定器は前記第１の加算器に動作可能に結合
   されかつ所定の数の前記複数のタップにわたり前記相関
   信号を平均するよう構成された平均器を具備することを
   特徴とする請求項２に記載の非線形信号相関器。
4. 【請求項４】 さらに、 それぞれ前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前
   記複素相関信号のサンプルの各々の絶対値を決定し前記
   複素相関信号の正のサンプルを生成するよう構成された
   複数の絶対値決定器、そして前記複数の絶対値決定器に
   動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のサンプ
   ルを合計して正の複素相関信号を生成するよう構成され
   た第２の加算器、 を具備することを特徴とする請求項１に記載の非線形信
   号相関器。
5. 【請求項５】 所定の数の前記複数のタップは前記基準
   信号における所定の数のシンボルに対応することを特徴
   とする請求項１に記載の非線形信号相関器。
6. 【請求項６】 受信信号を基準信号と相関して複素相関
   信号を生成する方法であって、前記受信信号および基準
   信号は各々振幅成分および位相成分によって表わされる
   複素信号であり、前記方法は、 前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分
   を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生成
   する段階、そして前記複素相関信号のサンプルを合計し
   て前記複素相関信号を生成する段階、 を具備することを特徴とする受信信号を基準信号と相関
   して複素相関信号を生成する方法。
7. 【請求項７】 さらに、前記受信信号の振幅成分を制限
   する段階を具備することを特徴とする請求項６に記載の
   方法。
8. 【請求項８】 さらに、 前記複素相関信号のバイアスを決定する段階、 前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイアスを
   除去して前記複素相関信号のバイアスされないサンプル
   を生成する段階、そして前記複素相関信号のバイアスさ
   れないサンプルを合計してバイアスされない複素相関信
   号を生成する段階、 を具備することを特徴とする請求項６に記載の方法。
9. 【請求項９】 前記バイアスは平均値であり、 前記複素相関信号の平均値を決定する段階は前記基準信
   号の所定数のシンボルにわたり前記複素相関信号を平均
   する段階を備えることを特徴とする請求項８に記載の方
   法。
10. 【請求項１０】 さらに、 前記複素相関信号のサンプルの各々の絶対値を決定して
    前記複素相関信号の正のサンプルを生成する段階、そし
    て前記複素相関信号の正のサンプルを合計して正の複素
    相関信号を生成する段階、 を具備することを特徴とする請求項６に記載の方法。
11. 【請求項１１】 受信信号を基準信号と相関して正のバ
    イアスされない複素相関信号を生成するための非線形信
    号相関器であって、前記受信信号および基準信号は各々
    振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号で
    あり、前記非線形信号相関器は、 複数の時点に前記受信信号を遅延させる複数のタップ、 それぞれ前記複数のタップに動作可能に結合されかつ前
    記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を
    前記複数の時点で加算して前記複素相関信号のサンプル
    を生成する複数の加算器、 前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相
    関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成す
    る第１の加算器、 前記第１の加算器に動作可能に結合されかつ前記複数の
    タップの数に応じて前記複素相関信号のバイアスを決定
    するバイアス決定器、 それぞれ前記バイアス決定器および前記複数の加算器に
    動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルの
    各々から前記バイアスを減算して前記複素相関信号のバ
    イアスされないサンプルを生成する複数の減算器、 それぞれ前記複数の減算器に動作可能に結合されかつ前
    記複素相関信号のバイアスされないサンプルの各々の絶
    対値を決定して前記複素相関信号の正のバイアスされな
    いサンプルを生成する複数の絶対値決定器、そして前記
    複数の絶対値決定器に動作可能に結合されかつ前記複素
    相関信号の正のバイアスされないサンプルを合計して正
    のバイアスされない複素相関信号を生成する第２の加算
    器、 を具備することを特徴とする受信信号を基準信号と相関
    して正のバイアスされない複素相関信号を生成するため
    の非線形信号相関器。
12. 【請求項１２】 基準信号に応答して受信信号をサンプ
    リングするために最適の時点を決定する方法であって、
    前記受信信号および基準信号は各々振幅成分および位相
    成分によって表わされる複素信号であり、前記方法は、 ａ）前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相
    成分を複数の時点で加算して前記複素相関信号のサンプ
    ルを生成する段階、 ｂ）前記複素相関信号のサンプルを合計して複素相関信
    号を生成する段階、 ｃ）前記複素相関信号のバイアスを決定する段階、 ｄ）前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイア
    スを除去して前記複素相関信号のバイアスされないサン
    プルを生成する段階、そして ｅ）前記複素相関信号のバイアスされないサンプルの各
    々の絶対値を決定して前記複素相関信号の正のバイアス
    されないサンプルを生成する段階、 ｆ）前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプル
    を合計して正のバイアスされない複素相関信号を生成す
    る段階、 ｇ）前記段階（ａ）〜（ｆ）を所定の期間の間反復して
    複数の複素相関信号を生成する段階、 ｈ）前記複数の複素相関信号の内から所望の複素相関信
    号を決定する段階、 ｉ）前記所望の複素相関信号が好ましい場合に前記所望
    の複素相関信号に対応する時点を選択する段階、そして ｊ）前記所望の複素相関信号が好ましくない場合に前記
    所望の複素相関信号に対応する時点を無視する段階、 を具備することを特徴とする基準信号に応答して受信信
    号をサンプリングするために最適の時点を決定する方
    法。