JP3649542B2 - 非線形信号相関器およびその方法 - Google Patents
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- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信ユニットのための信号相関器（ｓｉｎａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒｓ）に関し、かつより特定的には時分割多元接続（ＴＤＭＡ）セルラ電話のための非線形信号相関器およびその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラ電話通信システムおよび陸上移動通信システムのような、通信システムの基本的な動作および構造は技術的に良く知られている。例えば、ＴＤＭＡセルラ電話システムはアメリカ合衆国、ワシントン、ディーシー ２０００６、ノースウェスト、ペンシルヴェニア・アベシュー ２００１の、ＥＩＡ工学出版局（ＥＩＡ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ｏｆｆｉｃｅ）によって出版されかつそこから入手可能な、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定標準ＩＳ−５４（以後、「ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４」と称する）に明記されている。該ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４は参照のためここに導入される。
【０００３】
一般に、通信システムは典型的には複数の通信ユニット、ある地理的領域にわたり配置された所定の数のベースステーション（あるいは、中継器またはリピータ）、およびコントローラを備えている。前記通信ユニットは車両に搭載しあるいは携帯用ユニットとすることができる。前記通信ユニットおよびベースステーションは各々送信機、受信機または送受信機を形成する送信機および受信機の双方を備えている。前記通信ユニットは通信チャネルによってベースステーションと通信し、該通信チャネルにより、無線周波（ＲＦ）信号のような、変調された信号が送信されおよび／または受信される。前記コントローラは典型的には中央集中された呼処理ユニットまたは前記通信システムにおける通信ユニットのための通信経路を確立するために一緒に機能する分散されたコントローラのネットワークを備えている。
【０００４】
より詳細には、前記受信機は、とりわけ、復調器、サンプラ、メモリユニット、相関器および検出器を含む。前記通信ユニットの受信機は前記通信チャネル上の変調された信号を受信してベースステーションの送信機による変調された信号の送信に続く受信信号を生成する。前記復調器は前記変調された信号を復調して復調された信号を生成する。前記サンプラは複数の時点で前記復調された信号をサンプルしてサンプルされた信号を生成する。前記メモリユニットは基準信号を格納する。前記変調された信号および前記基準信号の双方は実数成分および虚数成分によって表される複素信号である。前記相関器は、複数の時点で、前記サンプルされた信号を前記基準信号と相関して複素相関信号を生成する。該複素相関信号は、例えば、同期、信号復元およびチャネルサウンディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｏｕｎｄｉｎｇ）のための最適のサンプリングポイントを決定するために使用される。
【０００５】
図９は、受信信号９０１を基準信号９０２と相関して複素相関信号９０３を生成する、伝統的なリニア複素信号相関器９００のブロック図を示す。該伝統的なリニア複素信号相関器９００の省略されたものが簡略化のために示されている。この伝統的なリニア複素信号相関器９００は概略的に１４の遅延要素９０４〜９１８（９０４〜６および９１８が示されている。）、１４のタップ９１９〜９３３（９１９〜９２１および９３３が示されている）、および１つの複素合計器９３４を含んでいる。タップ（ｋ＝０）は４つの乗算器９３５〜９３８、２つの加算器９３９および９４０、そして複素信号発生器９４１を有している。タップ（ｋ＝１〜１４）も、また、タップ（ｋ＝０）と同様に、４つの乗算器、２つの加算器および複素信号発生器を有している。
【０００６】
前記伝統的なリニア複素信号相関器９００は図９に示されるように複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして構成される。タップの数はサンプルされる信号９０１の同期ワードのサンプルの数に等しい。振幅成分および位相成分の双方を使用して受信信号を基準信号と相関する複素相関器はリニア相関器として知られている。前記伝統的なリニア複素信号相関器９００はタップごとに４つの乗算操作９３５〜９３８および２つの加算操作９４０および９４１を行う。以下の数式１、数式２および数式３は伝統的なリニア複素信号相関器９００の動作を規定している。数式１および数式２において、Ｃｎは複素相関信号であり、Ｓｎは基準信号であり、Ｒｘ（Ｎ）はサンプルされた信号であり、“ｋ”はインデクスであり、“＊”は複素共役を示す。
【数１】
Ｃｎ＝Ｓ（ｎ）＊Ｒｘ（ｎ）
【数２】
この場合、
Ｓ（ｎ）＝ｓｒ（ｎ）＋ｊｓｉ（ｎ）
Ｒｘ（ｎ）＝ｒｘｒ（ｎ）＋ｊｒｘｉ（ｎ）
である。
【０００７】
数式２の実数成分および虚数成分を拡張すると次の結果を得る。
【数３】
【０００８】
サンプルされた信号および基準信号の双方は実数成分および虚数成分を有する複素信号である。複素信号の実数成分は同相（Ｉ）成分の大きさで表される。複素信号の虚数成分は直角位相（Ｑ）成分の大きさで表される。ＩおよびＱ成分は一緒になって複素信号の振幅および位相を表す。従って、前記ＩおよびＱ成分を信号の実数部を表すＩ成分の大きさおよび信号の虚数部としてのＱ成分の大きさを備えた複素数として取り扱うことにより複素相関が行われる。ＴＤＭＡセルラ電話システムにおいては、π／４差分直交位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）シグナリングは同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分として変調されたシンボル情報を有する。
【０００９】
前記数式３で示されるように、各々のインデクス“ｋ”に対する複素相関信号は４つの乗算操作および２つの加算操作を有する。これらは図９に示されるように各々のタップ９１９〜９３３に対する４つの乗算器９３５〜９３８および２つの加算器９３９および９４０に対応する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ハードウエアで乗算器を構成するにはコストがかかり、スペースを必要としかつ電流消費に敏感な数多くの部品を必要とする。同様に、乗算ステップをソフトウエアで構成するには多くのコード命令を必要とし、これもまた電流消費に敏感である。
【００１１】
図９に示されかつ数式３で説明した伝統的なリニア複素信号相関器９００は各々のタップ９１９〜９３３に対し４つの乗算器９３５〜９３９を構成するためにほぼ２７，０００のモトローラ社の標準のセルのゲートを必要とする。これら２７，０００のゲートに対する電流消費は次の数式４によって計算される。
【数４】
【００１２】
前記伝統的なリニア複素信号相関器９００のハードウエアによる実施は結果としてほぼ２１ミリアンペア（ｍＡ）の電流消費となる（即ち、４×２７，０００ゲート×０．１９４４ＭＨｚ＝〜２１ミリアンペア）
【００１３】
さらに、フェーディングのチャネルはリニア複素相関信号９０３を所定のしきい値より低く低下させることがある。これは劣悪な捕捉時間（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）並びに同期外れを生じる結果となる。従って、リニア複素相関信号９０３はまたフェーディングのチャネルで受信された信号を修正するために平均受信信号電力によって正規化されなければならない。正規化は典型的には平均器および除算器を必要とする。前記平均器は信号の受信信号強度指示（ＲＳＳＩ）を平均する。正規化はソフトウエアに対して大きなオーバヘッドとはならないが、余分のハードウエアを必要とする。正規化機能のハードウエアによる構成はほぼ１，５００のモトローラ社の標準のセルのゲートを使用する。再び前記数式４を参照すると、正規化装置のハードウエアによる構成はほぼ１ミリアンペアの電流消費を生じる結果となる（即ち、４×１５００ゲート×０．１９４４ＭＨｚ＝〜１ミリアンペア）
【００１４】
以上の理由から、必要とされる動作の仕様に適合しながら、従来技術よりも低いハードウエアの複雑さおよび低い電流消費を備えたＴＤＭＡセルラ電話システムにおける複素信号相関器およびその方法が必要である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
一般に、非線形信号相関器１２９（図１）およびその方法５５０（図５）は受信信号１２３を基準信号１２８と相関して相関信号４７６（図４）を生成する。前記受信信号１２３および基準信号１２８は各々第１の成分および第２の成分によって表される。前記受信信号１２３の第２の成分および前記基準信号１２８の第２の成分は複数の時点で組み合わされて相関信号のサンプル４６２〜４７５（図４）を生成する。該相関信号のサンプル４６２〜４７５は加算されて前記相関信号４７６を生成する。
【００１６】
好ましい実施形態では、前記受信信号１２３および基準信号１２８は複素信号である。前記第１の成分および前記第２の成分は、それぞれ、振幅成分および位相成分を構成する。前記受信信号１２３の位相成分および前記基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加えることによって組み合わせが達成され相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。
【００１７】
概念的には、非線形信号相関器１２９および方法５５０およびそれらの利点は受信信号１２３における情報の多くが前記位相成分に含まれていることを認識することから得られる。非線形信号相関器１２９は、従来技術において行われるように、受信信号９０１を基準信号９０２によって乗算する（図９を参照）ことによるのではなく、本発明において行われているように、受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分を加えることにより受信信号１２３を基準信号１２８と相関する。非線形信号相関器１２９は受信信号１２３の他の成分を無視しあるいは制限する一方で、受信信号１２３の幾らかの成分を相関のために使用する相関器である。
【００１８】
伝統的なリニア信号相関器９００における乗算器９３５〜９３８（図９）の代わりに非線形信号相関器１２９において加算器４１６〜４２９（図４を参照）を使用することは非線形信号相関器１２９のハードウエアの複雑さおよび電流消費を大幅に低減する。非線形信号相関器１２９は９５．３％（（２７０００−１２６０ゲート）／２７０００ゲート）のハードウエアの低減、および数式４を使用したほぼ２０ミリアンペアの電流消費の低減（４×（２７０００−１２６０ゲート）×０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ミリアンペア）を、伝統的なリニア信号相関器９００と比較した時、達成する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に図１を参照すると、図１は図４に詳細に示される非線形信号相関器１２９を好適に利用することができる通信ユニット１００のブロック図を示す。この好ましい実施形態では、通信ユニット１００はＴＤＭＡセルラ電話である。本発明を使用することができるＴＤＭＡセルラ電話の例はモトローラ・インコーポレイテッドにより製造されかつそこから入手可能なＭＩＣＲＯＴＡＣＴＭ携帯用無線電話である。
【００２０】
ＴＤＭＡセルラ電話システム１００および１０１は典型的には該ＴＤＭＡセルラ電話１００のような、作動中の（ａｃｔｉｖｅ）加入者ステーションに無線周波（ＲＦ）チャネルを介してデジタル的に符号化された情報１０３のバーストを通信する、１つまたはそれ以上のベースステーション１０１を含む。各々のバースト１０３は複数のタイムスロット３０１〜３０６（図３）を含む。通信の間に、加入者ステーション１００はその通信の期間の間あるタイムスロットを割り当てられる。これらタイムスロットについては図３を参照してさらに説明する。
【００２１】
好ましい実施形態では、各々のバースト１０３はπ／４ ＤＱＰＳＫ（差分直交位相シフトキーイング）機構２００（図２）を使用して変調される。π／４ ＤＱＰＳＫ信号はここでは図２および図３を参照して説明する。
【００２２】
前記ＴＤＭＡセルラ電話１００は移動、手持ち携帯用、または可搬型電話とすることができ、これらの各々はモデム、ファクシミリマシン、コンピュータ、あるいは他の装置またはシステムに接続することができる。ＴＤＭＡセルラ電話１００は典型的には音声通信のために使用されるが、データ、ビデオ、他のマルチメディア型信号、その他のために使用することもできる。一般に、ＴＤＭＡセルラ電話１００は情報を通信する。
【００２３】
ＴＤＭＡセルラ電話１００はその送信信号経路に、マイクロホン１０８、ボコーダ１１２、データフォーマット回路１１０、直交または直角位相変調器１０２、９０ＭＨｚローカル発振器１０６、ミキサ１０４を備えた送信機、送信機フィルタ１１８、およびアンテナ１２０を含む。その受信信号経路には、ＴＤＭＡセルラ電話１００はアンテナ１２０、受信機フィルタ１２２、直交または直角位相復調器１２４、サンプラ１２６、非線形信号相関器１２９、検出器１３２、データデフォーマット回路１３６、ボコーダ１１２、およびスピーカ１３０を含む。
【００２４】
ＴＤＭＡセルラ電話１００のチャネル周波数はマイクロコンピュータ１１４によってシンセサイザ１１６へとロードされかつ送信機１０４および復調器１２４に供給される。好ましい実施形態では、デュプレクス（ｄｕｐｌｅｘ）無線チャネルは８２４ＭＨｚから８４９ＭＨｚまでの範囲の周波数を送信しかつ８６９ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲の周波数を受信する。
【００２５】
ＴＤＭＡセルラ電話１００はマイクロコンピュータ１１４によって制御され、該マイクロコンピュータ１１４はその中に格納された制御およびシグナリング用コンピュータプログラムを有するメモリを含む。ＴＤＭＡセルラ電話１００においては、マイクロコンピュータ１１４は、例えば、モトローラの６８ＨＣ１１型マイクロコンピュータのような、商業的に入手可能なマイクロコンピュータによって構成できる。
【００２６】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、ミキサを備えた送信機１０４は本願出願人の、トーマス・ジェイ・ウォルクザック（ＴｈｏｍａｓＪ．Ｗａｌｃｚａｋ）他により発明されかつ１９９３年３月９日に許可された、「ＴＤＭＡ無線周波送信機のための電力制御回路（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ Ｆｏｒ Ａ ＴＤＭＡ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）」と題する、米国特許第５，１９３，２２３号（参照のため本明細書に導入される）に記載されているように実施できる。送信機１０４は可変利得段、ミキサ、バンドパスフィルタ、および方向性カプラを順方向経路に備え、かつダイオード検出器、アナログ−デジタル変換器、デジタルコントローラ、およびデジタル−アナログ変換器をフィードバック経路に備えている。
【００２７】
送信機１０４はタイミング信号１４４、電力レベル信号１４６およびシンセサイザ出力信号１４８に応答して送信中間周波（ＩＦ）信号１４０を増幅し送信出力信号１４２を生成する。タイミング信号１４４は一連の送信インターバルを規定する波形を有し、該送信インターバルは図３を参照して説明するＴＤＭＡ ＲＦチャネルのための３つの可能なタイムスロット３０１，３０２および３０３の内の１つに対応する。
【００２８】
ＴＤＭＡセルラシステム１００および１０１におけるセルラ電話呼の間に、ＴＤＭＡセルラ電話１００はあるＴＤＭＡ ＲＦチャネルおよびそのチャネルのあるタイムスロット３０３を割り当てられ、音声信号３０９および３１１、シグナリング情報３０８および３１０、およびオーバヘッド情報３０７を伝達する受信信号１２３を受信し、かつ音声信号３１５，３１７および３２０、シグナリング情報３１８および３１９、およびオーバヘッド情報３１３，３１４および３１５を伝達する変調された送信出力信号１４２を送信する（図３）。例えば、ＴＤＭＡセルラ電話１００はある特定のチャネルのタイムスロット３０３を割り当てられる。送信出力信号１４２は各々の割り当てられたタイムスロットの間に前記電力レベル信号１４６によって選択された所望の電力レベルで送信される。
【００２９】
直角位相変調器１０２の動作は次の数式で表される。
【数５】
この場合、Ｖｏｕｔ（ｔ）は変調されたＩＦ信号１４０であり、かつＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）は時間の関数として上で定義されたＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）であり、そして“ｆ”は９０ＭＨｚの送信ＩＦである。
【００３０】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、直角位相変調器１０２は、ステファン・ブイ・チャヒル（Ｓｔｅｐｈｅｎ Ｖ．Ｃａｈｉｌｌ）他により発明され、かつ１９９１年５月２８日に許可された、「ハイブリッド変調装置（Ｈｙｂｒｉｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ａｐｐａｒａｔｕｓ）」と題する、本件出願人の米国特許第５，０２０，０７６号（本明細書に参照のため導入される）に記載されたように実施できる。直角位相変調器１０２はＴＤＭＡ ＲＦ信号を音声、データおよびシグナリング情報によってπ／４−シフト差分直交位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）に従って変調する。ＤＱＰＳＫ変調はジョン・ジー・プローキス（ｊｏｈｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ）による、「デジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」、第１版、ＩＳＢＮ ０−０７−０５０９２７−１、ページ１７１〜１７８、に説明されている。ＤＱＰＳＫ変調はここでは図２を参照して説明する。
【００３１】
データフォマット回路１１０はボコーダ１１２の出力をシグナリングおよびオーバヘッド情報を組み合わせかつその結果をπ／４−シフトＤＱＰＳＫ変調に従って送信ＩおよびＱ信号１１１へと変調する。π／４−シフトＤＱＰＳＫ変調およびシグナリング情報は上に述べたＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４に規定されている。
【００３２】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、直角位相復調器１２４は前記ステファン・ブイ・チャヒルにより発明され、１９９２年９月２２日に許可された、「キャリア信号パラメータによって決定される調整可能な応答時間を有するキャリア再生方法および装置（Ａ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｈａｖｉｎｇ ａｎ ＡｄｊｕｓｔａｂｌｅＲｅｓｐｏｎｓｅ Ｔｉｍｅ Ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ ｂｙ ＣａｒｒｉｅｒＳｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ）」と題する、本件出願人の米国特許第５，１５０，３８４号（参照のため本明細書に導入される）に記載されている。直角位相復調器１２４はπ／４−シフトＤＱＰＳＫに従って情報により変調されたＴＤＭＡ ＲＦ受信信号１２３を復調しかつ受信ＩおよびＱ信号１２５を発生する。
【００３３】
前記直角位相復調器１２４は前記受信信号１２３を受信するよう動作可能に結合されかつ前記受信信号１２３を復調して復調されたＩおよびＱ信号１２５を生成するよう構成される。復調された信号１２５はＩおよびＱ成分を有する複素信号として表される。
【００３４】
サンプラ１２６は前記復調されたＩおよびＱ信号１２５を受信するよう動作可能に結合されかつ前記復調されたＩおよびＱ信号１２５を複数の時点でサンプリングしてサンプルされたＩおよびＱ信号１２６を生成するよう構成されている。サンプラ１２６はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）、例えば、モトローラのＤＳＰ５６ＡＤＣ１６、として構成される。好ましい実施形態では、サンプラ１２６のサンプリングレートは前記復調されたＩおよびＱ信号１２５の最も高い周波数成分の少なくとも２倍となるよう設計される。ＴＤＭＡセルラ電話１００における前記復調されたＩおよびＱ信号１２５の最も高い周波数成分は典型的には２４．３ｋＨｚである。従って、前記π／４ ＤＱＰＳＫ変調機構によって表されるデジタル変調信号を有するＴＤＭＡセルラ電話１００においては、前記サンプリングレートは少なくとも４８．６ｋＨｚとすべきである。
【００３５】
マイクロコンピュータ１１４のメモリはその中に基準信号１２８を記憶する。前記受信信号１２３および基準信号１２８は共に複素信号である。複素信号は実数成分および虚数成分によって表され、かつ振幅成分および位相成分によって表される。前記受信信号１２３および基準信号１２８はここでは図２および図３を参照して説明する。
【００３６】
前記非線形信号相関器１２９は前記サンプルされたＩおよびＱ信号１２７および前記基準信号１２８を受けるよう動作可能に結合され、かつ、複数の時点で、前記サンプルされたＩおよびＱ信号１２７を前記基準信号１２８と相関して複素相関信号１３１を生成するよう構成される。前記非線形信号相関器１２９はここでは図４を参照して説明する。
【００３７】
好ましい実施形態においては、前記非線形信号相関器１２９はまたタイミング再生のためのポスト相関処理を含む。タイミング再生を達成するため、前記非線形信号相関器は複数の複素相関信号８０６〜８３６（図８）の内の所望の複素相関信号８２１に対応する時点（ｐｏｉｎｔ ｉｎ ｔｉｍｅ）を選択する。所望の複素相関信号８２１を選択する方法はここでは図８を参照して説明する。あるいは、前記タイミング再生は、検出器１３２のような、非線形信号相関器１２９の外部で行うこともできる。
【００３８】
検出器１３２は前記相関されたサンプルＩおよびＱ信号１３１を受けるよう動作可能に結合され、かつ検出されたＩおよびＱ信号１３３を生成するよう構成される。
【００３９】
検出されたＩおよびＱ信号１３３はデータデフォーマット（ｄｅｆｏｒｍａｔ）回路１３６によってデフォーマットおよびデコードされてデジタル化された音声信号を復元し、該デジタル化された音声信号はボコーダ１１２に供給される。ボコーダ１１２は音響スピーカにデコードされた信号を提供しユーザが受信された音声信号を聞くことができるようにする。
【００４０】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、ボコーダ１１２は本件出願人の米国特許第４，８１７，１５７号および第４，８９６，３６１号（参照のため本明細書に導入される）に記載されたように構成される。ボコーダ１１２はコード駆動リニア予測（ＣＥＬＰ）符号化に従って音声信号をエンコードしかつデコードする。
【００４１】
フィルタ１１８および１２２はアンテナ１２０によりＴＤＭＡ ＲＦ信号を送信し、かつアンテナ１２０からＴＤＭＡ ＲＦ信号を受信するためデュプレクサとして相互に結合される。フィルタ１１８および１２２は、例えば、米国特許第４，４３１，９７７号、第４，６９２，７２６号、第４，７１６，３９１号、および第４，７４２，５６２号（参照のため本明細書に導入される）に記載されたフィルタのような、任意の適切な伝統的なフィルタとすることができる。
【００４２】
ボコーダ１１２、データフォーマット回路１１０、データデフォーマット回路１２６、直角位相変調器１０２、検出器１３２、サンプラ１２６および直角位相復調器１２４は、例えば、モトローラ社のＤＳＰ５６０００型デジタル信号プロセッサのような、商業的に入手可能なデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成できる。
【００４３】
図２は、複素信号としてのおよび図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された前記受信信号１２３および基準信号１２８の位相配列２００を示す。図２は概略的に実数軸２０１および虚数軸２０２および８つの複素信号配列点２０３〜２１０を示す。前記受信信号１２３および基準信号１２８は実数軸２０１および虚数軸２０２によって規定される実数成分および虚数成分によって表される。配列点２０３，２０５，２０７，２０９は軸２０１および２０２上に位置し、かつ配列点２０４，２０６，２０８，２１０は軸２０１および２０２から外れて位置している。情報は差分的に符号化され、シンボルは絶対位相ではなく位相の変化として伝送される。
【００４４】
前記π／４−シフトＤＱＰＳＫ変調を表す信号ベクトルはコサイン成分およびサイン成分からなる。コサイン成分の大きさを計る信号はまた同相またはＩ信号として知られ、かつサイン成分の振幅を計る信号はまた直角位相またはＱ信号として知られている。該ＩおよびＱで計られるコサインおよびサイン信号はローカル発振器１０６からの９０ＭＨｚの信号の周波数での直交する成分であり、変調された送信ＩＦ信号１４０が次に該ＩおよびＱ信号を加えることによって作成される。前記ＩおよびＱで計られるコサインおよびサイン信号は復調されたＩおよびＱ信号１２５の直角位相または直交成分である。
【００４５】
前記配列の中に復調されたＩおよびＱ信号１２５を表す特定の受信信号ベクトルが示されている。復調された信号１２５の大きさを制限することにより、前記信号ベクトルの長さは該信号ベクトルの端部が１の値に到達するまで効果的に短縮されかつ内挿（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）のプロセスである。１の値は単位円（ｕｎｉｔｙ ｃｉｒｃｌｅ）上の点に対応する。制限された復調信号１２５は、制限されたものとして、１２５−Ｌで示される。復調された信号１２５の振幅を制限することはまた単に復調された信号ベクトルを処理する場合に該復調された信号ベクトルの振幅成分を無視することによって達成できる。もし復調されたＩおよびＱ信号１２５ａを表す特定の受信信号ベクトルが前記単位円より小さければ、復調された信号は信号１２５−Ｌまで延ばされる。このプロセスは外挿（ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）として定義される。
【００４６】
前記ＩおよびＱ信号のベクトル成分を表すシンボルは、±π／４または±３π／４ラジアンのＩＦ信号１０２の位相シフトが発生されるように前記ベクトル成分をシフトすることによってデータフォーマット回路１１０において発生される。おのおのの位相シフトは４つの可能なシンボルの内の１つを符号化する。
【００４７】
前記データデフォーマット回路１３６はビット対を直列デジタルデータに変換することによりデータフォーマット回路１１０の反対の機能を行う。おのおのの受信されたビット対は前に送信されたシンボルに関する所望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。
【００４８】
変調器１０２によって最終的に変調されるべきボコーダ１１２からの直列デジタルデータはまずデータフォーマット回路１１０においてビット対に変換される。各ビット対は前に送信されたシンボルに関する所望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。
【００４９】
シンボルベクトルへのビット対のマッピングは次の数式に従って行われる。
【数６】
【００５０】
この場合ｋは前記ビット対のインデクスであり、ｋ＝１はビット１および２の対に対するものであり、ｋ＝２はビット３および４の対に対するものであり、以下同様である。Ｉ（ｋ−１）およびＱ（ｋ−１）は前のシンボルベクトルのコサインおよびサイン成分の振幅である。Ｘ（ｋ）はビット対（ｋ）の最初のビットを表し、かつＹ（ｋ）はビット対（ｋ）の第２のビットを表す。
【００５１】
位相変化、Δφ、は以下の表に従って決定される。
【表１】
従って、前記直列データストリームのおのおのの２ビットに対し４つの可能なシンボルの内の１つが送信される。
【００５２】
前記変調の命名π／４−シフトＤＱＰＳＫに対する理由およびそれがどのように動作するかは今や明らかであり、位相シフトはベクトル空間においてπ／４の増分で行われ、シンボルは前のシンボルベクトルに関して差分的に符号化され、かつ送信ＩＦ信号１４０における情報を伝達する量はいずれか２つのシンボルの間の４つの可能なシフトの内の１つを備えた位相シフトである。
【００５３】
本発明の好ましい実施形態では、単位振幅を有する８つの配列点が使用される。しかしながら、複数の位相および振幅を有する、直角位相振幅変調のような、他の変調機構を使用する、他の用途においても、本発明を好適に使用することができる。この発明は特に位相変調システムにとって好都合である。
【００５４】
本発明の好ましい実施形態では、前記非線形信号相関器１２９は加入者セルラ電話において実施される。本発明は加入者製品のみに限定されるのではなく、固定サイトステーション、またはベースステーション、例えば、図１に示されるベースステーション１０１において使用することもできる。
【００５５】
図３は、図２の受信信号１２３、送信信号１４２および基準信号１２８のための信号フォーマットを示しかつ図１の通信ユニットと共に使用するように構成されている。ＴＤＭＡ ＲＦチャネルのためのデータトラフィックチャネル構造の構成は前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２に記載されている。
【００５６】
おのおののデジタルＴＤＭＡ ＲＦチャネル３００のフレーム長は４０ミリセカンドとされる。各フレームは、長さがちょうど１６２シンボルの、６つの等しい寸法のタイムスロット３０１〜３０６から構成される。おのおののフルレートのトラフィックチャネルは前記フレームにおいて２つの等しい間隔のタイムスロットを使用し、スロット１および４（３０１および３０４）、スロット２および３（３０２および３０５）、またはスロット３および６（３０３および３０６）を使用する。
【００５７】
ベースステーションから移動ステーションへ送信される前記受信信号に対するスロットのフォーマット１２３は受信信号１２３それ自体と同じ参照数字を有している。ＳＹＮＣ３０７は同期およびトレーニングのために使用される（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．４を参照）。ＳＡＣＣＨ３０８は低速関連制御チャネルを表す（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ２．７．３．１．２および３．７．３．１．２を参照）。データ３０９および３１１はユーザ情報またはＦＡＣＣＨである。ＣＤＶＣＣ３１０は符号化されたデジタル検証カラーコードである。ＲＳＶＤ３１２はリザーブのビットを表す（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．２，２．４．３および３．４．３を参照）。
【００５８】
移動ステーションからベースステーションに送信される送信信号１４２に対するスロットのフォーマット１４２は前記受信信号１４２それ自体と同じ参照数字を有する。“Ｇ”３１３はガードタイムである。“Ｒ”３１４はランプタイム（ｒａｍｐ ｔｉｍｅ）である。（“Ｇ”および“Ｒ”については、前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．３を参照）。ＳＡＣＣＨ，ＣＤＶＣＣおよびＲＳＶＤは前記受信信号１２３の場合と同じである。
【００５９】
基準信号１２８に対するスロットのフォーマット１２８は前記基準信号１２８それ自体と同じ参照数字を有している。基準信号１２８はＳＩＮＣワード３０７のビットの数と等しくするため２８ビットを有する。これらの２８ビットは図１のマイクロコンピュータ１１４のメモリに格納されている。基準信号１２８の２８ビットのおのおのの隣接する対は１つのシンボルを表す。基準信号１２８は１４のシンボル３２１〜３３４を有する。好ましい実施形態によれば、基準信号１２８は位相情報のみを必要とし、それは図１の非線形相関器１２９は受信信号１２３および基準信号１２８の位相を加えることによって相関を行うからである。１４のシンボル３２１〜３３４の大きさは１または単位値（ｕｎｉｔｙ）または無視されるものと想定できる。
【００６０】
本発明はタイミング再生（ｔｉｍｉｎｇ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）のために使用される。タイミング再生は受信信号のＳＹＮＣ３０７を基準信号１２８と相関することによって獲得することができる。本発明を使用してタイミング再生のために最適のサンプリングポイントを選択することはここでは図８を参照して説明する。
【００６１】
図４は、図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された非線形複素信号相関器１２９のブロック図を示す。該非線形信号相関器１２９は全体として複数のタップ４０１〜４１４、複数のコンバイナまたは加算器４１６〜４２９、第１の加算器４３０、除算器４３１、複数の減算器４３３〜４４６、複数の絶対値決定器４４７〜４６０、および第２の加算器４６１を含む。
【００６２】
前記非線形信号相関器１２９は受信信号１２３を前記基準信号１２８と相関して相関信号１３１を生成する。前記受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの少なくとも第１の成分および第２の成分によって表される。好ましい実施形態では、受信信号１２３および基準信号１２８は複素信号である。前記第１の成分および第２の成分は、それぞれ、振幅成分および位相成分からなる。
【００６３】
複数のタップ４０１〜４１４は前記受信信号１２３を複数の時点で遅延させるよう構成されている。好ましい実施形態では、タップ４０１〜４１４の遅延は１つのシンボル時間である。好ましい実施形態では、複数のタップ４０１〜４１４の所定の数は基準信号１２８のシンボル３２１〜３３４（図３）の所定の数に対応する。従って、この場合のタップの数は１４である。
【００６４】
前記複数のコンバイナ４１６〜４２９は、それぞれ、前記複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ前記受信信号１２３の第２の成分および前記基準信号１２８の第２の成分を複数の時点で結合して相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。好ましい実施形態では、複数のコンバイナ４１６〜４２９は受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加算して相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。
【００６５】
第１の加算器４３０は前記複数のコンバイナまたは加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して相関信号１３１を生成するよう構成されている。
【００６６】
要するに、上記好ましい実施形態の主な特徴は、受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの振幅成分および位相成分で表される複素信号である。前記複数のタップ４０１〜４１４は受信信号１２３を複数の時点に遅延させるよう構成されている。前記複数の加算器４１６〜４２９は、それぞれ、前記複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ前記受信信号１２３の位相成分および前記基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。前記第１の加算器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して複素相関信号を生成するよう構成されている。
【００６７】
相関信号１３１は図１の非線形信号相関器１２９の出力を表す。該相関信号１３１は信頼性がありかつＴＤＭＡセルラ電話１００の要件に合致し、一方前記非線形信号相関器は従来技術に対して大幅なハードウエアの低減および電流消費の節約を実現する。しかしながら、非線形信号相関器１２９の付加的な特徴はさらに良好な相関信号を提供する。
【００６８】
これらの特徴の１つは複素相関信号４６２〜４７５のサンプルからバイアスを除去することである。該バイアスは、未知の初期位相、周波数オフセット、タイミングジッタ、および何らかのチャネルの不規則性、の内のいずれかまたはすべてによって引き起こされる。該バイアスは図２においては位相オフセット５０５として示されている。もし前記バイアスが相関信号１３１に残っていれば、結果として生じる効果は同期を喪失する結果となる未知の相関信号１３１を生じることである。バイアス５０５を除去する利点は同期がより少ない誤差と共に決定できることである。
【００６９】
前記特徴の内の他の１つは複素相関信号サンプル４６２〜４７５を正にすることである。複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の不確かな極性は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５から前記バイアス５０５を減算することによって生じる。もし不確かな極性が前記相関信号１３１と共に残っていれば、結果として生じる効果は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の打消しであり誤った検出を生じさせる。極性を正にすることの利点は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の打消し（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）を除去することである。
【００７０】
上に述べた２つの特徴的構成は別個にあるいはいっしょに使用することができる。好ましい本実施形態においては、それらは図４に示されるようにいっしょに使用される。
【００７１】
前記第１の特徴的構成につき説明する。以下の説明ではバイアス決定器４３１および複数の減算器４３３〜４４６について考慮し、複数の絶対値決定器４４７〜４６０については考慮しない。バイアス決定器４３１は第１の加算器４３０に動作可能に結合されかつ前記複数のタップ４３２の数に応じて前記複素相関信号１３１のバイアス５０５を決定するよう構成されている。好ましい実施形態では、前記バイアス５０５は複素相関信号１３１の平均値を有する。好ましい実施形態では、前記バイアス決定器４３１は第１の加算器４３０に動作可能に結合され前記所定の数の複数のタップ４３２にわたる複素相関信号１３１を平均するよう構成された平均器または除算器を具備する。
【００７２】
前記複数の減算器４３３〜４４６は、それぞれ、バイアス決定器４３１および前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのからバイアス５０５を減算して前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を生成する。
【００７３】
第２の加算器４６１が前記複数の減算器４３３〜４４６に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を加算してバイアスされない複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。この場合、前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は使用されなかったことになる。
【００７４】
前記第２の特徴的構成につき説明する。以下の説明では前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０を考慮するが、前記バイアス決定器４３１および前記複数の減算器４３３〜４４６は考慮しない。前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は、それぞれ、前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのの絶対値を決定して複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０４を生成するよう構成されている。第２の加算器４６１は前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０４を加算して正の複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。
【００７５】
図４に完全に示された本発明の好ましい実施形態では、要するに、非線形信号相関器１２９は受信信号１２３を基準信号１２８と相関してバイアスされない正の複素相関信号４７６を生成する。受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの振幅成分および位相成分で表される複素信号である。複数のタップ４０１〜４１４は前記受信信号１２３を複数の時点に遅延するよう構成されている。前記所定の数の複数のタップ４０１〜４１４は基準信号１２８の所定の数のシンボルに対応する。前記複数の加算器４１６〜４２９は、それぞれ、複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ複数の時点で受信信号１２３の位相成分と基準信号１２８の位相成分とを加算して複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。第１の加算器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して複素相関信号１３１を生成するよう構成されている。前記平均器または除算器４３１は前記第１の加算器４３０に動作可能に結合されかつ前記複数のタップの数４３２に応答して前記複素相関信号１３１の平均値５０５を求めるよう構成されている。前記複数の減算器４３３〜４４６は、それぞれ、前記平均器４３１および前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記平均値５０５を前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのから減算して複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を生成するよう構成されている。前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は、それぞれ、前記複数の減算器４３３〜４４６に動作可能に結合され、かつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０のおのおのの絶対値を決定して複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４を生成するよう構成されている。第２の加算器４６１は前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４を加算して正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。
【００７６】
以下の説明は複数の加算器４１６〜４２９およびそれらの本発明に係わる非線形信号相関器１２９に対する関係にしぼって行なう。典型的な複素相関ステップのフェーザシステムへの変換は以下の数式７に示されており、ここで“＊”は複素共役を表し、“｜｜”は絶対値を表し、かつ“＜”は引き数または変数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）の位相を表す。
【数７】
【００７７】
理想的には、前記受信信号Ｒｘ（ｋＴ）および基準信号Ｓ（ｋＴ）の振幅の乗算はπ／４ ＤＱＰＳＫ変調システムに対してはユニティ（ｕｎｉｔｙ）であるべきであり、それは理想的な条件の下では、受信信号は単位円上にあるべきであるからである。タイミングオフセット、周波数オフセット、ノイズ、遅延広がり、およびフェーディングは受信信号のひずみに対するいくらかの寄与物である。ひずみを受けた信号ベクトルを単位円に内挿／外挿する（すなわち、複素相関ステップ信号出力の振幅を１にセットする）ことにより、前記数式７の残余は次の数式８に示されるように２つの信号の位相の加算となる。
【数８】
｜Ｒｘ（ｋＴ）｜ｘ｜Ｓ（ｋＴ）｜＝１
＝＞ Ｃｎ＿ｓｔｅｐ＝１ｅｘｐ｛＜Ｒｘ（ｋＴ）−＜Ｓ（ｋＴ）｝
【００７８】
本発明の非線形信号相関器１２９を使用すると、各々の相関ステップは前記４つの乗算器９３５〜９３８および２つの加算器９３９および９４０（図９）に対して１つの加算器のみを持つことになる。この図４は加算器４１６〜４２９を使用した複雑さが低減した非線形信号相関器の好ましい実施形態を示している。
【００７９】
本発明の非線形信号相関器１２９は受信信号１２３Ｒｘ（ｋＴ）および基準信号１２８Ｓ（ｋＴ）の位相を加えて従来技術によって数式７に示されたものと実質的に等価な複素相関ステップを提供する。この内挿／外挿（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ／ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）操作は実施されるπ／４ ＤＱＰＳＫ変調機構ならびに符号化される情報の大部分は受信信号１２３の位相にあることを認識することにより正当化される。
【００８０】
受信信号１２３の振幅を無視することにより、フェーディングチャネルから受信されるゼロにされたまたは無効化された（ｎｕｌｌｅｄ）信号電力は伝統的なリニア複素相関方法において明らかな程度に相関ピーク振幅に寄与しなくなる。したがって、正規化動作が除去され、これもまた必要なハードウェアを低減しかつそれによって電流消費を低減する。
【００８１】
図４に示される非線形信号相関器１２９をハードウェアで構成するのに必要なモトローラの標準セルゲートの数は１，２６０ゲートであり、数式４から１ｍＡより小さな電流消費の結果が得られる（４＊１２６０ゲート＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜１ｍＡ）。図９に示される従来技術のリニア相関器と比較した場合、前記非線形信号相関器１２９はハードウェアの不動産の９５．３％の低減（（２７０００ゲート−１２６０ゲート）／２７０００ゲート＝９５．３％）、および電流消費の２０ｍＡ以上の低減（数式４から、４＊（２７０００ゲート−１２６０ゲート）＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ｍＡ）となる。これらの結果は、セルラ電話のような、携帯用通信製品のコストに対する敏感さおよびバッテリ寿命に照らせば極めて意義深いものである。
【００８２】
要するに、非線形相関器１２９を使用して相関を行なうステップは第１に、複素信号を乗算するのではなく、複素信号の位相を加算することによって達成される。ハードウェア信号相関器を構成するために簡単な２進加算器を使用する非線形相関器１２９はより複雑でなく、かつ乗算器および加算器を使用する従来技術をリニア相関器９００よりも使用する電流がずっと少ない。このことは相関器は受信信号１２３の情報の全てを必要とするものでないことを実現することを必要とした。相関サンプルの振幅を内挿／外挿することにより、複素相関動作全体が受信信号１２３および基準信号１２８の位相を加算することに低減される。
【００８３】
図５は、図１および図４の非線形複素信号相関器１２９の動作を説明するフローチャート５５０を示す。該フローチャート５５０は受信信号１２３を基準信号１２８と相関して正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成する方法を示す。受信信号１２３および基準信号１２８は各々振幅成分および位相成分で表わされる複素信号である。ステップ５５１において本方法は始まる。
【００８４】
ステップ５５２において、受信信号１２３の振幅成分が制限される。好ましい実施形態では、制限するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成分を１の値に等しくセットすることによって達成される。あるいは、制限するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成分を無視することによって達成できる。
【００８５】
ステップ５５３において、受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分が複数の時点で加算され複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。好ましい実施形態では、該複数の時点は基準信号１２８のシンボルの所定の数に対応する。
【００８６】
ステップ５５４において、複素相関信号のサンプル４６２〜４７５は加算されて複素相関信号１３１を生成する。
【００８７】
ステップ５５５において、複素相関信号１３１のバイアス５０５が決定される。好ましい実施形態では、該バイアスは中間値または平均値（ｍｅａｎ ｖａｌｕｅ）５０５である。好ましい実施形態では、複素相関信号１３１の平均値５０５を決定するステップ５５５は基準信号１２８における所定の数のシンボル４３２にわたり前記複素相関信号１３１を平均することによって達成される。
【００８８】
ステップ５５６において、前記複素相関信号４６２〜４７５のサンプルの各々からバイアス５０５が除去されて複素相関信号４７７〜４９０のバイアスされないサンプルを生成する。好ましい実施形態では、前記バイアス５０５は複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の各々から前記平均値５０５を減算する４３３〜４４６ことにより除去される。
【００８９】
ステップ５５７において、前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０の各々の絶対値４４７〜４６０が決定されて複素相関信号４９１〜５０４の正のバイアスされないサンプルを生成する。
【００９０】
ステップ５５８において、前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４が加算されて正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成する。
【００９１】
ステップ５５９において、フローチャートは他の処理に続く。
【００９２】
図６および図７は共に図１および図４に示される非線形相関器１２９の実際の性能測定を提示するために示されている。図６は、例えば、図４の非線形複素信号相関器および図９の従来のリニア複素信号相関器に対する１つのシンボル遅延におけるフォールスレート（ｆａｌｓｅ ｒａｔｅ）対信号対雑音比のグラフを示す。図７は、例えば、図４の非線形複素信号相関器および図９の従来のリニア複素信号相関器に対する１つのシンボル遅延におけるミスレート（ｍｉｓｓ ｒａｔｅ）対信号対雑音比のグラフを示す。
【００９３】
本発明を実施する場合に大量のデータがとられた。例えば、データは異なる信号対雑音比（ＳＮＲ）およびチャネル条件に対してとられた。１つのシンボル遅延に対するグラフは１つの例としてのみ与えられている。したがって、前記非線形信号相関器１２９の性能と図９のリニア信号相関器の性能との間の相対的な比較は多くの表およびグラフを添付することなく種々の条件の下で要約する。
【００９４】
信号相関器の性能はフォールスレート（ｆａｌｓｅ ｒａｔｅ）およびミスレート（ｍｉｓｓ ｒａｔｅ）によって評価される。フォールスレートは合計数のスロットに対する偽りの（ｆａｌｓｅ）同期ワードの検出の比率である。ミスレートは所定のしきい値より低い相関器ピークの数でありかつ同期の「ドロップ（ｄｒｏｐｐｉｎｇ）」に関連している。本発明の非線形相関器の性能は図６および図７において伝統的なリニア複素相関器と比較して正規化されて示されている。グラフにおいて示された各ポイントに対して集められたデータは少なくとも３０００タイムスロット以上である。
【００９５】
相関器の性能は固定点精度（ｆｉｘｅｄ ｐｏｉｎｔ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）に関連している。固定点精度は与えられた数を表わするのに必要な２進デジット（ビット）の数である。
【００９６】
シンボル遅延は２つのレイ（ｒａｙｓ）を有する伝送信号経路の結果であるチャネルモデルであり、該レイの内の一方は他の伝送されたレイに関して１シンボルだけ遅延しており、かつ双方のレイが受信機において組合わされて中間シンボル（ｉｎｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ）を有する受信信号を生成する。
【００９７】
リニア相関器のフォールスレートは図６および図７に見られるように、１０および１２ビットのより高い精度に対する静的および遅延広がりチャネルに対し非線形相関器よりも３〜５ｄＢ良好である。フェーディングチャネル条件の下では、リニア相関器は１２ビットの精度によってより良好に機能するのみであり、一方非線形相関器は図７に示されるように精度に無関係により良好な性能を示す。
【００９８】
前記ミスレートは全ての条件および固定点精度において両方の相関器に関してほぼ同じである。フォールスレートはミスレートよりも精度の低下により敏感であることは注目に値する。全てのミスレートのカーブは小さな領域にグループ分けされ、一方フォールスレートのカーブは固定点精度に応じてグラフにわたり変動している。
【００９９】
上の結果は正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）と組合わせて使用したリニア相関器を反映していることに注目することは重要である。もし正規化が使用されなければ、リニア相関器のフェーディングチャネルにおけるミスレート性能は５０％悪化する。これはリニア相関器の受信信号の振幅に対する依存性を示す。フェーディングは位相よりも振幅に影響するから、位相情報のみを使用する非線形相関器は正規化なしに振幅および位相情報を共に使用するリニア相関器よりもフェーディング状態においてより弾力性がある。
【０１００】
シミュレーション結果は前記非線形位相相関器が、リニア複素相関器の手法と比較して、静的および遅延広がり条件の下で精度測定の間におけるフォールスレート性能において少しの差異を有することを示している。したがって、非線形相関器はより小さな精度を有することがあるが依然として良好なフォールスレート性能を維持することができる。
【０１０１】
さらに、相関はピークを検出することのみが必要であるという事実により、抽出精度は要求されない。したがって、正規化を備えたリニア相関器を使用することによって得られる少しの改善はそのハードウェアの構成に関連する大きなコスト、寸法および電流消費の負担によって正当化されないことになる。
【０１０２】
図８は、図４の非線形複素信号相関器１２９によって発生されかつ図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された複数の複素相関信号８０６〜８３６についての振幅８０１対時間８０２のグラフを示す。
【０１０３】
受信信号１２３をサンプリングするための最適の時点８３７は図８の図示によって決定される。受信信号１２３および基準信号１２８は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号である。最適の時点８３７を決定する方法は所定の期間８０５の間図５のステップ５５３〜５５８を反復して複数の複素相関信号８０６〜８３６を生成するステップを具備する。所望の複素相関信号８２１は前記複数の複素相関信号８０６〜８３６の内から決定される。所望の複素相関信号８２１が好ましい場合、該所望の複素相関信号８２１に対応する時点８３７が選択される。該所望の複素相関信号８２１が好ましくない場合、該所望の複素相関信号８２１に対応する時点８３７は無視される。
【０１０４】
好ましい実施形態においては、所望の複素相関信号８２１を決定するステップはさらに前記複数の複素相関信号８０６〜８３６を互いに比較する段階、および前記比較の段階に応じて前記複数の複素相関信号８０６〜８３６の内から最小の値８０４を有する複素相関信号として所望の複素相関信号８２１を決定する段階を具備する。
【０１０５】
あるいは、前記所望の複素相関信号８２１は前記所望の複素相関信号８２１が所定のしきい値８０３より小さい場合に好ましいものと判定され、かつ前記所望の複素相関信号８２１は前記所望の複素相関信号８２１が前記所定のしきい値８０３より大きいかまたは等しい場合に好ましくないものと判定される。
【０１０６】
【発明の効果】
本発明の非線形信号相関器は図９に示される従来技術の複素信号相関器において必要とされたタップ毎に４つの乗算器および２つの加算器を図４に示されるようにタップ毎に１つの加算器で好適に置き換えることができる。この置き換えは従来技術のリニア複素信号相関器に対して本発明の非線形信号相関器１２９の複雑さをほぼ９５％低減し、これは約２０ｍＡの電流消費の節約を生み出す。この大幅な複雑さの低減はより少ない部品数を実現し、これは非線形複素信号相関器のコスト、スペースおよび電流消費を低減する。複雑さの低減は相関は受信信号１２３の全ての情報を必要とするものでないことを認識することにより達成される。相関サンプルの振幅を単位利得に内挿／外挿することにより、複素相関器全体の動作が受信信号１２３と基準信号１２８の位相を加えることに縮小される。セルラ電話製品の顧客にとっては、これらの利点はより長い通話時間を備えより低価格かつより小型の製品を生み出す結果につながる。
【０１０７】
本発明がその例示的な実施形態に関連して説明されたが、本発明はこれらの特定の実施形態に限定されるものでないと考える。当業者は添付の特許請求の範囲に記載された本発明の精神および範囲から離れることなく変更および修正を行なうことができることを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】図４の非線形信号相関器を好適に使用することができる通信ユニットを示すブロック図である。
【図２】複素信号としてのかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された受信信号、送信信号および基準信号の位相配列を示す説明図である。
【図３】図２に示されかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された受信信号および基準信号の信号フォーマットを示す説明図である。
【図４】図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された非線形複素信号相関器を示すブロック図である。
【図５】図４の非線形複素信号相関器の動作を示すフローチャートである。
【図６】一例として、図４の非線形複素信号相関器および図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての、１つのシンボル遅延におけるフォールスレート対信号対雑音比の関係を示すグラフである。
【図７】一例として、図４の非線形複素信号相関器および図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての１つのシンボル遅延におけるミスレート対信号対雑音比の関係を示すグラフである。
【図８】図４の非線形複素信号相関器によって発生されかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された複数の複素相関信号に対する振幅対時間の関係を示すグラフである。
【図９】従来のリニア複素信号相関器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００ 通信ユニット
１０１ ベースステーション
１０２ 直角位相変調器
１０４ ミキサを備えた送信機
１０６ ローカル発振器
１０８ マイクロホン
１１０ データフォーマット回路
１１２ ボコーダ
１１４ メモリを備えたマイクロコンピュータ
１１６ シンセサイザ
１１８，１２２ フィルタ
１２０ アンテナ
１２４ 直角位相復調器
１２６ サンプラ
１２９ 非線形信号相関器
１３０ スピーカ
１３２ 検出器
１３６ データデフォーマット回路
４０１〜４１４ タップ
４１６〜４２９ コンバイナーまたは加算器
４３０ 第１の合計器
４３１ 除算器
４３３〜４４６ 減算器
４４７〜４６０ 絶対値決定器
４６１ 第２の合計器
【発明の属する技術分野】
本発明は通信ユニットのための信号相関器（ｓｉｎａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒｓ）に関し、かつより特定的には時分割多元接続（ＴＤＭＡ）セルラ電話のための非線形信号相関器およびその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラ電話通信システムおよび陸上移動通信システムのような、通信システムの基本的な動作および構造は技術的に良く知られている。例えば、ＴＤＭＡセルラ電話システムはアメリカ合衆国、ワシントン、ディーシー ２０００６、ノースウェスト、ペンシルヴェニア・アベシュー ２００１の、ＥＩＡ工学出版局（ＥＩＡ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ｏｆｆｉｃｅ）によって出版されかつそこから入手可能な、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定標準ＩＳ−５４（以後、「ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４」と称する）に明記されている。該ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４は参照のためここに導入される。
【０００３】
一般に、通信システムは典型的には複数の通信ユニット、ある地理的領域にわたり配置された所定の数のベースステーション（あるいは、中継器またはリピータ）、およびコントローラを備えている。前記通信ユニットは車両に搭載しあるいは携帯用ユニットとすることができる。前記通信ユニットおよびベースステーションは各々送信機、受信機または送受信機を形成する送信機および受信機の双方を備えている。前記通信ユニットは通信チャネルによってベースステーションと通信し、該通信チャネルにより、無線周波（ＲＦ）信号のような、変調された信号が送信されおよび／または受信される。前記コントローラは典型的には中央集中された呼処理ユニットまたは前記通信システムにおける通信ユニットのための通信経路を確立するために一緒に機能する分散されたコントローラのネットワークを備えている。
【０００４】
より詳細には、前記受信機は、とりわけ、復調器、サンプラ、メモリユニット、相関器および検出器を含む。前記通信ユニットの受信機は前記通信チャネル上の変調された信号を受信してベースステーションの送信機による変調された信号の送信に続く受信信号を生成する。前記復調器は前記変調された信号を復調して復調された信号を生成する。前記サンプラは複数の時点で前記復調された信号をサンプルしてサンプルされた信号を生成する。前記メモリユニットは基準信号を格納する。前記変調された信号および前記基準信号の双方は実数成分および虚数成分によって表される複素信号である。前記相関器は、複数の時点で、前記サンプルされた信号を前記基準信号と相関して複素相関信号を生成する。該複素相関信号は、例えば、同期、信号復元およびチャネルサウンディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｏｕｎｄｉｎｇ）のための最適のサンプリングポイントを決定するために使用される。
【０００５】
図９は、受信信号９０１を基準信号９０２と相関して複素相関信号９０３を生成する、伝統的なリニア複素信号相関器９００のブロック図を示す。該伝統的なリニア複素信号相関器９００の省略されたものが簡略化のために示されている。この伝統的なリニア複素信号相関器９００は概略的に１４の遅延要素９０４〜９１８（９０４〜６および９１８が示されている。）、１４のタップ９１９〜９３３（９１９〜９２１および９３３が示されている）、および１つの複素合計器９３４を含んでいる。タップ（ｋ＝０）は４つの乗算器９３５〜９３８、２つの加算器９３９および９４０、そして複素信号発生器９４１を有している。タップ（ｋ＝１〜１４）も、また、タップ（ｋ＝０）と同様に、４つの乗算器、２つの加算器および複素信号発生器を有している。
【０００６】
前記伝統的なリニア複素信号相関器９００は図９に示されるように複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして構成される。タップの数はサンプルされる信号９０１の同期ワードのサンプルの数に等しい。振幅成分および位相成分の双方を使用して受信信号を基準信号と相関する複素相関器はリニア相関器として知られている。前記伝統的なリニア複素信号相関器９００はタップごとに４つの乗算操作９３５〜９３８および２つの加算操作９４０および９４１を行う。以下の数式１、数式２および数式３は伝統的なリニア複素信号相関器９００の動作を規定している。数式１および数式２において、Ｃｎは複素相関信号であり、Ｓｎは基準信号であり、Ｒｘ（Ｎ）はサンプルされた信号であり、“ｋ”はインデクスであり、“＊”は複素共役を示す。
【数１】
Ｃｎ＝Ｓ（ｎ）＊Ｒｘ（ｎ）
【数２】
Ｓ（ｎ）＝ｓｒ（ｎ）＋ｊｓｉ（ｎ）
Ｒｘ（ｎ）＝ｒｘｒ（ｎ）＋ｊｒｘｉ（ｎ）
である。
【０００７】
数式２の実数成分および虚数成分を拡張すると次の結果を得る。
【数３】
サンプルされた信号および基準信号の双方は実数成分および虚数成分を有する複素信号である。複素信号の実数成分は同相（Ｉ）成分の大きさで表される。複素信号の虚数成分は直角位相（Ｑ）成分の大きさで表される。ＩおよびＱ成分は一緒になって複素信号の振幅および位相を表す。従って、前記ＩおよびＱ成分を信号の実数部を表すＩ成分の大きさおよび信号の虚数部としてのＱ成分の大きさを備えた複素数として取り扱うことにより複素相関が行われる。ＴＤＭＡセルラ電話システムにおいては、π／４差分直交位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）シグナリングは同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分として変調されたシンボル情報を有する。
【０００９】
前記数式３で示されるように、各々のインデクス“ｋ”に対する複素相関信号は４つの乗算操作および２つの加算操作を有する。これらは図９に示されるように各々のタップ９１９〜９３３に対する４つの乗算器９３５〜９３８および２つの加算器９３９および９４０に対応する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ハードウエアで乗算器を構成するにはコストがかかり、スペースを必要としかつ電流消費に敏感な数多くの部品を必要とする。同様に、乗算ステップをソフトウエアで構成するには多くのコード命令を必要とし、これもまた電流消費に敏感である。
【００１１】
図９に示されかつ数式３で説明した伝統的なリニア複素信号相関器９００は各々のタップ９１９〜９３３に対し４つの乗算器９３５〜９３９を構成するためにほぼ２７，０００のモトローラ社の標準のセルのゲートを必要とする。これら２７，０００のゲートに対する電流消費は次の数式４によって計算される。
【数４】
前記伝統的なリニア複素信号相関器９００のハードウエアによる実施は結果としてほぼ２１ミリアンペア（ｍＡ）の電流消費となる（即ち、４×２７，０００ゲート×０．１９４４ＭＨｚ＝〜２１ミリアンペア）
【００１３】
さらに、フェーディングのチャネルはリニア複素相関信号９０３を所定のしきい値より低く低下させることがある。これは劣悪な捕捉時間（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）並びに同期外れを生じる結果となる。従って、リニア複素相関信号９０３はまたフェーディングのチャネルで受信された信号を修正するために平均受信信号電力によって正規化されなければならない。正規化は典型的には平均器および除算器を必要とする。前記平均器は信号の受信信号強度指示（ＲＳＳＩ）を平均する。正規化はソフトウエアに対して大きなオーバヘッドとはならないが、余分のハードウエアを必要とする。正規化機能のハードウエアによる構成はほぼ１，５００のモトローラ社の標準のセルのゲートを使用する。再び前記数式４を参照すると、正規化装置のハードウエアによる構成はほぼ１ミリアンペアの電流消費を生じる結果となる（即ち、４×１５００ゲート×０．１９４４ＭＨｚ＝〜１ミリアンペア）
【００１４】
以上の理由から、必要とされる動作の仕様に適合しながら、従来技術よりも低いハードウエアの複雑さおよび低い電流消費を備えたＴＤＭＡセルラ電話システムにおける複素信号相関器およびその方法が必要である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
一般に、非線形信号相関器１２９（図１）およびその方法５５０（図５）は受信信号１２３を基準信号１２８と相関して相関信号４７６（図４）を生成する。前記受信信号１２３および基準信号１２８は各々第１の成分および第２の成分によって表される。前記受信信号１２３の第２の成分および前記基準信号１２８の第２の成分は複数の時点で組み合わされて相関信号のサンプル４６２〜４７５（図４）を生成する。該相関信号のサンプル４６２〜４７５は加算されて前記相関信号４７６を生成する。
【００１６】
好ましい実施形態では、前記受信信号１２３および基準信号１２８は複素信号である。前記第１の成分および前記第２の成分は、それぞれ、振幅成分および位相成分を構成する。前記受信信号１２３の位相成分および前記基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加えることによって組み合わせが達成され相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。
【００１７】
概念的には、非線形信号相関器１２９および方法５５０およびそれらの利点は受信信号１２３における情報の多くが前記位相成分に含まれていることを認識することから得られる。非線形信号相関器１２９は、従来技術において行われるように、受信信号９０１を基準信号９０２によって乗算する（図９を参照）ことによるのではなく、本発明において行われているように、受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分を加えることにより受信信号１２３を基準信号１２８と相関する。非線形信号相関器１２９は受信信号１２３の他の成分を無視しあるいは制限する一方で、受信信号１２３の幾らかの成分を相関のために使用する相関器である。
【００１８】
伝統的なリニア信号相関器９００における乗算器９３５〜９３８（図９）の代わりに非線形信号相関器１２９において加算器４１６〜４２９（図４を参照）を使用することは非線形信号相関器１２９のハードウエアの複雑さおよび電流消費を大幅に低減する。非線形信号相関器１２９は９５．３％（（２７０００−１２６０ゲート）／２７０００ゲート）のハードウエアの低減、および数式４を使用したほぼ２０ミリアンペアの電流消費の低減（４×（２７０００−１２６０ゲート）×０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ミリアンペア）を、伝統的なリニア信号相関器９００と比較した時、達成する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に図１を参照すると、図１は図４に詳細に示される非線形信号相関器１２９を好適に利用することができる通信ユニット１００のブロック図を示す。この好ましい実施形態では、通信ユニット１００はＴＤＭＡセルラ電話である。本発明を使用することができるＴＤＭＡセルラ電話の例はモトローラ・インコーポレイテッドにより製造されかつそこから入手可能なＭＩＣＲＯＴＡＣＴＭ携帯用無線電話である。
【００２０】
ＴＤＭＡセルラ電話システム１００および１０１は典型的には該ＴＤＭＡセルラ電話１００のような、作動中の（ａｃｔｉｖｅ）加入者ステーションに無線周波（ＲＦ）チャネルを介してデジタル的に符号化された情報１０３のバーストを通信する、１つまたはそれ以上のベースステーション１０１を含む。各々のバースト１０３は複数のタイムスロット３０１〜３０６（図３）を含む。通信の間に、加入者ステーション１００はその通信の期間の間あるタイムスロットを割り当てられる。これらタイムスロットについては図３を参照してさらに説明する。
【００２１】
好ましい実施形態では、各々のバースト１０３はπ／４ ＤＱＰＳＫ（差分直交位相シフトキーイング）機構２００（図２）を使用して変調される。π／４ ＤＱＰＳＫ信号はここでは図２および図３を参照して説明する。
【００２２】
前記ＴＤＭＡセルラ電話１００は移動、手持ち携帯用、または可搬型電話とすることができ、これらの各々はモデム、ファクシミリマシン、コンピュータ、あるいは他の装置またはシステムに接続することができる。ＴＤＭＡセルラ電話１００は典型的には音声通信のために使用されるが、データ、ビデオ、他のマルチメディア型信号、その他のために使用することもできる。一般に、ＴＤＭＡセルラ電話１００は情報を通信する。
【００２３】
ＴＤＭＡセルラ電話１００はその送信信号経路に、マイクロホン１０８、ボコーダ１１２、データフォーマット回路１１０、直交または直角位相変調器１０２、９０ＭＨｚローカル発振器１０６、ミキサ１０４を備えた送信機、送信機フィルタ１１８、およびアンテナ１２０を含む。その受信信号経路には、ＴＤＭＡセルラ電話１００はアンテナ１２０、受信機フィルタ１２２、直交または直角位相復調器１２４、サンプラ１２６、非線形信号相関器１２９、検出器１３２、データデフォーマット回路１３６、ボコーダ１１２、およびスピーカ１３０を含む。
【００２４】
ＴＤＭＡセルラ電話１００のチャネル周波数はマイクロコンピュータ１１４によってシンセサイザ１１６へとロードされかつ送信機１０４および復調器１２４に供給される。好ましい実施形態では、デュプレクス（ｄｕｐｌｅｘ）無線チャネルは８２４ＭＨｚから８４９ＭＨｚまでの範囲の周波数を送信しかつ８６９ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲の周波数を受信する。
【００２５】
ＴＤＭＡセルラ電話１００はマイクロコンピュータ１１４によって制御され、該マイクロコンピュータ１１４はその中に格納された制御およびシグナリング用コンピュータプログラムを有するメモリを含む。ＴＤＭＡセルラ電話１００においては、マイクロコンピュータ１１４は、例えば、モトローラの６８ＨＣ１１型マイクロコンピュータのような、商業的に入手可能なマイクロコンピュータによって構成できる。
【００２６】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、ミキサを備えた送信機１０４は本願出願人の、トーマス・ジェイ・ウォルクザック（ＴｈｏｍａｓＪ．Ｗａｌｃｚａｋ）他により発明されかつ１９９３年３月９日に許可された、「ＴＤＭＡ無線周波送信機のための電力制御回路（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ Ｆｏｒ Ａ ＴＤＭＡ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）」と題する、米国特許第５，１９３，２２３号（参照のため本明細書に導入される）に記載されているように実施できる。送信機１０４は可変利得段、ミキサ、バンドパスフィルタ、および方向性カプラを順方向経路に備え、かつダイオード検出器、アナログ−デジタル変換器、デジタルコントローラ、およびデジタル−アナログ変換器をフィードバック経路に備えている。
【００２７】
送信機１０４はタイミング信号１４４、電力レベル信号１４６およびシンセサイザ出力信号１４８に応答して送信中間周波（ＩＦ）信号１４０を増幅し送信出力信号１４２を生成する。タイミング信号１４４は一連の送信インターバルを規定する波形を有し、該送信インターバルは図３を参照して説明するＴＤＭＡ ＲＦチャネルのための３つの可能なタイムスロット３０１，３０２および３０３の内の１つに対応する。
【００２８】
ＴＤＭＡセルラシステム１００および１０１におけるセルラ電話呼の間に、ＴＤＭＡセルラ電話１００はあるＴＤＭＡ ＲＦチャネルおよびそのチャネルのあるタイムスロット３０３を割り当てられ、音声信号３０９および３１１、シグナリング情報３０８および３１０、およびオーバヘッド情報３０７を伝達する受信信号１２３を受信し、かつ音声信号３１５，３１７および３２０、シグナリング情報３１８および３１９、およびオーバヘッド情報３１３，３１４および３１５を伝達する変調された送信出力信号１４２を送信する（図３）。例えば、ＴＤＭＡセルラ電話１００はある特定のチャネルのタイムスロット３０３を割り当てられる。送信出力信号１４２は各々の割り当てられたタイムスロットの間に前記電力レベル信号１４６によって選択された所望の電力レベルで送信される。
【００２９】
直角位相変調器１０２の動作は次の数式で表される。
【数５】
【００３０】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、直角位相変調器１０２は、ステファン・ブイ・チャヒル（Ｓｔｅｐｈｅｎ Ｖ．Ｃａｈｉｌｌ）他により発明され、かつ１９９１年５月２８日に許可された、「ハイブリッド変調装置（Ｈｙｂｒｉｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ａｐｐａｒａｔｕｓ）」と題する、本件出願人の米国特許第５，０２０，０７６号（本明細書に参照のため導入される）に記載されたように実施できる。直角位相変調器１０２はＴＤＭＡ ＲＦ信号を音声、データおよびシグナリング情報によってπ／４−シフト差分直交位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）に従って変調する。ＤＱＰＳＫ変調はジョン・ジー・プローキス（ｊｏｈｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ）による、「デジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」、第１版、ＩＳＢＮ ０−０７−０５０９２７−１、ページ１７１〜１７８、に説明されている。ＤＱＰＳＫ変調はここでは図２を参照して説明する。
【００３１】
データフォマット回路１１０はボコーダ１１２の出力をシグナリングおよびオーバヘッド情報を組み合わせかつその結果をπ／４−シフトＤＱＰＳＫ変調に従って送信ＩおよびＱ信号１１１へと変調する。π／４−シフトＤＱＰＳＫ変調およびシグナリング情報は上に述べたＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４に規定されている。
【００３２】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、直角位相復調器１２４は前記ステファン・ブイ・チャヒルにより発明され、１９９２年９月２２日に許可された、「キャリア信号パラメータによって決定される調整可能な応答時間を有するキャリア再生方法および装置（Ａ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｈａｖｉｎｇ ａｎ ＡｄｊｕｓｔａｂｌｅＲｅｓｐｏｎｓｅ Ｔｉｍｅ Ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ ｂｙ ＣａｒｒｉｅｒＳｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ）」と題する、本件出願人の米国特許第５，１５０，３８４号（参照のため本明細書に導入される）に記載されている。直角位相復調器１２４はπ／４−シフトＤＱＰＳＫに従って情報により変調されたＴＤＭＡ ＲＦ受信信号１２３を復調しかつ受信ＩおよびＱ信号１２５を発生する。
【００３３】
前記直角位相復調器１２４は前記受信信号１２３を受信するよう動作可能に結合されかつ前記受信信号１２３を復調して復調されたＩおよびＱ信号１２５を生成するよう構成される。復調された信号１２５はＩおよびＱ成分を有する複素信号として表される。
【００３４】
サンプラ１２６は前記復調されたＩおよびＱ信号１２５を受信するよう動作可能に結合されかつ前記復調されたＩおよびＱ信号１２５を複数の時点でサンプリングしてサンプルされたＩおよびＱ信号１２６を生成するよう構成されている。サンプラ１２６はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）、例えば、モトローラのＤＳＰ５６ＡＤＣ１６、として構成される。好ましい実施形態では、サンプラ１２６のサンプリングレートは前記復調されたＩおよびＱ信号１２５の最も高い周波数成分の少なくとも２倍となるよう設計される。ＴＤＭＡセルラ電話１００における前記復調されたＩおよびＱ信号１２５の最も高い周波数成分は典型的には２４．３ｋＨｚである。従って、前記π／４ ＤＱＰＳＫ変調機構によって表されるデジタル変調信号を有するＴＤＭＡセルラ電話１００においては、前記サンプリングレートは少なくとも４８．６ｋＨｚとすべきである。
【００３５】
マイクロコンピュータ１１４のメモリはその中に基準信号１２８を記憶する。前記受信信号１２３および基準信号１２８は共に複素信号である。複素信号は実数成分および虚数成分によって表され、かつ振幅成分および位相成分によって表される。前記受信信号１２３および基準信号１２８はここでは図２および図３を参照して説明する。
【００３６】
前記非線形信号相関器１２９は前記サンプルされたＩおよびＱ信号１２７および前記基準信号１２８を受けるよう動作可能に結合され、かつ、複数の時点で、前記サンプルされたＩおよびＱ信号１２７を前記基準信号１２８と相関して複素相関信号１３１を生成するよう構成される。前記非線形信号相関器１２９はここでは図４を参照して説明する。
【００３７】
好ましい実施形態においては、前記非線形信号相関器１２９はまたタイミング再生のためのポスト相関処理を含む。タイミング再生を達成するため、前記非線形信号相関器は複数の複素相関信号８０６〜８３６（図８）の内の所望の複素相関信号８２１に対応する時点（ｐｏｉｎｔ ｉｎ ｔｉｍｅ）を選択する。所望の複素相関信号８２１を選択する方法はここでは図８を参照して説明する。あるいは、前記タイミング再生は、検出器１３２のような、非線形信号相関器１２９の外部で行うこともできる。
【００３８】
検出器１３２は前記相関されたサンプルＩおよびＱ信号１３１を受けるよう動作可能に結合され、かつ検出されたＩおよびＱ信号１３３を生成するよう構成される。
【００３９】
検出されたＩおよびＱ信号１３３はデータデフォーマット（ｄｅｆｏｒｍａｔ）回路１３６によってデフォーマットおよびデコードされてデジタル化された音声信号を復元し、該デジタル化された音声信号はボコーダ１１２に供給される。ボコーダ１１２は音響スピーカにデコードされた信号を提供しユーザが受信された音声信号を聞くことができるようにする。
【００４０】
図１のＴＤＭＡセルラ電話１００においては、ボコーダ１１２は本件出願人の米国特許第４，８１７，１５７号および第４，８９６，３６１号（参照のため本明細書に導入される）に記載されたように構成される。ボコーダ１１２はコード駆動リニア予測（ＣＥＬＰ）符号化に従って音声信号をエンコードしかつデコードする。
【００４１】
フィルタ１１８および１２２はアンテナ１２０によりＴＤＭＡ ＲＦ信号を送信し、かつアンテナ１２０からＴＤＭＡ ＲＦ信号を受信するためデュプレクサとして相互に結合される。フィルタ１１８および１２２は、例えば、米国特許第４，４３１，９７７号、第４，６９２，７２６号、第４，７１６，３９１号、および第４，７４２，５６２号（参照のため本明細書に導入される）に記載されたフィルタのような、任意の適切な伝統的なフィルタとすることができる。
【００４２】
ボコーダ１１２、データフォーマット回路１１０、データデフォーマット回路１２６、直角位相変調器１０２、検出器１３２、サンプラ１２６および直角位相復調器１２４は、例えば、モトローラ社のＤＳＰ５６０００型デジタル信号プロセッサのような、商業的に入手可能なデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成できる。
【００４３】
図２は、複素信号としてのおよび図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された前記受信信号１２３および基準信号１２８の位相配列２００を示す。図２は概略的に実数軸２０１および虚数軸２０２および８つの複素信号配列点２０３〜２１０を示す。前記受信信号１２３および基準信号１２８は実数軸２０１および虚数軸２０２によって規定される実数成分および虚数成分によって表される。配列点２０３，２０５，２０７，２０９は軸２０１および２０２上に位置し、かつ配列点２０４，２０６，２０８，２１０は軸２０１および２０２から外れて位置している。情報は差分的に符号化され、シンボルは絶対位相ではなく位相の変化として伝送される。
【００４４】
前記π／４−シフトＤＱＰＳＫ変調を表す信号ベクトルはコサイン成分およびサイン成分からなる。コサイン成分の大きさを計る信号はまた同相またはＩ信号として知られ、かつサイン成分の振幅を計る信号はまた直角位相またはＱ信号として知られている。該ＩおよびＱで計られるコサインおよびサイン信号はローカル発振器１０６からの９０ＭＨｚの信号の周波数での直交する成分であり、変調された送信ＩＦ信号１４０が次に該ＩおよびＱ信号を加えることによって作成される。前記ＩおよびＱで計られるコサインおよびサイン信号は復調されたＩおよびＱ信号１２５の直角位相または直交成分である。
【００４５】
前記配列の中に復調されたＩおよびＱ信号１２５を表す特定の受信信号ベクトルが示されている。復調された信号１２５の大きさを制限することにより、前記信号ベクトルの長さは該信号ベクトルの端部が１の値に到達するまで効果的に短縮されかつ内挿（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）のプロセスである。１の値は単位円（ｕｎｉｔｙ ｃｉｒｃｌｅ）上の点に対応する。制限された復調信号１２５は、制限されたものとして、１２５−Ｌで示される。復調された信号１２５の振幅を制限することはまた単に復調された信号ベクトルを処理する場合に該復調された信号ベクトルの振幅成分を無視することによって達成できる。もし復調されたＩおよびＱ信号１２５ａを表す特定の受信信号ベクトルが前記単位円より小さければ、復調された信号は信号１２５−Ｌまで延ばされる。このプロセスは外挿（ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）として定義される。
【００４６】
前記ＩおよびＱ信号のベクトル成分を表すシンボルは、±π／４または±３π／４ラジアンのＩＦ信号１０２の位相シフトが発生されるように前記ベクトル成分をシフトすることによってデータフォーマット回路１１０において発生される。おのおのの位相シフトは４つの可能なシンボルの内の１つを符号化する。
【００４７】
前記データデフォーマット回路１３６はビット対を直列デジタルデータに変換することによりデータフォーマット回路１１０の反対の機能を行う。おのおのの受信されたビット対は前に送信されたシンボルに関する所望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。
【００４８】
変調器１０２によって最終的に変調されるべきボコーダ１１２からの直列デジタルデータはまずデータフォーマット回路１１０においてビット対に変換される。各ビット対は前に送信されたシンボルに関する所望のベクトルシフトであるシンボルを特定する。
【００４９】
シンボルベクトルへのビット対のマッピングは次の数式に従って行われる。
【数６】
この場合ｋは前記ビット対のインデクスであり、ｋ＝１はビット１および２の対に対するものであり、ｋ＝２はビット３および４の対に対するものであり、以下同様である。Ｉ（ｋ−１）およびＱ（ｋ−１）は前のシンボルベクトルのコサインおよびサイン成分の振幅である。Ｘ（ｋ）はビット対（ｋ）の最初のビットを表し、かつＹ（ｋ）はビット対（ｋ）の第２のビットを表す。
【００５１】
位相変化、Δφ、は以下の表に従って決定される。
【表１】
【００５２】
前記変調の命名π／４−シフトＤＱＰＳＫに対する理由およびそれがどのように動作するかは今や明らかであり、位相シフトはベクトル空間においてπ／４の増分で行われ、シンボルは前のシンボルベクトルに関して差分的に符号化され、かつ送信ＩＦ信号１４０における情報を伝達する量はいずれか２つのシンボルの間の４つの可能なシフトの内の１つを備えた位相シフトである。
【００５３】
本発明の好ましい実施形態では、単位振幅を有する８つの配列点が使用される。しかしながら、複数の位相および振幅を有する、直角位相振幅変調のような、他の変調機構を使用する、他の用途においても、本発明を好適に使用することができる。この発明は特に位相変調システムにとって好都合である。
【００５４】
本発明の好ましい実施形態では、前記非線形信号相関器１２９は加入者セルラ電話において実施される。本発明は加入者製品のみに限定されるのではなく、固定サイトステーション、またはベースステーション、例えば、図１に示されるベースステーション１０１において使用することもできる。
【００５５】
図３は、図２の受信信号１２３、送信信号１４２および基準信号１２８のための信号フォーマットを示しかつ図１の通信ユニットと共に使用するように構成されている。ＴＤＭＡ ＲＦチャネルのためのデータトラフィックチャネル構造の構成は前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２に記載されている。
【００５６】
おのおののデジタルＴＤＭＡ ＲＦチャネル３００のフレーム長は４０ミリセカンドとされる。各フレームは、長さがちょうど１６２シンボルの、６つの等しい寸法のタイムスロット３０１〜３０６から構成される。おのおののフルレートのトラフィックチャネルは前記フレームにおいて２つの等しい間隔のタイムスロットを使用し、スロット１および４（３０１および３０４）、スロット２および３（３０２および３０５）、またはスロット３および６（３０３および３０６）を使用する。
【００５７】
ベースステーションから移動ステーションへ送信される前記受信信号に対するスロットのフォーマット１２３は受信信号１２３それ自体と同じ参照数字を有している。ＳＹＮＣ３０７は同期およびトレーニングのために使用される（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．４を参照）。ＳＡＣＣＨ３０８は低速関連制御チャネルを表す（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ２．７．３．１．２および３．７．３．１．２を参照）。データ３０９および３１１はユーザ情報またはＦＡＣＣＨである。ＣＤＶＣＣ３１０は符号化されたデジタル検証カラーコードである。ＲＳＶＤ３１２はリザーブのビットを表す（前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．２，２．４．３および３．４．３を参照）。
【００５８】
移動ステーションからベースステーションに送信される送信信号１４２に対するスロットのフォーマット１４２は前記受信信号１４２それ自体と同じ参照数字を有する。“Ｇ”３１３はガードタイムである。“Ｒ”３１４はランプタイム（ｒａｍｐ ｔｉｍｅ）である。（“Ｇ”および“Ｒ”については、前記ＥＩＡ／ＴＩＡ暫定標準ＩＳ−５４、パラグラフ１．２．３を参照）。ＳＡＣＣＨ，ＣＤＶＣＣおよびＲＳＶＤは前記受信信号１２３の場合と同じである。
【００５９】
基準信号１２８に対するスロットのフォーマット１２８は前記基準信号１２８それ自体と同じ参照数字を有している。基準信号１２８はＳＩＮＣワード３０７のビットの数と等しくするため２８ビットを有する。これらの２８ビットは図１のマイクロコンピュータ１１４のメモリに格納されている。基準信号１２８の２８ビットのおのおのの隣接する対は１つのシンボルを表す。基準信号１２８は１４のシンボル３２１〜３３４を有する。好ましい実施形態によれば、基準信号１２８は位相情報のみを必要とし、それは図１の非線形相関器１２９は受信信号１２３および基準信号１２８の位相を加えることによって相関を行うからである。１４のシンボル３２１〜３３４の大きさは１または単位値（ｕｎｉｔｙ）または無視されるものと想定できる。
【００６０】
本発明はタイミング再生（ｔｉｍｉｎｇ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）のために使用される。タイミング再生は受信信号のＳＹＮＣ３０７を基準信号１２８と相関することによって獲得することができる。本発明を使用してタイミング再生のために最適のサンプリングポイントを選択することはここでは図８を参照して説明する。
【００６１】
図４は、図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された非線形複素信号相関器１２９のブロック図を示す。該非線形信号相関器１２９は全体として複数のタップ４０１〜４１４、複数のコンバイナまたは加算器４１６〜４２９、第１の加算器４３０、除算器４３１、複数の減算器４３３〜４４６、複数の絶対値決定器４４７〜４６０、および第２の加算器４６１を含む。
【００６２】
前記非線形信号相関器１２９は受信信号１２３を前記基準信号１２８と相関して相関信号１３１を生成する。前記受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの少なくとも第１の成分および第２の成分によって表される。好ましい実施形態では、受信信号１２３および基準信号１２８は複素信号である。前記第１の成分および第２の成分は、それぞれ、振幅成分および位相成分からなる。
【００６３】
複数のタップ４０１〜４１４は前記受信信号１２３を複数の時点で遅延させるよう構成されている。好ましい実施形態では、タップ４０１〜４１４の遅延は１つのシンボル時間である。好ましい実施形態では、複数のタップ４０１〜４１４の所定の数は基準信号１２８のシンボル３２１〜３３４（図３）の所定の数に対応する。従って、この場合のタップの数は１４である。
【００６４】
前記複数のコンバイナ４１６〜４２９は、それぞれ、前記複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ前記受信信号１２３の第２の成分および前記基準信号１２８の第２の成分を複数の時点で結合して相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。好ましい実施形態では、複数のコンバイナ４１６〜４２９は受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加算して相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。
【００６５】
第１の加算器４３０は前記複数のコンバイナまたは加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して相関信号１３１を生成するよう構成されている。
【００６６】
要するに、上記好ましい実施形態の主な特徴は、受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの振幅成分および位相成分で表される複素信号である。前記複数のタップ４０１〜４１４は受信信号１２３を複数の時点に遅延させるよう構成されている。前記複数の加算器４１６〜４２９は、それぞれ、前記複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ前記受信信号１２３の位相成分および前記基準信号１２８の位相成分を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。前記第１の加算器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して複素相関信号を生成するよう構成されている。
【００６７】
相関信号１３１は図１の非線形信号相関器１２９の出力を表す。該相関信号１３１は信頼性がありかつＴＤＭＡセルラ電話１００の要件に合致し、一方前記非線形信号相関器は従来技術に対して大幅なハードウエアの低減および電流消費の節約を実現する。しかしながら、非線形信号相関器１２９の付加的な特徴はさらに良好な相関信号を提供する。
【００６８】
これらの特徴の１つは複素相関信号４６２〜４７５のサンプルからバイアスを除去することである。該バイアスは、未知の初期位相、周波数オフセット、タイミングジッタ、および何らかのチャネルの不規則性、の内のいずれかまたはすべてによって引き起こされる。該バイアスは図２においては位相オフセット５０５として示されている。もし前記バイアスが相関信号１３１に残っていれば、結果として生じる効果は同期を喪失する結果となる未知の相関信号１３１を生じることである。バイアス５０５を除去する利点は同期がより少ない誤差と共に決定できることである。
【００６９】
前記特徴の内の他の１つは複素相関信号サンプル４６２〜４７５を正にすることである。複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の不確かな極性は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５から前記バイアス５０５を減算することによって生じる。もし不確かな極性が前記相関信号１３１と共に残っていれば、結果として生じる効果は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の打消しであり誤った検出を生じさせる。極性を正にすることの利点は前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の打消し（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）を除去することである。
【００７０】
上に述べた２つの特徴的構成は別個にあるいはいっしょに使用することができる。好ましい本実施形態においては、それらは図４に示されるようにいっしょに使用される。
【００７１】
前記第１の特徴的構成につき説明する。以下の説明ではバイアス決定器４３１および複数の減算器４３３〜４４６について考慮し、複数の絶対値決定器４４７〜４６０については考慮しない。バイアス決定器４３１は第１の加算器４３０に動作可能に結合されかつ前記複数のタップ４３２の数に応じて前記複素相関信号１３１のバイアス５０５を決定するよう構成されている。好ましい実施形態では、前記バイアス５０５は複素相関信号１３１の平均値を有する。好ましい実施形態では、前記バイアス決定器４３１は第１の加算器４３０に動作可能に結合され前記所定の数の複数のタップ４３２にわたる複素相関信号１３１を平均するよう構成された平均器または除算器を具備する。
【００７２】
前記複数の減算器４３３〜４４６は、それぞれ、バイアス決定器４３１および前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのからバイアス５０５を減算して前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を生成する。
【００７３】
第２の加算器４６１が前記複数の減算器４３３〜４４６に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を加算してバイアスされない複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。この場合、前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は使用されなかったことになる。
【００７４】
前記第２の特徴的構成につき説明する。以下の説明では前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０を考慮するが、前記バイアス決定器４３１および前記複数の減算器４３３〜４４６は考慮しない。前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は、それぞれ、前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのの絶対値を決定して複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０４を生成するよう構成されている。第２の加算器４６１は前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のサンプル４９１〜５０４を加算して正の複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。
【００７５】
図４に完全に示された本発明の好ましい実施形態では、要するに、非線形信号相関器１２９は受信信号１２３を基準信号１２８と相関してバイアスされない正の複素相関信号４７６を生成する。受信信号１２３および基準信号１２８はおのおの振幅成分および位相成分で表される複素信号である。複数のタップ４０１〜４１４は前記受信信号１２３を複数の時点に遅延するよう構成されている。前記所定の数の複数のタップ４０１〜４１４は基準信号１２８の所定の数のシンボルに対応する。前記複数の加算器４１６〜４２９は、それぞれ、複数のタップ４０１〜４１４に動作可能に結合され、かつ複数の時点で受信信号１２３の位相成分と基準信号１２８の位相成分とを加算して複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成するよう構成されている。第１の加算器４３０は前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を加算して複素相関信号１３１を生成するよう構成されている。前記平均器または除算器４３１は前記第１の加算器４３０に動作可能に結合されかつ前記複数のタップの数４３２に応答して前記複素相関信号１３１の平均値５０５を求めるよう構成されている。前記複数の減算器４３３〜４４６は、それぞれ、前記平均器４３１および前記複数の加算器４１６〜４２９に動作可能に結合されかつ前記平均値５０５を前記複素相関信号のサンプル４６２〜４７５のおのおのから減算して複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０を生成するよう構成されている。前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０は、それぞれ、前記複数の減算器４３３〜４４６に動作可能に結合され、かつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０のおのおのの絶対値を決定して複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４を生成するよう構成されている。第２の加算器４６１は前記複数の絶対値決定器４４７〜４６０に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４を加算して正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成するよう構成されている。
【００７６】
以下の説明は複数の加算器４１６〜４２９およびそれらの本発明に係わる非線形信号相関器１２９に対する関係にしぼって行なう。典型的な複素相関ステップのフェーザシステムへの変換は以下の数式７に示されており、ここで“＊”は複素共役を表し、“｜｜”は絶対値を表し、かつ“＜”は引き数または変数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）の位相を表す。
【数７】
理想的には、前記受信信号Ｒｘ（ｋＴ）および基準信号Ｓ（ｋＴ）の振幅の乗算はπ／４ ＤＱＰＳＫ変調システムに対してはユニティ（ｕｎｉｔｙ）であるべきであり、それは理想的な条件の下では、受信信号は単位円上にあるべきであるからである。タイミングオフセット、周波数オフセット、ノイズ、遅延広がり、およびフェーディングは受信信号のひずみに対するいくらかの寄与物である。ひずみを受けた信号ベクトルを単位円に内挿／外挿する（すなわち、複素相関ステップ信号出力の振幅を１にセットする）ことにより、前記数式７の残余は次の数式８に示されるように２つの信号の位相の加算となる。
【数８】
｜Ｒｘ（ｋＴ）｜ｘ｜Ｓ（ｋＴ）｜＝１
＝＞ Ｃｎ＿ｓｔｅｐ＝１ｅｘｐ｛＜Ｒｘ（ｋＴ）−＜Ｓ（ｋＴ）｝
【００７８】
本発明の非線形信号相関器１２９を使用すると、各々の相関ステップは前記４つの乗算器９３５〜９３８および２つの加算器９３９および９４０（図９）に対して１つの加算器のみを持つことになる。この図４は加算器４１６〜４２９を使用した複雑さが低減した非線形信号相関器の好ましい実施形態を示している。
【００７９】
本発明の非線形信号相関器１２９は受信信号１２３Ｒｘ（ｋＴ）および基準信号１２８Ｓ（ｋＴ）の位相を加えて従来技術によって数式７に示されたものと実質的に等価な複素相関ステップを提供する。この内挿／外挿（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ／ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）操作は実施されるπ／４ ＤＱＰＳＫ変調機構ならびに符号化される情報の大部分は受信信号１２３の位相にあることを認識することにより正当化される。
【００８０】
受信信号１２３の振幅を無視することにより、フェーディングチャネルから受信されるゼロにされたまたは無効化された（ｎｕｌｌｅｄ）信号電力は伝統的なリニア複素相関方法において明らかな程度に相関ピーク振幅に寄与しなくなる。したがって、正規化動作が除去され、これもまた必要なハードウェアを低減しかつそれによって電流消費を低減する。
【００８１】
図４に示される非線形信号相関器１２９をハードウェアで構成するのに必要なモトローラの標準セルゲートの数は１，２６０ゲートであり、数式４から１ｍＡより小さな電流消費の結果が得られる（４＊１２６０ゲート＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜１ｍＡ）。図９に示される従来技術のリニア相関器と比較した場合、前記非線形信号相関器１２９はハードウェアの不動産の９５．３％の低減（（２７０００ゲート−１２６０ゲート）／２７０００ゲート＝９５．３％）、および電流消費の２０ｍＡ以上の低減（数式４から、４＊（２７０００ゲート−１２６０ゲート）＊０．１９４４ＭＨｚ＝〜２０ｍＡ）となる。これらの結果は、セルラ電話のような、携帯用通信製品のコストに対する敏感さおよびバッテリ寿命に照らせば極めて意義深いものである。
【００８２】
要するに、非線形相関器１２９を使用して相関を行なうステップは第１に、複素信号を乗算するのではなく、複素信号の位相を加算することによって達成される。ハードウェア信号相関器を構成するために簡単な２進加算器を使用する非線形相関器１２９はより複雑でなく、かつ乗算器および加算器を使用する従来技術をリニア相関器９００よりも使用する電流がずっと少ない。このことは相関器は受信信号１２３の情報の全てを必要とするものでないことを実現することを必要とした。相関サンプルの振幅を内挿／外挿することにより、複素相関動作全体が受信信号１２３および基準信号１２８の位相を加算することに低減される。
【００８３】
図５は、図１および図４の非線形複素信号相関器１２９の動作を説明するフローチャート５５０を示す。該フローチャート５５０は受信信号１２３を基準信号１２８と相関して正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成する方法を示す。受信信号１２３および基準信号１２８は各々振幅成分および位相成分で表わされる複素信号である。ステップ５５１において本方法は始まる。
【００８４】
ステップ５５２において、受信信号１２３の振幅成分が制限される。好ましい実施形態では、制限するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成分を１の値に等しくセットすることによって達成される。あるいは、制限するステップ５５２は受信信号１２３の振幅成分を無視することによって達成できる。
【００８５】
ステップ５５３において、受信信号１２３の位相成分および基準信号１２８の位相成分が複数の時点で加算され複素相関信号のサンプル４６２〜４７５を生成する。好ましい実施形態では、該複数の時点は基準信号１２８のシンボルの所定の数に対応する。
【００８６】
ステップ５５４において、複素相関信号のサンプル４６２〜４７５は加算されて複素相関信号１３１を生成する。
【００８７】
ステップ５５５において、複素相関信号１３１のバイアス５０５が決定される。好ましい実施形態では、該バイアスは中間値または平均値（ｍｅａｎ ｖａｌｕｅ）５０５である。好ましい実施形態では、複素相関信号１３１の平均値５０５を決定するステップ５５５は基準信号１２８における所定の数のシンボル４３２にわたり前記複素相関信号１３１を平均することによって達成される。
【００８８】
ステップ５５６において、前記複素相関信号４６２〜４７５のサンプルの各々からバイアス５０５が除去されて複素相関信号４７７〜４９０のバイアスされないサンプルを生成する。好ましい実施形態では、前記バイアス５０５は複素相関信号のサンプル４６２〜４７５の各々から前記平均値５０５を減算する４３３〜４４６ことにより除去される。
【００８９】
ステップ５５７において、前記複素相関信号のバイアスされないサンプル４７７〜４９０の各々の絶対値４４７〜４６０が決定されて複素相関信号４９１〜５０４の正のバイアスされないサンプルを生成する。
【００９０】
ステップ５５８において、前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプル４９１〜５０４が加算されて正のバイアスされない複素相関信号４７６を生成する。
【００９１】
ステップ５５９において、フローチャートは他の処理に続く。
【００９２】
図６および図７は共に図１および図４に示される非線形相関器１２９の実際の性能測定を提示するために示されている。図６は、例えば、図４の非線形複素信号相関器および図９の従来のリニア複素信号相関器に対する１つのシンボル遅延におけるフォールスレート（ｆａｌｓｅ ｒａｔｅ）対信号対雑音比のグラフを示す。図７は、例えば、図４の非線形複素信号相関器および図９の従来のリニア複素信号相関器に対する１つのシンボル遅延におけるミスレート（ｍｉｓｓ ｒａｔｅ）対信号対雑音比のグラフを示す。
【００９３】
本発明を実施する場合に大量のデータがとられた。例えば、データは異なる信号対雑音比（ＳＮＲ）およびチャネル条件に対してとられた。１つのシンボル遅延に対するグラフは１つの例としてのみ与えられている。したがって、前記非線形信号相関器１２９の性能と図９のリニア信号相関器の性能との間の相対的な比較は多くの表およびグラフを添付することなく種々の条件の下で要約する。
【００９４】
信号相関器の性能はフォールスレート（ｆａｌｓｅ ｒａｔｅ）およびミスレート（ｍｉｓｓ ｒａｔｅ）によって評価される。フォールスレートは合計数のスロットに対する偽りの（ｆａｌｓｅ）同期ワードの検出の比率である。ミスレートは所定のしきい値より低い相関器ピークの数でありかつ同期の「ドロップ（ｄｒｏｐｐｉｎｇ）」に関連している。本発明の非線形相関器の性能は図６および図７において伝統的なリニア複素相関器と比較して正規化されて示されている。グラフにおいて示された各ポイントに対して集められたデータは少なくとも３０００タイムスロット以上である。
【００９５】
相関器の性能は固定点精度（ｆｉｘｅｄ ｐｏｉｎｔ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）に関連している。固定点精度は与えられた数を表わするのに必要な２進デジット（ビット）の数である。
【００９６】
シンボル遅延は２つのレイ（ｒａｙｓ）を有する伝送信号経路の結果であるチャネルモデルであり、該レイの内の一方は他の伝送されたレイに関して１シンボルだけ遅延しており、かつ双方のレイが受信機において組合わされて中間シンボル（ｉｎｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ）を有する受信信号を生成する。
【００９７】
リニア相関器のフォールスレートは図６および図７に見られるように、１０および１２ビットのより高い精度に対する静的および遅延広がりチャネルに対し非線形相関器よりも３〜５ｄＢ良好である。フェーディングチャネル条件の下では、リニア相関器は１２ビットの精度によってより良好に機能するのみであり、一方非線形相関器は図７に示されるように精度に無関係により良好な性能を示す。
【００９８】
前記ミスレートは全ての条件および固定点精度において両方の相関器に関してほぼ同じである。フォールスレートはミスレートよりも精度の低下により敏感であることは注目に値する。全てのミスレートのカーブは小さな領域にグループ分けされ、一方フォールスレートのカーブは固定点精度に応じてグラフにわたり変動している。
【００９９】
上の結果は正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）と組合わせて使用したリニア相関器を反映していることに注目することは重要である。もし正規化が使用されなければ、リニア相関器のフェーディングチャネルにおけるミスレート性能は５０％悪化する。これはリニア相関器の受信信号の振幅に対する依存性を示す。フェーディングは位相よりも振幅に影響するから、位相情報のみを使用する非線形相関器は正規化なしに振幅および位相情報を共に使用するリニア相関器よりもフェーディング状態においてより弾力性がある。
【０１００】
シミュレーション結果は前記非線形位相相関器が、リニア複素相関器の手法と比較して、静的および遅延広がり条件の下で精度測定の間におけるフォールスレート性能において少しの差異を有することを示している。したがって、非線形相関器はより小さな精度を有することがあるが依然として良好なフォールスレート性能を維持することができる。
【０１０１】
さらに、相関はピークを検出することのみが必要であるという事実により、抽出精度は要求されない。したがって、正規化を備えたリニア相関器を使用することによって得られる少しの改善はそのハードウェアの構成に関連する大きなコスト、寸法および電流消費の負担によって正当化されないことになる。
【０１０２】
図８は、図４の非線形複素信号相関器１２９によって発生されかつ図１のＴＤＭＡセルラ電話１００と共に使用するよう構成された複数の複素相関信号８０６〜８３６についての振幅８０１対時間８０２のグラフを示す。
【０１０３】
受信信号１２３をサンプリングするための最適の時点８３７は図８の図示によって決定される。受信信号１２３および基準信号１２８は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号である。最適の時点８３７を決定する方法は所定の期間８０５の間図５のステップ５５３〜５５８を反復して複数の複素相関信号８０６〜８３６を生成するステップを具備する。所望の複素相関信号８２１は前記複数の複素相関信号８０６〜８３６の内から決定される。所望の複素相関信号８２１が好ましい場合、該所望の複素相関信号８２１に対応する時点８３７が選択される。該所望の複素相関信号８２１が好ましくない場合、該所望の複素相関信号８２１に対応する時点８３７は無視される。
【０１０４】
好ましい実施形態においては、所望の複素相関信号８２１を決定するステップはさらに前記複数の複素相関信号８０６〜８３６を互いに比較する段階、および前記比較の段階に応じて前記複数の複素相関信号８０６〜８３６の内から最小の値８０４を有する複素相関信号として所望の複素相関信号８２１を決定する段階を具備する。
【０１０５】
あるいは、前記所望の複素相関信号８２１は前記所望の複素相関信号８２１が所定のしきい値８０３より小さい場合に好ましいものと判定され、かつ前記所望の複素相関信号８２１は前記所望の複素相関信号８２１が前記所定のしきい値８０３より大きいかまたは等しい場合に好ましくないものと判定される。
【０１０６】
【発明の効果】
本発明の非線形信号相関器は図９に示される従来技術の複素信号相関器において必要とされたタップ毎に４つの乗算器および２つの加算器を図４に示されるようにタップ毎に１つの加算器で好適に置き換えることができる。この置き換えは従来技術のリニア複素信号相関器に対して本発明の非線形信号相関器１２９の複雑さをほぼ９５％低減し、これは約２０ｍＡの電流消費の節約を生み出す。この大幅な複雑さの低減はより少ない部品数を実現し、これは非線形複素信号相関器のコスト、スペースおよび電流消費を低減する。複雑さの低減は相関は受信信号１２３の全ての情報を必要とするものでないことを認識することにより達成される。相関サンプルの振幅を単位利得に内挿／外挿することにより、複素相関器全体の動作が受信信号１２３と基準信号１２８の位相を加えることに縮小される。セルラ電話製品の顧客にとっては、これらの利点はより長い通話時間を備えより低価格かつより小型の製品を生み出す結果につながる。
【０１０７】
本発明がその例示的な実施形態に関連して説明されたが、本発明はこれらの特定の実施形態に限定されるものでないと考える。当業者は添付の特許請求の範囲に記載された本発明の精神および範囲から離れることなく変更および修正を行なうことができることを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】図４の非線形信号相関器を好適に使用することができる通信ユニットを示すブロック図である。
【図２】複素信号としてのかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された受信信号、送信信号および基準信号の位相配列を示す説明図である。
【図３】図２に示されかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された受信信号および基準信号の信号フォーマットを示す説明図である。
【図４】図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された非線形複素信号相関器を示すブロック図である。
【図５】図４の非線形複素信号相関器の動作を示すフローチャートである。
【図６】一例として、図４の非線形複素信号相関器および図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての、１つのシンボル遅延におけるフォールスレート対信号対雑音比の関係を示すグラフである。
【図７】一例として、図４の非線形複素信号相関器および図９の伝統的なリニア複素信号相関器についての１つのシンボル遅延におけるミスレート対信号対雑音比の関係を示すグラフである。
【図８】図４の非線形複素信号相関器によって発生されかつ図１の通信ユニットと共に使用するよう構成された複数の複素相関信号に対する振幅対時間の関係を示すグラフである。
【図９】従来のリニア複素信号相関器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００ 通信ユニット
１０１ ベースステーション
１０２ 直角位相変調器
１０４ ミキサを備えた送信機
１０６ ローカル発振器
１０８ マイクロホン
１１０ データフォーマット回路
１１２ ボコーダ
１１４ メモリを備えたマイクロコンピュータ
１１６ シンセサイザ
１１８，１２２ フィルタ
１２０ アンテナ
１２４ 直角位相復調器
１２６ サンプラ
１２９ 非線形信号相関器
１３０ スピーカ
１３２ 検出器
１３６ データデフォーマット回路
４０１〜４１４ タップ
４１６〜４２９ コンバイナーまたは加算器
４３０ 第１の合計器
４３１ 除算器
４３３〜４４６ 減算器
４４７〜４６０ 絶対値決定器
４６１ 第２の合計器
Claims (10)
- 受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成するための非線形信号相関器であって、前記受信信号および前記基準信号は各々振幅成分および位相成分で表わされる複素信号であり、前記非線形信号相関器は、
複数の時点に前記受信信号を遅延させる複数のタップ、
それぞれ前記複数のタップに動作可能に結合されかつ前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を前記複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生成する複数の加算器、
前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成する第１の加算器、
前記第１の加算器に動作可能に結合されかつ前記複数のタップの数に応じて前記複素相関信号のバイアスを決定するバイアス決定器、
前記バイアス決定器および前記複数の加算器にそれぞれ動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイアスを減算して複素相関信号のバイアスされないサンプルを生成する複数の減算器、そして
前記複数の減算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプルを合計してバイアスされない複素相関信号を生成する第２の加算器、
を具備することを特徴とする非線形信号相関器。 - 前記バイアスは平均値からなり、かつ
前記バイアス決定器は前記第１の加算器に動作可能に結合されかつ所定の数の前記複数のタップにわたり前記相関信号を平均するよう構成された平均器を具備することを特徴とする請求項１に記載の非線形信号相関器。 - 受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成するための非線形信号相関器であって、前記受信信号および前記基準信号は各々振幅成分および位相成分で表わされる複素信号であり、前記非線形信号相関器は、
複数の時点に前記受信信号を遅延させる複数のタップ、
それぞれ前記複数のタップに動作可能に結合されかつ前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を前記複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生成する複数の加算器、
前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成する第１の加算器、
それぞれ前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルの各々の絶対値を決定し前記複素相関信号の正のサンプルを生成するよう構成された複数の絶対値決定器、そして
前記複数の絶対値決定器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のサンプルを合計して正の複素相関信号を生成するよう構成された第２の加算器、
を具備することを特徴とする非線形信号相関器。 - 所定の数の前記複数のタップは前記基準信号における所定の数のシンボルに対応することを特徴とする請求項１に記載の非線形信号相関器。
- 受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成する方法であって、前記受信信号および基準信号は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号であり、前記方法は、
前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生成する段階、
前記複素相関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成する段階、
前記複素相関信号のバイアスを決定する段階、
前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイアスを除去して前記複素相関信号のバイアスされないサンプルを生成する段階、そして
前記複素相関信号のバイアスされないサンプルを合計してバイアスされない複素相関信号を生成する段階、
を具備することを特徴とする受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成する方法。 - さらに、前記受信信号の振幅成分を制限する段階を具備することを特徴とする請求項５に記載の方法。
- 前記バイアスは平均値であり、
前記複素相関信号の平均値を決定する段階は前記基準信号の所定数のシンボルにわたり前記複素相関信号を平均する段階を備えることを特徴とする請求項５に記載の方法。 - 受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成する方法であって、前記受信信号および基準信号は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号であり、前記方法は、
前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を複数の時点で加算して複素相関信号のサンプルを生成する段階、
前記複素相関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成する段階、
前記複素相関信号のサンプルの各々の絶対値を決定して前記複素相関信号の正のサンプルを生成する段階、そして
前記複素相関信号の正のサンプルを合計して正の複素相関信号を生成する段階、
を具備することを特徴とする受信信号を基準信号と相関して複素相関信号を生成する方法。 - 受信信号を基準信号と相関して正のバイアスされない複素相関信号を生成するための非線形信号相関器であって、前記受信信号および基準信号は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号であり、前記非線形信号相関器は、
複数の時点に前記受信信号を遅延させる複数のタップ、
それぞれ前記複数のタップに動作可能に結合されかつ前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を前記複数の時点で加算して前記複素相関信号のサンプルを生成する複数の加算器、
前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルを合計して前記複素相関信号を生成する第１の加算器、
前記第１の加算器に動作可能に結合されかつ前記複数のタップの数に応じて前記複素相関信号のバイアスを決定するバイアス決定器、
それぞれ前記バイアス決定器および前記複数の加算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイアスを減算して前記複素相関信号のバイアスされないサンプルを生成する複数の減算器、
それぞれ前記複数の減算器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号のバイアスされないサンプルの各々の絶対値を決定して前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプルを生成する複数の絶対値決定器、そして
前記複数の絶対値決定器に動作可能に結合されかつ前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプルを合計して正のバイアスされない複素相関信号を生成する第２の加算器、
を具備することを特徴とする受信信号を基準信号と相関して正のバイアスされない複素相関信号を生成するための非線形信号相関器。 - 基準信号に応答して受信信号をサンプリングするために最適の時点を決定する方法であって、前記受信信号および基準信号は各々振幅成分および位相成分によって表わされる複素信号であり、前記方法は、
ａ）前記受信信号の位相成分および前記基準信号の位相成分を複数の時点で加算して前記複素相関信号のサンプルを生成する段階、
ｂ）前記複素相関信号のサンプルを合計して複素相関信号を生成する段階、
ｃ）前記複素相関信号のバイアスを決定する段階、
ｄ）前記複素相関信号のサンプルの各々から前記バイアスを除去して前記複素相関信号のバイアスされないサンプルを生成する段階、そして
ｅ）前記複素相関信号のバイアスされないサンプルの各々の絶対値を決定して前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプルを生成する段階、
ｆ）前記複素相関信号の正のバイアスされないサンプルを合計して正のバイアスされない複素相関信号を生成する段階、
ｇ）前記段階（ａ）〜（ｆ）を所定の期間の間反復して複数の複素相関信号を生成する段階、
ｈ）前記複数の複素相関信号の内から所望の複素相関信号を決定する段階、
ｉ）前記所望の複素相関信号が好ましい場合に前記所望の複素相関信号に対応する時点を選択する段階、そして
ｊ）前記所望の複素相関信号が好ましくない場合に前記所望の複素相関信号に対応する時点を無視する段階、
を具備することを特徴とする基準信号に応答して受信信号をサンプリングするために最適の時点を決定する方法。
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