JP3723653B2 - デジタル移動電話装置 - Google Patents
デジタル移動電話装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3723653B2 JP3723653B2 JP00752797A JP752797A JP3723653B2 JP 3723653 B2 JP3723653 B2 JP 3723653B2 JP 00752797 A JP00752797 A JP 00752797A JP 752797 A JP752797 A JP 752797A JP 3723653 B2 JP3723653 B2 JP 3723653B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- signal
- value
- fcch
- predetermined
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W56/00—Synchronisation arrangements
- H04W56/0035—Synchronisation arrangements detecting errors in frequency or phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【０００１】
本発明は、音声信号を符号化して送受信するデジタル移動電話装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無線電話の一種であるデジタル移動電話装置は、送受信する音声信号を符号化し、時分割多重方式により１つのチャネルを複数の端末が同時に使用できるように設計されている。
【０００３】
即ち、この種の端末は、スイッチが入れられると、例えば１２４個の所定数のチャネルの受信周波数を順次走査し、所定の周期（大抵、１０又は１１フレームである。）でどれかのチャネル内に挿入されているＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）を電／磁界の強い方から順に探索し、該ＦＣＣＨを含むチャネルを制御チャネルとして認識する。
それから直ぐ、端末は、自分が属する地域に割当てられた制御チャネルを検出して受信する。
【０００４】
制御チャネルは、各種の情報を送信するためのタイムスロットを形成するように設計され、それにより、デジタル移動電話装置の各端末は、制御チャネルを受信し、制御チャネルを送っている基地局に関する情報、隣接する基地局に関する情報、及び端末を呼出すための情報などの情報を受取る。
【０００５】
この目的のために、端末は、このＦＣＣＨに基いて処理タイミングを修正し、必要情報を送出するためのタイミングを大ざっぱに検出している。
【０００６】
ここに、ＦＣＣＨは、復号されると、「０」値のデータが所定ビット数の間だけ継続する如きビット・パターンが割当てられている同期信号である。デジタル移動電話装置では、そのビット・パターンを差分符号化したあとＧＭＳＫ（Gaussian filtered minimum shift keying）変調してから送信している。
【０００７】
こうして、ＦＣＣＨは、図１に示す如くＩ及びＱ信号の複合波として送信され、これらの信号レベルは９０°の位相差をもつ正弦波状に変化している。制御チャネルでは、ＦＣＣＨを送出する間に搬送周波数が＋６７．７〔ｋＨｚ〕だけオフセット（ずら）される。
【０００８】
したがって、デジタル移動電話装置は、ＦＣＣＨの信号成分を受信信号からバンドパス（帯域通過）フィルタで抜出してＦＣＣＨのタイミングを検出し、検出されたタイミングに基いて全体の動作を制御チャネルに大まかに同期させるようにしてある。
【０００９】
このようにバンドパスフィルタを用いてＦＣＣＨの信号成分を抜出す場合、バンドパスフィルタの帯域幅が狭いほど、検出精度は高くなる。
しかし、帯域幅を狭くすれば、それだけバンドパスフィルタの応答特性は悪くなる傾向がある。
【００１０】
一方、デジタル移動電話装置には、ＦＣＣＨの持続期間が５５０〔μｓｅｃ〕と短いため、バンドパスフィルタの応答特性が悪くなると、ＦＣＣＨを検出することが困難となる特徴がある。
【００１１】
更に、デジタル移動電話装置には、ドップラー偏移によって周波数がずれたり、或いは、搬送周波数が、ＦＣＣＨ以外のデータ内で、オフセットされたＦＣＣＨと同じ周波数スペクトルをもったりする場合があるため、バンドパスフィルタを使うときにＦＣＣＨのタイミングを間違って検出するか、或いは全く検出できないという問題がある。
【００１２】
このように、ＦＣＣＨのタイミングを間違って検出したり、或いは全く検出できない場合、所定の周期で繰返し送信されるＦＣＣＨをもう一度検出しようとするので、デジタル移動電話装置では、通話が可能となるまでに時間がかかる。
【００１３】
他方、復号されたデータストリームからＦＣＣＨを検出する方法がある。
即ち、ＦＣＣＨが「０」値のデータストリームであれば、復調されたデータストリームと連続する「０」値をもつデータストリームとの相関関係を検出することによってＦＣＣＨを検出できる。
【００１４】
しかし、かようなデジタル移動電話装置では、ドップラー偏移の外にノイズやフェージングのために復号の結果が間違うことがある。
特にノイズ・レベルについては、Ｅｂ／ＮＯ（Ｅｂは送信エネルギ／ビット、ＮＯはノイズ・エネルギの強さ）が１０〔ｄＢ〕以下に悪化する場合がある。かような場合、復調されたデータストリームが高率のエラーをもつので、ＦＣＣＨを適正に検出することはできない。
【００１５】
この外に、受信した信号を直交検波してＩ及びＱ信号を発生し、これらの信号がＦＣＣＨ内で９０°の位相差をもつことを利用してＩ及びＱ信号の間の相関関係を検出することにより、ＦＣＣＨを検出する方法も考えられる。
しかし、上述のとおり、ＦＣＣＨ以外のスロット内の正弦波以外のものの間に高い相関関係がある場合があるので、たとえＩ及びＱ信号間の相関関係を検出しても、なお検出の誤りが生じる可能性がある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述したような課題を解決することを目的とし、送信されたデータストリームから同期信号を容易かつ確実に検出しうるデジタル移動電話装置を提供しようとするものである。
【００１７】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明は、所定の周期で互いに直交するＩデータ及びＱデータの複合波として送信される送信信号の中に介挿された所定パターンをもつ同期信号を参照して送信信号を受信し、無線送信されたＩデータ及びＱデータのデータストリームを復号するデジタル移動電話装置であって、送信された信号を基本帯域信号に変換するとともに、該基本帯域信号を復調して上記データストリームを出力するデータ復調回路と、基本帯域信号を所定周期で順次サンプリングしてサンプル化されたデータストリームを出力するアナログ・デジタル変換回路と、サンプル数及び累積的加算を計数するカウンタを設け、このカウンタの初期値をゼロとすることにより相関関係を検出するための必要な変数を初期化すると共に、所定の定数を累積的に加算してＩデータに対する第１の基準信号及びＱデータに対する第２の基準信号を出力し、サンプル化されたデータストリームと該第１の基準信号、及び、サンプル化されたデータストリームと第２の基準信号とを夫々順次乗算して乗算値を得て、該乗算値を所定サンプルの期間継続して加算することにより相関値を検出する相関値検出手段と、受信されたＩデータ及びＱデータに基づいて送信信号の信号エネルギーを出力して、該信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算する正規化を行って、信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより大きい場合には、カウンタを初期化するとともに、信号エネルギーから相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより小さいか等しい状態が複数サンプル期間にわたって継続して続いた場合は、その継続サンプル数をカウンタで計数し、該カウンタの計数値が所定回数に達したことをもって、同期信号が検出されたとするデータ処理手段を備えたことを特徴としている。
【００２４】
同期信号ＦＣＣＨは、所定周期で基本帯域信号を順次サンプリングしてサンプル化されたデータストリームを発生し、サンプル化されたデータストリームと基準データストリームとの相関関係を検出することにより、たとえ復号されたデータストリーム内にエラーが発生しても、確実に検出することができる。
【００２５】
この場合、異なる周波数をもつ第１及び第２の基準データストリームにより相関関係が検出されるならば、同期信号ＦＣＣＨは、たとえ内部クロックの周波数がずれていても短時間で検出することができる。
【００２６】
ここで、基準データストリームは、メモリ手段に記憶されたデータを順次読出して出力し、所定の定数を累積的に加算して所定ビットのデータストリームを出力することにより、容易に発生することができる。また、第１及び第２基準データストリームは、異なる値の定数を累積的に加算することにより、容易に発生することができる。
【００２７】
サンプル化されたデータストリーム及び基準データストリームから加算値Ｃｍを得、この加算値Ｃｍを所定期間蓄積することによって相関値ＣＯＲＲk を検出し、この相関値ＣＯＲＲk を受信された送信信号の信号エネルギＰREC によって正規化すれば、たとえ受信条件の変化により電／磁界の強さが変化しても、同期信号ＦＣＣＨを確実に検出することができる。更に、相関関係検出の結果が連続して所定期間にわたり所定値以上に上昇するときに、同期信号ＦＣＣＨが検出されていると判断することにより、検出の精度を高めることができる。
【００２８】
上述のとおり、本発明によれば、基本帯域信号に変換された受信信号をデジタル値に変換し、所定の基準信号との相関値を検出することにより、ノイズ又はフェージングの影響を有効に避けながら、同期信号を確実に検出しうる無線受信機を得ることができる。
本発明の本質、原理及び有用性は、添付図面を参照して以下の詳細な説明を読むことにより、なお一層明らかになるであろう。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を添付図面を参照して説明する。
（１）第１の実施態様
（１−１）本実施態様の一般的構成
図２は、本実施態様によるデジタル移動電話の端末を示すブロック図である。図２において、１で全体的に示されたデジタル移動電話装置の端末は、基地局から送られる送信信号をアンテナ２で受信し、受信した信号をアンテナ結合器（図示せず）を介して増幅回路３に供給する。
【００３０】
増幅回路３は、受信信号を所定の利得で増幅した後、ＲＦ処理回路（ＲＦプロセッサ）４に出力する。ＲＦ処理回路４は、所定の局部発振信号を用いて受信信号を周波数変換し、これにより、端末１は、局部発振信号の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的に受信できるようになっている。
【００３１】
ＲＦ処理回路４はまた、周波数変換された受信信号を直交検波して、受信信号の基準位相と同期しているＩ信号を復調すると共にＱ信号を復調する。そして、これらのＩ及びＱ信号を内蔵アナログ・デジタル変換回路において所定の周期でサンプリングし、それらをデジタル値に変換する。
【００３２】
こうして、端末１は、受信信号の基準位相に対応する復調結果を形成するＩデータ及びＱデータを復調し、これらＩ及びＱデータをデータ処理回路５に出力する。
【００３３】
データ処理回路５は、Ｉ及びＱデータを処理するデジタルプロセッサより成り、Ｉ及びＱ信号から元の差分符号化データを復調するように設計されている。その際、内蔵されたビタビ（Viterbi)等化器により波形等化及び歪み補正を施した後、差分符号化データを出力してフェージング及び多重経路（multipath)の影響を減少させる。
【００３４】
データ処理回路５はまた、その際、Ｉ及びＱデータを参照してＦＣＣＨを検出し、その検出結果に基いて周波数誤差を検出する。この検出結果は、データ処理回路５、所定基準信号発生回路などの動作を制御するための基準として使用され、それにより、基地局とのフレーム同期を達成し、基地局に対する内部クロックの周波数の偏差を修正する。
【００３５】
これらの処理の外に、データ処理回路５は、差分符号化されたデータを差分復号し、誤差修正を行ない、こうして得た復号データを音声処理回路６またはは中央処理ユニット（ＣＰＵ）８に選択的に出力する。
【００３６】
音声処理回路６は、復号されたデータを音声伸長して音声データを復号し、内蔵のデジタル・アナログ変換回路によって音声データを音声信号に変換する。音声処理回路６はまた、音声信号でスピーカ７を駆動し、こうして端末１は、基地局から送出される起呼者の音声信号を受信することができる。
【００３７】
一方、中央処理ユニット８は、復号されたデータに基いて基地局から送出される所定の情報を受信し、その受信結果に基いて局部発振信号の周波数を切替え、こうして送受信周波数が所定の通話チャネルに切替えられ、端末１が、所定の通話チャネルを選択することにより音声信号を送受信することができるように設計される。
【００３８】
他方、端末１の送信部は、マイクロホン９からの音声信号出力を音声処理回路６で音声データに変換し、それらを音声圧縮する。
【００３９】
データ処理回路５は、誤り訂正コードを加えることにより音声処理回路６の出力データを差分符号化すると共に、音声処理回路６からの出力の代わりに中央処理ユニット８から出力される各種の制御コードを、誤り訂正コードを加えて差分符号化する。
【００４０】
ＲＦ処理回路４は、データ処理回路５から出力される差分符号化されたデータをＧＭＳＫ変調して送信信号を発生し、その送信信号を所定の周波数に周波数変換する。
【００４１】
ＲＦ処理回路４はまた、周波数変換された送信信号を増幅回路１０を介してアンテナ２に出力し、こうして端末１は、起呼者の音声信号もしくは起呼信号を基地局に送信することができる。
【００４２】
このとき、端末１は、データ処理回路５によって検出される所定の検出結果に基いて、送信及び受信のタイミングを切替える。こうして、端末１は、時分割多重方式を適用することにより、基地局から複数の端末に送信される信号から当該端末に割当てられたタイムスロットを選択的に受信し、当該端末に割当てられたタイムスロットを選択的に使用することにより、音声データなどを基地局に送信することができる。
【００４３】
この目的のために、中央処理ユニット８は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１３内の作業領域を保証することにより、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）１１内に記憶された処理プログラムを実行し、それにより、必要に応じ各回路ブロックに制御コードを出力して装置全体の動作を制御する。例えば、オペレータが表示／キー入力部１２上の所定のキーを押すと、この操作に応じて起呼信号が基地局に送出され、基地局から起呼（呼出し）信号が入ると、受信チャネルなどが切替えられる。
【００４４】
（１−２）入力データの処理
端末１は、図３に示す如き受信系で基地局から送信される信号を受信する。
即ち、端末１は、セレクタ回路（ＲＦ）、中間周波回路（ＩＦ）、検波回路（ＤＥＴ）（図３では、これらの全部を符号１５で示す。）及びアナログ・デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１６でＲＦ処理回路４を構成し、局部発振信号の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的に受信し、受信した信号を中間周波数に変換して増幅し、中間周波数信号を直交検波する。
【００４５】
こうして、端末１は、送信側でＧＭＳＫ変調して発生されたＩ及びＱ信号を発生することにより、アンテナ２で受信された信号を基本帯域信号に変換する処理を行なう。
また、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱ信号をデジタル値に変換してＩ及びＱデータを発生し、データ処理回路５は、自己内蔵の復調器（ＤＥＭＯＤ）及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）（これらは符号１７で示す。）でＩ及びＱデータを元のデータストリームに復号する。
【００４６】
その際、デジタル信号プロセッサは、Ｉ及びＱデータに基いてＦＣＣＨを検出し、受信信号の等化及び復号されたデータストリームに対する誤り訂正を行う。一方、音声処理回路６は、音声データを処理するためのデジタル信号プロセッサ（VOICE DSP)より成り、そこで、データ処理回路５からの出力データをデータ伸長して、音声圧縮された送信データを原データストリームに変換する。該データストリームは、アナログ信号に変換されてスピーカ７を駆動する。
【００４７】
かような処理手順を開始する前に、端末１はまず、ＦＣＣＨを参照してフレーム同期を行うため制御チャネルを受信する。
端末１はまた、ＦＣＣＨを参照して内部クロックの周波数誤差を検出することにより周波数差を補正し、所定のバーストを基準にして全体の動作を同期化した後、タイムスロットを受信することによって所望の情報を受信する。
【００４８】
この場合、データ処理回路５は、Ｉ及びＱデータと、復調後の通常のデータストリームの代わりの所定の基準信号との間の相関値を検出し、これによってＦＣＣＨを検出する。
こうして、データ処理回路５は、ＦＣＣＨのタイミングを検出すると、内蔵されたタイムベースカウンタをセットし、全体の動作をフレーム同期させる。
【００４９】
即ち、端末１において、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱ信号を所定周期で順次サンプリングして夫々８ビットのＩ及びＱデータを発生する。
ここに、ＦＣＣＨを送信するＩ及びＱ信号には９０°の位相差があるので、図４に示す如く、Ｉ及びＱ信号をアナログ・デジタル変換回路１６によりＩ及びＱ信号と同期するタイミングでサンプリングすると、その結果生じるＩ及びＱデータは、複素面上をτ／２ラジアンだけ反時計方向に回転して円の軌跡を形成する。
【００５０】
ただし、ＦＣＣＨがフェージングやノイズの影響を受けると、Ｉ及びＱ信号の振幅及び位相がそれらの量に応じて変化し、Ｉ及びＱデータに対する円の軌跡は歪んでくる。
また、端末１において、内部クロックがＦＣＣＨと適正に同期していない場合、Ｉ及びＱデータＳ0 （α0 ，β0 ）及びＳ4 （α4 ，β4 ）の間に位相誤差θｅが発生する。これらＳ0 及びＳ4 は、本来４サンプリング毎に互いに合っているものである。
【００５１】
したがって、ＦＣＣＨの同期時点でフェージングやノイズの影響がなければ、ＦＣＣＨは、図５に示す如く、Ｉ及びＱデータに対応して１ビットのビットパターンで表わすことができる。
よって、データ処理回路５は、このビットパターンを基準パターンとして用い、メモリ回路から該ビットパターンを形成するデータを順次読出すことにより、基準信号（即ち、テンプレートとなる）を発生する。
【００５２】
データ処理回路５はまた、Ｉ及びＱデータをＩm 及びＱm （samplem ）として表し、テンプレートの値を共役複素数におけるＴim及びＴqm（templatem ）として表し、相関関係の長さ（即ち、相関関係を検出するためのデータの数）をｎに設定し、計算用中間値Ｃm を次式で表し、
（ここで、＊は複素数の乗算を表す）
そして、次式の計算を行って相関値ＣＯＲＲk を検出する。
ここで、各項Ｃk ，Ｃk+1 ，‥‥，Ｃk+n-1 の総数がｎである。
【００５３】
即ち、相関値ＣＯＲＲk は、ＦＣＣＨを適正に受信して得られるＩ及びＱデータと等しい値にテンプレートの値を設定することにより、ＦＣＣＨのタイミングで判断することができる。
この場合、たとえ復調後のデータストリーム内に誤差が生じても、相関値ＣＯＲＲk は、相関関係の長さｎを選ぶことによりＦＣＣＨのタイミングで判断できる。したがって、ＦＣＣＨを、フェージングやノイズの影響を有効に避けながら容易かつ確実に検出することができる。
【００５４】
また、テンプレートについては、図５の基準パターンの代わりにそれを論理「１」及び「０」のビットパターンで表すことにより（１）式の計算を行えるので、計算が容易である。
更に、相関値ＣＯＲＲk は、中間値Ｃk+n-1 及びＣk-1 を相関値ＣＯＲＲk-1 に対し加算及び減算することにより、全体として簡単な計算で検出できる。ここに、相関値ＣＯＲＲk-1 は、１サンプル前のＩ及びＱデータについて得られたものである。
【００５５】
データ処理回路５はまた、こうして得た相関値ＣＯＲＲk を用いて次式の計算を行い、
ＰREC −ＰCORR×ＴＨ≦０ ‥‥ （３）
この関係式が満足されるかどうかを判断する。ただし、ＴＨは閾値を表す。
【００５６】
ここで、ＰCORRは、相関関係検出の結果の累乗を表し、複素相関値ＣＯＲＲk の絶対値を得て次式の計算を行うことにより、求めることができる。
ＰCORR＝｜ＣＯＲＲk ｜2 ‥‥ （４）
【００５７】
また、ＰREC は、受信した信号のエネルギを表し、次式で表すことができる。
ＰREC ＝Ｉi 2＋Ｑi 2 ‥‥ （５）
【００５８】
こうして、関係式（３）につき、所定のサンプリング継続期間にわたり連続して肯定的な結果が得られると、データ処理回路５は、ＦＣＣＨが受信されていると判断し、それによりタイミング検出の結果を参照してフレーム同期を行う。
【００５９】
基本帯域への変換によって得られるＩ及びＱデータとテンプレートとの間の相関値ＣＯＲＲk を検出するとき、相関値ＣＯＲＲk は、ＦＣＣＨが受信されているときのみならず、Ｉ及びＱ信号の振幅が受信信号の信号レベルの増加と共に増加するときにも、増加する。
【００６０】
したがって、データ処理回路５は、（３）式を計算して相関値検出の結果を受信エネルギで正規化することにより、たとえ受信信号の信号レベルが変動しても（即ち、たとえ受信環境の変化により電／磁界の強さが変動しても）、ＦＣＣＨを確実に検出することができる。
【００６１】
なお、この正規化において、データ処理回路５は、相関値ＣＯＲＲk と閾値とを乗算し、それを受信信号エネルギＰREC から減算するという簡単な計算で正規化を行うことができるよう設計されているので、ＦＣＣＨを一層容易に検出することができる。
【００６２】
更に、この場合、肯定的結果が所定のサンプリング継続期間にわたって連続的に得られるときにＦＣＣＨが検出されていると判断することにより、データ処理回路５はＦＣＣＨの検出精度をよくすることができる。
【００６３】
（１−３）本実施態様の利点
上述した構成によれば、基本帯域に変換されたＩ及びＱ信号をデジタル値に変換した後、それと所定の基準信号との相関関係を検出することによって求まる相関値の結果に基いてＦＣＣＨを検出するので、フェージングやノイズの影響を避けながらＦＣＣＨを容易かつ確実に検出することができる。
【００６４】
（２）第２の実施態様
この実施態様では、基準信号を図６に示すアキュムレータ２０によって発生し、相関値をこの基準信号とＩ及びＱデータとの間で検出する。
即ち、本実施態様では、データ処理回路５は、アキュムレータ２０から８ビットのデータを出力し、加算回路２１で所定の定数をこのデータに加算し、加算結果を再びアキュムレータ２０に蓄積する。
【００６５】
データ処理回路５は、この加算をアナログ・デジタル変換回路１６の動作と同期して行い、Ｉデータに対する基準信号ＩＴとしてアキュムレータの最上位ビット（ＭＳＢ）を出力するよう設計される。
【００６６】
データ処理回路５はまた、Ｉデータ基準信号ＩＴを所定の遅延回路（Ｄ）２２で１サンプリング周期だけ遅らせ、Ｉデータ基準信号からＱデータに対する基準信号ＱＴを発生して出力する。
ここで、本実施態様では、加算回路２１への定数出力を６４の値に選択し、これにより、図７に示す如く、データ処理回路５は、この定数を累積的に加算して基準信号を発生し、アキュムレータ２０及び加算回路２１の簡単な構成によって基準信号を発生することができる。
【００６７】
特に、累積的に定数を加算することによって基準信号を発生すると、この定数を変えることにより、異なる周波数をもつ基準信号を発生することが可能となる。
即ち、かようなデジタル移動電話装置では、ビットレートが約２７１〔ｋｂｐｓ〕に選定されるので、ＦＣＣＨはそれの１／４の６７．７〔ｋＨｚ〕になる。値が６４の定数を累積的に加算すると、基準信号は、この６７．７〔ｋＨｚ〕の周波数で発生される。
【００６８】
しかし、実際には、端末１の内部クロックが基地局に対してずれた周波数をもつ場合がある。この場合、たとえ６４の値の定数を累積的に加算しても、この加算周期が基地局と異なるので、発生される基準信号の周波数は、６７．７〔ｋＨｚ〕からずれた周波数となる。
【００６９】
この場合、端末１はＦＣＣＨを明確に検出できない。
したがって、所定期間経過してもＦＣＣＨが検出できないとき、中央処理ユニットは、必要に応じてアキュムレータ２０の内容を初期化し、累積的に加算すべき定数を変更する。
【００７０】
即ち、定数の値を６４から６３に変えると、アキュムレータ２０の最上位ビットの変化が６４の値の場合よりその分だけ遅れるので、基準信号の繰返し周期が１／６４だけ遅れる。
【００７１】
よって、端末は、定数を変えることによって基準信号の周波数を容易に変えうるので、たとえ内部クロックに周波数ずれがあっても、ＦＣＣＨを検出できる。また、周波数ずれも、ＦＣＣＨを検出した時の定数に基いて検出できる。
因みに、定数の値を６４から６３に変えると、基準信号の周波数は２７１／６４＝４．２〔ｋＨｚ〕だけ変わる。
【００７２】
なお、ＦＣＣＨの検出精度も、定数の代わりに（３）式の閾値を変えて変えることができる。
即ち、閾値を減らすと、ＦＣＣＨを発見する可能性が増し、たとえ内部クロックに大きな周波数誤差があるときでも、ＦＣＣＨを検出することが可能となる。
【００７３】
ただし、上述の如く閾値を減らすと、ＦＣＣＨのタイミング以外のタイミングでもＦＣＣＨが到達していると判断される可能性があり、ＦＣＣＨの位置の検出精度が低下し、次の周波数の修正もまた悪くなる。
【００７４】
これに対し、相関値を基準信号の周波数の切替えによって検出すると、閾値をさほど下げなくても検出できるので、ＦＣＣＨの検出可能性及び検出精度を共に高めることができる。
このように、本実施態様では、上述のようにして発生された基準信号とＩ及びＱデータとの間で式（１）〜（３）の計算を行うことにより、ＦＣＣＨを検出するようにしている。
【００７５】
図６に示す構成によれば、定数を累積的に加算して基準信号を容易に発生することにより、第１の実施態様で得られた効果と類似の効果が得られ、また、この定数を変えることにより、たとえ内部クロックの周波数がずれていても、ＦＣＣＨを確実に検出することが可能となる。
【００７６】
（３）第３の実施態様
第２の実施態様において、上述の如く、累積的に加算する定数を変えることにより基準信号の周波数を切替える場合、結局ＦＣＣＨの検出に多くの時間がかかるという欠点がある。
【００７７】
したがって、図８に示す第３の実施態様では、位相相関器２５Ａ，２５Ｂ及び２５Ｃを用いて値が異なる定数を累積的に加算することにより、周波数が異なる基準信号を発生している。この場合、相関器２５Ａ，２５Ｂ及び２５Ｃは、夫々受信信号であるＩ及びＱのデータと各基準信号との間で（１）式の計算を行う。
【００７８】
判定回路２６は、相関器２５Ａ〜２５Ｃから夫々出力された（１）式の計算結果に基いて（２）及び（３）式の計算を行い、周波数が異なる並列の３つの基準信号を同時に使用してＦＣＣＨを検出するので、ＦＣＣＨを短期間で検出できる。
【００７９】
判定回路２６はまた、ＦＣＣＨ検出の結果を中央処理ユニットに出力し、フレーム同期を行い、２５Ａ，２５Ｂ又は２５Ｃのどの相関器からＦＣＣＨ検出結果が得られるのかを検出（即ち、最も大きい相関値を与える相関器を検出）する。
【００８０】
このように、端末は、ＦＣＣＨを検出して周波数誤差を大まかに検出するので、その検出結果に基いて行う次の周波数誤差検出の精度を高めることができる。即ち、この周波数誤差の検出は、複素平面上に表されるＩ及びＱデータの位相変化を検出することによって達せられる。
【００８１】
この場合、データ処理回路はまず、ＦＣＣＨを検出して得られる大まかな周波数誤差検出結果に基いてＩ及びＱデータの値を修正し、Ｉ及びＱデータの位相をこの周波数誤差の分量だけ回転させ、該位相回転されたＩ及びＱデータを用いて周波数誤差を検出する主要な処理を行う。
【００８２】
上述のとおり、周波数誤差が予め修正されたＩ及びＱデータを用いて更に周波数誤差を検出すれば、直接周波数誤差を検出する場合に比べて検出精度を高めることができる。
図８に示す構成によれば、周波数が異なる並列の複数の基準信号を同時に用いる相関値の検出によって、ＦＣＣＨを短時間で検出できるだけでなく、第２の実施態様によって得られる効果をも与えることができる。
【００８３】
（４）第４の実施態様
この実施態様では、図９に示す処理手段を実行して、所定の定数を累積的に加算することによって基準信号を発生し、この基準信号を用いてＦＣＣＨを検出する。
【００８４】
即ち、データ処理回路５は、ステップＳＰ１から入ってステップＳＰ２に進み、そこで、サンプル数及び累積的加算を計数するカウンタが０値に設定され、定数が６４の値に設定される。これにより、相関関係を検出するのに必要な変数が初期化される。
【００８５】
データ処理回路５はそれから、ステップＳＰ３に進み、そこで、累積的に加算された値の最上位ビットを出力することにより、Ｑデータに対する基準信号を出力する。それから、次のステップＳＰ４で、データ処理回路５は、累積加算値に定数６４を加算し、累積加算値の最上位ビットを出力することによってＩデータに対する基準信号を出力する。
【００８６】
データ処理回路５はそれからステップＳＰ５に進み、そこで（１）及び（２）式が計算され、次いでステップＳＰ６で、Ｉ及びＱデータ並びに相関値の累乗が計算される。それから、データ処理回路５は、ステップＳＰ７に進んで（３）式の左側を計算し、ステップＳＰ８に進んで、その計算結果が０値以下であるかどうか（即ち、（３）式から肯定的結果が得られたかどうか）を判断する。
【００８７】
ステップＳＰ８で否定的結果が得られた場合、データ処理回路５は、次のステップＳＰ９で、サンプル数を表すカウンタの計数値を初期化し、ステップＳＰ３に戻る。こうして、データ処理回路５は、ステップＳＰ３−ＳＰ４−ＳＰ５−ＳＰ６−ＳＰ７−ＳＰ８−ＳＰ９−ＳＰ３の処理手順を繰返し、（３）式を満足するＩ及びＱデータが入力されると、ステップＳＰ８で肯定的結果が得られるので、ステップＳＰ１０に進む。
【００８８】
ここで、データ処理回路５は、カウンタの計数値（カウント）をインクリメントし、ステップＳＰ１１でカウント値が所定値Ｎに達したかどうかを判断し、計算結果が（３）式を満足する入力データが入力されたかどうかを決定する。
【００８９】
否定的結果が得られた場合、データ処理回路５はステップＳＰ３に戻り、肯定的結果が得られると、データ処理回路５は、ＦＣＣＨが検出されたと判断してステップＳＰ１２に進み、処理手順を終了する。図９に示す構成によれば、たとえ基準信号が計算を行うことにより発生されても、第１の実施態様によって達せられる効果と類似の効果を得ることができる。
【００９０】
（５）その他の実施態様
上述した実施態様は、定数として６４の値を累積加算することによって基準信号を発生する場合について述べたものであるが、本発明はかかる場合に限られるものではなく、Ｉ及びＱ信号のサンプリング数が倍の場合は、この定数を半分の値の３２に設定すればよい。
なお、アキュムレータ２０内のビット数を増すことにより基準信号の周波数変化を細かく行うことができ、それによって、小さな周波数誤差に対処することが可能となる。
【００９１】
また、上述の実施態様は、Ｑデータに対応する基準信号をＩデータに対応する基準信号を遅延させて発生する場合について述べたが、本発明はかかる場合に限定されるものではなく、Ｑデータに対応する基準信号は、例えば、定数を半分の値の３２に設定することによりＱデータのサンプリング数を倍にする場合、Ｉデータに対応する基準信号を２ビットだけ遅らせることで発生してもよい。更に、Ｉ及びＱデータに対する基準信号は、定数を別々に累積加算することより、別々に発生してもよい。
なお、この場合、初期段階におけるデータをアキュムレータ２０に設定することも可能であろう。
【００９２】
また、上述の実施態様は、（３）式を所定回数以上連続して満足した場合にＦＣＣＨが検出されたと判断する場合について述べたが、本発明はかような場合に限られるものではなく、必要に応じて上記の基準を緩和してもよい。例えば、エネルギが所定の連続回数の間に数回だけ基準の大きさより低い場合に、ＦＣＣＨが検出されたと判断してもよい。
【００９３】
また、上述の実施態様は、直交検波によって得られた基本帯域信号をＩ及びＱデータに変換することにより相関値を検出する場合について述べたが、本発明は、かかる場合に限定されるものではなく、中間周波信号を遅延回路で検出することにより基本帯域信号を得て、この基本帯域信号からデータストリームを復号する場合にも、広く適用することができる。
【００９４】
また、上述の実施態様は、受信エネルギからの減算によって相関値を正規化する場合について述べたが、本発明は、かような場合に限られるものではなく、受信エネルギで割算することにより相関値を正規化してもよい。
【００９５】
また、上述の実施態様は、本発明をデジタル移動電話装置に実施する場合について述べたが、本発明は、かかる場合に限定されるものではなく、所定の周期で挿入された同期信号を参照して無線送信されたデータストリームを復調する無線受信機にも、広く適用可能なものである。
【００９６】
以上、本発明の好適な実施態様について述べたきたが、当業者には、これらに対し種々の変更や変形が可能であって、特許請求の範囲にはその範囲に属するこれらの変更及び変形がすべて含まれることが明らかであろう。
【００９７】
【発明の効果】
本発明の効果については、既に〔課題を解決するための手段〕及び〔発明の実施の形態〕の欄において繰返し述べたので、重複記載を省略する。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）の送信を説明するための波形図である。
【図２】本発明の第１の実施態様によるデジタル移動電話の端末を示すブロック図である。
【図３】図２の端末の受信系を詳細に示すブロック図である。
【図４】図３の受信系の動作を示すグラフである。
【図５】ＦＣＣＨ検出用の基準パターンを示す表図である。
【図６】本発明の第２の実施態様を示すブロック図である。
【図７】図６の装置の動作を示す表図である。
【図８】本発明の第３の実施態様を示すブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施態様を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
１ 無線受信機、１５ 検波手段、１６ アナログ・デジタル変換回路、１７基準信号発生手段及び相関関係検出手段、１６，１７ データ復調回路、２０，２１ 加算器、２５Ａ，２５Ｂ 基準信号発生手段、２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃ相関関係検出手段
本発明は、音声信号を符号化して送受信するデジタル移動電話装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無線電話の一種であるデジタル移動電話装置は、送受信する音声信号を符号化し、時分割多重方式により１つのチャネルを複数の端末が同時に使用できるように設計されている。
【０００３】
即ち、この種の端末は、スイッチが入れられると、例えば１２４個の所定数のチャネルの受信周波数を順次走査し、所定の周期（大抵、１０又は１１フレームである。）でどれかのチャネル内に挿入されているＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）を電／磁界の強い方から順に探索し、該ＦＣＣＨを含むチャネルを制御チャネルとして認識する。
それから直ぐ、端末は、自分が属する地域に割当てられた制御チャネルを検出して受信する。
【０００４】
制御チャネルは、各種の情報を送信するためのタイムスロットを形成するように設計され、それにより、デジタル移動電話装置の各端末は、制御チャネルを受信し、制御チャネルを送っている基地局に関する情報、隣接する基地局に関する情報、及び端末を呼出すための情報などの情報を受取る。
【０００５】
この目的のために、端末は、このＦＣＣＨに基いて処理タイミングを修正し、必要情報を送出するためのタイミングを大ざっぱに検出している。
【０００６】
ここに、ＦＣＣＨは、復号されると、「０」値のデータが所定ビット数の間だけ継続する如きビット・パターンが割当てられている同期信号である。デジタル移動電話装置では、そのビット・パターンを差分符号化したあとＧＭＳＫ（Gaussian filtered minimum shift keying）変調してから送信している。
【０００７】
こうして、ＦＣＣＨは、図１に示す如くＩ及びＱ信号の複合波として送信され、これらの信号レベルは９０°の位相差をもつ正弦波状に変化している。制御チャネルでは、ＦＣＣＨを送出する間に搬送周波数が＋６７．７〔ｋＨｚ〕だけオフセット（ずら）される。
【０００８】
したがって、デジタル移動電話装置は、ＦＣＣＨの信号成分を受信信号からバンドパス（帯域通過）フィルタで抜出してＦＣＣＨのタイミングを検出し、検出されたタイミングに基いて全体の動作を制御チャネルに大まかに同期させるようにしてある。
【０００９】
このようにバンドパスフィルタを用いてＦＣＣＨの信号成分を抜出す場合、バンドパスフィルタの帯域幅が狭いほど、検出精度は高くなる。
しかし、帯域幅を狭くすれば、それだけバンドパスフィルタの応答特性は悪くなる傾向がある。
【００１０】
一方、デジタル移動電話装置には、ＦＣＣＨの持続期間が５５０〔μｓｅｃ〕と短いため、バンドパスフィルタの応答特性が悪くなると、ＦＣＣＨを検出することが困難となる特徴がある。
【００１１】
更に、デジタル移動電話装置には、ドップラー偏移によって周波数がずれたり、或いは、搬送周波数が、ＦＣＣＨ以外のデータ内で、オフセットされたＦＣＣＨと同じ周波数スペクトルをもったりする場合があるため、バンドパスフィルタを使うときにＦＣＣＨのタイミングを間違って検出するか、或いは全く検出できないという問題がある。
【００１２】
このように、ＦＣＣＨのタイミングを間違って検出したり、或いは全く検出できない場合、所定の周期で繰返し送信されるＦＣＣＨをもう一度検出しようとするので、デジタル移動電話装置では、通話が可能となるまでに時間がかかる。
【００１３】
他方、復号されたデータストリームからＦＣＣＨを検出する方法がある。
即ち、ＦＣＣＨが「０」値のデータストリームであれば、復調されたデータストリームと連続する「０」値をもつデータストリームとの相関関係を検出することによってＦＣＣＨを検出できる。
【００１４】
しかし、かようなデジタル移動電話装置では、ドップラー偏移の外にノイズやフェージングのために復号の結果が間違うことがある。
特にノイズ・レベルについては、Ｅｂ／ＮＯ（Ｅｂは送信エネルギ／ビット、ＮＯはノイズ・エネルギの強さ）が１０〔ｄＢ〕以下に悪化する場合がある。かような場合、復調されたデータストリームが高率のエラーをもつので、ＦＣＣＨを適正に検出することはできない。
【００１５】
この外に、受信した信号を直交検波してＩ及びＱ信号を発生し、これらの信号がＦＣＣＨ内で９０°の位相差をもつことを利用してＩ及びＱ信号の間の相関関係を検出することにより、ＦＣＣＨを検出する方法も考えられる。
しかし、上述のとおり、ＦＣＣＨ以外のスロット内の正弦波以外のものの間に高い相関関係がある場合があるので、たとえＩ及びＱ信号間の相関関係を検出しても、なお検出の誤りが生じる可能性がある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述したような課題を解決することを目的とし、送信されたデータストリームから同期信号を容易かつ確実に検出しうるデジタル移動電話装置を提供しようとするものである。
【００１７】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明は、所定の周期で互いに直交するＩデータ及びＱデータの複合波として送信される送信信号の中に介挿された所定パターンをもつ同期信号を参照して送信信号を受信し、無線送信されたＩデータ及びＱデータのデータストリームを復号するデジタル移動電話装置であって、送信された信号を基本帯域信号に変換するとともに、該基本帯域信号を復調して上記データストリームを出力するデータ復調回路と、基本帯域信号を所定周期で順次サンプリングしてサンプル化されたデータストリームを出力するアナログ・デジタル変換回路と、サンプル数及び累積的加算を計数するカウンタを設け、このカウンタの初期値をゼロとすることにより相関関係を検出するための必要な変数を初期化すると共に、所定の定数を累積的に加算してＩデータに対する第１の基準信号及びＱデータに対する第２の基準信号を出力し、サンプル化されたデータストリームと該第１の基準信号、及び、サンプル化されたデータストリームと第２の基準信号とを夫々順次乗算して乗算値を得て、該乗算値を所定サンプルの期間継続して加算することにより相関値を検出する相関値検出手段と、受信されたＩデータ及びＱデータに基づいて送信信号の信号エネルギーを出力して、該信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算する正規化を行って、信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより大きい場合には、カウンタを初期化するとともに、信号エネルギーから相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより小さいか等しい状態が複数サンプル期間にわたって継続して続いた場合は、その継続サンプル数をカウンタで計数し、該カウンタの計数値が所定回数に達したことをもって、同期信号が検出されたとするデータ処理手段を備えたことを特徴としている。
【００２４】
同期信号ＦＣＣＨは、所定周期で基本帯域信号を順次サンプリングしてサンプル化されたデータストリームを発生し、サンプル化されたデータストリームと基準データストリームとの相関関係を検出することにより、たとえ復号されたデータストリーム内にエラーが発生しても、確実に検出することができる。
【００２５】
この場合、異なる周波数をもつ第１及び第２の基準データストリームにより相関関係が検出されるならば、同期信号ＦＣＣＨは、たとえ内部クロックの周波数がずれていても短時間で検出することができる。
【００２６】
ここで、基準データストリームは、メモリ手段に記憶されたデータを順次読出して出力し、所定の定数を累積的に加算して所定ビットのデータストリームを出力することにより、容易に発生することができる。また、第１及び第２基準データストリームは、異なる値の定数を累積的に加算することにより、容易に発生することができる。
【００２７】
サンプル化されたデータストリーム及び基準データストリームから加算値Ｃｍを得、この加算値Ｃｍを所定期間蓄積することによって相関値ＣＯＲＲk を検出し、この相関値ＣＯＲＲk を受信された送信信号の信号エネルギＰREC によって正規化すれば、たとえ受信条件の変化により電／磁界の強さが変化しても、同期信号ＦＣＣＨを確実に検出することができる。更に、相関関係検出の結果が連続して所定期間にわたり所定値以上に上昇するときに、同期信号ＦＣＣＨが検出されていると判断することにより、検出の精度を高めることができる。
【００２８】
上述のとおり、本発明によれば、基本帯域信号に変換された受信信号をデジタル値に変換し、所定の基準信号との相関値を検出することにより、ノイズ又はフェージングの影響を有効に避けながら、同期信号を確実に検出しうる無線受信機を得ることができる。
本発明の本質、原理及び有用性は、添付図面を参照して以下の詳細な説明を読むことにより、なお一層明らかになるであろう。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を添付図面を参照して説明する。
（１）第１の実施態様
（１−１）本実施態様の一般的構成
図２は、本実施態様によるデジタル移動電話の端末を示すブロック図である。図２において、１で全体的に示されたデジタル移動電話装置の端末は、基地局から送られる送信信号をアンテナ２で受信し、受信した信号をアンテナ結合器（図示せず）を介して増幅回路３に供給する。
【００３０】
増幅回路３は、受信信号を所定の利得で増幅した後、ＲＦ処理回路（ＲＦプロセッサ）４に出力する。ＲＦ処理回路４は、所定の局部発振信号を用いて受信信号を周波数変換し、これにより、端末１は、局部発振信号の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的に受信できるようになっている。
【００３１】
ＲＦ処理回路４はまた、周波数変換された受信信号を直交検波して、受信信号の基準位相と同期しているＩ信号を復調すると共にＱ信号を復調する。そして、これらのＩ及びＱ信号を内蔵アナログ・デジタル変換回路において所定の周期でサンプリングし、それらをデジタル値に変換する。
【００３２】
こうして、端末１は、受信信号の基準位相に対応する復調結果を形成するＩデータ及びＱデータを復調し、これらＩ及びＱデータをデータ処理回路５に出力する。
【００３３】
データ処理回路５は、Ｉ及びＱデータを処理するデジタルプロセッサより成り、Ｉ及びＱ信号から元の差分符号化データを復調するように設計されている。その際、内蔵されたビタビ（Viterbi)等化器により波形等化及び歪み補正を施した後、差分符号化データを出力してフェージング及び多重経路（multipath)の影響を減少させる。
【００３４】
データ処理回路５はまた、その際、Ｉ及びＱデータを参照してＦＣＣＨを検出し、その検出結果に基いて周波数誤差を検出する。この検出結果は、データ処理回路５、所定基準信号発生回路などの動作を制御するための基準として使用され、それにより、基地局とのフレーム同期を達成し、基地局に対する内部クロックの周波数の偏差を修正する。
【００３５】
これらの処理の外に、データ処理回路５は、差分符号化されたデータを差分復号し、誤差修正を行ない、こうして得た復号データを音声処理回路６またはは中央処理ユニット（ＣＰＵ）８に選択的に出力する。
【００３６】
音声処理回路６は、復号されたデータを音声伸長して音声データを復号し、内蔵のデジタル・アナログ変換回路によって音声データを音声信号に変換する。音声処理回路６はまた、音声信号でスピーカ７を駆動し、こうして端末１は、基地局から送出される起呼者の音声信号を受信することができる。
【００３７】
一方、中央処理ユニット８は、復号されたデータに基いて基地局から送出される所定の情報を受信し、その受信結果に基いて局部発振信号の周波数を切替え、こうして送受信周波数が所定の通話チャネルに切替えられ、端末１が、所定の通話チャネルを選択することにより音声信号を送受信することができるように設計される。
【００３８】
他方、端末１の送信部は、マイクロホン９からの音声信号出力を音声処理回路６で音声データに変換し、それらを音声圧縮する。
【００３９】
データ処理回路５は、誤り訂正コードを加えることにより音声処理回路６の出力データを差分符号化すると共に、音声処理回路６からの出力の代わりに中央処理ユニット８から出力される各種の制御コードを、誤り訂正コードを加えて差分符号化する。
【００４０】
ＲＦ処理回路４は、データ処理回路５から出力される差分符号化されたデータをＧＭＳＫ変調して送信信号を発生し、その送信信号を所定の周波数に周波数変換する。
【００４１】
ＲＦ処理回路４はまた、周波数変換された送信信号を増幅回路１０を介してアンテナ２に出力し、こうして端末１は、起呼者の音声信号もしくは起呼信号を基地局に送信することができる。
【００４２】
このとき、端末１は、データ処理回路５によって検出される所定の検出結果に基いて、送信及び受信のタイミングを切替える。こうして、端末１は、時分割多重方式を適用することにより、基地局から複数の端末に送信される信号から当該端末に割当てられたタイムスロットを選択的に受信し、当該端末に割当てられたタイムスロットを選択的に使用することにより、音声データなどを基地局に送信することができる。
【００４３】
この目的のために、中央処理ユニット８は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１３内の作業領域を保証することにより、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）１１内に記憶された処理プログラムを実行し、それにより、必要に応じ各回路ブロックに制御コードを出力して装置全体の動作を制御する。例えば、オペレータが表示／キー入力部１２上の所定のキーを押すと、この操作に応じて起呼信号が基地局に送出され、基地局から起呼（呼出し）信号が入ると、受信チャネルなどが切替えられる。
【００４４】
（１−２）入力データの処理
端末１は、図３に示す如き受信系で基地局から送信される信号を受信する。
即ち、端末１は、セレクタ回路（ＲＦ）、中間周波回路（ＩＦ）、検波回路（ＤＥＴ）（図３では、これらの全部を符号１５で示す。）及びアナログ・デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１６でＲＦ処理回路４を構成し、局部発振信号の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的に受信し、受信した信号を中間周波数に変換して増幅し、中間周波数信号を直交検波する。
【００４５】
こうして、端末１は、送信側でＧＭＳＫ変調して発生されたＩ及びＱ信号を発生することにより、アンテナ２で受信された信号を基本帯域信号に変換する処理を行なう。
また、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱ信号をデジタル値に変換してＩ及びＱデータを発生し、データ処理回路５は、自己内蔵の復調器（ＤＥＭＯＤ）及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）（これらは符号１７で示す。）でＩ及びＱデータを元のデータストリームに復号する。
【００４６】
その際、デジタル信号プロセッサは、Ｉ及びＱデータに基いてＦＣＣＨを検出し、受信信号の等化及び復号されたデータストリームに対する誤り訂正を行う。一方、音声処理回路６は、音声データを処理するためのデジタル信号プロセッサ（VOICE DSP)より成り、そこで、データ処理回路５からの出力データをデータ伸長して、音声圧縮された送信データを原データストリームに変換する。該データストリームは、アナログ信号に変換されてスピーカ７を駆動する。
【００４７】
かような処理手順を開始する前に、端末１はまず、ＦＣＣＨを参照してフレーム同期を行うため制御チャネルを受信する。
端末１はまた、ＦＣＣＨを参照して内部クロックの周波数誤差を検出することにより周波数差を補正し、所定のバーストを基準にして全体の動作を同期化した後、タイムスロットを受信することによって所望の情報を受信する。
【００４８】
この場合、データ処理回路５は、Ｉ及びＱデータと、復調後の通常のデータストリームの代わりの所定の基準信号との間の相関値を検出し、これによってＦＣＣＨを検出する。
こうして、データ処理回路５は、ＦＣＣＨのタイミングを検出すると、内蔵されたタイムベースカウンタをセットし、全体の動作をフレーム同期させる。
【００４９】
即ち、端末１において、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱ信号を所定周期で順次サンプリングして夫々８ビットのＩ及びＱデータを発生する。
ここに、ＦＣＣＨを送信するＩ及びＱ信号には９０°の位相差があるので、図４に示す如く、Ｉ及びＱ信号をアナログ・デジタル変換回路１６によりＩ及びＱ信号と同期するタイミングでサンプリングすると、その結果生じるＩ及びＱデータは、複素面上をτ／２ラジアンだけ反時計方向に回転して円の軌跡を形成する。
【００５０】
ただし、ＦＣＣＨがフェージングやノイズの影響を受けると、Ｉ及びＱ信号の振幅及び位相がそれらの量に応じて変化し、Ｉ及びＱデータに対する円の軌跡は歪んでくる。
また、端末１において、内部クロックがＦＣＣＨと適正に同期していない場合、Ｉ及びＱデータＳ0 （α0 ，β0 ）及びＳ4 （α4 ，β4 ）の間に位相誤差θｅが発生する。これらＳ0 及びＳ4 は、本来４サンプリング毎に互いに合っているものである。
【００５１】
したがって、ＦＣＣＨの同期時点でフェージングやノイズの影響がなければ、ＦＣＣＨは、図５に示す如く、Ｉ及びＱデータに対応して１ビットのビットパターンで表わすことができる。
よって、データ処理回路５は、このビットパターンを基準パターンとして用い、メモリ回路から該ビットパターンを形成するデータを順次読出すことにより、基準信号（即ち、テンプレートとなる）を発生する。
【００５２】
データ処理回路５はまた、Ｉ及びＱデータをＩm 及びＱm （samplem ）として表し、テンプレートの値を共役複素数におけるＴim及びＴqm（templatem ）として表し、相関関係の長さ（即ち、相関関係を検出するためのデータの数）をｎに設定し、計算用中間値Ｃm を次式で表し、
そして、次式の計算を行って相関値ＣＯＲＲk を検出する。
【００５３】
即ち、相関値ＣＯＲＲk は、ＦＣＣＨを適正に受信して得られるＩ及びＱデータと等しい値にテンプレートの値を設定することにより、ＦＣＣＨのタイミングで判断することができる。
この場合、たとえ復調後のデータストリーム内に誤差が生じても、相関値ＣＯＲＲk は、相関関係の長さｎを選ぶことによりＦＣＣＨのタイミングで判断できる。したがって、ＦＣＣＨを、フェージングやノイズの影響を有効に避けながら容易かつ確実に検出することができる。
【００５４】
また、テンプレートについては、図５の基準パターンの代わりにそれを論理「１」及び「０」のビットパターンで表すことにより（１）式の計算を行えるので、計算が容易である。
更に、相関値ＣＯＲＲk は、中間値Ｃk+n-1 及びＣk-1 を相関値ＣＯＲＲk-1 に対し加算及び減算することにより、全体として簡単な計算で検出できる。ここに、相関値ＣＯＲＲk-1 は、１サンプル前のＩ及びＱデータについて得られたものである。
【００５５】
データ処理回路５はまた、こうして得た相関値ＣＯＲＲk を用いて次式の計算を行い、
ＰREC −ＰCORR×ＴＨ≦０ ‥‥ （３）
この関係式が満足されるかどうかを判断する。ただし、ＴＨは閾値を表す。
【００５６】
ここで、ＰCORRは、相関関係検出の結果の累乗を表し、複素相関値ＣＯＲＲk の絶対値を得て次式の計算を行うことにより、求めることができる。
ＰCORR＝｜ＣＯＲＲk ｜2 ‥‥ （４）
【００５７】
また、ＰREC は、受信した信号のエネルギを表し、次式で表すことができる。
ＰREC ＝Ｉi 2＋Ｑi 2 ‥‥ （５）
【００５８】
こうして、関係式（３）につき、所定のサンプリング継続期間にわたり連続して肯定的な結果が得られると、データ処理回路５は、ＦＣＣＨが受信されていると判断し、それによりタイミング検出の結果を参照してフレーム同期を行う。
【００５９】
基本帯域への変換によって得られるＩ及びＱデータとテンプレートとの間の相関値ＣＯＲＲk を検出するとき、相関値ＣＯＲＲk は、ＦＣＣＨが受信されているときのみならず、Ｉ及びＱ信号の振幅が受信信号の信号レベルの増加と共に増加するときにも、増加する。
【００６０】
したがって、データ処理回路５は、（３）式を計算して相関値検出の結果を受信エネルギで正規化することにより、たとえ受信信号の信号レベルが変動しても（即ち、たとえ受信環境の変化により電／磁界の強さが変動しても）、ＦＣＣＨを確実に検出することができる。
【００６１】
なお、この正規化において、データ処理回路５は、相関値ＣＯＲＲk と閾値とを乗算し、それを受信信号エネルギＰREC から減算するという簡単な計算で正規化を行うことができるよう設計されているので、ＦＣＣＨを一層容易に検出することができる。
【００６２】
更に、この場合、肯定的結果が所定のサンプリング継続期間にわたって連続的に得られるときにＦＣＣＨが検出されていると判断することにより、データ処理回路５はＦＣＣＨの検出精度をよくすることができる。
【００６３】
（１−３）本実施態様の利点
上述した構成によれば、基本帯域に変換されたＩ及びＱ信号をデジタル値に変換した後、それと所定の基準信号との相関関係を検出することによって求まる相関値の結果に基いてＦＣＣＨを検出するので、フェージングやノイズの影響を避けながらＦＣＣＨを容易かつ確実に検出することができる。
【００６４】
（２）第２の実施態様
この実施態様では、基準信号を図６に示すアキュムレータ２０によって発生し、相関値をこの基準信号とＩ及びＱデータとの間で検出する。
即ち、本実施態様では、データ処理回路５は、アキュムレータ２０から８ビットのデータを出力し、加算回路２１で所定の定数をこのデータに加算し、加算結果を再びアキュムレータ２０に蓄積する。
【００６５】
データ処理回路５は、この加算をアナログ・デジタル変換回路１６の動作と同期して行い、Ｉデータに対する基準信号ＩＴとしてアキュムレータの最上位ビット（ＭＳＢ）を出力するよう設計される。
【００６６】
データ処理回路５はまた、Ｉデータ基準信号ＩＴを所定の遅延回路（Ｄ）２２で１サンプリング周期だけ遅らせ、Ｉデータ基準信号からＱデータに対する基準信号ＱＴを発生して出力する。
ここで、本実施態様では、加算回路２１への定数出力を６４の値に選択し、これにより、図７に示す如く、データ処理回路５は、この定数を累積的に加算して基準信号を発生し、アキュムレータ２０及び加算回路２１の簡単な構成によって基準信号を発生することができる。
【００６７】
特に、累積的に定数を加算することによって基準信号を発生すると、この定数を変えることにより、異なる周波数をもつ基準信号を発生することが可能となる。
即ち、かようなデジタル移動電話装置では、ビットレートが約２７１〔ｋｂｐｓ〕に選定されるので、ＦＣＣＨはそれの１／４の６７．７〔ｋＨｚ〕になる。値が６４の定数を累積的に加算すると、基準信号は、この６７．７〔ｋＨｚ〕の周波数で発生される。
【００６８】
しかし、実際には、端末１の内部クロックが基地局に対してずれた周波数をもつ場合がある。この場合、たとえ６４の値の定数を累積的に加算しても、この加算周期が基地局と異なるので、発生される基準信号の周波数は、６７．７〔ｋＨｚ〕からずれた周波数となる。
【００６９】
この場合、端末１はＦＣＣＨを明確に検出できない。
したがって、所定期間経過してもＦＣＣＨが検出できないとき、中央処理ユニットは、必要に応じてアキュムレータ２０の内容を初期化し、累積的に加算すべき定数を変更する。
【００７０】
即ち、定数の値を６４から６３に変えると、アキュムレータ２０の最上位ビットの変化が６４の値の場合よりその分だけ遅れるので、基準信号の繰返し周期が１／６４だけ遅れる。
【００７１】
よって、端末は、定数を変えることによって基準信号の周波数を容易に変えうるので、たとえ内部クロックに周波数ずれがあっても、ＦＣＣＨを検出できる。また、周波数ずれも、ＦＣＣＨを検出した時の定数に基いて検出できる。
因みに、定数の値を６４から６３に変えると、基準信号の周波数は２７１／６４＝４．２〔ｋＨｚ〕だけ変わる。
【００７２】
なお、ＦＣＣＨの検出精度も、定数の代わりに（３）式の閾値を変えて変えることができる。
即ち、閾値を減らすと、ＦＣＣＨを発見する可能性が増し、たとえ内部クロックに大きな周波数誤差があるときでも、ＦＣＣＨを検出することが可能となる。
【００７３】
ただし、上述の如く閾値を減らすと、ＦＣＣＨのタイミング以外のタイミングでもＦＣＣＨが到達していると判断される可能性があり、ＦＣＣＨの位置の検出精度が低下し、次の周波数の修正もまた悪くなる。
【００７４】
これに対し、相関値を基準信号の周波数の切替えによって検出すると、閾値をさほど下げなくても検出できるので、ＦＣＣＨの検出可能性及び検出精度を共に高めることができる。
このように、本実施態様では、上述のようにして発生された基準信号とＩ及びＱデータとの間で式（１）〜（３）の計算を行うことにより、ＦＣＣＨを検出するようにしている。
【００７５】
図６に示す構成によれば、定数を累積的に加算して基準信号を容易に発生することにより、第１の実施態様で得られた効果と類似の効果が得られ、また、この定数を変えることにより、たとえ内部クロックの周波数がずれていても、ＦＣＣＨを確実に検出することが可能となる。
【００７６】
（３）第３の実施態様
第２の実施態様において、上述の如く、累積的に加算する定数を変えることにより基準信号の周波数を切替える場合、結局ＦＣＣＨの検出に多くの時間がかかるという欠点がある。
【００７７】
したがって、図８に示す第３の実施態様では、位相相関器２５Ａ，２５Ｂ及び２５Ｃを用いて値が異なる定数を累積的に加算することにより、周波数が異なる基準信号を発生している。この場合、相関器２５Ａ，２５Ｂ及び２５Ｃは、夫々受信信号であるＩ及びＱのデータと各基準信号との間で（１）式の計算を行う。
【００７８】
判定回路２６は、相関器２５Ａ〜２５Ｃから夫々出力された（１）式の計算結果に基いて（２）及び（３）式の計算を行い、周波数が異なる並列の３つの基準信号を同時に使用してＦＣＣＨを検出するので、ＦＣＣＨを短期間で検出できる。
【００７９】
判定回路２６はまた、ＦＣＣＨ検出の結果を中央処理ユニットに出力し、フレーム同期を行い、２５Ａ，２５Ｂ又は２５Ｃのどの相関器からＦＣＣＨ検出結果が得られるのかを検出（即ち、最も大きい相関値を与える相関器を検出）する。
【００８０】
このように、端末は、ＦＣＣＨを検出して周波数誤差を大まかに検出するので、その検出結果に基いて行う次の周波数誤差検出の精度を高めることができる。即ち、この周波数誤差の検出は、複素平面上に表されるＩ及びＱデータの位相変化を検出することによって達せられる。
【００８１】
この場合、データ処理回路はまず、ＦＣＣＨを検出して得られる大まかな周波数誤差検出結果に基いてＩ及びＱデータの値を修正し、Ｉ及びＱデータの位相をこの周波数誤差の分量だけ回転させ、該位相回転されたＩ及びＱデータを用いて周波数誤差を検出する主要な処理を行う。
【００８２】
上述のとおり、周波数誤差が予め修正されたＩ及びＱデータを用いて更に周波数誤差を検出すれば、直接周波数誤差を検出する場合に比べて検出精度を高めることができる。
図８に示す構成によれば、周波数が異なる並列の複数の基準信号を同時に用いる相関値の検出によって、ＦＣＣＨを短時間で検出できるだけでなく、第２の実施態様によって得られる効果をも与えることができる。
【００８３】
（４）第４の実施態様
この実施態様では、図９に示す処理手段を実行して、所定の定数を累積的に加算することによって基準信号を発生し、この基準信号を用いてＦＣＣＨを検出する。
【００８４】
即ち、データ処理回路５は、ステップＳＰ１から入ってステップＳＰ２に進み、そこで、サンプル数及び累積的加算を計数するカウンタが０値に設定され、定数が６４の値に設定される。これにより、相関関係を検出するのに必要な変数が初期化される。
【００８５】
データ処理回路５はそれから、ステップＳＰ３に進み、そこで、累積的に加算された値の最上位ビットを出力することにより、Ｑデータに対する基準信号を出力する。それから、次のステップＳＰ４で、データ処理回路５は、累積加算値に定数６４を加算し、累積加算値の最上位ビットを出力することによってＩデータに対する基準信号を出力する。
【００８６】
データ処理回路５はそれからステップＳＰ５に進み、そこで（１）及び（２）式が計算され、次いでステップＳＰ６で、Ｉ及びＱデータ並びに相関値の累乗が計算される。それから、データ処理回路５は、ステップＳＰ７に進んで（３）式の左側を計算し、ステップＳＰ８に進んで、その計算結果が０値以下であるかどうか（即ち、（３）式から肯定的結果が得られたかどうか）を判断する。
【００８７】
ステップＳＰ８で否定的結果が得られた場合、データ処理回路５は、次のステップＳＰ９で、サンプル数を表すカウンタの計数値を初期化し、ステップＳＰ３に戻る。こうして、データ処理回路５は、ステップＳＰ３−ＳＰ４−ＳＰ５−ＳＰ６−ＳＰ７−ＳＰ８−ＳＰ９−ＳＰ３の処理手順を繰返し、（３）式を満足するＩ及びＱデータが入力されると、ステップＳＰ８で肯定的結果が得られるので、ステップＳＰ１０に進む。
【００８８】
ここで、データ処理回路５は、カウンタの計数値（カウント）をインクリメントし、ステップＳＰ１１でカウント値が所定値Ｎに達したかどうかを判断し、計算結果が（３）式を満足する入力データが入力されたかどうかを決定する。
【００８９】
否定的結果が得られた場合、データ処理回路５はステップＳＰ３に戻り、肯定的結果が得られると、データ処理回路５は、ＦＣＣＨが検出されたと判断してステップＳＰ１２に進み、処理手順を終了する。図９に示す構成によれば、たとえ基準信号が計算を行うことにより発生されても、第１の実施態様によって達せられる効果と類似の効果を得ることができる。
【００９０】
（５）その他の実施態様
上述した実施態様は、定数として６４の値を累積加算することによって基準信号を発生する場合について述べたものであるが、本発明はかかる場合に限られるものではなく、Ｉ及びＱ信号のサンプリング数が倍の場合は、この定数を半分の値の３２に設定すればよい。
なお、アキュムレータ２０内のビット数を増すことにより基準信号の周波数変化を細かく行うことができ、それによって、小さな周波数誤差に対処することが可能となる。
【００９１】
また、上述の実施態様は、Ｑデータに対応する基準信号をＩデータに対応する基準信号を遅延させて発生する場合について述べたが、本発明はかかる場合に限定されるものではなく、Ｑデータに対応する基準信号は、例えば、定数を半分の値の３２に設定することによりＱデータのサンプリング数を倍にする場合、Ｉデータに対応する基準信号を２ビットだけ遅らせることで発生してもよい。更に、Ｉ及びＱデータに対する基準信号は、定数を別々に累積加算することより、別々に発生してもよい。
なお、この場合、初期段階におけるデータをアキュムレータ２０に設定することも可能であろう。
【００９２】
また、上述の実施態様は、（３）式を所定回数以上連続して満足した場合にＦＣＣＨが検出されたと判断する場合について述べたが、本発明はかような場合に限られるものではなく、必要に応じて上記の基準を緩和してもよい。例えば、エネルギが所定の連続回数の間に数回だけ基準の大きさより低い場合に、ＦＣＣＨが検出されたと判断してもよい。
【００９３】
また、上述の実施態様は、直交検波によって得られた基本帯域信号をＩ及びＱデータに変換することにより相関値を検出する場合について述べたが、本発明は、かかる場合に限定されるものではなく、中間周波信号を遅延回路で検出することにより基本帯域信号を得て、この基本帯域信号からデータストリームを復号する場合にも、広く適用することができる。
【００９４】
また、上述の実施態様は、受信エネルギからの減算によって相関値を正規化する場合について述べたが、本発明は、かような場合に限られるものではなく、受信エネルギで割算することにより相関値を正規化してもよい。
【００９５】
また、上述の実施態様は、本発明をデジタル移動電話装置に実施する場合について述べたが、本発明は、かかる場合に限定されるものではなく、所定の周期で挿入された同期信号を参照して無線送信されたデータストリームを復調する無線受信機にも、広く適用可能なものである。
【００９６】
以上、本発明の好適な実施態様について述べたきたが、当業者には、これらに対し種々の変更や変形が可能であって、特許請求の範囲にはその範囲に属するこれらの変更及び変形がすべて含まれることが明らかであろう。
【００９７】
【発明の効果】
本発明の効果については、既に〔課題を解決するための手段〕及び〔発明の実施の形態〕の欄において繰返し述べたので、重複記載を省略する。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）の送信を説明するための波形図である。
【図２】本発明の第１の実施態様によるデジタル移動電話の端末を示すブロック図である。
【図３】図２の端末の受信系を詳細に示すブロック図である。
【図４】図３の受信系の動作を示すグラフである。
【図５】ＦＣＣＨ検出用の基準パターンを示す表図である。
【図６】本発明の第２の実施態様を示すブロック図である。
【図７】図６の装置の動作を示す表図である。
【図８】本発明の第３の実施態様を示すブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施態様を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
１ 無線受信機、１５ 検波手段、１６ アナログ・デジタル変換回路、１７基準信号発生手段及び相関関係検出手段、１６，１７ データ復調回路、２０，２１ 加算器、２５Ａ，２５Ｂ 基準信号発生手段、２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃ相関関係検出手段
Claims (1)
- 所定の周期で互いに直交するＩデータ及びＱデータの複合波として送信される送信信号の中に介挿された所定パターンをもつ同期信号を参照して上記送信信号を受信し、無線送信された上記Ｉデータ及びＱデータのデータストリームを復号するデジタル移動電話装置であって、
上記送信された信号を基本帯域信号に変換するとともに、該基本帯域信号を復調して上記データストリームを出力するデータ復調回路と、
上記基本帯域信号を所定周期で順次サンプリングしてサンプル化されたデータストリームを出力するアナログ・デジタル変換回路と、
上記サンプル数及び累積的加算を計数するカウンタを設け、このカウンタの初期値をゼロとすることにより相関関係を検出するための必要な変数を初期化すると共に、所定の定数を累積的に加算して上記Ｉデータに対する第１の基準信号、及び上記Ｑデータに対する第２の基準信号を出力し、上記サンプル化されたデータストリームと該第１の基準信号、及び、上記サンプル化されたデータストリームと第２の基準信号とを夫々順次乗算して乗算値を得て、該乗算値を所定サンプルの期間継続して加算することにより相関値を検出する相関値検出手段と、
上記受信されたＩデータ及びＱデータに基づいて送信信号の信号エネルギーを出力して、該信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算する正規化を行って、上記信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより大きい場合には、上記カウンタを初期化するとともに、上記信号エネルギーから上記相関値の累乗に所定の閾値を乗算した値を減算した値が、ゼロより小さいか等しい状態が複数サンプル期間にわたって継続して続いた場合は、上記継続サンプル数をカウンタで計数し、上記カウンタの計数値が所定回数に達したことをもって、上記同期信号が検出されたとするデータ処理手段と
を具えたことを特徴とするデジタル移動電話装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9601873A GB2309868A (en) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | Radio receiver detects FCCH synchronising signal |
| GB9601873:4 | 1996-01-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214571A JPH09214571A (ja) | 1997-08-15 |
| JP3723653B2 true JP3723653B2 (ja) | 2005-12-07 |
Family
ID=10787821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00752797A Expired - Fee Related JP3723653B2 (ja) | 1996-01-30 | 1997-01-20 | デジタル移動電話装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6122327A (ja) |
| EP (1) | EP0788263B1 (ja) |
| JP (1) | JP3723653B2 (ja) |
| KR (1) | KR100458341B1 (ja) |
| CN (1) | CN1095252C (ja) |
| DE (1) | DE69736145T2 (ja) |
| GB (1) | GB2309868A (ja) |
| TW (1) | TW361015B (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6826169B1 (en) * | 1996-12-20 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| EP0869644B1 (en) * | 1997-04-03 | 2005-06-15 | Sony Corporation | Synchronisation to an FCCH signal |
| GB2326066A (en) * | 1997-06-04 | 1998-12-09 | Northern Telecom Ltd | A communication network using correlation of two signals arriving at a node |
| JP3953533B2 (ja) * | 1997-06-17 | 2007-08-08 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 無線通信システムにおける移動局のための周波数同期のための方法、移動局及び基地局 |
| US6631169B1 (en) * | 1999-12-27 | 2003-10-07 | Syncomm Technology Corporation | Apparatus and method for GMSK baseband modulation based on a reference phase to be simplified |
| US6754487B1 (en) * | 2000-02-28 | 2004-06-22 | Telecom Network Optimization, Inc. | Radio network test analysis system |
| US6408340B1 (en) * | 2000-08-07 | 2002-06-18 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for transferring data between electrical components |
| USRE43871E1 (en) | 2000-08-15 | 2012-12-25 | Pctel, Inc. | System and method for identifying co-channel interference in a radio network |
| US7301920B2 (en) * | 2002-10-25 | 2007-11-27 | Telecom Network Optimization, Inc. | System and method for identifying co-channel interference in a radio network |
| JP3465707B1 (ja) * | 2002-05-27 | 2003-11-10 | 日本電気株式会社 | キャリアセンス多重接続方式の受信機とその干渉抑圧方法 |
| WO2004039106A1 (en) * | 2002-10-25 | 2004-05-06 | Wider Networks | System and method for identifying co-channel interference in a radio network |
| ES2383298T3 (es) * | 2003-04-30 | 2012-06-20 | Novartis Ag | Derivados del amino-propanol como moduladores del receptor esfingosina-1-fosfato |
| US7254200B2 (en) * | 2004-05-13 | 2007-08-07 | Hellosoft, Inc. | System and method for frequency burst detection for GSM/GPRS |
| US7443938B2 (en) | 2005-01-07 | 2008-10-28 | Sasken Communication Technologies Ltd. | Method and system for synchronization between transmitter and receiver in a communication system |
| US8045927B2 (en) * | 2006-04-27 | 2011-10-25 | Nokia Corporation | Signal detection in multicarrier communication system |
| US7864884B2 (en) * | 2006-04-27 | 2011-01-04 | Nokia Corporation | Signal detection in OFDM system |
| US7865156B2 (en) | 2006-04-28 | 2011-01-04 | Research In Motion Limited | Scanning methods and apparatus which utilize a carrier signal bandwidth test |
| FI20065534A0 (fi) * | 2006-08-28 | 2006-08-28 | Nokia Corp | Synkronisointi |
| KR100766972B1 (ko) | 2006-10-26 | 2007-10-15 | 부산대학교 산학협력단 | 전파 식별 시스템의 신호 복원 장치 및 방법 |
| US20160057717A1 (en) | 2014-08-21 | 2016-02-25 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Network node and method for indicating to wireless device that system information (si) has changed for purposes of a system access procedure |
| CN112765547A (zh) * | 2021-01-13 | 2021-05-07 | 北京合众思壮科技股份有限公司 | 相位信息获取方法、装置、电子设备和存储介质 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4697277A (en) * | 1985-02-21 | 1987-09-29 | Scientific Atlanta, Inc. | Synchronization recovery in a communications system |
| NZ220548A (en) * | 1986-06-18 | 1990-05-28 | Fujitsu Ltd | Tdm frame synchronising circuit |
| IT1236978B (it) * | 1989-12-22 | 1993-05-12 | Italtel Spa | Metodo e dispositivo per la sincronizzazione tra una stazione radio fissa ed una stazione mobile in un sistema radiomobile digitale |
| DE4127501A1 (de) * | 1990-09-07 | 1992-03-12 | Telefunken Systemtechnik | Verfahren zur erkennung der frequenzablage bei digitalen nachrichtenuebertragungen |
| US5251233A (en) * | 1990-12-20 | 1993-10-05 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for equalizing a corrupted signal in a receiver |
| US5651030A (en) * | 1991-05-06 | 1997-07-22 | Motorola, Inc. | Receiver with signal classifier |
| SE469678B (sv) * | 1992-01-13 | 1993-08-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett foer synkronisering och kanalestimering i tdma- radiosystem |
| KR950003027B1 (ko) * | 1992-02-29 | 1995-03-29 | 삼성전자 주식회사 | 위상 보상 회로 |
| JP3229393B2 (ja) * | 1992-06-17 | 2001-11-19 | 株式会社リコー | スペクトル拡散通信システム |
| US5347548A (en) * | 1992-06-19 | 1994-09-13 | Motorola Inc. | Circuit for simultaneous recovery of bit clock and frame synchronization |
| JP3301555B2 (ja) * | 1993-03-30 | 2002-07-15 | ソニー株式会社 | 無線受信装置 |
| US5615232A (en) * | 1993-11-24 | 1997-03-25 | Novatel Communications Ltd. | Method of estimating a line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlation function |
| KR960000612B1 (ko) * | 1993-11-30 | 1996-01-09 | 삼성전자주식회사 | 직접대역 확산방식의 수신기에 있어서 동기 추적방식 및 회로 |
-
1996
- 1996-01-30 GB GB9601873A patent/GB2309868A/en not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-01-20 JP JP00752797A patent/JP3723653B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-27 CN CN97102514A patent/CN1095252C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-30 DE DE69736145T patent/DE69736145T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-01-30 EP EP97300588A patent/EP0788263B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-01-30 KR KR1019970003380A patent/KR100458341B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-02-04 US US08/796,067 patent/US6122327A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-02-12 TW TW086101669A patent/TW361015B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR970060720A (ko) | 1997-08-12 |
| CN1162877A (zh) | 1997-10-22 |
| KR100458341B1 (ko) | 2005-04-06 |
| EP0788263A3 (en) | 1997-10-29 |
| GB2309868A (en) | 1997-08-06 |
| GB9601873D0 (en) | 1996-04-03 |
| DE69736145T2 (de) | 2007-05-03 |
| CN1095252C (zh) | 2002-11-27 |
| EP0788263B1 (en) | 2006-06-21 |
| EP0788263A2 (en) | 1997-08-06 |
| JPH09214571A (ja) | 1997-08-15 |
| DE69736145D1 (de) | 2006-08-03 |
| US6122327A (en) | 2000-09-19 |
| TW361015B (en) | 1999-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3723653B2 (ja) | デジタル移動電話装置 | |
| US7239675B2 (en) | GFSK receiver | |
| US7796709B2 (en) | Method and system for signal quality measurement based on mean phase error magnitude of a signal | |
| KR100473302B1 (ko) | 샘플 신호에서의 변동하는 ｄ.ｃ. 옵셋의 보상 방법 및 장치 | |
| US5182749A (en) | Receiver for recovering data in a forward and reverse direction in time | |
| WO2006036009A1 (ja) | 移動無線通信装置、無線通信装置及び通信処理方法 | |
| US7349493B2 (en) | Demodulation with separate branches for phase and amplitude | |
| JP3649542B2 (ja) | 非線形信号相関器およびその方法 | |
| EP0788244B1 (en) | Radio receiver | |
| US6038270A (en) | Radio receiver apparatus and radio receiving method | |
| JP3703589B2 (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
| JP3624547B2 (ja) | バースト信号受信方法及び装置 | |
| JP3718577B2 (ja) | 無線受信機及び無線受信方法 | |
| JP2004513567A (ja) | バーストパイロットビットを用いてチャネル推定及びデロテーションを行うための判定帰還ループ装置及びその方法 | |
| JP3611665B2 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| US7620122B1 (en) | Communication apparatus including a demodulator having a tone detection mechanism | |
| JPH06164661A (ja) | 無線受信機 | |
| JPH08163012A (ja) | 伝送路推定回路 | |
| JP2000216838A (ja) | フレ―ム同期検出方法 | |
| JPH10233722A (ja) | ダイバーシティ受信機 | |
| JP2001274725A (ja) | Ａｇｃ回路及び同期捕捉方法 | |
| JPH11341095A (ja) | 受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040116 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041220 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041228 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050223 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050322 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050511 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050607 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050811 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050913 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050916 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090922 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120922 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120922 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130922 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |