JPH10233722A - ダイバーシティ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成の演算回数の少ないダイバーシテ
ィ受信機を提供することを目的とする。 【解決手段】 ＱＰＳＫ信号の受信に対し、アンテナ１
および受信回路２によって得られる同期検波後の位相ベ
ースバンド信号は、位相誤差検出部３において半数の信
号点（π／４，３π／４）との位相誤差を算出される。
ブランチ毎に得られた半数の信号点に対する位相誤差
は、重み付け部５Ａ，５Ｂおよび６Ａ，６Ｂによって合
成位相誤差δＡ，δＢとなる。他の信号点（−π／４、
−３π／４）の合成位相誤差は、ウエイト加算部７と減
算器８Ａ，８Ｂにより、ウエイトの合計にπを乗じた値
からδＡ，δＢを減じて算出され、判定部９にて最小の
合成位相誤差を与える信号点に対するデータを復調デー
タとして得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル変調され
た信号の受信に用いられるダイバーシティ受信機に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】近年移動体通信分野において、秘話性の
向上、ＩＳＤＮ網やコンピュータ等との親和性、周波数
資源の有効利用等の観点から、無線通信のデジタル化が
進行している。デジタル移動無線通信では、例えば我国
のデジタルセルラ電話あるいはデジタルコードレス電話
の規格である（財）電波システム開発センター標準規格
ＲＣＲＳＴＤ−２７あるいは同ＲＣＲＳＴＤ−２８に規
定されているように、変調方式としては差動符号化位相
シフトキーイング（以下、「差動ＰＳＫ」という）の１
種であるπ／４シフトＱＰＳＫがよく用いられる。差動
ＰＳＫはシンボル間の位相変化に情報がある。従って、
バンドパスフィルタ通過後リミタにより一定振幅となっ
た信号を位相検波し、スカラ量である位相ベースバンド
信号を信号処理してデータを復調する構成がとられる。
このように位相ベースバンド信号のみで処理することに
より、復調回路が簡単な構成で済む。

【０００３】ところで、移動通信ではフェージングが発
生するため、伝送品質（デジタル通信においては誤り
率）が著しく悪化する。このため、通常は２本以上のア
ンテナおよび受信回路（ブランチ）で受信するダイバー
シティ受信により、フェージングによる伝送品質劣化を
補償している。ダイバーシティのブランチ合成法として
は、受信信号強度（以下、「ＲＳＳＩ」と表記する）が
最も高いブランチの出力を受信出力とする検波後選択合
成が最も一般的である。さらに受信特性を改善する合成
法としては検波後最大比合成法が知られている。一般に
最大比合成を行う場合は、ブランチ毎に復調回路によっ
て得られるベースバンド信号を、直交・同相の２つの成
分毎に重み付け加算して合成ベースバンド信号を得る。
ところが上記の復調回路が簡単となる特長を有する位相
ベースバンド信号による回路では、３ブランチ以上の検
波後最大比合成が困難であるという問題点があったた
め、特開平６−２６８５５９にこれを解決する方式が開
示されている。同方式では、シンボルの取りうる理想シ
ンボル点からの位相誤差の絶対値を各ブランチ毎に求め
て合成し、合成した位相誤差が最も少ないシンボル点を
判定点としていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の公
開特許公報記載の従来のダイバーシティ受信機では、１
シンボルの信号処理を行うために（ブランチ数）×（取
りうるシンボル数）回の乗算演算が必要である。従って
近年移動通信によく用いられているπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ遅延検波に従来方式を適用すれば、（ブランチ数）×
４回もの乗算演算が必要となる。これは直交・同相の２
つの成分毎に重み付け加算して合成ベースバンド信号を
得る方式の所要乗算回数がシンボル当たり（ブランチ
数）×２回で済むことを考えると、かえって処理が複雑
となり、回路規模が増大する、あるいは高速演算可能な
デジタルシグナルプロセッサが必要になる、等の問題点
があった。

【０００５】そこで本発明は、演算回数が少なくかつ構
成が簡単なダイバーシティ受信機を提供することを目的
とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明のダイバーシティ
受信機は、複数のアンテナにより受信される各受信信号
を位相検波し、前記各受信信号の位相に応じた位相ベー
スバンド信号を各々出力する位相検波器と、前記各受信
信号の受信信号品質を検出し、前記受信信号品質に応じ
た合成ウエイトを各々出力するウエイト計算手段と、前
記位相ベースバンド信号を、雑音、干渉、歪みが無い場
合の理想シンボル点のうち半数の理想シンボル点の位相
と比較し、当該位相誤差の絶対値を各々出力する位相誤
差検出手段と、前記位相誤差の絶対値を前記合成ウエイ
トで重み付け加算し、前記半数の理想シンボル点に対す
る第１の合成位相誤差を前記半数のシンボル点毎にそれ
ぞれ出力する第１の合成手段と、前記各ウエイトを加算
し、加算されたウエイトから前記第１の合成位相誤差を
減じ、前記理想シンボル点のうち前記半数の理想シンボ
ル点とπラジアン位相が異なる残り半数のシンボル点に
対する第２の合成位相誤差を前記残り半数の理想シンボ
ル点毎にそれぞれ出力する第２の合成手段と、前記第１
の合成手段と前記第２の合成位相誤差のうち最も最小と
なる理想シンボル点を判定し、当該理想シンボル点に対
応する符号を復調データとして出力する判定手段を備え
た。

【０００７】この構成により、演算回数が少なくかつ構
成が簡単なダイバーシティ受信機を実現できる。

【０００８】

【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、複数の
アンテナにより受信される各受信信号を位相検波し、前
記各受信信号の位相に応じた位相ベースバンド信号を各
々出力する位相検波器と、前記各受信信号の受信信号品
質を検出し、前記受信信号品質に応じた合成ウエイトを
各々出力するウエイト計算手段と、前記位相ベースバン
ド信号を、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想シンボル
点のうち半数の理想シンボル点の位相と比較し、当該位
相誤差の絶対値を各々出力する位相誤差検出手段と、前
記位相誤差の絶対値を前記合成ウエイトで重み付け加算
し、前記半数の理想シンボル点に対する第１の合成位相
誤差を前記半数のシンボル点毎にそれぞれ出力する第１
の合成手段と、前記各ウエイトを加算し、加算されたウ
エイトから前記第１の合成位相誤差を減じ、前記理想シ
ンボル点のうち前記半数の理想シンボル点とπラジアン
位相が異なる残り半数のシンボル点に対する第２の合成
位相誤差を前記残り半数の理想シンボル点毎にそれぞれ
出力する第２の合成手段と、前記第１の合成手段と前記
第２の合成位相誤差のうち最も最小となる理想シンボル
点を判定し、当該理想シンボル点に対応する符号を復調
データとして出力する判定手段を備えた。これにより、
同期検波による従来のダイバーシティ受信機に比べ、乗
算回数または乗算器の個数が従来の半数になる。

【０００９】請求項２に記載の発明は、複数のアンテナ
により受信される各受信信号の位相をシンボル周期に応
じて差分した位相ベースバンド信号を出力する遅延検波
器と、前記各受信信号の受信信号品質を検出し、前記受
信信号品質に応じた合成ウエイトを各々出力するウエイ
ト計算手段と、前記位相ベースバンド信号を、雑音、干
渉、歪みが無い場合の理想シンボル点のうち半数の理想
シンボル点の位相と比較し、当該位相誤差の絶対値を各
々出力する位相誤差検出手段と、前記位相誤差の絶対値
を前記合成ウエイトで重み付け加算し、前記半数の理想
シンボル点に対する第１の合成位相誤差を前記半数のシ
ンボル点毎にそれぞれ出力する第１の合成手段と、前記
各ウエイトを加算し、加算されたウエイトから前記第１
の合成位相誤差を減じ、前記理想シンボル点のうち前記
半数の理想シンボル点とπラジアン位相が異なる残り半
数のシンボル点に対する第２の合成位相誤差を前記残り
半数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第２の合成
手段と、前記第１の合成手段と前記第２の合成位相誤差
のうち最も最小となる理想シンボル点を判定し、当該理
想シンボル点に対応する符号を復調データとして出力す
る判定手段を備えた。これにより、遅延検波による従来
のダイバーシティ受信機に比べ、乗算回数または乗算器
の個数が従来の半数になる。

【００１０】請求項３に記載の発明は、受信信号品質は
各アンテナにおける受信信号強度により検知すること
で、受信信号強度が中間周波のリミタ増幅回路等により
容易に得られるため、受信信号品質の検出が簡単にな
る。

【００１１】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１のダイバーシティ受信機のブロック図、図２は同信
号の説明図である。図１において、１はアンテナで、空
間あるいは指向性、偏波ダイバーシティを形成する。２
は各ブランチ毎にアンテナ１で得られた受信信号を位相
ベースバンド信号に変換する受信回路で、高周波回路２
１、バンドパスフィルタ２２、リミタ増幅器２３、位相
検波器２４、キャリア再生回路２５、減算器２６から構
成される。一般的なデジタル変調信号の受信機と同様
に、バンドパスフィルタ２２はできるだけ符号間干渉が
生じない範囲で狭帯域なもの、すなわち送信波形に対応
した整合フィルタとしての、あるいはそれに近似した周
波数特性を有するセラミックフィルタ等を用いる。位相
検波器２４は、適当な基準信号の位相、例えば受信機内
部で発生させたクロックに対する位相を検出する。キャ
リア再生部２５は位相検波器２４の出力から搬送波の位
相を検出するもので、本実施の形態のＱＰＳＫの場合は
例えば入力位相を４倍してｍｏｄ２π演算を行い、適当
なローパスフィルタにより雑音成分を除去する構成が取
られる。

【００１２】３は位相誤差検出部で、ＱＰＳＫの信号点
位相のうち、π／４（以下、信号点Ａと呼ぶ）および３
π／４（以下、信号点Ｂと呼ぶ）と位相ベースバンド信
号との差の絶対値を各ブランチ毎にそれぞれ出力する。
４は各ブランチに対する合成ウエイトを、各ブランチの
受信信号強度（ＲＳＳＩ）に応じて出力するウエイト計
算部で、ブランチ毎の受信電力に比例した値が出力され
る。５Ａおよび５Ｂは信号点ＡおよびＢに対する位相誤
差を、ウエイト計算部４で得られたウエイトで重み付
け、すなわち乗算する重み付け部、６Ａおよび６Ｂは各
ブランチのウエイト計算部４によって重み付けされた、
信号点ＡおよびＢに対する位相誤差をそれぞれ加算して
合成する位相誤差加算部、７は各ブランチの合成ウエイ
トを加算してπを乗じるウエイト加算部である。

【００１３】８Ａおよび８Ｂは減算器で、ウエイト加算
部７の出力から信号点ＡおよびＢに対する合成位相誤差
を減じ、これら信号点とπだけ位相が異なる信号点に対
する合成位相誤差を算出する。なお、位相検波器２４の
前あるいは後にＡ／Ｄ変換器を設け、以降の処理をデジ
タル信号処理で行うと、回路の小型化、無調整化等の点
で望ましい。また、ＲＳＳＩは通常、リミタ増幅器によ
ってｄＢ値、すなわち受信電力の対数に比例した値を容
易に得ることができる。従ってウエイト計算部４は指数
演算を行うが、計算時間を短縮するためにメモリ上に記
憶されたテーブル（ＲＯＭ Ｌｏｏｋ−ｕｐ Ｔａｂｌ
ｅ）で実現できる。あるいはウエイトを２のべき乗に限
定して丸めると、３ｄＢ単位にビットシフト処理を行う
だけで済むため、構成が簡単になる。さらにウエイト加
算部７におけるπの乗算処理は、πが２のべき乗、例え
ばπが１２８、π／２が６４等に対応するよう位相情報
を量子化するとシフト量固定のビットシフト処理になる
ため、回路構成が極めて簡単になる。

【００１４】以上のように構成されたダイバーシティ受
信機について、以下その動作を説明する。アンテナ１で
得られた高周波信号は、各ブランチ毎に高周波回路２１
で増幅および周波数変換され、バンドパスフィルタ２２
で所要の帯域を選択通過させ、リミタ増幅回路２３で定
振幅化される。そして位相検波器２４で位相情報に変換
され、キャリア再生部２５で得られた搬送波の位相を減
算器２６で減じることにより同期検波器として動作し、
位相ベースバンド信号ψｋを得る。ここに添字ｋはブラ
ンチ番号を表す。位相ベースバンド信号ψｋは位相誤差
検出部３に入力され、各ブランチ毎に信号点ＡおよびＢ
との位相誤差（絶対値）δＡｋおよびδＢｋがそれぞれ
求められる。各信号点と位相誤差の関係は図２のように
なる。各ブランチの位相誤差δＡｋおよびδＢｋは、重
み付け部５Ａおよび５Ｂでそれぞれブランチ毎に重み付
けされ、さらに位相誤差加算部６Ａおよび６Ｂで合成さ
れ、（数１）で定義される合成位相誤差δＡおよびδＢ
を得る。

【００１５】

【数１】

【００１６】以上の動作は特開平６−２６８５５９号公
報にて開示されている従来のダイバーシティ受信機と同
様である。一方、信号点ａおよびｂに対する合成位相誤
差δａおよびδｂは以下のように得られる。まず、各ブ
ランチのウエイトｗ１，ｗ２，．．．，ｗＫはウエイト
加算部７で合計されてπを乗じられ、減算器８Ａおよび
８Ｂに入力される。従って減算器８Ａの出力には、（数
２）であらわされる信号が現れる。

【００１７】

【数２】

【００１８】ここで、図２から明らかなように（数３）
であらわされる関係と（数１）のδＡ定義式を用いて
（数２）を変形すると、（数４）に示すようにδａに一
致する。

【００１９】

【数３】

【００２０】

【数４】

【００２１】即ち減算器８Ａの出力には、信号点ａに対
する合成位相誤差δａが得られる。同様にして減算器８
Ｂの出力には、信号点ｂに対する合成位相誤差δｂが得
られる。そして判定部９では上記従来のダイバーシティ
受信機と同様に、合成位相誤差δＡ、δＢ、δａおよび
δｂの中から最小のものを検出・判定し、当該位相点に
対応する２ビットデータを復調データとして出力する。

【００２２】（実施の形態２）図３は本発明の実施の形
態２のダイバーシティ受信機のブロック図である。図３
において、４は各ブランチの合計が常に１になるように
ウエイトを設定するウエイト計算部、７１は固定値πを
設定する定数設定部である。他の部分は図１の実施の形
態と同様であり、同一部分にはそれぞれ同一番号を付し
ている。

【００２３】以上のように構成されたダイバーシティ受
信機について、以下その動作を説明する。アンテナ１で
得られた高周波信号は、図１の場合と同様に受信回路２
で処理され、位相ベースバンド信号ψｋを得る。ここに
添字ｋはブランチ番号を表す。位相ベースバンド信号ψ
ｋは位相誤差検出部３に入力され、各ブランチ毎に信号
点ＡおよびＢとの位相誤差（絶対値）δＡｋおよびδＢ
ｋがそれぞれ求められる。各ブランチの位相誤差δＡｋ
およびδＢｋは、重み付け部５Ａおよび５Ｂでそれぞれ
ブランチ毎に重み付けされ、さらに位相誤差加算部６Ａ
および６Ｂで合成され、（数１）で定義される合成位相
誤差δＡおよびδＢを得る。一方、ウエイトの合計が１
であるので、（数４）の関係は、（数５）であらわされ
る関係となる。

【００２４】

【数５】

【００２５】従って減算器８Ａの出力には、信号点ａに
対する合成位相誤差δａが得られる。同様にして減算器
８Ｂの出力には、信号点ｂに対する合成位相誤差δｂが
得られる。そして判定部９では上記従来のダイバーシテ
ィ受信機と同様に、合成位相誤差δＡ、δＢ、δａおよ
びδｂの中から最小のものを検出・判定し、当該位相点
に対応する２ビットデータを復調データとして出力す
る。上記のような構成をとれば図１の構成におけるウエ
イト加算部７が不要となり、構成が簡単になる。

【００２６】以上２つの実施の形態はＱＰＳＫ同期検波
の受信機への適用例を示したが、一般にＭ相のＰＳＫに
も適用可能である。即ち、位相差検出部３における基準
の信号点位相を、変調方式に応じてその半数の信号点だ
け設定すれば全く同様に動作する。

【００２７】また、遅延検波の受信機へも適用可能であ
る。この場合図１および３のキャリア再生部２５を、入
力信号を１シンボル周期遅延させる遅延回路に替えれば
よい。そしてＱＰＳＫの場合は位相差検出部３における
基準の信号点位相を、０およびπ／２、あるいは０およ
び−π／２等に設定すれば全く同様に動作する。あるい
はパーソナルハンディホン（ＰＨＳ）やデジタル自動車
・携帯電話（ＰＤＣ）で用いられるπ／４シフトＱＰＳ
Ｋの遅延検波ならば、キャリア再生部２５を、上記遅延
回路に替えるだけで全く同様に動作する。

【００２８】なお、上記実施の形態はリミタを用いた受
信機への適用例を示したが、リミタに替えてＡＧＣ回路
を用いた受信機に対しても全く同様に動作する。また、
ウエイトはＲＳＳＩによって算出する例を示したが、他
の受信品質を反映するもの、例えばブランチ毎の判定信
号点と受信位相との位相差（位相尤度）などを用いても
良い。この場合、同一チャネル干渉や遅延歪みに対する
特性が向上する。

【００２９】

【発明の効果】本発明によれば、従来のダイバーシティ
受信機同様に、位相ベースバンド信号による復調回路に
対し３ブランチ以上の検波後最大比合成が可能になる。
さらに、加算器および減算器等の簡単な信号処理を追加
することにより、従来必要であった乗算処理あるいは乗
算回路が半減する。従って回路が簡単になり、小型化、
低消費電力化が可能である。また、受信信号入力はＡＧ
Ｃに比べて回路が簡単なリミタにより振幅制限されたも
ので良いので、特に小型の移動通信機器に好適な、優れ
たダイバーシティ受信機を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１のダイバーシティ受信機
のブロック図

【図２】本発明の実施の形態１のダイバーシティ受信機
の信号の説明図

【図３】本発明の実施の形態２のダイバーシティ受信機
のブロック図

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 受信回路 ３ 位相誤差検出部 ４ ウエイト計算部 ５Ａ，５Ｂ 重み付け部 ６Ａ，６Ｂ 位相誤差加算部 ７ ウエイト加算部 ８Ａ，８Ｂ 減算器 ９ 判定部 ７１ 定数設定部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のアンテナにより受信される各受信信
   号を位相検波し、前記各受信信号の位相に応じた位相ベ
   ースバンド信号を各々出力する位相検波器と、前記各受
   信信号の受信信号品質を検出し、前記受信信号品質に応
   じた合成ウエイトを各々出力するウエイト計算手段と、
   前記位相ベースバンド信号を、雑音、干渉、歪みが無い
   場合の理想シンボル点のうち半数の理想シンボル点の位
   相と比較し、当該位相誤差の絶対値を各々出力する位相
   誤差検出手段と、前記位相誤差の絶対値を前記合成ウエ
   イトで重み付け加算し、前記半数の理想シンボル点に対
   する第１の合成位相誤差を前記半数のシンボル点毎にそ
   れぞれ出力する第１の合成手段と、前記各ウエイトを加
   算し、加算されたウエイトから前記第１の合成位相誤差
   を減じ、前記理想シンボル点のうち前記半数の理想シン
   ボル点とπラジアン位相が異なる残り半数のシンボル点
   に対する第２の合成位相誤差を前記残り半数の理想シン
   ボル点毎にそれぞれ出力する第２の合成手段と、前記第
   １の合成手段と前記第２の合成位相誤差のうち最も最小
   となる理想シンボル点を判定し、当該理想シンボル点に
   対応する符号を復調データとして出力する判定手段を備
   えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
2. 【請求項２】複数のアンテナにより受信される各受信信
   号の位相をシンボル周期に応じて差分した位相ベースバ
   ンド信号を出力する遅延検波器と、前記各受信信号の受
   信信号品質を検出し、前記受信信号品質に応じた合成ウ
   エイトを各々出力するウエイト計算手段と、前記位相ベ
   ースバンド信号を、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想
   シンボル点のうち半数の理想シンボル点の位相と比較
   し、当該位相誤差の絶対値を各々出力する位相誤差検出
   手段と、前記位相誤差の絶対値を前記合成ウエイトで重
   み付け加算し、前記半数の理想シンボル点に対する第１
   の合成位相誤差を前記半数のシンボル点毎にそれぞれ出
   力する第１の合成手段と、前記各ウエイトを加算し、加
   算されたウエイトから前記第１の合成位相誤差を減じ、
   前記理想シンボル点のうち前記半数の理想シンボル点と
   πラジアン位相が異なる残り半数のシンボル点に対する
   第２の合成位相誤差を前記残り半数の理想シンボル点毎
   にそれぞれ出力する第２の合成手段と、前記第１の合成
   手段と前記第２の合成位相誤差のうち最も最小となる理
   想シンボル点を判定し、当該理想シンボル点に対応する
   符号を復調データとして出力する判定手段を備えたこと
   を特徴とするダイバーシティ受信機。
3. 【請求項３】受信信号品質は各アンテナにおける受信信
   号強度により検知することを特徴とする、請求項１また
   は２記載のダイバーシティ受信機。