JP3311237B2 - ダイバーシティ受信回路 - Google Patents
ダイバーシティ受信回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話、自動車
電話等の移動体通信装置の受信系に設けられ、複数のア
ンテナの受信出力を合成することにより受信データの誤
り率等を改善するダイバーシティ受信回路に関する。
電話等の移動体通信装置の受信系に設けられ、複数のア
ンテナの受信出力を合成することにより受信データの誤
り率等を改善するダイバーシティ受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話、自動車電話等の移動体無線通
信では、短周期のフェージング、マルチパスフェージン
グ等の影響により、伝送時の誤りが増加する。このよう
な伝送時の誤りを低減させるためにダイバーシティ受信
回路が広く用いられている。
信では、短周期のフェージング、マルチパスフェージン
グ等の影響により、伝送時の誤りが増加する。このよう
な伝送時の誤りを低減させるためにダイバーシティ受信
回路が広く用いられている。
【０００３】このようなダイバーシティ受信回路には、
多くの構成が考えられるが移動体無線通信では複数のア
ンテナを用いて、受信レベルの大きい方のアンテナから
の受信信号を選択して復調する選択ダイバーシティが一
般的である。
多くの構成が考えられるが移動体無線通信では複数のア
ンテナを用いて、受信レベルの大きい方のアンテナから
の受信信号を選択して復調する選択ダイバーシティが一
般的である。
【０００４】また、複数のアンテナからの受信信号ある
いはこの受信信号を復調した復調出力（検波出力）を合
成する合成ダイバーシティも知られている。
いはこの受信信号を復調した復調出力（検波出力）を合
成する合成ダイバーシティも知られている。
【０００５】ところで、変調能率に優れた変調方法とし
てπ／４シフトＱＰＳＫ（４相位相変調）が知られてい
る。このようなπ／４シフトＱＰＳＫ信号に対して合成
ダイバーシティを適用したシミュレーション例として、
例えば電子情報通信学会技術報告ＲＣＳ９２−３９「π
／４シフトＱＰＳＫの位相遅延検波に適した検波後合成
ダイバーシティ」が知られている。この例では、擬似的
な受信信号を生成し、このような受信信号を位相遅延検
波し、複数の受信系（以下、ブランチという。）からの
検波出力に、各ブランチの受信レベルに応じた重み付け
を行って合成することにより、受信データの誤り率を改
善するようになっている。
てπ／４シフトＱＰＳＫ（４相位相変調）が知られてい
る。このようなπ／４シフトＱＰＳＫ信号に対して合成
ダイバーシティを適用したシミュレーション例として、
例えば電子情報通信学会技術報告ＲＣＳ９２−３９「π
／４シフトＱＰＳＫの位相遅延検波に適した検波後合成
ダイバーシティ」が知られている。この例では、擬似的
な受信信号を生成し、このような受信信号を位相遅延検
波し、複数の受信系（以下、ブランチという。）からの
検波出力に、各ブランチの受信レベルに応じた重み付け
を行って合成することにより、受信データの誤り率を改
善するようになっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
シミュレーション例では、各ブランチの受信レベルに応
じた重み付けを行って各ブランチの検波出力を合成する
構成となっているが、フェージング等の影響により、受
信レベルが高いときに必ずしも受信状態が良いとは限ら
ないため、誤り率の改善ができない場合もある。
シミュレーション例では、各ブランチの受信レベルに応
じた重み付けを行って各ブランチの検波出力を合成する
構成となっているが、フェージング等の影響により、受
信レベルが高いときに必ずしも受信状態が良いとは限ら
ないため、誤り率の改善ができない場合もある。
【０００７】また、この例では、各ブランチの受信レベ
ルに応じた重み付けを行う際の計算に対数計算等の複雑
な計算を必要とし、計算時間がかかるため、短周期のフ
ェージング等に対応するためには、ＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）等を用いて計算を高速化する必要があ
り、装置の小型化、低コスト化の障害となる。
ルに応じた重み付けを行う際の計算に対数計算等の複雑
な計算を必要とし、計算時間がかかるため、短周期のフ
ェージング等に対応するためには、ＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）等を用いて計算を高速化する必要があ
り、装置の小型化、低コスト化の障害となる。
【０００８】本発明は、上述のような問題点に鑑みてな
されたものであり、確実に誤り率の改善を行うことがで
き、また、装置の小型化、低コスト化が容易なダイバー
シティ受信回路を提供することを目的とする。
されたものであり、確実に誤り率の改善を行うことがで
き、また、装置の小型化、低コスト化が容易なダイバー
シティ受信回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係るダイバーシ
ティ受信回路は、位相変調により変調された受信波を受
信し、受信した受信信号を検波して出力する少なくとも
２系統の受信系と、各受信系における受信信号のＣ／Ｎ
（carrier to noise：搬送波対雑音比）を検出してＣ／
Ｎ判定情報を出力するＣ／Ｎ検出手段と、Ｃ／Ｎ判定手
段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいて各受信系からの検波
出力を合成する際の重み付け係数を、例えば予め求めら
れた近似式に基づいて、近似的に求める重み付け係数算
出手段と、重み付け係数算出手段により求められた重み
付け係数に基づいて各受信系の検波出力を合成する合成
手段とを備えている。Ｃ／Ｎ検出手段は、各受信系から
の検波出力の振幅誤差又は位相誤差を検出する誤差検出
手段と、誤差検出手段により検出された各受信系の検波
出力の振幅誤差又は位相誤差が所定の範囲内にある確率
を検出することにより、Ｃ／Ｎ判定情報を検出する確率
検出手段とを備える。
ティ受信回路は、位相変調により変調された受信波を受
信し、受信した受信信号を検波して出力する少なくとも
２系統の受信系と、各受信系における受信信号のＣ／Ｎ
（carrier to noise：搬送波対雑音比）を検出してＣ／
Ｎ判定情報を出力するＣ／Ｎ検出手段と、Ｃ／Ｎ判定手
段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいて各受信系からの検波
出力を合成する際の重み付け係数を、例えば予め求めら
れた近似式に基づいて、近似的に求める重み付け係数算
出手段と、重み付け係数算出手段により求められた重み
付け係数に基づいて各受信系の検波出力を合成する合成
手段とを備えている。Ｃ／Ｎ検出手段は、各受信系から
の検波出力の振幅誤差又は位相誤差を検出する誤差検出
手段と、誤差検出手段により検出された各受信系の検波
出力の振幅誤差又は位相誤差が所定の範囲内にある確率
を検出することにより、Ｃ／Ｎ判定情報を検出する確率
検出手段とを備える。
【００１０】
【００１１】また、重み付け係数算出手段がＣ／Ｎ判定
手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいてＣ／Ｎが高い受信
系の検波出力のみが出力されるように重み付け係数を設
定する構成としてもよい。
手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいてＣ／Ｎが高い受信
系の検波出力のみが出力されるように重み付け係数を設
定する構成としてもよい。
【００１２】さらに、Ｃ／Ｎ検出手段からのＣ／Ｎ判定
情報に基づいて各受信部の受信レベルの差が大きいと判
断した際に、Ｃ／Ｎが高い受信系の検波出力のみが出力
されるように重み付け係数算出手段又は上記合成手段を
制御する制御手段を設けてもよい。
情報に基づいて各受信部の受信レベルの差が大きいと判
断した際に、Ｃ／Ｎが高い受信系の検波出力のみが出力
されるように重み付け係数算出手段又は上記合成手段を
制御する制御手段を設けてもよい。
【００１３】また、各受信系における受信レベルの差を
求める受信レベル差検出手段と、受信レベル差検出手段
からの各受信系の受信レベルの差に基づいて、受信レベ
ルの高い受信系の検波出力のみが出力されるように重み
付け係数制御手段又は合成手段を制御する制御手段を設
けてもよい。
求める受信レベル差検出手段と、受信レベル差検出手段
からの各受信系の受信レベルの差に基づいて、受信レベ
ルの高い受信系の検波出力のみが出力されるように重み
付け係数制御手段又は合成手段を制御する制御手段を設
けてもよい。
【００１４】また、さらに、各受信系からの検波出力に
応じて各受信系の検波出力又は合成手段の合成出力に補
正を施す補正手段を設けてもよい。
応じて各受信系の検波出力又は合成手段の合成出力に補
正を施す補正手段を設けてもよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態に
係る受信装置の構成を示すブロック図である。この受信
装置は２系統の受信系を備えており、各受信系は各々ア
ンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２と、これらのアンテナＡＮＴ
１、ＡＮＴ２からの受信信号を検波可能なレベルまで増
幅する受信機１、２、と、受信機１、２からの受信信号
を遅延検波してベースバンド信号（検波出力）を検出す
る遅延検波器３、４と、遅延検波器３、４により検出さ
れた検波出力からクロック成分を再生するクロック再生
部５、６とを備えている。
係る受信装置の構成を示すブロック図である。この受信
装置は２系統の受信系を備えており、各受信系は各々ア
ンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２と、これらのアンテナＡＮＴ
１、ＡＮＴ２からの受信信号を検波可能なレベルまで増
幅する受信機１、２、と、受信機１、２からの受信信号
を遅延検波してベースバンド信号（検波出力）を検出す
る遅延検波器３、４と、遅延検波器３、４により検出さ
れた検波出力からクロック成分を再生するクロック再生
部５、６とを備えている。
【００１６】また、この受信装置は各々の遅延検波器
３、４の検波出力のＣ／Ｎ（carrierto noise：搬送波
対雑音比）を求め、このＣ／Ｎに基づいて、これらの遅
延検波器３、４の検波出力を合成するときの重み付け係
数を求めるＣ／Ｎ判定部７と、このＣ／Ｎ判定部７から
の重み付け係数に基づいて各遅延検波器３、４からの検
波出力を合成する合成部８と、この合成部８により合成
された検波出力を復号する復号部９とを備えている。
３、４の検波出力のＣ／Ｎ（carrierto noise：搬送波
対雑音比）を求め、このＣ／Ｎに基づいて、これらの遅
延検波器３、４の検波出力を合成するときの重み付け係
数を求めるＣ／Ｎ判定部７と、このＣ／Ｎ判定部７から
の重み付け係数に基づいて各遅延検波器３、４からの検
波出力を合成する合成部８と、この合成部８により合成
された検波出力を復号する復号部９とを備えている。
【００１７】Ｃ／Ｎ判定部７は、図２に示すように、各
遅延検波器３、４からの検波出力の位相誤差が所定の範
囲内にあるか否かを判定する領域判定部１０、１１と、
各領域判定部１０、１１の判定出力をカウントするカウ
ンタ１２、１３と、カウンタ１２、１３からのカウント
出力の差を求める減算器１４と、この減算器１４による
減算結果から各受信系（以下、ブランチ：枝という。）
の検波出力のレベル差を判定するレベル差判定部１５
と、レベル差判定部１５からのレベル差判定出力に基づ
いて各ブランチの検波出力を合成する際の重み付け係数
を求める係数演算回路１６とを備えている。
遅延検波器３、４からの検波出力の位相誤差が所定の範
囲内にあるか否かを判定する領域判定部１０、１１と、
各領域判定部１０、１１の判定出力をカウントするカウ
ンタ１２、１３と、カウンタ１２、１３からのカウント
出力の差を求める減算器１４と、この減算器１４による
減算結果から各受信系（以下、ブランチ：枝という。）
の検波出力のレベル差を判定するレベル差判定部１５
と、レベル差判定部１５からのレベル差判定出力に基づ
いて各ブランチの検波出力を合成する際の重み付け係数
を求める係数演算回路１６とを備えている。
【００１８】合成部８は、図３に示すように、レベル差
判定部１５からのブランチ選択信号により、各クロック
再生部５、６の一方からのクロック再生出力を選択して
出力するスイッチＳＷ１と、このスイッチＳＷ１からの
クロックに基づいて各遅延検波器３、４の検波出力をサ
ンプリングするタイミング回路１７、１８と、各タイミ
ング回路１７、１８の出力の差を求める減算器１９と、
各タイミング回路１７、１８の一方の出力を選択して出
力するセレクタ２０と、上述のレベル差判定部１５から
のブランチ選択信号及び係数演算回路１６からの重み付
け係数に基づいて補正量を決定する補正量決定部２２
と、この補正量決定部２２の出力とセレクタ２０の出力
を合成して出力する加算器２３とを備えている。
判定部１５からのブランチ選択信号により、各クロック
再生部５、６の一方からのクロック再生出力を選択して
出力するスイッチＳＷ１と、このスイッチＳＷ１からの
クロックに基づいて各遅延検波器３、４の検波出力をサ
ンプリングするタイミング回路１７、１８と、各タイミ
ング回路１７、１８の出力の差を求める減算器１９と、
各タイミング回路１７、１８の一方の出力を選択して出
力するセレクタ２０と、上述のレベル差判定部１５から
のブランチ選択信号及び係数演算回路１６からの重み付
け係数に基づいて補正量を決定する補正量決定部２２
と、この補正量決定部２２の出力とセレクタ２０の出力
を合成して出力する加算器２３とを備えている。
【００１９】いずれかの受信系の検波出力が十分に高い
場合（例えば−１３ｄＢ以上である場合）には、２つの
受信系の検波出力を増幅しなくても十分受信が可能であ
るため、この受信装置では、いずれかの受信系の検波出
力が十分に高い場合には、一方の受信系の検波出力のみ
を選択して選択ダイバーシティとして動作し、２系統の
受信系の検波出力が低い場合には、２系統の受信系の検
波出力を合成して最大比合成ダイバーシティとして動作
するようになっている。
場合（例えば−１３ｄＢ以上である場合）には、２つの
受信系の検波出力を増幅しなくても十分受信が可能であ
るため、この受信装置では、いずれかの受信系の検波出
力が十分に高い場合には、一方の受信系の検波出力のみ
を選択して選択ダイバーシティとして動作し、２系統の
受信系の検波出力が低い場合には、２系統の受信系の検
波出力を合成して最大比合成ダイバーシティとして動作
するようになっている。
【００２０】以下、このような構成の受信装置におい
て、π／４シフトＱＰＳＫ（４相位相変調）信号を遅延
検波により検波する場合の動作について説明する。図１
中の各受信機１、２は、各々アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ
２から供給されるπ／４シフトＱＰＳＫの受信信号のレ
ベルを検波可能なレベルまで増幅し、この受信信号を周
波数変換して中間周波数の変調信号を形成し、この変調
信号を各遅延検波器３、４に供給する。
て、π／４シフトＱＰＳＫ（４相位相変調）信号を遅延
検波により検波する場合の動作について説明する。図１
中の各受信機１、２は、各々アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ
２から供給されるπ／４シフトＱＰＳＫの受信信号のレ
ベルを検波可能なレベルまで増幅し、この受信信号を周
波数変換して中間周波数の変調信号を形成し、この変調
信号を各遅延検波器３、４に供給する。
【００２１】ここで、遅延検波器３、４に供給された変
調信号（π／４シフトＱＰＳＫ信号）は、図４に示すよ
うに、２ビットのデータに応じて１シンボル間の位相が
±π／４、±３π／４ずつ変化するようになっている。
例えば図４中のΦ０に相当する位相のシンボルの次のシ
ンボルの位相はΦ１〜Φ４いずれかになる。
調信号（π／４シフトＱＰＳＫ信号）は、図４に示すよ
うに、２ビットのデータに応じて１シンボル間の位相が
±π／４、±３π／４ずつ変化するようになっている。
例えば図４中のΦ０に相当する位相のシンボルの次のシ
ンボルの位相はΦ１〜Φ４いずれかになる。
【００２２】このため、遅延検波器３、４は供給された
変調信号中のシンボル間の位相差を求め、図５に示すよ
うなシンボル間の位相差を検出し、この位相差を示す遅
延検波波形を出力する。各クロック再生部５、６は、遅
延検波器３、４からの遅延検波波形より各シンボルに同
期したクロック（シンボルクロック）成分を取り出し、
送信器のクロックと同期したクロックを再生する。
変調信号中のシンボル間の位相差を求め、図５に示すよ
うなシンボル間の位相差を検出し、この位相差を示す遅
延検波波形を出力する。各クロック再生部５、６は、遅
延検波器３、４からの遅延検波波形より各シンボルに同
期したクロック（シンボルクロック）成分を取り出し、
送信器のクロックと同期したクロックを再生する。
【００２３】各遅延検波器３、４は、各々クロック再生
部５、６で再生されたクロックを用いて、遅延検波波形
のアイパターンが最も開いているタイミングで遅延検波
波形をサンプリングし、このサンプルの位相（サンプル
点）が図５に示す４つの位相状態のいずれに属すかを検
出する。
部５、６で再生されたクロックを用いて、遅延検波波形
のアイパターンが最も開いているタイミングで遅延検波
波形をサンプリングし、このサンプルの位相（サンプル
点）が図５に示す４つの位相状態のいずれに属すかを検
出する。
【００２４】ここで、フェージング等により受信器１、
２に供給される受信信号のレベルが低下している場合に
は、各遅延検波器３、４からの遅延検波波形にノイズが
加わりジッタを含んだ状態となる。このため、このよう
な遅延検波波形をサンプリングしたサンプル点が図６に
示すように振幅方向及び位相方向に広がってしまう。こ
の広がりは、図７に示すようなガウス分布となってい
る。なお、この図７は位相方向の誤差についてのみ示し
ているが、振幅方向の誤差についても同様にガウス分布
となっている。このような位相誤差の広がりは受信信号
の受信レベルが低下すると増加する。従って、この位相
誤差の広がりを求めることにより、各受信系の受信信号
のレベル（Ｃ／Ｎ）を評価することができる。
２に供給される受信信号のレベルが低下している場合に
は、各遅延検波器３、４からの遅延検波波形にノイズが
加わりジッタを含んだ状態となる。このため、このよう
な遅延検波波形をサンプリングしたサンプル点が図６に
示すように振幅方向及び位相方向に広がってしまう。こ
の広がりは、図７に示すようなガウス分布となってい
る。なお、この図７は位相方向の誤差についてのみ示し
ているが、振幅方向の誤差についても同様にガウス分布
となっている。このような位相誤差の広がりは受信信号
の受信レベルが低下すると増加する。従って、この位相
誤差の広がりを求めることにより、各受信系の受信信号
のレベル（Ｃ／Ｎ）を評価することができる。
【００２５】具体的には、まず、Ｃ／Ｎ判定部７の領域
判定部１０、１１は、各々検波器３、４においてサンプ
リングされた遅延検波波形をπ／４で割った際の剰余
（遅延検波波形のｍｏｄ（π／４）、以下、サンプル点
の位相誤差という。）を求める。
判定部１０、１１は、各々検波器３、４においてサンプ
リングされた遅延検波波形をπ／４で割った際の剰余
（遅延検波波形のｍｏｄ（π／４）、以下、サンプル点
の位相誤差という。）を求める。
【００２６】このようなサンプル点の位相誤差の分布を
求めると、図８に示すように、各サンプル点の位相誤差
が−π／４〜π／４までの範囲に集中したガウス分布と
なる。ガウス分布では、図８中に示すように適当な領域
を設定し、サンプル点が各領域に含まれる確率を求める
ことにより、この位相誤差の広がりを求めることができ
る。また、この位相誤差の広がりは上述のように受信出
力の低下と共に増加するため、この位相誤差の広がりに
より検波出力のＣ／Ｎを評価することができる。
求めると、図８に示すように、各サンプル点の位相誤差
が−π／４〜π／４までの範囲に集中したガウス分布と
なる。ガウス分布では、図８中に示すように適当な領域
を設定し、サンプル点が各領域に含まれる確率を求める
ことにより、この位相誤差の広がりを求めることができ
る。また、この位相誤差の広がりは上述のように受信出
力の低下と共に増加するため、この位相誤差の広がりに
より検波出力のＣ／Ｎを評価することができる。
【００２７】なお、この各サンプル点の位相誤差は、上
述のように遅延検波波形のｍｏｄ（π／４）として求め
ているために、全てのサンプル点の位相誤差が−π／４
〜π／４までの範囲内にあり、サンプル点がＡ領域内に
ある確率とＢ領域内にある確率の和は１となる。このた
め、サンプル点がいずれかの領域にある確率を求めるだ
けでよい。また、これらのＡ領域、Ｂ領域の境界の設定
すなわち境界値ａの値の設定は、例えば境界値ａを変化
させてサンプル点がＡ領域にある確率を求め、後述の重
み付け係数Ｗ0 （Ｗ1 ）の近似が容易となる境界値ａを
選択する。
述のように遅延検波波形のｍｏｄ（π／４）として求め
ているために、全てのサンプル点の位相誤差が−π／４
〜π／４までの範囲内にあり、サンプル点がＡ領域内に
ある確率とＢ領域内にある確率の和は１となる。このた
め、サンプル点がいずれかの領域にある確率を求めるだ
けでよい。また、これらのＡ領域、Ｂ領域の境界の設定
すなわち境界値ａの値の設定は、例えば境界値ａを変化
させてサンプル点がＡ領域にある確率を求め、後述の重
み付け係数Ｗ0 （Ｗ1 ）の近似が容易となる境界値ａを
選択する。
【００２８】Ｃ／Ｎ判定部７の各領域判定部７の領域判
定部１０、１１は、各々検出したサンプル点の位相差の
ｍｏｄ（π／４）が、図８上のＡ領域内にあるか否かを
判定する。各カウンタ１２、１３は領域判定部１０、１
１の判定出力に基づいてＡ領域にあるサンプル点の数を
カウントする。これらのカウンタ１２、１３のカウント
値Ｃ0 、Ｃ1 は、所定時間毎に減算器１４に供給された
後、リセットされる。減算器１４は各カウンタ１２、１
３から供給されたカウント出力の差を求めてレベル差判
定部１５に供給する。
定部１０、１１は、各々検出したサンプル点の位相差の
ｍｏｄ（π／４）が、図８上のＡ領域内にあるか否かを
判定する。各カウンタ１２、１３は領域判定部１０、１
１の判定出力に基づいてＡ領域にあるサンプル点の数を
カウントする。これらのカウンタ１２、１３のカウント
値Ｃ0 、Ｃ1 は、所定時間毎に減算器１４に供給された
後、リセットされる。減算器１４は各カウンタ１２、１
３から供給されたカウント出力の差を求めてレベル差判
定部１５に供給する。
【００２９】レベル差判定部１５は減算器１４から供給
されたカウンタ１２、１３のカウント値の差に基づい
て、いずれのブランチ（受信系）の受信レベルが高いか
を判定し、レベルの高いブランチを示すブランチ選択信
号を発生する。このブランチ選択信号は、選択ダイバー
シティとして動作する際には、各ブランチの出力を選択
するための切り換え信号として用いられ、最大比合成ダ
イバーシティとして動作する際には、合成部８のスイッ
チＳＷ１において合成時のクロックを選択するための切
り換え信号として用いられ、また補正量決定部２２にお
ける補正量すなわち各ブランチの合成演算のパラメータ
を決める際にも用いられる。
されたカウンタ１２、１３のカウント値の差に基づい
て、いずれのブランチ（受信系）の受信レベルが高いか
を判定し、レベルの高いブランチを示すブランチ選択信
号を発生する。このブランチ選択信号は、選択ダイバー
シティとして動作する際には、各ブランチの出力を選択
するための切り換え信号として用いられ、最大比合成ダ
イバーシティとして動作する際には、合成部８のスイッ
チＳＷ１において合成時のクロックを選択するための切
り換え信号として用いられ、また補正量決定部２２にお
ける補正量すなわち各ブランチの合成演算のパラメータ
を決める際にも用いられる。
【００３０】このレベル差判定部１５は、図９に示すよ
うに、減算器１４からのカウンタ１２、１３のカウント
出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符号を判定する符号判定部３０
と、カウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 から各ブランチのサン
プル点がＡ領域にある確率の差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0
−Ｐ1 ｜）を求める絶対値検出部３１と、符号判定部３
０と絶対値検出部３１の検出出力に基づいてブランチ選
択信号を生成するブランチ信号生成部３２と、各受信機
１、２から供給される受信レベルを検出するレベル検出
部３３、３４とを備えている。
うに、減算器１４からのカウンタ１２、１３のカウント
出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符号を判定する符号判定部３０
と、カウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 から各ブランチのサン
プル点がＡ領域にある確率の差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0
−Ｐ1 ｜）を求める絶対値検出部３１と、符号判定部３
０と絶対値検出部３１の検出出力に基づいてブランチ選
択信号を生成するブランチ信号生成部３２と、各受信機
１、２から供給される受信レベルを検出するレベル検出
部３３、３４とを備えている。
【００３１】上述のように減算器１４から各カウンタ１
２、１３のカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が供給される
と、符号判定部３０はカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符
号を判定する。カウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が正である
場合には、遅延検波器３からの遅延検波波形のレベルが
相対的に大きく、逆にカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が負
であるときには遅延検波器４からの遅延検波波形のレベ
ルが相対的に大きい。このため、ブランチ信号生成部３
２は相対的にレベルの高いブランチにおいて検出された
クロックが合成部のタイミング回路１７、１８に供給さ
れるように、符号判定部３０により検出されたカウント
出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符号が正であるときはクロック再
生部５からのクロックが選択され、検出された符号が負
であるときはクロック再生部６からのクロックが選択さ
れるように、ブランチ選択信号によりスイッチＳＷ１に
よる切り換えを選択する。
２、１３のカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が供給される
と、符号判定部３０はカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符
号を判定する。カウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が正である
場合には、遅延検波器３からの遅延検波波形のレベルが
相対的に大きく、逆にカウント出力の差Ｃ0 −Ｃ1 が負
であるときには遅延検波器４からの遅延検波波形のレベ
ルが相対的に大きい。このため、ブランチ信号生成部３
２は相対的にレベルの高いブランチにおいて検出された
クロックが合成部のタイミング回路１７、１８に供給さ
れるように、符号判定部３０により検出されたカウント
出力の差Ｃ0 −Ｃ1 の符号が正であるときはクロック再
生部５からのクロックが選択され、検出された符号が負
であるときはクロック再生部６からのクロックが選択さ
れるように、ブランチ選択信号によりスイッチＳＷ１に
よる切り換えを選択する。
【００３２】また、ブランチ信号生成部３４はいずれか
の受信機１、２からの受信レベルが所定のレベル（例え
ば−１３ｄＢ）以上であるときは、該当する受信機１、
２の受信信号の遅延検波波形のみを選択して選択ダイバ
ーシティとして動作するように合成部８の補正量決定部
２２による補正を制御する。
の受信機１、２からの受信レベルが所定のレベル（例え
ば−１３ｄＢ）以上であるときは、該当する受信機１、
２の受信信号の遅延検波波形のみを選択して選択ダイバ
ーシティとして動作するように合成部８の補正量決定部
２２による補正を制御する。
【００３３】絶対値検出部３１はカウント出力の差Ｃ0
−Ｃ1 に基づいて、各ブランチのサンプル点がＡ領域に
ある確率の差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0 −Ｐ1 ｜）を求め
る。遅延検波器３、４の検波出力のシンボルクロックの
周波数は送信局側において一定の値とされているので、
この周波数により、所定時間内のサンプル点の総数を求
めることができ、この総数と各カウンタ１２、１３のカ
ウント値の比によりサンプル点がＡ領域内にある確率を
求めることができる。
−Ｃ1 に基づいて、各ブランチのサンプル点がＡ領域に
ある確率の差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0 −Ｐ1 ｜）を求め
る。遅延検波器３、４の検波出力のシンボルクロックの
周波数は送信局側において一定の値とされているので、
この周波数により、所定時間内のサンプル点の総数を求
めることができ、この総数と各カウンタ１２、１３のカ
ウント値の比によりサンプル点がＡ領域内にある確率を
求めることができる。
【００３４】また、係数演算回路１６はレベル差判定部
１５の絶対値検出部３１により検出された上述の確率の
差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0−Ｐ1｜）に基づいて、予め設
定された近似式に従って重み付け係数Ｗ1 を求め、合成
部８の補正量決定部２２に供給する。
１５の絶対値検出部３１により検出された上述の確率の
差の絶対値ΔＰ（＝｜Ｐ0−Ｐ1｜）に基づいて、予め設
定された近似式に従って重み付け係数Ｗ1 を求め、合成
部８の補正量決定部２２に供給する。
【００３５】ここで、各ブランチの遅延検波波形を合成
する際の重み付け係数Ｗ0、Ｗ1について説明する。遅延
検波器３等からなるブランチの遅延検波波形の位相をθ
0 とし、遅延検波器４等からなるブランチの遅延検波波
形の位相をθ1 とし、配分比をＱ0 とすると上述の合成
部２０で合成された波形の合成位相θT は次式で示され
る。
する際の重み付け係数Ｗ0、Ｗ1について説明する。遅延
検波器３等からなるブランチの遅延検波波形の位相をθ
0 とし、遅延検波器４等からなるブランチの遅延検波波
形の位相をθ1 とし、配分比をＱ0 とすると上述の合成
部２０で合成された波形の合成位相θT は次式で示され
る。
【００３６】
【数１】 ここで、Ｗ0＋Ｗ1＝１、０≦Ｗ0（Ｗ1）≦１であり、こ
れらの重み付け係数Ｗ0 、Ｗ1 を０、１あるいは１、０
とした場合には、合成部８は一方の遅延検波波形のみを
出力し、選択ダイバーシティとして動作する。
れらの重み付け係数Ｗ0 、Ｗ1 を０、１あるいは１、０
とした場合には、合成部８は一方の遅延検波波形のみを
出力し、選択ダイバーシティとして動作する。
【００３７】検波出力を復号した復号データの誤り率
（BIT ERROR RATE：以下、ＢＥＲという。）が１×１０
-3であるのときの受信レベル（−１３ｄＢ程度に相当）
を基準とし、一方のブランチの受信レベルが基準レベル
であり、他方のブランチの受信レベルがこの基準レベル
対して相対的に変化した場合の最適な配分比Ｑ0 と重み
付け係数Ｗ0、Ｗ1を計算により求めと図１０に示すよう
になる。
（BIT ERROR RATE：以下、ＢＥＲという。）が１×１０
-3であるのときの受信レベル（−１３ｄＢ程度に相当）
を基準とし、一方のブランチの受信レベルが基準レベル
であり、他方のブランチの受信レベルがこの基準レベル
対して相対的に変化した場合の最適な配分比Ｑ0 と重み
付け係数Ｗ0、Ｗ1を計算により求めと図１０に示すよう
になる。
【００３８】ところで、上述のビットエラーレート（Ｂ
ＥＲ）が１×１０-3程度である場合を基準レベルとし、
各シンボル間の位相差を判定する際のしきい値（４５°
に相当）を４としたときの上述の図８に示すＡ領域とＢ
領域の境界ａを１．５（±１６．９°に相当）とし、受
信レベルが基準レベルから変化した場合について、上述
の各サンプル点がＡ領域、Ｂ領域にある確率Ｐ（Ａ）、
Ｐ（Ｂ）を求めると、図１１に示すようになる。
ＥＲ）が１×１０-3程度である場合を基準レベルとし、
各シンボル間の位相差を判定する際のしきい値（４５°
に相当）を４としたときの上述の図８に示すＡ領域とＢ
領域の境界ａを１．５（±１６．９°に相当）とし、受
信レベルが基準レベルから変化した場合について、上述
の各サンプル点がＡ領域、Ｂ領域にある確率Ｐ（Ａ）、
Ｐ（Ｂ）を求めると、図１１に示すようになる。
【００３９】この図１１に示す確率Ｐ（Ａ）に基づいて
各ブランチの受信出力のレベル差を求め、このレベル差
に基づいて各ブランチの遅延検波波形の重み付け係数を
求めてもよいが、このための計算は対数計算等の複雑な
計算を必要とし、計算時間がかかるため、短周期のフェ
ージング等に対応するためには、ＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）等を用いて計算を高速化する必要があっ
た。
各ブランチの受信出力のレベル差を求め、このレベル差
に基づいて各ブランチの遅延検波波形の重み付け係数を
求めてもよいが、このための計算は対数計算等の複雑な
計算を必要とし、計算時間がかかるため、短周期のフェ
ージング等に対応するためには、ＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）等を用いて計算を高速化する必要があっ
た。
【００４０】ところで、例えば一方のブランチの受信の
レベルが上述と同様な基準レベル（−１３ｄＢ程度）で
あって、他方のブランチの受信レベルが基準レベルに対
して相対的に変化する場合、各ブランチのサンプル点が
Ａ領域内にある確率Ｐ0 、Ｐ1 の差ΔＰを上述の図１１
から求めると、図１２に示すようになる。このΔＰと重
み付け係数Ｗ1 の関係は同図中に示すようにΔＰ≒０．
５−Ｗ1 となっている。このような関係を用いることに
より、Ｗ1 ≒−（ΔＰ−０．５）といった非常に容易な
計算により近似的に重み付け係数Ｗ1 を求めることがで
きる。
レベルが上述と同様な基準レベル（−１３ｄＢ程度）で
あって、他方のブランチの受信レベルが基準レベルに対
して相対的に変化する場合、各ブランチのサンプル点が
Ａ領域内にある確率Ｐ0 、Ｐ1 の差ΔＰを上述の図１１
から求めると、図１２に示すようになる。このΔＰと重
み付け係数Ｗ1 の関係は同図中に示すようにΔＰ≒０．
５−Ｗ1 となっている。このような関係を用いることに
より、Ｗ1 ≒−（ΔＰ−０．５）といった非常に容易な
計算により近似的に重み付け係数Ｗ1 を求めることがで
きる。
【００４１】なお、基準レベルが変化した場合、各ブラ
ンチのサンプル点がＡ領域にある確率Ｐ0 、Ｐ1 の差Δ
Ｐは、図１３に示すように上述の図１２に示す場合と若
干異なってくるが、この図１３に示した基準レベルが−
１４ｄＢ〜−１９ｄＢであるときは、ΔＰと重み付け係
数Ｗ1 の関係が上述のΔＰ≒０．５−Ｗ1 であるとみな
すことができる。従って、基準レベルが−１３ｄＢ〜−
１９ｄＢであるときは、上述の近似式（Ｗ1 ≒−（ΔＰ
−０．５））により重み付け係数を求めることができ
る。
ンチのサンプル点がＡ領域にある確率Ｐ0 、Ｐ1 の差Δ
Ｐは、図１３に示すように上述の図１２に示す場合と若
干異なってくるが、この図１３に示した基準レベルが−
１４ｄＢ〜−１９ｄＢであるときは、ΔＰと重み付け係
数Ｗ1 の関係が上述のΔＰ≒０．５−Ｗ1 であるとみな
すことができる。従って、基準レベルが−１３ｄＢ〜−
１９ｄＢであるときは、上述の近似式（Ｗ1 ≒−（ΔＰ
−０．５））により重み付け係数を求めることができ
る。
【００４２】そして、上述のようにレベル差判定部１５
のブランチ信号生成部３２において生成されたブランチ
選択信号が供給されると、図３に示す合成部８のスイッ
チＳＷ１は、このブランチ選択信号により指定されたク
ロック再生部からのクロックをタイミング回路１７、１
８に供給する。上述のようにブランチ選択信号は受信レ
ベルの高いブランチのクロックを選択するように生成さ
れているため、受信状態の良い方のブランチで再生され
たクロックが選択される。
のブランチ信号生成部３２において生成されたブランチ
選択信号が供給されると、図３に示す合成部８のスイッ
チＳＷ１は、このブランチ選択信号により指定されたク
ロック再生部からのクロックをタイミング回路１７、１
８に供給する。上述のようにブランチ選択信号は受信レ
ベルの高いブランチのクロックを選択するように生成さ
れているため、受信状態の良い方のブランチで再生され
たクロックが選択される。
【００４３】各タイミング回路１７、１８はスイッチＳ
Ｗ１を介して供給されたクロックに従って各遅延検波器
３、４からの遅延検波波形をサンプリングして減算器１
９及びセレクタ２０に供給する。セレクタ２０は補正量
決定部２２からの制御に従って合成ダイバーシティとし
て動作しているときはタイミング回路１７の出力を選択
し、選択ダイバーシティとして動作しているときは補正
量決定部２２から指示されたタイミング回路１７あるい
はタイミング回路１８のいずれかの出力を選択し、選択
した出力を加算器２３に供給する。
Ｗ１を介して供給されたクロックに従って各遅延検波器
３、４からの遅延検波波形をサンプリングして減算器１
９及びセレクタ２０に供給する。セレクタ２０は補正量
決定部２２からの制御に従って合成ダイバーシティとし
て動作しているときはタイミング回路１７の出力を選択
し、選択ダイバーシティとして動作しているときは補正
量決定部２２から指示されたタイミング回路１７あるい
はタイミング回路１８のいずれかの出力を選択し、選択
した出力を加算器２３に供給する。
【００４４】選択ダイバーシティとして動作している場
合には、補正量決定部２２はブランチ信号生成部３２か
ら供給されるブランチ選択信号に基づいて補正出力を０
とする。これにより、受信レベルが十分高いブランチの
遅延検波波形のみがセレクタ２０、加算器２３を介して
図１に示す復号部９に供給され、復号される。
合には、補正量決定部２２はブランチ信号生成部３２か
ら供給されるブランチ選択信号に基づいて補正出力を０
とする。これにより、受信レベルが十分高いブランチの
遅延検波波形のみがセレクタ２０、加算器２３を介して
図１に示す復号部９に供給され、復号される。
【００４５】また、選択ダイバーシティとして動作して
いる場合には、係数演算回路１６において上述のような
近似式に基づいて求められた重み付け係数Ｗ1 とブラン
チ信号生成部３２からのブランチ選択信号が供給される
と、補正量決定部２２は供給された重み付け係数Ｗ1 と
ブランチ選択信号に基づいて減算器１９の出力Δθ（＝
θ0−θ1）に応じたセレクタ２０の出力の補正量を決定
し、決定した補正量に応じた補正出力を加算器２３に供
給する。
いる場合には、係数演算回路１６において上述のような
近似式に基づいて求められた重み付け係数Ｗ1 とブラン
チ信号生成部３２からのブランチ選択信号が供給される
と、補正量決定部２２は供給された重み付け係数Ｗ1 と
ブランチ選択信号に基づいて減算器１９の出力Δθ（＝
θ0−θ1）に応じたセレクタ２０の出力の補正量を決定
し、決定した補正量に応じた補正出力を加算器２３に供
給する。
【００４６】ここで、各タイミング回路１７、１８でサ
ンプリングされた遅延検波波形の位相θ0、θ1を、上述
の式（１）に示すように単純にスカラー合成しただけで
は正しい位相を得ることができない場合がある。
ンプリングされた遅延検波波形の位相θ0、θ1を、上述
の式（１）に示すように単純にスカラー合成しただけで
は正しい位相を得ることができない場合がある。
【００４７】このため、減算器１９の減算出力Δθの値
に基づいて以下のような場合分けを行って合成位相θT
を求める。 Δθ≧π θT＝θ0＋Ｗ1×（２π−｜Δθ｜） 式（２−１） ０≦Δθ＜π θT＝θ0−Ｗ1×｜Δθ｜ 式（２−２） −π＜Δθ＜０ θT＝θ0＋Ｗ1×｜Δθ｜ 式（２−３） Δθ≦−π θT＝θ0−Ｗ1×（２π−｜Δθ｜） 式（２−４ ） ここで、式（２−１）〜式（２−４）の右辺第１項は、
セレクタ２０の出力であり、第２項は補正量決定部２２
の補正出力である。従って、補正量決定部２２は、減算
器１９の減算出力Δθの値に応じて上記式（２−１）〜
式（２−４）の右辺第２項に従って補正出力を求めて加
算器２３に供給する。これにより、加算器２３において
各々の遅延検波波形の位相θ1 、θ2 が合成され、合成
波形（合成位相θT ）が復号部８に供給される。
に基づいて以下のような場合分けを行って合成位相θT
を求める。 Δθ≧π θT＝θ0＋Ｗ1×（２π−｜Δθ｜） 式（２−１） ０≦Δθ＜π θT＝θ0−Ｗ1×｜Δθ｜ 式（２−２） −π＜Δθ＜０ θT＝θ0＋Ｗ1×｜Δθ｜ 式（２−３） Δθ≦−π θT＝θ0−Ｗ1×（２π−｜Δθ｜） 式（２−４ ） ここで、式（２−１）〜式（２−４）の右辺第１項は、
セレクタ２０の出力であり、第２項は補正量決定部２２
の補正出力である。従って、補正量決定部２２は、減算
器１９の減算出力Δθの値に応じて上記式（２−１）〜
式（２−４）の右辺第２項に従って補正出力を求めて加
算器２３に供給する。これにより、加算器２３において
各々の遅延検波波形の位相θ1 、θ2 が合成され、合成
波形（合成位相θT ）が復号部８に供給される。
【００４８】例えば重み付け係数Ｗ1 が０．５であり、
Δθが０〜πである場合には、補正量決定部２２は減算
器１９の出力に−０．５を乗じた出力を加算器２３に供
給する。このとき、加算器２３にはセレクタ２０からの
θ0 と減算器１９からの（θ0−θ1）に−０．５を乗じ
た検出出力を加算器２３に供給する。このときの、加算
器２３の出力はθ0 −０．５（θ0−θ1）＝０．５θ0
＋０．５θ1 となる。
Δθが０〜πである場合には、補正量決定部２２は減算
器１９の出力に−０．５を乗じた出力を加算器２３に供
給する。このとき、加算器２３にはセレクタ２０からの
θ0 と減算器１９からの（θ0−θ1）に−０．５を乗じ
た検出出力を加算器２３に供給する。このときの、加算
器２３の出力はθ0 −０．５（θ0−θ1）＝０．５θ0
＋０．５θ1 となる。
【００４９】また、重み付け係数Ｗ1 が０．５であり、
Δθがπ以上である場合には、補正量決定部２２は２π
から減算器１９の出力Δθを引いたものに０．５を乗じ
た補正出力を加算器２３に供給する。このときの、加算
器２３の出力はθ0 ＋０．５（２π−（θ0−θ1））＝
０．５θ0 ＋０．５θ1 ＋πとなる。
Δθがπ以上である場合には、補正量決定部２２は２π
から減算器１９の出力Δθを引いたものに０．５を乗じ
た補正出力を加算器２３に供給する。このときの、加算
器２３の出力はθ0 ＋０．５（２π−（θ0−θ1））＝
０．５θ0 ＋０．５θ1 ＋πとなる。
【００５０】上述のように加算器２３で合成された合成
波形が供給されると、図１に示す復号部９は所定の識別
点で合成波形の位相を判別し、判別した位相に基づいて
復号した復号データを出力する。
波形が供給されると、図１に示す復号部９は所定の識別
点で合成波形の位相を判別し、判別した位相に基づいて
復号した復号データを出力する。
【００５１】このような合成ダイバーシティ動作による
上述のビットエラーレート（ＢＥＲ）の改善度を求める
と、図１４及び図１５に示すようになる。例えば一方の
ブランチの受信レベルが上述のビットエラーレートが１
０-3である場合に相当する基準レベル（−１３ｄＢ程
度）であり、他方のブランチの受信レベルが基準レベル
に対して−３ｄＢ程度である場合に、ビットエラーレー
ト（ＢＥＲ）が１．９１×１０-4程度（改善度＝１．
４）に改善されていることがわかる。また、この場合の
合成波形の振幅を観測したところ基準レベルから３ｄＢ
程度向上していることがわかった。従って、この受信装
置では、切り換えダイバーシティによる受信限界より３
ｄＢ程度強度が低い場合であっても受信可能となる。
上述のビットエラーレート（ＢＥＲ）の改善度を求める
と、図１４及び図１５に示すようになる。例えば一方の
ブランチの受信レベルが上述のビットエラーレートが１
０-3である場合に相当する基準レベル（−１３ｄＢ程
度）であり、他方のブランチの受信レベルが基準レベル
に対して−３ｄＢ程度である場合に、ビットエラーレー
ト（ＢＥＲ）が１．９１×１０-4程度（改善度＝１．
４）に改善されていることがわかる。また、この場合の
合成波形の振幅を観測したところ基準レベルから３ｄＢ
程度向上していることがわかった。従って、この受信装
置では、切り換えダイバーシティによる受信限界より３
ｄＢ程度強度が低い場合であっても受信可能となる。
【００５２】この受信装置では、上述のように各ブラン
チの遅延検波波形の位相誤差の分布を位相誤差が所定の
領域内にある確率を検出し、これらの差により各ブラン
チの受信レベルの差を近似的に求めることにより、各ブ
ランチのＣ／Ｎを容易に判定することができる。また、
このように求めた各ブランチのＣ／Ｎに基づいて各ブラ
ンチの検波出力を合成する際の重み付け係数を設定する
ことにより、各ブランチの検波出力の位相誤差を考慮し
て重み付け係数を設定することができ、各ブランチの受
信レベルに応じて重み付け係数を設定する場合に比して
確実の誤り率の改善を行うことができる。
チの遅延検波波形の位相誤差の分布を位相誤差が所定の
領域内にある確率を検出し、これらの差により各ブラン
チの受信レベルの差を近似的に求めることにより、各ブ
ランチのＣ／Ｎを容易に判定することができる。また、
このように求めた各ブランチのＣ／Ｎに基づいて各ブラ
ンチの検波出力を合成する際の重み付け係数を設定する
ことにより、各ブランチの検波出力の位相誤差を考慮し
て重み付け係数を設定することができ、各ブランチの受
信レベルに応じて重み付け係数を設定する場合に比して
確実の誤り率の改善を行うことができる。
【００５３】また、この受信装置では、上述のように求
めた各ブランチの受信レベルの差に基づいて各ブランチ
の検波波形を合成する際の重み付け係数を近似的に求め
ることにより、重み付け係数を求める演算の負荷を低減
することができる。従って、演算時間を短縮させること
ができ、短周期のフェージング等に対する応答性を向上
させることができる。また、このような重み付け係数を
求めるために必要としていたＤＳＰ等を不要とすること
ができるため、受信装置の構成を簡略化して装置のコス
トを低減することができる。
めた各ブランチの受信レベルの差に基づいて各ブランチ
の検波波形を合成する際の重み付け係数を近似的に求め
ることにより、重み付け係数を求める演算の負荷を低減
することができる。従って、演算時間を短縮させること
ができ、短周期のフェージング等に対する応答性を向上
させることができる。また、このような重み付け係数を
求めるために必要としていたＤＳＰ等を不要とすること
ができるため、受信装置の構成を簡略化して装置のコス
トを低減することができる。
【００５４】また、この受信装置では、上述の式（２−
１）〜（２−４）に示すように、各ブランチの位相検波
波形の位相差Δθに応じて補正量決定部２２による補正
量を変えることにより、位相検出精度を向上させること
ができる。
１）〜（２−４）に示すように、各ブランチの位相検波
波形の位相差Δθに応じて補正量決定部２２による補正
量を変えることにより、位相検出精度を向上させること
ができる。
【００５５】なお、上述の実施形態では、レベル差判定
部１５の絶対値検出部３１が減算器１４からのカウント
出力Ｃ0、Ｃ1の差Ｃ0−Ｃ1に基づいて各々のブランチに
おいて上述のサンプル点がＡ領域にある確率Ｐ0、Ｐ1の
差の絶対値ΔＰを求め、このΔＰを係数演算回路１６に
供給する構成としたが、レベル差判定部１５がカウント
出力の差Ｃ0−Ｃ1を直接、係数演算回路１６に供給し、
係数演算回路１６がカウント出力の差Ｃ0−Ｃ1等に基づ
いて各ブランチの遅延検波波形を合成する際の重み付け
係数を求めるように構成してもよい。
部１５の絶対値検出部３１が減算器１４からのカウント
出力Ｃ0、Ｃ1の差Ｃ0−Ｃ1に基づいて各々のブランチに
おいて上述のサンプル点がＡ領域にある確率Ｐ0、Ｐ1の
差の絶対値ΔＰを求め、このΔＰを係数演算回路１６に
供給する構成としたが、レベル差判定部１５がカウント
出力の差Ｃ0−Ｃ1を直接、係数演算回路１６に供給し、
係数演算回路１６がカウント出力の差Ｃ0−Ｃ1等に基づ
いて各ブランチの遅延検波波形を合成する際の重み付け
係数を求めるように構成してもよい。
【００５６】この場合、上述のような構成のＣ／Ｎ判定
部７の代わりに各受信器１、２からの受信レベル等に応
じて各ブランチのＣ／Ｎを判定するＣ／Ｎ判定部とし、
合成部８がこのようなＣ／Ｎ判定部からのＣ／Ｎ検出出
力に基づいて重み付け係数を求めるようにする。
部７の代わりに各受信器１、２からの受信レベル等に応
じて各ブランチのＣ／Ｎを判定するＣ／Ｎ判定部とし、
合成部８がこのようなＣ／Ｎ判定部からのＣ／Ｎ検出出
力に基づいて重み付け係数を求めるようにする。
【００５７】また、上述の実施例では、Ｃ／Ｎ判定部７
からの重み付け係数に基づいて各ブランチの遅延検波波
形を合成する場合について説明したが、Ｃ／Ｎ判定部７
が上述の各ブランチの遅延検波波形の位相誤差がＡ領域
にある確率の差ΔＰに基づいて受信レベルが高いブラン
チを選択する選択ダイバーシティとして構成することが
できる。この場合、選択ダイバーシティを容易に構成す
ることができる。
からの重み付け係数に基づいて各ブランチの遅延検波波
形を合成する場合について説明したが、Ｃ／Ｎ判定部７
が上述の各ブランチの遅延検波波形の位相誤差がＡ領域
にある確率の差ΔＰに基づいて受信レベルが高いブラン
チを選択する選択ダイバーシティとして構成することが
できる。この場合、選択ダイバーシティを容易に構成す
ることができる。
【００５８】また、上述の実施形態では遅延検波器３、
４の出力が位相成分のみである場合について説明した
が、例えばこれらの検波器が位相成分と振幅成分あるい
はｘ成分とｙ成分を出力する場合等にも本発明を適用す
ることができる。
４の出力が位相成分のみである場合について説明した
が、例えばこれらの検波器が位相成分と振幅成分あるい
はｘ成分とｙ成分を出力する場合等にも本発明を適用す
ることができる。
【００５９】
【発明の効果】本発明に係るダイバーシティ受信回路で
は、Ｃ／Ｎ判定手段が各受信系における受信信号のＣ／
Ｎを検出してＣ／Ｎ判定情報を出力し、重み付け係数算
出手段がＣ／Ｎ判定情報に基づいて各受信系からの検波
出力を合成する際の重み付け係数を近似的に求め、合成
手段がこの重み付け係数に基づいて各受信系の検波出力
を合成するため、各受信系における受信レベルに基づい
て重み付け係数を求める場合に比して確実な誤り率の改
善を行うことができる。また、Ｃ／Ｎ検出手段が各受信
系からの検波出力の振幅誤差又は位相誤差を検出する誤
差検出手段と、誤差検出手段により検出された各受信系
の検波出力の振幅誤差又は位相誤差が所定の範囲内にあ
る確率を検出することにより、Ｃ／Ｎ判定情報を検出す
る確率検出手段とを備えるので、各ブランチのＣ／Ｎを
直接比較する場合に比して容易にＣ／Ｎ判定情報を求め
ることができる。従って、このようなＣ／Ｎ判定情報に
基づいて重み付け係数を求めることにより、重み付け係
数算出手段の演算負荷を低減することができ、高速な応
答を実現することが容易になる。
は、Ｃ／Ｎ判定手段が各受信系における受信信号のＣ／
Ｎを検出してＣ／Ｎ判定情報を出力し、重み付け係数算
出手段がＣ／Ｎ判定情報に基づいて各受信系からの検波
出力を合成する際の重み付け係数を近似的に求め、合成
手段がこの重み付け係数に基づいて各受信系の検波出力
を合成するため、各受信系における受信レベルに基づい
て重み付け係数を求める場合に比して確実な誤り率の改
善を行うことができる。また、Ｃ／Ｎ検出手段が各受信
系からの検波出力の振幅誤差又は位相誤差を検出する誤
差検出手段と、誤差検出手段により検出された各受信系
の検波出力の振幅誤差又は位相誤差が所定の範囲内にあ
る確率を検出することにより、Ｃ／Ｎ判定情報を検出す
る確率検出手段とを備えるので、各ブランチのＣ／Ｎを
直接比較する場合に比して容易にＣ／Ｎ判定情報を求め
ることができる。従って、このようなＣ／Ｎ判定情報に
基づいて重み付け係数を求めることにより、重み付け係
数算出手段の演算負荷を低減することができ、高速な応
答を実現することが容易になる。
【００６０】
【００６１】また、重み付け係数算出手段がＣ／Ｎ判定
手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいてＣ／Ｎが高い受信
系の検波出力のみが出力されるように重み付け係数を設
定する構成とすることにより容易に選択ダイバーシティ
を実現することができる。
手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいてＣ／Ｎが高い受信
系の検波出力のみが出力されるように重み付け係数を設
定する構成とすることにより容易に選択ダイバーシティ
を実現することができる。
【００６２】Ｃ／Ｎ検出手段からのＣ／Ｎ判定情報に基
づいて各受信部の受信レベルの差が大きいと判断した際
に、Ｃ／Ｎが高い受信系の検波出力のみが出力されるよ
うに重み付け係数算出手段又は上記合成手段を制御する
制御手段を設けることにより、誤り率の改善等に対する
寄与が少ないＣ／Ｎが低いブランチの出力を無視して、
処理負荷を低減することができる。
づいて各受信部の受信レベルの差が大きいと判断した際
に、Ｃ／Ｎが高い受信系の検波出力のみが出力されるよ
うに重み付け係数算出手段又は上記合成手段を制御する
制御手段を設けることにより、誤り率の改善等に対する
寄与が少ないＣ／Ｎが低いブランチの出力を無視して、
処理負荷を低減することができる。
【００６３】各受信系における受信レベルの差を求める
受信レベル差検出手段と、受信レベル差検出手段からの
各受信系の受信レベルの差に基づいて、受信レベルの高
い受信系の検波出力のみが出力されるように重み付け係
数制御手段又は合成手段を制御する制御手段を設けるこ
とにより、誤り率の改善等に対する寄与が少ない受信レ
ベルが低いブランチの出力を無視して、処理負荷を低減
することができる。
受信レベル差検出手段と、受信レベル差検出手段からの
各受信系の受信レベルの差に基づいて、受信レベルの高
い受信系の検波出力のみが出力されるように重み付け係
数制御手段又は合成手段を制御する制御手段を設けるこ
とにより、誤り率の改善等に対する寄与が少ない受信レ
ベルが低いブランチの出力を無視して、処理負荷を低減
することができる。
【００６４】また、各受信系からの検波出力に応じて各
受信系の検波出力又は合成手段の合成出力に補正を施す
補正手段を設けることにより、合成出力中の誤差を低減
させることができる。
受信系の検波出力又は合成手段の合成出力に補正を施す
補正手段を設けることにより、合成出力中の誤差を低減
させることができる。
【図１】 本発明に係るダイバーシティ受信回路を適用
した受信装置の構成を示すブロック図である。
した受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 上記受信装置を構成するＣ／Ｎ判定部の詳細
な構成を示すブロック図である。
な構成を示すブロック図である。
【図３】 上記受信装置を構成する合成部の詳細な構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】 上記受信装置で受信するπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ信号を説明するための図である。
Ｋ信号を説明するための図である。
【図５】 上記受信装置においてπ／４シフトＱＰＳＫ
信号を遅延検波したときの位相状態を示す図である。
信号を遅延検波したときの位相状態を示す図である。
【図６】 受信レベルが低下した場合の遅延検波波形の
広がりを示す図である。
広がりを示す図である。
【図７】 受信レベルが低下した場合の遅延検波波形の
位相方向の広がりを示す図である。
位相方向の広がりを示す図である。
【図８】 上記遅延検波波形の位相誤差の分布を示す図
である。
である。
【図９】 上記Ｃ／Ｎ判定部を構成するレベル差判定部
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図１０】 上記受信装置を構成する各ブランチの受信
レベルのレベル差と最適な配分比及び重み付け係数の関
係を示す図である。
レベルのレベル差と最適な配分比及び重み付け係数の関
係を示す図である。
【図１１】 上記各ブランチの受信レベルと上記遅延検
波波形の位相誤差が所定の領域にある確率の関係を示す
図である。
波波形の位相誤差が所定の領域にある確率の関係を示す
図である。
【図１２】 上記各ブランチの受信レベルのレベル差と
各ブランチの位相誤差が所定の領域内にある確率の差の
関係を示す図である。
各ブランチの位相誤差が所定の領域内にある確率の差の
関係を示す図である。
【図１３】 基準レベルが変化したときの、基準レベル
に対するレベル差と上記各ブランチの位相誤差が所定の
領域内にある確率の差の関係を示す図である。
に対するレベル差と上記各ブランチの位相誤差が所定の
領域内にある確率の差の関係を示す図である。
【図１４】 上記受信装置によるビットエラーレートの
改善度を示す図である。
改善度を示す図である。
【図１５】 上記受信装置によるビットエラーレートの
改善度を示すグラフである。
改善度を示すグラフである。
【符号の説明】 １、２ 受信機、３、４ 遅延検波器、７ Ｃ／Ｎ判定
部、８ 合成部、１０、１１ 領域判定部、１２、１３
カウンタ、１４ 減算器、１５ レベル差判定部、１
６ 係数演算回路、１９ 減算器、２０ セレクタ、２
２ 補正量設定部、２３ 加算器
部、８ 合成部、１０、１１ 領域判定部、１２、１３
カウンタ、１４ 減算器、１５ レベル差判定部、１
６ 係数演算回路、１９ 減算器、２０ セレクタ、２
２ 補正量設定部、２３ 加算器
Claims (5)
- 【請求項１】 位相変調により変調された受信波を受信
し、受信した受信信号を検波して出力する少なくとも２
系統の受信系と、 上記各受信系における受信信号のＣ／Ｎ（carrier to n
oise：搬送波対雑音比）を検出してＣ／Ｎ判定情報を出
力するＣ／Ｎ検出手段と、 該Ｃ／Ｎ判定手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいて上記
２系統の受信系からの検波出力を合成する際の重み付け
係数を近似的に求める重み付け係数算出手段と、 該重み付け係数算出手段により求められた重み付け係数
に基づいて上記各受信系の検波出力を合成する合成手段
とを備え、 上記Ｃ／Ｎ検出手段は、 上記各受信系からの検波出力の振幅誤差又は位相誤差を
検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段により検出された各受信系の検波出力の
振幅誤差又は位相誤差が所定の範囲内にある確率を検出
することにより、上記Ｃ／Ｎ判定情報を検出する確率検
出手段と を備えることを特徴とするダイバーシティ受信
回路。 - 【請求項２】 上記重み付け係数算出手段は、 上記Ｃ／Ｎ判定手段からのＣ／Ｎ判定情報に基づいてＣ
／Ｎが高い受信系の検波出力のみが出力されるように重
み付け係数を設定することを特徴とする請求項１に記載
のダイバーシティ受信回路。 - 【請求項３】 さらに、上記Ｃ／Ｎ検出手段からのＣ／
Ｎ判定情報に基づいて各受信部の受信レベルの差が大き
いと判断した際に、Ｃ／Ｎが高い受信系の検波出力のみ
が出力されるように上記重み付け係数算出手段又は上記
合成手段を制御する制御手段を備えることを特徴とする
請求項１に記載のダイバーシティ受信回路。 - 【請求項４】 さらに、上記各受信系における受信レベ
ルの差を求める受信レベル差検出手段と、 該受信レベル差検出手段からの各受信系の受信レベルの
差に基づいて、受信レベルの高い受信系の検波出力のみ
が出力されるように上記重み付け係数制御手段又は上記
合成手段を制御する制御手段を備えることを特徴とする
請求項１に記載のダイバーシティ受信回路。 - 【請求項５】 さらに、各受信系からの検波出力に応じ
て各受信系の検波出力又は合成手段の合成出力に補正を
施す補正手段を備えることを特徴とする請求項１乃至４
のいずれかに記載のダイバーシティ受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12587396A JP3311237B2 (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | ダイバーシティ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12587396A JP3311237B2 (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | ダイバーシティ受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09312602A JPH09312602A (ja) | 1997-12-02 |
| JP3311237B2 true JP3311237B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=14921044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12587396A Expired - Fee Related JP3311237B2 (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | ダイバーシティ受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3311237B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100631668B1 (ko) | 2003-05-13 | 2006-10-09 | 엘지전자 주식회사 | 고속 데이터 전송 방식 이동 통신 시스템에서의 이동국수신 다이버시티 장치 및 방법 |
| JP4230314B2 (ja) | 2003-08-28 | 2009-02-25 | 京セラ株式会社 | 移動局 |
| JP4367276B2 (ja) * | 2004-07-28 | 2009-11-18 | パナソニック株式会社 | ダイバーシティ型受信装置、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信方法および受信プログラム、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信プログラムを格納した記録媒体 |
| WO2009028711A1 (ja) | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Fujitsu Ten Limited | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
-
1996
- 1996-05-21 JP JP12587396A patent/JP3311237B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09312602A (ja) | 1997-12-02 |
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