JP4470798B2 - 無線通信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、スペースダイバーシチにより通信を行う無線通信装置及び方法に関する。

無線通信において、良好な伝送品質を確保するための施策の１つとして、スペースダイバーシチが利用されている。図１２は、スペースダイバーシチを行う、従来技術の無線通信装置の受信側でのブロック図である。

図１２によると、無線通信装置は、アンテナ２１及び３１と、受信機２２及び３２と、移相器２３と、合成器２４と、復調器２５と、位相検波比較回路２６とを有する。

アンテナ２１及び３１は、ダイバーシチ構成ではない対向装置から送信された同一無線信号を、それぞれ受信し、アンテナ２１は、受信信号を受信機２２に、アンテナ３１は、受信信号を受信機３２に出力し、受信機２２及び３２は、受信信号を中間周波数の信号へと周波数変換を行う。位相検波比較回路２６は、受信機２２と３２の出力信号の位相差を検出して、移相器２３に制御信号を出力する。移相器２３は、受信機３２の出力信号を入力とし、位相検波比較回路２６の制御に基づき、受信機２２の出力信号と同相となるように、入力信号の位相を調整して出力する。合成器２４は、受信機２２からの信号と、移相器２３からの信号を合成してスペースダイバーシチを実現する。合成器２４で合成された信号は、復調器２５で復調されて受信データが出力される。

図１３は、スペースダイバーシチ構成のための、従来技術による無線通信装置の送信側でのブロック図、つまり、図１２に示す装置の送信側のブロック図である。

図１３によると、無線通信装置は、変調器２７と、分配器２８と、移相器２３と、送信機２９及び３９と、アンテナ２１及び３１と、位相検波比較回路２６とを有する。尚、図１２と同一要素には同じ符号を使用している。

変調器２７は、送信するデータを変調し、分配器２８は変調された信号を２系統に分配する。分配器２８の一方の出力は、直接送信機２９に入力され、他方の出力は、移相器２３で位相の調整が行われた後、送信機３９に入力される。移相器２３での移相変化量は、位相検波比較回路２６が、図１２に示す受信側での処理により得た値を使用する。送信機２９及び３９は、中間周波数の入力信号を、所定の無線周波数帯の信号へと周波数変換し、更に、所定の信号レベルへの増幅を行い、アンテナ２１は、送信機２９からの信号を無線信号として送信し、アンテナ３１は、送信機３９からの信号を無線信号として送信する。アンテナ２１及び３１から送信された信号は、ダイバーシチ構成ではない対向装置により受信されるが、図１２に示す受信側での処理で得られた位相差を送信側にて予め与えておくことにより、対向装置においては、アンテナ２１からの信号と、アンテナ３１からの信号が同相で受信され、送信側でのダイバーシチが実現される。上記スペースダイバーシチについては、非特許文献１にその詳細が記載されている。

斉藤洋一、"ディジタル無線通信の変復調"、社団法人電子情報通信学会、ｐ．１８９−１９３

移相器２３は、一般的に中間周波数帯で動作するため、スペースダイバーシチ構成を利用する場合、従来技術での無線通信装置では、アンテナ数に相当する受信機が必要となる。マイクロ波帯までの受信機は、近年の普及により廉価になってきているが、準ミリ波帯以上の無線周波数は高価であり、スペースダイバーシチ構成の問題点となっている。また、送信側では、受信側でのダイバーシチ制御で得られた位相変化量を、次の送信ダイバーシチで使用するので、伝送路の位相変化の速さよりも、十分高速に送受信が切り替わるという条件が課せられる。

従って、本発明は、アンテナ数に相当する受信機を必要とせず、受信側とは独立して送信側のスペースダイバーシチ制御を可能とする無線通信装置及び通信方法を提供することを目的とする。

本発明における無線通信装置によれば、
データ信号と既知パターンであるトレーニング信号とを含む無線信号を受信する無線通信装置であって、第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナと、第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナが受信する信号を、ｋ−１シンボル長遅延させる遅延手段と、各アンテナが受信し、遅延手段により遅延させられたＮ個の信号を合成する合成手段と、合成後の信号を中間周波数帯の信号に変換する周波数変換手段と、前記中間周波数帯の信号を復調する復調手段と、復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定する最尤系列推定手段とを有し、前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の受信時には、第ｉのアンテナが受信する信号のみを合成手段の入力とし、データ信号の受信時には、全アンテナが受信する信号を合成手段の入力とするタイミング制御手段を有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置における他の実施形態によれば、
データ信号に既知パターンであるトレーニング信号を挿入するトレーニング信号挿入手段と、トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調する変調手段と、変調後の信号を無線周波数帯の信号に変換する周波数変換手段と、周波数変換後の信号を第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の信号に分配する分配手段と、第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）の信号を、ｋ−１シンボル長遅延させる遅延手段と、遅延手段により遅延させられた第１から第Ｎの信号それぞれを無線信号として送信する第１から第Ｎのアンテナとを有する無線通信装置であって、前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の送信時には、第ｉの信号のみを第ｉのアンテナに出力し、データ信号の送信時には、第１から第Ｎの信号それぞれを、第１から第Ｎのアンテナに出力するタイミング制御手段を有することを特徴とする。

更に、本発明の無線通信装置における他の実施形態によれば、
前記無線通信装置が送信する無線信号を受信する無線通信装置であって、復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定する最尤系列推定手段を有することを特徴とする。

更に、本発明の無線通信装置における他の実施形態によれば、
前記最尤系列推定手段は、トレーニング信号受信時に、伝送路のインパルス応答特性を示すＮ個のタップ係数を求め、データ信号受信時に、前記タップ係数を用いて、最尤系列推定を行うことも好ましい。

本発明におけるダイバーシチによる無線通信方法によれば、
データ信号に、既知パターンのトレーニング信号を挿入するステップと、トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調後に周波数変換し、無線信号として送信するステップと、前記無線信号を、第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナで受信し、第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナの出力信号をｋ−１シンボル長遅延させて合成部に入力し、前記合成部が入力信号を合成するステップと、前記合成後の信号を復調し、復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定するステップとを有し、前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の受信時には、第ｉのアンテナが受信する信号のみを前記合成部の入力とし、データ信号の受信時には、全アンテナが受信する信号を前記合成部の入力とすることを特徴とする。

本発明のダイバーシチによる無線通信方法における他の実施形態によれば、
データ信号に、既知パターンのトレーニング信号を挿入するステップと、トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調後に周波数変換し、第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の信号に分配するステップと、第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）の信号を、ｋ−１シンボル長遅延させて無線信号として送信するステップと、前記無線信号を、１つのアンテナにより受信するステップと、受信信号を周波数変換して復調するステップと、復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定するステップとを有し、前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の送信時には、第ｉの信号のみを無線信号として送信し、データ信号の送信時には、第１から第Ｎの信号それぞれを、無線信号として送信することを特徴とする。

Ｎ個のアンテナそれぞれが受信する、既知パターンであるトレーニング信号を含む信号を、それぞれが１シンボル長づつ異なるように時間差を与えた状態で合成し、これに対して最尤系列推定を行うことにより、最尤系列推定等化器のパスダイバーシチと同様の効果でスペースダイバーシチ合成を行うことができ、受信機の数をアンテナ数に係らず１つとすることができる。

同様に、既知パターンであるトレーニング信号を含む信号を、それぞれが１シンボル長づつ異なるように時間差を与えた状態で合成して送信することで、前記信号を受信した無線通信装置は、最尤系列推定によりデータ系列の推定ができ、送信ダイバーシチ構成を、反対方向の処理とは無関係とすることができる。

本発明を実施するための最良の実施形態について、以下では図面を用いて詳細に説明する。

図１は、本発明の第１実施形態での無線通信装置のブロック図であり、（ａ）に示す無線通信装置が送信する無線信号を、（ｂ）に示す無線通信装置がスペースダイバーシチ構成で受信を行う。

図１（ａ）の無線通信装置は、トレーニング信号挿入回路１と、変調器２と、送信機３と、アンテナ４とを有する。トレーニング信号挿入回路１は、送信するデータ信号に対して、既知パターンのトレーニング信号を挿入して出力する。トレーニング信号としては、例えば、ＰＮ（ＰｓｅｕｄＮｏｉｓｅ）系列を用いることができる。図２は、トレーニング信号を、送信データの前に付加した状態を示している。

変調器２は、トレーニング信号挿入回路１の出力信号を変調し、送信機３は、変調された信号を所定の無線周波数帯の信号に周波数変換し、所定のレベルに増幅して出力し、アンテナ４は、送信機３の出力信号を無線信号として送信する。

図１（ｂ）の無線通信装置は、アンテナ４１及び４２と、遅延回路５と、合成器６と、受信機７と、復調器８と、最尤系列推定器９とを有する。アンテナ４１及び４２は、図１（ａ）に示す無線通信装置が送信した無線信号を、それぞれ受信して、アンテナ４１は、受信信号を合成器６に出力し、アンテナ４２は、受信信号を遅延回路５に出力する。

遅延回路５は、入力信号を１シンボルだけ遅延させて、合成器６に出力する。合成器６は、アンテナ４１からの信号と、遅延回路５からの信号を合成し、受信機７は、合成器６が合成した信号を中間周波数帯の信号へと周波数変換し、復調器８は、中間周波数帯の信号に変換された受信信号の復調を行い、復調後の信号を最尤系列推定器９に入力する。

最尤系列推定器９は、入力信号に対して最尤系列推定を行って送信されたデータ信号を特定し、特定したデータ信号を出力する。図３は、最尤系列推定器９のブロック図である。図３によると、最尤系列推定器は、伝送路推定回路９１と、レプリカ生成回路９２と、ブランチメトリック生成回路９３と、系列推定回路９４とを有する。

伝送路推定回路９１は、タップ間隔が１シンボル長で、２タップ構成のフィルタであり、受信無線信号に含まれるトレーニング信号を利用して、タップ係数ｃ０及びｃ１の最適値を求め、受信信号のデータ信号区間において、求めたタップ係数ｃ０及びｃ１をレプリカ生成回路９２に出力する。

図４は、伝送路推定回路９１のブロック図である。図４によると、伝送路推定回路９１は、遅延回路９１０と、乗算器９１１及び９１２と、加算器９１３及び９１４と、タップ係数制御回路９１５とを有する。

図４において、ｕ（ｎ）は、送信側にて付加するトレーニング信号と、同一系列の信号であり、図示しない固定的なメモリ等を用いて生成され、ｙ（ｎ）は、最尤系列推定器９の入力信号である。伝送路推定回路９１は、トレーンニング信号受信中、以下に説明するように、タップ係数ｃ０及びｃ１を伝送路特性に合わせて調整を行う。

まず、トレーニング信号と同一系列の信号は、乗算器９１１でタップ係数ｃ０と乗算され、更に、遅延回路９１０で１ビット遅延された後、乗算器９１２でタップ係数ｃ１と乗算される。乗算器９１１の出力と、乗算器９１２の出力は、加算器９１３で加算され、従って、加算器９１３の出力は、ｃ０×ｕ（ｎ）＋ｃ１×ｕ（ｎ−１）となる。信号ｙ（ｎ）は、アンテナ４１の受信信号と、アンテナ４２の受信信号を１ビットの遅延させた信号の合成であるため、加算器９１３の出力信号がｙ（ｎ）と等しくなるようにタップ係数ｃ０とｃ１の調整を行う。即ち、加算器９１４でｙ（ｎ）から加算器９１３の出力信号を減じて、誤差信号ｅ（ｎ）とし、誤差が０となるように、タップ係数制御回路９１５でタップ係数の制御を行う。タップ係数の制御には、一般的なＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムや、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムが使用可能である。

伝送路推定回路９１は、上述したように、トレーニング信号の受信中に求めたタップ係数ｃ０及びｃ１を、データ信号受信中は、レプリカ生成回路９２に出力する。

レプリカ生成回路９２は、伝送路推定回路９１が求めたタップ係数を用い、送信信号の状態毎に、レプリカ信号ｒ（ｎ）＝ｃ０×ｓ（ｎ）＋ｃ１×ｓ（ｎ−１）を求める。ここで、ｓ（ｎ）は、送信信号の状態を示し、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調を使用している場合、図５に示すように、送信信号の状態としては４通りの状態が、ｓ（ｎ）及びｓ（ｎ−１）の組合せとしては、合計１６通りが存在する。従って、レプリカ信号ｒ（ｎ）も１６個存在することとなる。

ブランチメトリック生成回路９３は、レプリカ信号ｒ（ｎ）毎に、ブランチメトリック信号ｂ（ｎ）＝｜ｙ（ｎ）−ｒ（ｎ）｜^２を計算する。

系列推定回路９４は、ブランチメトリック信号ｂ（ｎ）から最尤系列推定により、送信側において送信されたデータ信号系列を推定して出力する。図６は、最尤系列推定を説明する図である。ＱＰＳＫ変調の場合、図５に示したように、４通りの送信シンボルが存在するため、Ｍシンボルのデータ区間においては、４^Ｍのデータ系列の組合せが存在するが、この中から受信波形に最も近いものを実際に対向装置が送信したデータ信号系列として探し出す。このため、各系列について対応するブランチメトリックｂ（ｎ）を加算し、Ｍシンボルまでの累積値を総ての系列について計算し、この中で最小のものをデータ信号系列として出力する。上記計算には、一般的にビタビアルゴリズムが用いられる。

シンボル毎に信号検出を行うのではなく、Ｍシンボルに亘っての系列推定を行う理由は、シンボル毎の信号検出では、ｃ０とｃ１の値が近いときにｓ（ｎ）とｓ（ｎ−１）が区別できず検出精度が劣化するのに対し、系列推定では、複数シンボルに亘っての検出誤差の累積値を比較するため、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−１）の識別度が向上するからである。

最尤系列推定を行うことは、２シンボルの信号電力を用いて信号検出を行うことであり、両シンボルの信号電力を最大比合成する効果がある。合成器６出力のインパルス応答特性は、図７に示すようになり、人工的に生成した遅延波と主波を最尤系列推定によって合成する。２つのアンテナの受信電力間に相関がない場合は、効果的なスペースダイバーシチ利得が得られる。

本発明の特徴は、上述した通り、２つのアンテナの受信信号を、１シンボル長の時間差が有る状態で合成し、これに対して最尤系列推定を行うことにより、最尤系列推定等化器のパスダイバーシチと同様の効果でスペースダイバーシチ合成を行うことである。

尚、本実施形態では、２つのアンテナによるスペースダイバーシチ合成について記載したが、これを発展させて３つのアンテナを用いたスペースダイバーシチ合成も可能である。この場合、３つ目のアンテナには、２シンボル長分の遅延回路を挿入し、更に、伝送路推定回路も３タップとなり、レプリカ信号ｒ（ｎ）も、３シンボルｓ（ｎ）、ｓ（ｎ−１）及びｓ（ｎ−２）の全組合せの合計６４個となる。４以上のアンテナについても同様の考え方で拡張できる。

図８は、本発明の第２実施形態での無線通信装置のブロック図であり、（ａ）に示すスペースダイバーシチ構成の無線通信装置が送信する信号を、（ｂ）に示す無線通信装置が受信を行う。尚、同一構成要素には同一符号を使用して、詳細な説明は省略する。

図８（ａ）の無線通信装置は、トレーニング信号挿入回路１と、変調器２と、送信機３と、分配器１０と、遅延回路５と、アンテナ４１及び４２とを有する。トレーニング信号挿入回路１は、送信するデータ信号に対して、既知パターンのトレーニング信号を挿入する。分配器１０は、変調器２で変調され、送信機３で所定の無線周波数帯の信号に変換された信号を、２系統に分配し、一方の信号をアンテナ４１に出力し、他方の信号を遅延回路５に出力する。

遅延回路５は、入力信号を１シンボルだけ遅延させて、アンテナ４３に出力し、アンテナ４２及び４３は、それぞれ入力信号を無線信号として送信する。

図８（ｂ）の無線通信装置は、アンテナ４と、受信機７と、復調器８と、最尤系列推定器９とを有する。アンテナ４は、図８（ａ）に示す無線通信装置のアンテナ４１及び４２が送信した、両無線信号を受信して、受信信号を受信機７に出力する。その後、第１実施形態と同様、受信機７は、入力信号を中間周波数帯の信号へと周波数変換し、復調器８は、中間周波数帯の信号に変換された受信信号の復調を行い、最尤系列推定器９は、最尤系列推定により、データ信号系列を推定して出力する。第２実施形態でも、アンテナ４出力のインパルス応答特性は、図７と同様、主波と遅延波が存在し、最尤系列推定を行うことにより、２つの波を合成してスペースダイバーシチ構成を実現できる。

無線基地局が、複数の無線端末と通信を行う無線システムにおいて、無線基地局の受信側を図１（ｂ）の構成とし、無線基地局の送信側を図８（ａ）の構成とし、無線端末の受信側を図８（ｂ）の構成とし、無線端末の送信側を図１（ａ）の構成とすることで、無線基地局側においては、アンテナ数と同数の受信機を必要とはせず、無線端末側においては、アンテナ構成を小規模、つまり１つのアンテナにより、スペースダイバーシチを構成できる。また、本構成においては、従来技術とは異なり、無線基地局から無線端末方向でのダイバーシチ、即ち、送信ダイバーシチは、無線端末から無線基地局方向、即ち、受信ダイバーシチの処理に依存しない。

第２実施形態でも、第１実施形態と同様に、３以上のアンテナ構成に拡張可能である。

図９は、本発明の第３実施形態での無線通信装置のブロック図である。図９によると、無線通信装置は、アンテナ４１及び４２と、遅延回路５と、スイッチ１０及び１１と、合成器６と、受信機７と、復調器８と、最尤系列推定器９と、タイミング制御回路１２とを有する。

また、図１０に本実施形態で使用するトレーニング信号を示す。図１０によると、トレーニング信号は、それぞれが既知の系列である、第１トレーニング信号と、第２トレーニング信号から構成される。

アンテナ４１及び４２は、図１（ａ）に示す無線通信装置が送信した、図１０に示す無線信号を、それぞれ受信して、アンテナ４１は、受信信号をスイッチ１０に出力し、アンテナ４２は、受信信号を遅延回路５に出力し、遅延回路５は、入力信号を１シンボルだけ遅延させて、スイッチ１１に出力する。

スイッチ１０及び１１は、タイミング制御回路１２の制御に基づき、スイッチをＯＮ又はＯＦＦとし、ＯＮである間は合成器６に入力信号を出力し、ＯＦＦである間は出力を行わない。

タイミング制御回路１２は、復調器８の出力を入力とし、第１トレーニング信号と、第２トレーニング信号の受信タイミングを検出し、第１トレーニング信号を受信している間は、スイッチ１０をＯＮとし、スイッチ１１をＯＦＦに、第２トレーニング信号を受信している間は、スイッチ１０をＯＦＦとし、スイッチ１１をＯＮに、データ信号を受信している間は、スイッチ１０及び１１をＯＮとする。

タイミング制御回路１２の制御により、第１トレーニング信号を受信している間、最尤系列推定器９の伝送路推定回路９１は、アンテナ４１が受信し、主波に相当するタップ係数ｃ０のみを制御する。同様に、第２トレーニング信号を受信している間、最尤系列推定器９の伝送路推定回路９１は、アンテナ４２が受信し、遅延波に相当するタップ係数ｃ１のみを制御する。

上記構成により、最尤系列推定器９の伝送路推定回路９１は、タップ係数の制御を対応するアンテナからの受信信号のみを用いて実行でき、タップ係数制御の精度を向上させることができる。

図１１は、本発明の第４実施形態での無線通信装置のブロック図である。図１１によると、無線通信装置は、トレーニング信号挿入回路１と、変調器２と、送信機３と、分配器１０と、スイッチ１０及び１１と、遅延回路５と、アンテナ４１及び４２と、タイミング制御回路１２とを有する。トレーニング信号挿入回路１は、送信データに対して、図１０に示す、既知パターンである第１トレーニング信号と第２トレーニング信号を付加する。分配器１０は、変調器２で変調され、送信機３で所定の無線周波数帯の信号に変換された信号を、２系統に分配し、一方の信号をスイッチ１０に出力し、他方の信号をスイッチ１１に出力する。

タイミング制御回路１２は、トレーニング信号挿入回路１の出力を入力とし、第１トレーニング信号と、第２トレーニング信号の送信タイミングを検出し、第１トレーニング信号を送信している間は、スイッチ１０をＯＮとし、スイッチ１１をＯＦＦに、第２トレーニング信号を送信している間は、スイッチ１０をＯＦＦとし、スイッチ１１をＯＮに、データ信号を送信している間は、スイッチ１０及び１１をＯＮとする。

スイッチ１０は、タイミング制御回路１２の制御に基づき、スイッチがＯＮである間はアンテナ４１に入力信号を出力し、アンテナ４１は、入力信号を無線信号として送信し、スイッチ１１は、タイミング制御回路１２の制御に基づき、スイッチがＯＮである間は遅延回路５に入力信号を出力し、遅延回路５は、入力信号を１ビット遅延させた後、アンテナ４２に出力し、アンテナ４２は、入力信号を無線信号として送信する。

受信側のブロック図は、図８（ｂ）と同様であるが、最尤系列推定器９の伝送路推定回路９１は、アンテナ４１が送信した第１トレーニング信号を用いてタップ係数ｃ０を調整し、アンテナ４２が送信した第２トレーニング信号を用いてタップ係数ｃ１を調整する。よって、第３実施形態と同様、タップ係数の精度を向上できる。

第３及び第４実施形態でも、第１実施形態と同様に、３以上のアンテナ構成に拡張可能である。

本発明の第１実施形態での無線通信装置のブロック図である。 トレーニング信号を、送信データの前に付加した状態を示す図である。 最尤系列推定器のブロック図である。 伝送路推定回路のブロック図である。 ＱＰＳＫの送信シンボルを示す図である。 最尤系列推定を説明する図である。 合成器出力のインパルス応答特性を示す図である。 本発明の第２実施形態での無線通信装置のブロック図である。 本発明の第３実施形態での無線通信装置のブロック図である。 第３及び第４実施形態で使用するトレーニング信号を示す図である。 本発明の第４実施形態での無線通信装置のブロック図である。 従来技術による無線通信装置の受信側でのブロック図である。 従来技術による無線通信装置の送信側でのブロック図である。

符号の説明

１ トレーニング信号挿入回路
２、２７ 変調器
３、２９、３９ 送信機
４、２１、３１、４１、４２ アンテナ
５、９１０ 遅延回路
６、２４ 合成器
７、２２、３２ 受信機
８、２５ 復調器
９ 最尤系列推定器
１０、１１ スイッチ
１２ タイミング制御回路
２３ 移相器
２６ 位相検波比較回路
２８ 分配器
９１ 伝送路推定回路
９２ レプリカ生成回路
９３ ブランチメトリック生成回路
９４ 系列推定回路
９１１、９１２ 乗算器
９１３、９１４ 加算器
９１５ タップ係数制御回路

Claims (6)

1. データ信号と既知パターンであるトレーニング信号とを含む無線信号を受信する無線通信装置であって、
   第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナと、
   第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナが受信する信号を、ｋ−１シンボル長遅延させる遅延手段と、
   各アンテナが受信し、遅延手段により遅延させられたＮ個の信号を合成する合成手段と、
   合成後の信号を中間周波数帯の信号に変換する周波数変換手段と、
   前記中間周波数帯の信号を復調する復調手段と、
   復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定する最尤系列推定手段と、
   を有し、
   前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、
   前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の受信時には、第ｉのアンテナが受信する信号のみを合成手段の入力とし、データ信号の受信時には、全アンテナが受信する信号を合成手段の入力とするタイミング制御手段を有することを特徴とする無線通信装置。
2. データ信号に既知パターンであるトレーニング信号を挿入するトレーニング信号挿入手段と、
   トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調する変調手段と、
   変調後の信号を無線周波数帯の信号に変換する周波数変換手段と、
   周波数変換後の信号を第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の信号に分配する分配手段と、
   第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）の信号を、ｋ−１シンボル長遅延させる遅延手段と、
   遅延手段により遅延させられた第１から第Ｎの信号それぞれを無線信号として送信する第１から第Ｎのアンテナと、
   を有する無線通信装置であって、
   前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、
   前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の送信時には、第ｉの信号のみを第ｉのアンテナに出力し、データ信号の送信時には、第１から第Ｎの信号それぞれを、第１から第Ｎのアンテナに出力するタイミング制御手段を有することを特徴とする無線通信装置。
3. 請求項２に記載の無線通信装置が送信する無線信号を受信する無線通信装置であって、
   復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定する最尤系列推定手段を有することを特徴とする無線通信装置。
4. 前記最尤系列推定手段は、
   トレーニング信号受信時に、伝送路のインパルス応答特性を示すＮ個のタップ係数を求め、
   データ信号受信時に、前記タップ係数を用いて、最尤系列推定を行うことを特徴とする請求項１又は３に記載の無線通信装置。
5. ダイバーシチによる無線通信方法であって、
   データ信号に、既知パターンのトレーニング信号を挿入するステップと、
   トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調後に周波数変換し、無線信号として送信するステップと、
   前記無線信号を、第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナで受信し、第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナの出力信号をｋ−１シンボル長遅延させて合成部に入力し、前記合成部が入力信号を合成するステップと、
   前記合成後の信号を復調し、復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定するステップと、
   を有し、
   前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、
   前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の受信時には、第ｉのアンテナが受信する信号のみを前記合成部の入力とし、データ信号の受信時には、全アンテナが受信する信号を前記合成部の入力とすることを特徴とする無線通信方法。
6. ダイバーシチによる無線通信方法であって、
   データ信号に、既知パターンのトレーニング信号を挿入するステップと、
   トレーニング信号が挿入されたデータ信号を変調後に周波数変換し、第１から第Ｎ（Ｎは２以上の整数）の信号に分配するステップと、
   第ｋ（ｋは１以上Ｎ以下の整数）の信号を、ｋ−１シンボル長遅延させて無線信号として送信するステップと、
   前記無線信号を、１つのアンテナにより受信するステップと、
   受信信号を周波数変換して復調するステップと、
   復調後の信号に対して最尤系列推定を行い、データ信号を特定するステップと、
   を有し、
   前記トレーニング信号は、第１から第Ｎの区間を有し、
   前記トレーニング信号の第ｉ（ｉは１以上Ｎ以下の整数）の区間の送信時には、第ｉの信号のみを無線信号として送信し、データ信号の送信時には、第１から第Ｎの信号それぞれを、無線信号として送信することを特徴とする無線通信方法。

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