JPH09214369A - 無線受信機 - Google Patents
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- JPH09214369A JPH09214369A JP9007528A JP752897A JPH09214369A JP H09214369 A JPH09214369 A JP H09214369A JP 9007528 A JP9007528 A JP 9007528A JP 752897 A JP752897 A JP 752897A JP H09214369 A JPH09214369 A JP H09214369A
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04L25/00—Baseband systems
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- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成によりドップラー周波数偏移を修
正しうる無線受信機を得る。 【解決手段】 最も公算が大きいと推定される送信デー
タに対応する受信データＩ，Ｑの推定により推定信号Ｅ
Ｘn を発生し、推定信号が受信データに対し夫々同相又
は進んだ位相又は遅れた位相にあるときの分岐距離Ｂ
Ｍ，ＢＭ＋又はＢＭ−を検出し、これら分岐距離ＢＭ
＋，ＢＭ，ＢＭ−の比較結果に基き受信データの推定信
号からの位相差を検出し、位相差の検出結果に基き位相
差を修正することにより、受信データＩ，Ｑの位相差を
修正するようにした。
正しうる無線受信機を得る。 【解決手段】 最も公算が大きいと推定される送信デー
タに対応する受信データＩ，Ｑの推定により推定信号Ｅ
Ｘn を発生し、推定信号が受信データに対し夫々同相又
は進んだ位相又は遅れた位相にあるときの分岐距離Ｂ
Ｍ，ＢＭ＋又はＢＭ−を検出し、これら分岐距離ＢＭ
＋，ＢＭ，ＢＭ−の比較結果に基き受信データの推定信
号からの位相差を検出し、位相差の検出結果に基き位相
差を修正することにより、受信データＩ，Ｑの位相差を
修正するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信機に関
し、例えば、音声信号を符号化して送受信するデジタル
移動電話装置に好適なものである。
し、例えば、音声信号を符号化して送受信するデジタル
移動電話装置に好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、一種の無線電話であるデジタル移
動電話装置は、音声信号を符号化して送受信する時分割
多重方式により１つのチャネルを複数の端末が同時に使
用できるように設計されている。即ち、この種の端末
は、スイッチが入れられると、例えば１２４個の所定数
のチャネルの受信周波数を順次走査し、所定の周期（大
抵、１０又は１１フレームである。）でチャネル内に挿
入されているＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）を電／磁
界の強い方から順に探索し、該ＦＣＣＨを含むチャネル
を制御チャネルとして認識する。それから直ぐ、端末
は、自分が属する地域に割当てられた制御チャネルを検
出して受信する。
動電話装置は、音声信号を符号化して送受信する時分割
多重方式により１つのチャネルを複数の端末が同時に使
用できるように設計されている。即ち、この種の端末
は、スイッチが入れられると、例えば１２４個の所定数
のチャネルの受信周波数を順次走査し、所定の周期（大
抵、１０又は１１フレームである。）でチャネル内に挿
入されているＦＣＣＨ（周波数修正チャネル）を電／磁
界の強い方から順に探索し、該ＦＣＣＨを含むチャネル
を制御チャネルとして認識する。それから直ぐ、端末
は、自分が属する地域に割当てられた制御チャネルを検
出して受信する。
【０００３】制御チャネルは、各種の情報を送信するた
めのタイムスロットを形成し、それにより、デジタル移
動電話装置において、各端末が制御チャネルを受信し
て、制御チャネルを送っている基地局に関する情報、隣
接する基地局に関する情報、及び端末を呼出すための情
報などの情報を受取るように設計されている。
めのタイムスロットを形成し、それにより、デジタル移
動電話装置において、各端末が制御チャネルを受信し
て、制御チャネルを送っている基地局に関する情報、隣
接する基地局に関する情報、及び端末を呼出すための情
報などの情報を受取るように設計されている。
【０００４】この目的のために、端末は、このＦＣＣＨ
に基いて処理タイミングを修正する。ここに、ＦＣＣＨ
は、復号されると「０」値のデータが所定ビット数の間
にわたって継続するビットパターンで与えられている同
期信号である。デジタル移動電話装置では、そのビット
パターンを差分符号化したあとＧＭＳＫ（Gaussian fil
tered minimum shift keying）変調してから送信してい
る。
に基いて処理タイミングを修正する。ここに、ＦＣＣＨ
は、復号されると「０」値のデータが所定ビット数の間
にわたって継続するビットパターンで与えられている同
期信号である。デジタル移動電話装置では、そのビット
パターンを差分符号化したあとＧＭＳＫ（Gaussian fil
tered minimum shift keying）変調してから送信してい
る。
【０００５】即ち、デジタル移動電話は、このＦＣＣＨ
を検出し、その検出結果に基いて動作全体を大まかに同
期させている（即ち、フレーム同期）。この種の端末
は、フレーム同期が終わると、ＦＣＣＨに基いて基地局
に対する自己の内部クロックの周波数ずれを補正し、そ
れから所定の基準信号に基いて動作全体を正確に同期さ
せている。
を検出し、その検出結果に基いて動作全体を大まかに同
期させている（即ち、フレーム同期）。この種の端末
は、フレーム同期が終わると、ＦＣＣＨに基いて基地局
に対する自己の内部クロックの周波数ずれを補正し、そ
れから所定の基準信号に基いて動作全体を正確に同期さ
せている。
【０００６】こうして制御チャネルを受信する態勢が整
うと、端末は、自分に割当てられたタイムスロットを受
信することにより、基地局から送られる制御データを受
取り、必要に応じて送受信周波数を制御チャネルから通
話チャネルに切替える。そして、端末は、この通話チャ
ネルを用いて被呼局から又は被呼局へ音声信号を送受信
する。
うと、端末は、自分に割当てられたタイムスロットを受
信することにより、基地局から送られる制御データを受
取り、必要に応じて送受信周波数を制御チャネルから通
話チャネルに切替える。そして、端末は、この通話チャ
ネルを用いて被呼局から又は被呼局へ音声信号を送受信
する。
【０００７】今のところ、デジタル移動電話装置は、送
信すべきデータに誤り訂正コードを付加し、該データを
差分符号化及びＧＭＳＫ変調してから送出するように設
計され、これによって安定した通信が保証されている。
この種の端末は、自動車などに使用されることがあり、
そんな場合、端末は基地局に対して高速で移動すること
になる。
信すべきデータに誤り訂正コードを付加し、該データを
差分符号化及びＧＭＳＫ変調してから送出するように設
計され、これによって安定した通信が保証されている。
この種の端末は、自動車などに使用されることがあり、
そんな場合、端末は基地局に対して高速で移動すること
になる。
【０００８】この場合、端末局と基地局との間の相対的
移動速度を「ｖ」とし、デジタル移動電話の送信搬送周
波数を「λ」とすると、送受信信号は、次式で表される
如く周波数ｆdpだけドップラー偏移される。
移動速度を「ｖ」とし、デジタル移動電話の送信搬送周
波数を「λ」とすると、送受信信号は、次式で表される
如く周波数ｆdpだけドップラー偏移される。
【０００９】図１に示す如く、車内に端末をもつ移動局
が基地局に対してαの角度で動いているとすれば、
（１）式は次のように表される。
が基地局に対してαの角度で動いているとすれば、
（１）式は次のように表される。
【００１０】この場合、搬送周波数がデジタル移動電話
では約９５０ＭＨｚに選択されるので、端末が基地局に
対して毎時２５０ｋｍで動くとき、これらの値を（２）
式に入れると、受信信号は最大２２０Ｈｚだけ周波数が
ドップラー偏移されることが分かる。
では約９５０ＭＨｚに選択されるので、端末が基地局に
対して毎時２５０ｋｍで動くとき、これらの値を（２）
式に入れると、受信信号は最大２２０Ｈｚだけ周波数が
ドップラー偏移されることが分かる。
【００１１】かようなドップラー周波数偏移が搬送周波
数のずれとして端末に現れると、デジタル復調時の復号
効率の低下や端末全部に対するビット誤り率の悪化を生
じる。
数のずれとして端末に現れると、デジタル復調時の復号
効率の低下や端末全部に対するビット誤り率の悪化を生
じる。
【００１２】かかる場合、上述したＦＣＣＨに基いてド
ップラー偏移された搬送周波数を修正することが考えら
れる。しかし、ドップラー偏移の量は端末の移動速度に
応じて変わるので、制御チャネルに間欠的に挿入されて
いるＦＣＣＨに基いても、偏移量の変化に対して適切に
ドップラー偏移を修正することはできないであろう。
ップラー偏移された搬送周波数を修正することが考えら
れる。しかし、ドップラー偏移の量は端末の移動速度に
応じて変わるので、制御チャネルに間欠的に挿入されて
いるＦＣＣＨに基いても、偏移量の変化に対して適切に
ドップラー偏移を修正することはできないであろう。
【００１３】特に、端末が上記のように動いていると
き、その上フェージングが起きることが多い。かような
場合、受信信号のレベルと位相が同時に変化するので、
ドップラー偏移の修正は困難となる。
き、その上フェージングが起きることが多い。かような
場合、受信信号のレベルと位相が同時に変化するので、
ドップラー偏移の修正は困難となる。
【００１４】他方、受信したデータを所定メモリ手段に
記憶させ、その記憶データに基いて周波数偏移量を推定
し、その推定結果で周波数偏移を修正する方法が提案さ
れた（The Transactinons of IECE Japan, B-11, Vol.
J73-8-11, No. 11, pp.736−744, 1990 年11月）。この
方法は、全体の構成を複雑にするので、基地局には適用
できても、端末には適用が難しいという問題がある。
記憶させ、その記憶データに基いて周波数偏移量を推定
し、その推定結果で周波数偏移を修正する方法が提案さ
れた（The Transactinons of IECE Japan, B-11, Vol.
J73-8-11, No. 11, pp.736−744, 1990 年11月）。この
方法は、全体の構成を複雑にするので、基地局には適用
できても、端末には適用が難しいという問題がある。
【００１５】この理由により、デジタル移動電話装置で
は、搬送周波数の偏差が０．１ｐｐｍ（搬送周波数が９
５０ＭＨｚの場合、９５Ｈｚの周波数に相当する。）以
下であることが指定されている。周波数が上述の如く２
２０Ｈｚも大きくドップラー偏移すれば、ビット誤り率
が悪くなるのみならず、基地局との同期を達成すること
も難しくなる。
は、搬送周波数の偏差が０．１ｐｐｍ（搬送周波数が９
５０ＭＨｚの場合、９５Ｈｚの周波数に相当する。）以
下であることが指定されている。周波数が上述の如く２
２０Ｈｚも大きくドップラー偏移すれば、ビット誤り率
が悪くなるのみならず、基地局との同期を達成すること
も難しくなる。
【００１６】また、デジタル移動電話装置は、外部雑音
が小さい時にドップラー周波数偏移の影響が顕著になる
という特性をもっており、そのため、電／磁界の強さは
十分であるのに受信状態が悪いという奇妙な事態が発生
する。
が小さい時にドップラー周波数偏移の影響が顕著になる
という特性をもっており、そのため、電／磁界の強さは
十分であるのに受信状態が悪いという奇妙な事態が発生
する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上述した点に鑑み、本
発明は、簡単な構成でドップラー周波数偏移を修正する
ことができる無線受信機を提供しようとするものであ
る。
発明は、簡単な構成でドップラー周波数偏移を修正する
ことができる無線受信機を提供しようとするものであ
る。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の上述した課題及
び他の課題は、次の如き構成の無線受信機を提供するこ
とによって解決された。その無線受信機は、アンテナ
（２）を介して入力される所定の受信信号を受信し、無
線送信されるデータ（ｙ）を復号する無線受信機（１）
であって、上記受信信号を検波して基本帯域信号を発生
する検波手段（１５）と、上記基本帯域信号を所定周期
でサンプリングし、連続する受信データ（Ｉ，Ｑ）を該
サンプリング周期で順次出力するアナログ・デジタル変
換回路（１６）と、上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を順次入
力し、最も大きい公算を推定することによって上記送信
データ（ｙ）を復号する最大公算推定回路（２５）と、
上記送信データ（ｙ）に対応する上記受信データ（Ｉ，
Ｑ）を推定して推定信号（ＥＸn ）を発生し、且つ、該
推定信号（ＥＸn ）又は上記受信データ（Ｉ，Ｑ）から
所定量だけ移相された受信推定信号を発生する推定信号
発生回路（４１，４３，４４，４５，４７）と、上記受
信推定信号と上記受信データ（Ｉ，Ｑ）との間、又は上
記推定信号（ＥＸn ）と上記受信推定信号との間の分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、上記受信推定
信号の位相シフト０，＋Δ，又は−Δに対応して、上記
受信データ（Ｉ，Ｑ）が上記推定信号（ＥＸn ）と同相
のときは第１の分岐距離ＢＭを、上記推定信号（Ｅ
Ｘn ）が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対し進んだ位相に
あるときは第２の分岐距離ＢＭ＋を、また、上記推定信
号（ＥＸn ）が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対し遅れた
位相にあるときは第３の分岐距離ＢＭ−を検出する分岐
距離検出回路（４２）と、上記第１ないし第３の分岐距
離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−の比較結果に基いて、上記
受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの
位相差を検出し、この検出された位相差に基いて上記受
信データ（Ｉ，Ｑ）の位相差を修正する位相修正回路
（２６，４３，４４，４７）とを具えるものである。
び他の課題は、次の如き構成の無線受信機を提供するこ
とによって解決された。その無線受信機は、アンテナ
（２）を介して入力される所定の受信信号を受信し、無
線送信されるデータ（ｙ）を復号する無線受信機（１）
であって、上記受信信号を検波して基本帯域信号を発生
する検波手段（１５）と、上記基本帯域信号を所定周期
でサンプリングし、連続する受信データ（Ｉ，Ｑ）を該
サンプリング周期で順次出力するアナログ・デジタル変
換回路（１６）と、上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を順次入
力し、最も大きい公算を推定することによって上記送信
データ（ｙ）を復号する最大公算推定回路（２５）と、
上記送信データ（ｙ）に対応する上記受信データ（Ｉ，
Ｑ）を推定して推定信号（ＥＸn ）を発生し、且つ、該
推定信号（ＥＸn ）又は上記受信データ（Ｉ，Ｑ）から
所定量だけ移相された受信推定信号を発生する推定信号
発生回路（４１，４３，４４，４５，４７）と、上記受
信推定信号と上記受信データ（Ｉ，Ｑ）との間、又は上
記推定信号（ＥＸn ）と上記受信推定信号との間の分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、上記受信推定
信号の位相シフト０，＋Δ，又は−Δに対応して、上記
受信データ（Ｉ，Ｑ）が上記推定信号（ＥＸn ）と同相
のときは第１の分岐距離ＢＭを、上記推定信号（Ｅ
Ｘn ）が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対し進んだ位相に
あるときは第２の分岐距離ＢＭ＋を、また、上記推定信
号（ＥＸn ）が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対し遅れた
位相にあるときは第３の分岐距離ＢＭ−を検出する分岐
距離検出回路（４２）と、上記第１ないし第３の分岐距
離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−の比較結果に基いて、上記
受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの
位相差を検出し、この検出された位相差に基いて上記受
信データ（Ｉ，Ｑ）の位相差を修正する位相修正回路
（２６，４３，４４，４７）とを具えるものである。
【００１９】第２の発明では、上記推定信号発生回路
（４１，４３，４４，４５，４７）は上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記推定信号（ＥＸn ）を発
生し、上記分岐距離検出回路（４２）は、上記受信デー
タ（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記第１ないし第３分岐距
離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、上記位相修正回
路（２６，４３，４４，４７）は、上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の
位相差を修正している。
（４１，４３，４４，４５，４７）は上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記推定信号（ＥＸn ）を発
生し、上記分岐距離検出回路（４２）は、上記受信デー
タ（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記第１ないし第３分岐距
離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、上記位相修正回
路（２６，４３，４４，４７）は、上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の
位相差を修正している。
【００２０】また、第３の発明では、上記分岐距離検出
回路（４２，５１）は、各受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記
第１ないし第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を上
記受信データ（Ｉ，Ｑ）の所定サンプル数だけ累積し、
上記位相修正回路（２６，４３，４４，４７）は、上記
累積された第１ないし第３分岐距離に基き上記受信デー
タ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの位相差を
検出して、上記第１ないし第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，
及びＢＭ−の比較結果に基いて上記受信データ（Ｉ，
Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）の位相差を検出してい
る。
回路（４２，５１）は、各受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記
第１ないし第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を上
記受信データ（Ｉ，Ｑ）の所定サンプル数だけ累積し、
上記位相修正回路（２６，４３，４４，４７）は、上記
累積された第１ないし第３分岐距離に基き上記受信デー
タ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの位相差を
検出して、上記第１ないし第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，
及びＢＭ−の比較結果に基いて上記受信データ（Ｉ，
Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）の位相差を検出してい
る。
【００２１】また、第４の発明では、上記最大公算推定
回路（２５）は、ビタビ等化器（Viterbi equalizer)を
含んでいる。更に、第５の発明では、上記推定信号発生
回路（４１，４３，４４，４５，４７）は、ビタビ等化
器（２５）によって検出された最も確率が高い経路に対
応する上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を推定することによ
り、上記推定信号（ＥＸn ）を発生している。
回路（２５）は、ビタビ等化器（Viterbi equalizer)を
含んでいる。更に、第５の発明では、上記推定信号発生
回路（４１，４３，４４，４５，４７）は、ビタビ等化
器（２５）によって検出された最も確率が高い経路に対
応する上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を推定することによ
り、上記推定信号（ＥＸn ）を発生している。
【００２２】位相偏差は、次のように構成された最大公
算推定回路（２５）による推定結果を利用することによ
り、容易に検出することができる。その最大公算推定回
路（２５）は、最大公算順序推定される上記送信データ
（ｙ）に対応して上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を推定する
ことにより、上記推定信号（ＥＸn ）を発生し、上記受
信データ（Ｉ，Ｑ）が上記推定信号（ＥＸn ）と同相の
ときは第１分岐距離ＢＭを、上記推定信号（ＥＸn ）の
位相が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対して進んでいると
きは第２分岐距離ＢＭ＋を、また、上記推定信号（ＥＸ
n ）の位相が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対して遅れて
いるときは第３分岐距離ＢＭ−を検出し、上記第１ない
し第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−の比較結果に
基いて上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸ
n ）からの位相差を検出するよう構成されたものであ
る。
算推定回路（２５）による推定結果を利用することによ
り、容易に検出することができる。その最大公算推定回
路（２５）は、最大公算順序推定される上記送信データ
（ｙ）に対応して上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を推定する
ことにより、上記推定信号（ＥＸn ）を発生し、上記受
信データ（Ｉ，Ｑ）が上記推定信号（ＥＸn ）と同相の
ときは第１分岐距離ＢＭを、上記推定信号（ＥＸn ）の
位相が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対して進んでいると
きは第２分岐距離ＢＭ＋を、また、上記推定信号（ＥＸ
n ）の位相が上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対して遅れて
いるときは第３分岐距離ＢＭ−を検出し、上記第１ない
し第３分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−の比較結果に
基いて上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸ
n ）からの位相差を検出するよう構成されたものであ
る。
【００２３】こうすれば、受信データＩ及びＱのサンプ
ル毎に推定信号ＥＸn を発生し、第１ないし第３の分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出して、受信データ
Ｉ及びＱの位相差を修正することにより、ドップラー周
波数偏移を修正することが可能である。また、第１ない
し第３分岐距離の累積（加算）に基いて受信データＩ及
びＱの位相差を検出することにより、ノイズの影響を有
効に避けながらドップラー周波数偏移を修正することも
可能である。
ル毎に推定信号ＥＸn を発生し、第１ないし第３の分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出して、受信データ
Ｉ及びＱの位相差を修正することにより、ドップラー周
波数偏移を修正することが可能である。また、第１ない
し第３分岐距離の累積（加算）に基いて受信データＩ及
びＱの位相差を検出することにより、ノイズの影響を有
効に避けながらドップラー周波数偏移を修正することも
可能である。
【００２４】また、最大公算推定回路（２５）としてビ
タビ等化器を使用すれば、ドップラー周波数偏移を容易
に修正することができる。この場合、ビタビ等化器（２
５）によって検出される最も確率が高い経路に対応する
ように受信データＩ及びＱを推定して推定信号を発生す
れば、ビタビ等化器（２５）を有効に利用してドップラ
ー周波数偏移を修正することができる。
タビ等化器を使用すれば、ドップラー周波数偏移を容易
に修正することができる。この場合、ビタビ等化器（２
５）によって検出される最も確率が高い経路に対応する
ように受信データＩ及びＱを推定して推定信号を発生す
れば、ビタビ等化器（２５）を有効に利用してドップラ
ー周波数偏移を修正することができる。
【００２５】本発明によれば、このように最大公算推定
された送信データに対応する受信データの推定信号を発
生し、推定データが、受信データに対して夫々同相であ
るとき又は進んだ位相にあるとき又は遅れた位相にある
ときの分岐距離を検出し、この位相差検出の結果に基い
て位相差を修正することにより、ドップラー周波数偏移
を容易に修正しうる無線受信機を得ることができる。
された送信データに対応する受信データの推定信号を発
生し、推定データが、受信データに対して夫々同相であ
るとき又は進んだ位相にあるとき又は遅れた位相にある
ときの分岐距離を検出し、この位相差検出の結果に基い
て位相差を修正することにより、ドップラー周波数偏移
を容易に修正しうる無線受信機を得ることができる。
【００２６】本発明の特質、原理及び有用性は、次の詳
細な説明を添付図面と一緒に読めば、一層明らかとなる
であろう。なお、図面において、対応する部分には類似
の符号を付してある。
細な説明を添付図面と一緒に読めば、一層明らかとなる
であろう。なお、図面において、対応する部分には類似
の符号を付してある。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の好
適な実施態様を説明する。 （１）第１の実施態様 （１−１）この実施態様の一般的構成 図２は、本発明の第１の実施態様によるデジタル移動電
話の端末を示すブロック図である。図２において、１で
全体的に示したデジタル移動電話装置の端末は、基地局
から送出される送信信号をアンテナ２で受信し、この受
信信号をアンテナ接続デバイス（図示せず）を介して増
幅回路３に出力する。
適な実施態様を説明する。 （１）第１の実施態様 （１−１）この実施態様の一般的構成 図２は、本発明の第１の実施態様によるデジタル移動電
話の端末を示すブロック図である。図２において、１で
全体的に示したデジタル移動電話装置の端末は、基地局
から送出される送信信号をアンテナ２で受信し、この受
信信号をアンテナ接続デバイス（図示せず）を介して増
幅回路３に出力する。
【００２８】この場合、増幅回路３は、所定の利得で受
信信号を増幅してＲＦ処理回路（ＲＦプロセッサ）４に
出力する。ＲＦ処理回路４は、所定の局部発振信号を用
いて受信信号を周波数変換し、端末１は、局部発振信号
の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的
に受信するように構成される。
信信号を増幅してＲＦ処理回路（ＲＦプロセッサ）４に
出力する。ＲＦ処理回路４は、所定の局部発振信号を用
いて受信信号を周波数変換し、端末１は、局部発振信号
の周波数を切替えることにより所望のチャネルを選択的
に受信するように構成される。
【００２９】ＲＦ処理回路４はまた、周波数変換された
受信信号を直交検波して、受信信号の基準位相と同期し
ているＩ信号を復調すると共に、Ｑ信号を復調する。Ｒ
Ｆ処理回路は、自己内蔵のアナログ・デジタル変換回路
において、これらのＩ及びＱ信号を所定の周期でサンプ
リングしてデジタル値に変換する。
受信信号を直交検波して、受信信号の基準位相と同期し
ているＩ信号を復調すると共に、Ｑ信号を復調する。Ｒ
Ｆ処理回路は、自己内蔵のアナログ・デジタル変換回路
において、これらのＩ及びＱ信号を所定の周期でサンプ
リングしてデジタル値に変換する。
【００３０】こうして、端末１は、受信信号の基準位相
と対応する復調結果であるＩデータと、Ｑデータとを復
調し、これらのＩ及びＱデータをデータ処理回路５に供
給する。
と対応する復調結果であるＩデータと、Ｑデータとを復
調し、これらのＩ及びＱデータをデータ処理回路５に供
給する。
【００３１】データ処理回路５は、Ｉ及びＱデータを処
理するデジタル・プロセッサより成り、Ｉ及びＱデータ
から元の差分符号化データを復調するように設計されて
いる。その際、データ処理回路は、内蔵されたビタビ等
化器による波形等化及び歪み補正のあと差分符号化デー
タを出力し、フェージング及び多重経路（マルチパス）
の影響を軽減するようにしている。
理するデジタル・プロセッサより成り、Ｉ及びＱデータ
から元の差分符号化データを復調するように設計されて
いる。その際、データ処理回路は、内蔵されたビタビ等
化器による波形等化及び歪み補正のあと差分符号化デー
タを出力し、フェージング及び多重経路（マルチパス）
の影響を軽減するようにしている。
【００３２】その際、データ処理回路５はまた、Ｉ及び
Ｑデータを参照してＦＣＣＨを検出し、その検出結果に
基いて周波数誤差を検出する。この検出結果を、データ
処理回路５及び所定基準信号発生回路などの動作を制御
するための基準として使用し、それによって基地局との
フレーム同期を達成し、基地局に対する内部クロックの
周波数ずれを補正する。
Ｑデータを参照してＦＣＣＨを検出し、その検出結果に
基いて周波数誤差を検出する。この検出結果を、データ
処理回路５及び所定基準信号発生回路などの動作を制御
するための基準として使用し、それによって基地局との
フレーム同期を達成し、基地局に対する内部クロックの
周波数ずれを補正する。
【００３３】この処理の外に、データ処理回路５は、差
分符号化データを差分復号し、それから誤差の補正処理
をし、復号したデータを音声処理回路６又は中央処理ユ
ニット（ＣＰＵ）８に選択的に供給する。
分符号化データを差分復号し、それから誤差の補正処理
をし、復号したデータを音声処理回路６又は中央処理ユ
ニット（ＣＰＵ）８に選択的に供給する。
【００３４】ここで、音声処理回路６は、復号データを
音声伸長することにより音声データを復号し、内蔵され
たデジタル・アナログ変換回路によって音声データを音
声信号に変換する。音声処理回路６はまた、音声信号で
スピーカ７を駆動し、これにより、端末１は基地局から
送出される起呼者の音声信号を受信することができる。
音声伸長することにより音声データを復号し、内蔵され
たデジタル・アナログ変換回路によって音声データを音
声信号に変換する。音声処理回路６はまた、音声信号で
スピーカ７を駆動し、これにより、端末１は基地局から
送出される起呼者の音声信号を受信することができる。
【００３５】他方、中央処理ユニット８は、復号された
データに基いて基地局から送出される所定の情報を受信
し、その受信結果に基いて局部発振信号の周波数を切替
えるように設計されており、それによって送受信周波数
が所定の通話チャネルに切替えられ、また、端末１が所
定の通話チャネルを選択することにより音声信号を送受
信することができる。
データに基いて基地局から送出される所定の情報を受信
し、その受信結果に基いて局部発振信号の周波数を切替
えるように設計されており、それによって送受信周波数
が所定の通話チャネルに切替えられ、また、端末１が所
定の通話チャネルを選択することにより音声信号を送受
信することができる。
【００３６】一方、端末１の送信系は、マイクロホン９
から出力される音声信号を音声処理回路６で音声データ
に変換して音声圧縮を行う。
から出力される音声信号を音声処理回路６で音声データ
に変換して音声圧縮を行う。
【００３７】データ処理回路５は、音声処理回路６の出
力データに誤り訂正コードを加えて差分符号化を行うの
みならず、音声処理回路６からの出力の代わりに中央処
理ユニット８から出力される各種の制御コードに誤り訂
正コードを加えて差分符号化することも行う。
力データに誤り訂正コードを加えて差分符号化を行うの
みならず、音声処理回路６からの出力の代わりに中央処
理ユニット８から出力される各種の制御コードに誤り訂
正コードを加えて差分符号化することも行う。
【００３８】ＲＦ処理回路４は、データ処理回路５から
出力される差分符号化データをＧＭＳＫ変調して送信信
号を発生し、該送信信号を所定の周波数に周波数変換す
る。ＲＦ処理回路４は更に、周波数変換した送信信号を
増幅回路１０を介してアンテナ２に出力し、それによっ
て、端末１は、起呼者の音声信号又は起呼信号を基地局
に送信することができる。
出力される差分符号化データをＧＭＳＫ変調して送信信
号を発生し、該送信信号を所定の周波数に周波数変換す
る。ＲＦ処理回路４は更に、周波数変換した送信信号を
増幅回路１０を介してアンテナ２に出力し、それによっ
て、端末１は、起呼者の音声信号又は起呼信号を基地局
に送信することができる。
【００３９】このとき、端末１は、データ処理回路５に
よって検出された所定の検出結果に基いて、送受信のタ
イミングを切替える。よって、端末１は、時分割多重方
式を適用することにより、基地局から複数の端末１に送
信される信号から、自分に割当てられたタイムスロット
を選択して受信し、割当てられたタイムスロットを選択
的に使用して音声データなどを基地局に送信することが
できる。
よって検出された所定の検出結果に基いて、送受信のタ
イミングを切替える。よって、端末１は、時分割多重方
式を適用することにより、基地局から複数の端末１に送
信される信号から、自分に割当てられたタイムスロット
を選択して受信し、割当てられたタイムスロットを選択
的に使用して音声データなどを基地局に送信することが
できる。
【００４０】この目的のために、中央処理ユニット８
は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１３の作業領域
を確保しながら、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）１１に
記憶された処理プログラムを実行し、必要に応じて各回
路ブロックに制御コードを出力することにより、装置全
体の動作を制御する。例えば、表示／キー入力部１２の
所定の操作子を押すと、この操作に応答して起呼信号が
基地局に送出され、また、起呼信号が基地局から入って
くると、受信チャネルなどが切替えられる。
は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１３の作業領域
を確保しながら、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）１１に
記憶された処理プログラムを実行し、必要に応じて各回
路ブロックに制御コードを出力することにより、装置全
体の動作を制御する。例えば、表示／キー入力部１２の
所定の操作子を押すと、この操作に応答して起呼信号が
基地局に送出され、また、起呼信号が基地局から入って
くると、受信チャネルなどが切替えられる。
【００４１】（１−２）入力データの処理 ここで、端末１は、基地局から送信される信号を図３に
示す如き受信系で受信する。即ち、端末１のＲＦ処理回
路４は、セレクタ回路（ＲＦ）、中間周波回路（ＩＦ）
及び検波回路（ＤＥＴ）（これら全体を符号１５で示
す。）並びにアナログ・デジタル変換回路１６より成
り、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱデー
タを発生する。
示す如き受信系で受信する。即ち、端末１のＲＦ処理回
路４は、セレクタ回路（ＲＦ）、中間周波回路（ＩＦ）
及び検波回路（ＤＥＴ）（これら全体を符号１５で示
す。）並びにアナログ・デジタル変換回路１６より成
り、アナログ・デジタル変換回路１６は、Ｉ及びＱデー
タを発生する。
【００４２】一方、データ処理回路５は、内蔵された復
調器（ＤＥＭＯＤ）及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）（これらを符号１７で示す。）で、Ｉ及びＱデータ
を元のデータストリームに復号する。
調器（ＤＥＭＯＤ）及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）（これらを符号１７で示す。）で、Ｉ及びＱデータ
を元のデータストリームに復号する。
【００４３】その際、デジタル信号プロセッサは、Ｉ及
びＱデータに基いてＦＣＣＨを検出し、受信信号の等化
及び復号されたデータストリームに対する誤り訂正を行
う。
びＱデータに基いてＦＣＣＨを検出し、受信信号の等化
及び復号されたデータストリームに対する誤り訂正を行
う。
【００４４】他方、音声処理回路６は、音声データを処
理するデジタル信号プロセッサ（ＶＯＩＣＥ ＤＳＰ）
より成り、データ処理回路５からの出力データをデータ
伸長し、音声圧縮された送信データを音声伸長し、元の
データストリームに変換する。該データストリームは、
アナログ信号に変換されてスピーカ７を駆動する。
理するデジタル信号プロセッサ（ＶＯＩＣＥ ＤＳＰ）
より成り、データ処理回路５からの出力データをデータ
伸長し、音声圧縮された送信データを音声伸長し、元の
データストリームに変換する。該データストリームは、
アナログ信号に変換されてスピーカ７を駆動する。
【００４５】（１−３）等化器 このように受信されたデータを処理するとき、データ処
理回路５は、内蔵されたビタビ等化器（Viterbi equali
zer)においてビタビ・アルゴリズムを適用することによ
り、Ｉ及びＱデータを差分符号化されたデータｙに変換
する。即ち、図４に示す如く、等化器２５は、移相器２
６を介してＩ及びＱデータを分岐距離（ＢＭ）計算回路
３１に入力し、そこで、Ｉ及びＱデータから分岐距離Ｂ
Ｍ（branch metric)を発生する（後述参照）。
理回路５は、内蔵されたビタビ等化器（Viterbi equali
zer)においてビタビ・アルゴリズムを適用することによ
り、Ｉ及びＱデータを差分符号化されたデータｙに変換
する。即ち、図４に示す如く、等化器２５は、移相器２
６を介してＩ及びＱデータを分岐距離（ＢＭ）計算回路
３１に入力し、そこで、Ｉ及びＱデータから分岐距離Ｂ
Ｍ（branch metric)を発生する（後述参照）。
【００４６】ＡＣＳ（加算・比較・選択）計算回路３２
は、各経路に対する分岐距離を累積して状態距離（stat
e metric）を発生し、この状態距離の比較結果に基いて
差分符号化データｙの経路（a path）を選択する。
は、各経路に対する分岐距離を累積して状態距離（stat
e metric）を発生し、この状態距離の比較結果に基いて
差分符号化データｙの経路（a path）を選択する。
【００４７】この場合、ビタビ等化器２５は、差分符号
化データｙの状態（経路）を３２個の状態に設定し、そ
の送信経路を送信経路推定器３６で推定し、受信信号推
定回路３７で各状態に対応するＩ及びＱデータの推定信
号を発生する。
化データｙの状態（経路）を３２個の状態に設定し、そ
の送信経路を送信経路推定器３６で推定し、受信信号推
定回路３７で各状態に対応するＩ及びＱデータの推定信
号を発生する。
【００４８】これにより、分岐距離計算回路３１は、各
推定信号Ｅn （ＥＩn ，ＥＱn ）とそれに対応するＩ及
びＱデータ（Ｉn ，Ｑn ）との間を結ぶ次式を計算し
て、各状態に対する分岐距離ＢＭを検出する。 ＢＭ＝（Ｉn −ＥＩn )2＋（Ｑn −ＥＱn )2 ‥‥‥ （３）
推定信号Ｅn （ＥＩn ，ＥＱn ）とそれに対応するＩ及
びＱデータ（Ｉn ，Ｑn ）との間を結ぶ次式を計算し
て、各状態に対する分岐距離ＢＭを検出する。 ＢＭ＝（Ｉn −ＥＩn )2＋（Ｑn −ＥＱn )2 ‥‥‥ （３）
【００４９】一方、ＡＣＳ計算回路３２は、状態距離メ
モリ３３に記憶された現在状態から３２の状態に対応し
て分岐距離ＢＭを累積加算し、現在状態から３２の状態
への各経路に対する分岐距離ＢＭを累積することによ
り、状態距離を発生する。
モリ３３に記憶された現在状態から３２の状態に対応し
て分岐距離ＢＭを累積加算し、現在状態から３２の状態
への各経路に対する分岐距離ＢＭを累積することによ
り、状態距離を発生する。
【００５０】ＡＣＳ計算回路３２はまた、こうして発生
した各状態距離について値が小さい方の状態距離を選択
する。こうして、ＡＣＳ計算回路３２は、検出した経路
にあとの状態を合せ、検出した状態距離をまた状態距離
メモリ３３に記憶させる。
した各状態距離について値が小さい方の状態距離を選択
する。こうして、ＡＣＳ計算回路３２は、検出した経路
にあとの状態を合せ、検出した状態距離をまた状態距離
メモリ３３に記憶させる。
【００５１】こうして、ビタビ等化器２５は、この処理
手順を繰返すことにより、順次入力されるＩ及びＱデー
タに対する最も確率が高い経路を順次選択し、選択した
経路を、この適切な経路に対する状態距離と一緒に経路
メモリ３４に記憶させる。
手順を繰返すことにより、順次入力されるＩ及びＱデー
タに対する最も確率が高い経路を順次選択し、選択した
経路を、この適切な経路に対する状態距離と一緒に経路
メモリ３４に記憶させる。
【００５２】等化器２５はまた、経路メモリ３４に記憶
された経路選択の結果に基いて、最大公算決定回路３５
で差分符号化データｙの信頼性及びぼんやりした（sof
t）決定レベルを設定し、それにより、最大公算順次推
定のアルゴリズムを適用して信号が復調される。
された経路選択の結果に基いて、最大公算決定回路３５
で差分符号化データｙの信頼性及びぼんやりした（sof
t）決定レベルを設定し、それにより、最大公算順次推
定のアルゴリズムを適用して信号が復調される。
【００５３】処理手順の中で、データ処理回路５は、ド
ップラー修正回路４０を用いてドップラー周波数偏移を
推定し、その推定結果に基いて次の入力Ｉ及びＱデータ
の位相を修正することにより、ドップラー周波数偏移を
修正する。
ップラー修正回路４０を用いてドップラー周波数偏移を
推定し、その推定結果に基いて次の入力Ｉ及びＱデータ
の位相を修正することにより、ドップラー周波数偏移を
修正する。
【００５４】即ち、図５に示す如く、ドップラー修正回
路４０は、ビタビ等化器２５によって検出された状態情
報ＳＴ（即ち、経路選択の結果から導出される状態を表
す。）を受信信号推定回路４１に入力し、そこで、この
状態に対応するＩ及びＱデータの推定信号が発生され
る。
路４０は、ビタビ等化器２５によって検出された状態情
報ＳＴ（即ち、経路選択の結果から導出される状態を表
す。）を受信信号推定回路４１に入力し、そこで、この
状態に対応するＩ及びＱデータの推定信号が発生され
る。
【００５５】分岐距離計算回路４２は、この推定信号と
ＩＱデータとの間でＩ及びＱデータが正側又は負側に移
相している場合に、夫々分岐距離ＢＭ＋及びＢＭ−を発
生し、ビタビ等化器２５により検出された分岐距離ＢＭ
及びこの分岐距離ＢＭ＋又はＢＭ−を次のセレクタ回路
４３に出力する。
ＩＱデータとの間でＩ及びＱデータが正側又は負側に移
相している場合に、夫々分岐距離ＢＭ＋及びＢＭ−を発
生し、ビタビ等化器２５により検出された分岐距離ＢＭ
及びこの分岐距離ＢＭ＋又はＢＭ−を次のセレクタ回路
４３に出力する。
【００５６】即ち、ドップラー修正回路４０は、ビタビ
等化器２５によって最大可能性が推定された状態から更
に位相が変化している場合に分岐距離ＢＭ＋及びＢ−
を、位相が変化していない場合には分岐距離ＢＭを検出
するように設計される。
等化器２５によって最大可能性が推定された状態から更
に位相が変化している場合に分岐距離ＢＭ＋及びＢ−
を、位相が変化していない場合には分岐距離ＢＭを検出
するように設計される。
【００５７】この場合、セレクタ回路４３は、接点を順
次切替えることにより、予め定めた位相データ＋Δ，
０，及び−Δを選択して出力する。加算回路４４は、こ
の位相データθを前回の位相誤差φに加算して、位相誤
差φを作る。
次切替えることにより、予め定めた位相データ＋Δ，
０，及び−Δを選択して出力する。加算回路４４は、こ
の位相データθを前回の位相誤差φに加算して、位相誤
差φを作る。
【００５８】乗算回路４５は、この位相誤差φとＩ及び
Ｑデータとの間で乗算を行い、次式で表される計算を実
行する。 こうして、乗算回路４５は、前回の位相誤差φだけＩ，
Ｑデータが位相変化した第１のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及び
Ｑn と、Ｉn 及びＱn から進む側に位相差Δだけ第１の
Ｉ，Ｑデータが変位した第２のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及び
Ｑn と、Ｉn 及びＱn から遅れる側に位相差Δだけ第１
のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及びＱn が変位した第３のＩ，Ｑ
データ、Ｉn 及びＱn とを発生する。
Ｑデータとの間で乗算を行い、次式で表される計算を実
行する。 こうして、乗算回路４５は、前回の位相誤差φだけＩ，
Ｑデータが位相変化した第１のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及び
Ｑn と、Ｉn 及びＱn から進む側に位相差Δだけ第１の
Ｉ，Ｑデータが変位した第２のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及び
Ｑn と、Ｉn 及びＱn から遅れる側に位相差Δだけ第１
のＩ，Ｑデータ、Ｉn 及びＱn が変位した第３のＩ，Ｑ
データ、Ｉn 及びＱn とを発生する。
【００５９】分岐距離計算回路４２は、第２及び第３の
Ｉ，Ｑデータ、Ｉn 及びＱn と受信信号推定回路４１か
ら出力される推定信号との間で（３）式を計算すること
により（この場合、推定信号はＥＩn 及びＥＱn に対応
する。）、Ｉ及びＱデータが進む側及び遅れる側に夫々
移相される場合に、分岐距離ＢＭ＋及びＢＭ−を発生す
る。
Ｉ，Ｑデータ、Ｉn 及びＱn と受信信号推定回路４１か
ら出力される推定信号との間で（３）式を計算すること
により（この場合、推定信号はＥＩn 及びＥＱn に対応
する。）、Ｉ及びＱデータが進む側及び遅れる側に夫々
移相される場合に、分岐距離ＢＭ＋及びＢＭ−を発生す
る。
【００６０】更に、この場合、分岐距離計算回路４２
は、ビタビ等化器によって検出された分岐距離ＢＭを利
用し、位相がシフトされないときの分岐距離ＢＭとして
この分岐距離をセレクタ回路４３に出力する。こうすれ
ば、全体の計算が簡単になる。
は、ビタビ等化器によって検出された分岐距離ＢＭを利
用し、位相がシフトされないときの分岐距離ＢＭとして
この分岐距離をセレクタ回路４３に出力する。こうすれ
ば、全体の計算が簡単になる。
【００６１】セレクタ回路４３は、３つの分岐距離ＢＭ
＋，ＢＭ，及びＢＭ−から値の最も小さいものを選び、
その選んだ分岐距離に対応する位相データθを選択的に
出力する。
＋，ＢＭ，及びＢＭ−から値の最も小さいものを選び、
その選んだ分岐距離に対応する位相データθを選択的に
出力する。
【００６２】即ち、推定信号とＩ及びＱデータとの間の
距離が短いとき、分岐距離の値はそれだけ小さくなるの
で、そのＩ及びＱデータはそれだけ確率が高くなる。つ
まり、＋Δ，０，及び−Δだけ移相されたＩ，Ｑデータ
と推定信号とで得られる分岐距離のうち、移相後推定信
号に対し最小距離をもつＩ及びＱデータに対応する分岐
距離が、最小の値をもつことになる。
距離が短いとき、分岐距離の値はそれだけ小さくなるの
で、そのＩ及びＱデータはそれだけ確率が高くなる。つ
まり、＋Δ，０，及び−Δだけ移相されたＩ，Ｑデータ
と推定信号とで得られる分岐距離のうち、移相後推定信
号に対し最小距離をもつＩ及びＱデータに対応する分岐
距離が、最小の値をもつことになる。
【００６３】よって、最小値をもつ分岐距離に対応する
位相差だけＩ及びＱデータを位相回転すれば、上記の位
相差を修正することができる。したがって、この処理を
連続するＩ及びＱデータに順次繰返すことにより、連続
的に変化する位相差を容易に修正でき、それにより、ド
ップラー偏移も修正できることが認められる。
位相差だけＩ及びＱデータを位相回転すれば、上記の位
相差を修正することができる。したがって、この処理を
連続するＩ及びＱデータに順次繰返すことにより、連続
的に変化する位相差を容易に修正でき、それにより、ド
ップラー偏移も修正できることが認められる。
【００６４】また、ドップラー周波数偏移の外に、例え
ば内部クロックに基地局に対する周波数偏差があって
も、これを容易に修正できることが認められる。
ば内部クロックに基地局に対する周波数偏差があって
も、これを容易に修正できることが認められる。
【００６５】即ち、加算回路４４は、セレクタ回路４３
から選択的に出力される位相データθを位相差φに加算
して移相器２６に出力し、移相器２６は、この位相デー
タθを用いて次のＩ及びＱデータＸn+1 に対し（４）式
の計算を行い、その位相差を修正する。
から選択的に出力される位相データθを位相差φに加算
して移相器２６に出力し、移相器２６は、この位相デー
タθを用いて次のＩ及びＱデータＸn+1 に対し（４）式
の計算を行い、その位相差を修正する。
【００６６】こうして、データ処理回路５は、ビタビ等
化器で次のＩ，ＱデータＸn+1 に対し最大公算順序推定
を行って、状態及び分岐距離を検出する。ドップラー修
正回路４０は、この検出結果に基いてＩ及びＱデータＸ
n+1 の位相差φを検出する。この位相差は、これら一連
の処理を繰返して順次修正を行うことにより、ビット毎
に検出される。
化器で次のＩ，ＱデータＸn+1 に対し最大公算順序推定
を行って、状態及び分岐距離を検出する。ドップラー修
正回路４０は、この検出結果に基いてＩ及びＱデータＸ
n+1 の位相差φを検出する。この位相差は、これら一連
の処理を繰返して順次修正を行うことにより、ビット毎
に検出される。
【００６７】この実施態様では、移相器２６は、ＦＣＣ
Ｈに基いて周波数誤差を修正するのにも使えるように設
計される。こうして、データ処理回路は、この移相器２
６を共用することにより、装置全体を簡略化するよう設
計される。
Ｈに基いて周波数誤差を修正するのにも使えるように設
計される。こうして、データ処理回路は、この移相器２
６を共用することにより、装置全体を簡略化するよう設
計される。
【００６８】遅延回路（Ｄ）４７は、移相器２６へ供給
される位相データθを１サンプリング周期だけ遅らせ、
それを加算回路４４に出力し、これにより、前回の位相
差φを次のＩ及びＱデータの位相データθに加算する。
される位相データθを１サンプリング周期だけ遅らせ、
それを加算回路４４に出力し、これにより、前回の位相
差φを次のＩ及びＱデータの位相データθに加算する。
【００６９】このようにして、端末１は、ビタビ等化器
２５の処理結果を有効に利用することにより、ドップラ
ー周波数偏移を容易に修正するので、簡単な構成でドッ
プラー周波数偏移を修正でき、それだけ電力消費の増加
が有効に回避される。また、ビット誤り率が改善される
ので、次の復号処理において復号が能率よく行われる。
２５の処理結果を有効に利用することにより、ドップラ
ー周波数偏移を容易に修正するので、簡単な構成でドッ
プラー周波数偏移を修正でき、それだけ電力消費の増加
が有効に回避される。また、ビット誤り率が改善される
ので、次の復号処理において復号が能率よく行われる。
【００７０】実際に、図６に示す如く、シミュレーショ
ンによりビット誤り率ＢＥＲがよくなることが判明し
た。端末１が郊外において２５０ｋｍ／ｈの速度で移動
した場合のフェージングのシュミレーションにより、ノ
イズが少なかった場合、即ちＥｂ／ＮＯが大きかった場
合に、能率が著しく改善されることが認められた。
ンによりビット誤り率ＢＥＲがよくなることが判明し
た。端末１が郊外において２５０ｋｍ／ｈの速度で移動
した場合のフェージングのシュミレーションにより、ノ
イズが少なかった場合、即ちＥｂ／ＮＯが大きかった場
合に、能率が著しく改善されることが認められた。
【００７１】（１−４）この実施態様の利点 上述の構成によれば、ビタビ等化器の検出結果に基いて
位相差の分岐距離を検出し、その検出結果に基いて位相
差を修正し、すべてのＩ及びＱデータに対して該処理手
順を繰返すことにより、ドップラー周波数偏移を修正す
ることができる。
位相差の分岐距離を検出し、その検出結果に基いて位相
差を修正し、すべてのＩ及びＱデータに対して該処理手
順を繰返すことにより、ドップラー周波数偏移を修正す
ることができる。
【００７２】（２）第２の実施態様 この実施態様では、ドップラー周波数偏移は、図７に示
すドップラー修正回路５０によって修正される。即ち、
ドップラー修正回路５０では、分岐距離計算回路４２と
セレクタ回路４３との間に平均回路５１が挿入される。
平均回路５１は、各分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−
を所定サンプル数の間加算する。
すドップラー修正回路５０によって修正される。即ち、
ドップラー修正回路５０では、分岐距離計算回路４２と
セレクタ回路４３との間に平均回路５１が挿入される。
平均回路５１は、各分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−
を所定サンプル数の間加算する。
【００７３】こうして、平均回路５１は、この加算結果
をセレクタ回路４３に供給し、セレクタ回路は、最小値
をもつ加算結果を選択し、対応する位相データ＋Δ，
０，又は−Δを選択的に出力する。即ち、ドップラー修
正回路５０は、分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を平
均化して位相差を検出するので、ノイズなどの影響を有
効に避けながら、ドップラー周波数偏移を確実に修正す
ることができる。また、処理の全体量を平均化の量だけ
減らすことができる。
をセレクタ回路４３に供給し、セレクタ回路は、最小値
をもつ加算結果を選択し、対応する位相データ＋Δ，
０，又は−Δを選択的に出力する。即ち、ドップラー修
正回路５０は、分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を平
均化して位相差を検出するので、ノイズなどの影響を有
効に避けながら、ドップラー周波数偏移を確実に修正す
ることができる。また、処理の全体量を平均化の量だけ
減らすことができる。
【００７４】図７に示す構成によれば、位相に偏差があ
るとき、分岐距離を平均した結果に基き位相差を修正す
るようにしても、第１実施態様により得られた効果と類
似の効果を得ることができる。また、ノイズなどの影響
を有効に避けながら、ドップラー周波数偏移を確実に修
正することができる。
るとき、分岐距離を平均した結果に基き位相差を修正す
るようにしても、第１実施態様により得られた効果と類
似の効果を得ることができる。また、ノイズなどの影響
を有効に避けながら、ドップラー周波数偏移を確実に修
正することができる。
【００７５】（３）第３の実施態様 この実施態様では、ドップラー周波数偏移は、データ処
理回路５に組込んだデジタル信号プロセッサで図８に示
す処理手順を繰返すことによって修正する。この場合、
デジタル信号プロセッサはまず、この修正に必要な変数
を設定してから処理手順を開始する。
理回路５に組込んだデジタル信号プロセッサで図８に示
す処理手順を繰返すことによって修正する。この場合、
デジタル信号プロセッサはまず、この修正に必要な変数
を設定してから処理手順を開始する。
【００７６】即ち、デジタル信号プロセッサは、ステッ
プＳＰ１からステップＳＰ２に入り、位相データ＋Δ，
０，−Δを夫々の前回の位相誤差φに加算して、３つの
異なる位相誤差φを作る。それから、デジタル信号プロ
セッサは、ステップＳＰ３に進んでビタビ等化器により
決定される状態を検出した後、次のステップＳＰ４でこ
の状態及び３つの位相誤差φから推定信号Ｅn を発生す
る。
プＳＰ１からステップＳＰ２に入り、位相データ＋Δ，
０，−Δを夫々の前回の位相誤差φに加算して、３つの
異なる位相誤差φを作る。それから、デジタル信号プロ
セッサは、ステップＳＰ３に進んでビタビ等化器により
決定される状態を検出した後、次のステップＳＰ４でこ
の状態及び３つの位相誤差φから推定信号Ｅn を発生す
る。
【００７７】そして、次のステップＳＰ６で、デジタル
信号プロセッサは、推定信号Ｅn のすべてに対する分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を発生し、次のステップ
ＳＰ７で、最小値をもつ分岐距離を検出する。デジタル
信号プロセッサは、検出された分岐距離から対応する位
相差を検出し、次のステップＳＰ８で、この位相差をも
つＩ及びＱデータＸn+1 を修正し、ステップＳＰ９に進
んで処理手順を終了する。
信号プロセッサは、推定信号Ｅn のすべてに対する分岐
距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を発生し、次のステップ
ＳＰ７で、最小値をもつ分岐距離を検出する。デジタル
信号プロセッサは、検出された分岐距離から対応する位
相差を検出し、次のステップＳＰ８で、この位相差をも
つＩ及びＱデータＸn+1 を修正し、ステップＳＰ９に進
んで処理手順を終了する。
【００７８】図８に示す処理手順を、必要に応じて、ビ
タビ等化器による処理に対しサブルーチン・プログラム
を用いて実行し、デジタル信号プロセッサが簡単なプロ
グラムでドップラー周波数偏移を修正できるようにして
もよい。
タビ等化器による処理に対しサブルーチン・プログラム
を用いて実行し、デジタル信号プロセッサが簡単なプロ
グラムでドップラー周波数偏移を修正できるようにして
もよい。
【００７９】図８に示す構成によれば、位相にずれがあ
るとき、分岐距離を計算で得て位相差を修正するように
しても、第１実施態様によって得られる効果と類似の効
果を得ることができる。
るとき、分岐距離を計算で得て位相差を修正するように
しても、第１実施態様によって得られる効果と類似の効
果を得ることができる。
【００８０】（４）他の実施態様 上述した実施態様は、ビタビ等化器を応用して最大公算
を推定する場合について述べたものであるが、本発明
は、かかる場合に限定されるものではなく、種々の最大
公算推定アルゴリズムを適用して波形を等化する場合に
も、広く適用できるものである。
を推定する場合について述べたものであるが、本発明
は、かかる場合に限定されるものではなく、種々の最大
公算推定アルゴリズムを適用して波形を等化する場合に
も、広く適用できるものである。
【００８１】また、上述の実施態様は、等化器２５の出
力データを更に差分符号化して復号を行う場合について
述べたものであるが、本発明は、かような場合に限られ
るものではなく、上記の出力データを直接出力する場合
にも、広く適用できるものである。
力データを更に差分符号化して復号を行う場合について
述べたものであるが、本発明は、かような場合に限られ
るものではなく、上記の出力データを直接出力する場合
にも、広く適用できるものである。
【００８２】更に、上述の実施態様は、乗算回路４５で
Ｉ及びＱデータを位相シフトすることにより、分岐距離
を検出する場合について述べたが、本発明は、かかる場
合に限定されるものではなく、Ｉ及びＱデータの代わり
に推定信号ＥＸn を移相することにより、分岐距離を検
出してもよい。
Ｉ及びＱデータを位相シフトすることにより、分岐距離
を検出する場合について述べたが、本発明は、かかる場
合に限定されるものではなく、Ｉ及びＱデータの代わり
に推定信号ＥＸn を移相することにより、分岐距離を検
出してもよい。
【００８３】また、上述の実施態様は、（４）式を計算
して分岐距離を求める場合について述べたが、本発明
は、かような場合に限られるものではなく、（４）式の
代わりに次式を計算することにより、分岐距離ＢＭを求
めてもよい。 ＢＭ＝｜Ｉn −ＥＩn ｜＋｜Ｑn −ＥＱn ｜ ‥‥‥ （５）
して分岐距離を求める場合について述べたが、本発明
は、かような場合に限られるものではなく、（４）式の
代わりに次式を計算することにより、分岐距離ＢＭを求
めてもよい。 ＢＭ＝｜Ｉn −ＥＩn ｜＋｜Ｑn −ＥＱn ｜ ‥‥‥ （５）
【００８４】かような構成にすれば、（４）式により自
乗の和を求める場合に比し容易に分岐距離を求めうるの
で、処理全体を簡略化することができる。
乗の和を求める場合に比し容易に分岐距離を求めうるの
で、処理全体を簡略化することができる。
【００８５】更に、上述の実施態様は、ドップラー修正
処理をビット毎に実行する場合について述べたが、本発
明は、これに限定されることなく、数ビットの間隔でド
ップラー修正を実行してもよい。これに関連して、この
ように数ビットの間隔でドップラー修正を実行する場
合、本発明は、期間内のΔθを合算することにより平均
してもよい。それにより、上述の実施態様と同じ効果を
実現することができる。
処理をビット毎に実行する場合について述べたが、本発
明は、これに限定されることなく、数ビットの間隔でド
ップラー修正を実行してもよい。これに関連して、この
ように数ビットの間隔でドップラー修正を実行する場
合、本発明は、期間内のΔθを合算することにより平均
してもよい。それにより、上述の実施態様と同じ効果を
実現することができる。
【００８６】上述の実施態様はまた、差分符号化データ
ｙの状態を３２個の状態に設定した場合について述べた
が、本発明は、かかる場合に限ることなく、必要に応
じ、上記状態を種々の値に設定して復調を行う場合に
も、広く適用できるものである。
ｙの状態を３２個の状態に設定した場合について述べた
が、本発明は、かかる場合に限ることなく、必要に応
じ、上記状態を種々の値に設定して復調を行う場合に
も、広く適用できるものである。
【００８７】上述の実施態様は更に、位相差がない場
合、位相が進む方にずれている場合、及び位相が遅れる
方にずれている場合に対して分岐距離を検出する場合に
ついて述べたが、本発明は、かような場合に限定される
ものではなく、必要に応じ、更に移相量を細かく分けて
分岐距離を検出してもよい。
合、位相が進む方にずれている場合、及び位相が遅れる
方にずれている場合に対して分岐距離を検出する場合に
ついて述べたが、本発明は、かような場合に限定される
ものではなく、必要に応じ、更に移相量を細かく分けて
分岐距離を検出してもよい。
【００８８】上述の実施態様はまた、本発明をデジタル
移動電話装置の端末に実施した場合について述べたが、
本発明は、差分符号化されたデータを送信する無線装
置、記録／再生装置より成る送信路を用いて所望のデー
タを復号する再生装置などに広く適用できるものであ
る。
移動電話装置の端末に実施した場合について述べたが、
本発明は、差分符号化されたデータを送信する無線装
置、記録／再生装置より成る送信路を用いて所望のデー
タを復号する再生装置などに広く適用できるものであ
る。
【００８９】以上、本発明の好適な実施態様を説明した
が、当業者には、本発明の特許請求の範囲内においてこ
れらに種々の変更及び変形を施しうることは明らかであ
ろう。
が、当業者には、本発明の特許請求の範囲内においてこ
れらに種々の変更及び変形を施しうることは明らかであ
ろう。
【００９０】
【発明の効果】本発明の効果については、これまで既に
繰返し述べてきたので、重複記載を省略する。
繰返し述べてきたので、重複記載を省略する。
【図１】ドップラー周波数偏移についての説明図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１の実施態様によるデジタル移動電
話の端末を示すブロック図である。
話の端末を示すブロック図である。
【図３】図２の端末の受信系を示すブロック図である。
【図４】図２の端末のデータ処理部を示すブロック図で
ある。
ある。
【図５】図４のデータ処理部のドップラー修正回路を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】シミュレーションの結果を示す特性曲線図であ
る。
る。
【図７】本発明の第２の実施態様におけるドップラー修
正回路を示すブロック図である。
正回路を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施態様におけるドップラー修
正回路の動作を示すフローチャートである。
正回路の動作を示すフローチャートである。
特許請求の範囲において、本発明の構成要素のあとに、
これと対応する図面に用いた符号を括弧内に記載して示
したので、重複説明を省略する。
これと対応する図面に用いた符号を括弧内に記載して示
したので、重複説明を省略する。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 秀和 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 泉 誠一 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 ハミート アミーア アリカーニ イギリス国 ハンプシャー，ベージングス トーク，ジェイ クロース ビアブルズ （番地なし)
Claims (5)
- 【請求項１】 アンテナ（２）を介して入力される所定
の受信信号を受信し、無線送信されたデータ（ｙ）を復
号する無線受信機（１）であって、 上記受信信号を検波して基本帯域信号を発生する検波手
段（１５）と、 上記基本帯域信号を所定周期でサンプリングし、連続し
た受信データ（Ｉ，Ｑ）を該サンプリング周期で順次出
力するアナログ・デジタル変換回路（１６）と、 上記受信データ（Ｉ，Ｑ）を順次入力し、最も公算が大
きいと推定することによって上記送信データ（ｙ）を復
号する最大公算推定回路（２５）と、 上記送信データ（ｙ）に対応する上記受信データ（Ｉ，
Ｑ）を推定して推定信号（ＥＸn ）を発生し、且つ、該
推定信号（ＥＸn ）又は上記受信データ（Ｉ，Ｑ）から
所定量だけ移相された受信推定信号を発生する推定信号
発生回路（４１，４３，４４，４５，４７）と、 上記受信推定信号と上記受信データ（Ｉ，Ｑ）との間、
又は上記推定信号（ＥＸn ）と上記受信推定信号との間
の分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、上記受
信推定信号の位相シフトに対応して、上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）が上記推定信号（ＥＸn ）と同相のときは第
１の分岐距離ＢＭを、上記推定信号（ＥＸn ）が上記受
信データ（Ｉ，Ｑ）に対し進んだ位相にあるときは第２
の分岐距離ＢＭ＋を、また、上記推定信号（ＥＸn ）が
上記受信データ（Ｉ，Ｑ）に対して遅れた位相にあると
きは第３の分岐距離ＢＭ−を検出する分岐距離検出回路
（４２）と、 上記第１ないし第３の分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ
−の比較結果に基いて、上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の上
記推定信号（ＥＸn ）からの位相差を検出し、この検出
された位相差に基いて上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の位相
差を修正する位相修正回路（２６，４３，４４，４７）
とを具えた無線受信機。 - 【請求項２】 上記推定信号発生回路（４１，４３，４
４，４５，４７）は、上記受信データ（Ｉ，Ｑ）のサン
プル毎に上記推定信号（ＥＸn ）を発生し、 上記分岐距離検出回路（４２）は、上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記第１ないし第３の分岐距
離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を検出し、 上記位相修正回路（２６，４３，４４，４７）は、上記
受信データ（Ｉ，Ｑ）のサンプル毎に上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）の位相差を修正する、請求項１の無線受信
機。 - 【請求項３】 上記分岐距離検出回路（４２，５１）
は、各上記受信データ（Ｉ，Ｑ）の上記第１ないし第３
分岐距離ＢＭ＋，ＢＭ，及びＢＭ−を上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）の所定サンプル数だけ累積し、 上記位相修正回路（２６，４３，４４，４７）は、上記
累積された第１ないし第３分岐距離に基づき上記受信デ
ータ（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの位相差
を検出して、上記第１ないし第３分岐距離ＢＭ＋，Ｂ
Ｍ，及びＢＭ−の比較結果に基いて上記受信データ
（Ｉ，Ｑ）の上記推定信号（ＥＸn ）からの位相差を検
出する、請求項１の無線受信機。 - 【請求項４】 上記最大公算推定回路（２５）は、ビタ
ビ等化器を含む請求項１の無線受信機。 - 【請求項５】 上記推定信号発生回路（４１，４３，４
４，４５，４７）は、上記ビタビ等化器（２５）によっ
て検出された最も確率が高い経路に対応する上記受信デ
ータ（Ｉ，Ｑ）を推定することにより、上記推定信号
（ＥＸn ）を発生する請求項４の無線受信機。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9601768:6 | 1996-01-30 | ||
| GB9601768A GB2309865A (en) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | Radio receiver with Doppler frequency shift correction |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214369A true JPH09214369A (ja) | 1997-08-15 |
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ID=10787740
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00752897A Expired - Fee Related JP3875333B2 (ja) | 1996-01-30 | 1997-01-20 | 無線受信機 |
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|---|---|
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| EP (1) | EP0788244B1 (ja) |
| JP (1) | JP3875333B2 (ja) |
| KR (1) | KR100416326B1 (ja) |
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| DE (1) | DE69700136T2 (ja) |
| GB (1) | GB2309865A (ja) |
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| US6507628B1 (en) * | 1999-09-07 | 2003-01-14 | Sicom, Inc. | Distortion-compensated digital communications receiver and method therefor |
| US7088765B1 (en) * | 2000-03-15 | 2006-08-08 | Ndsu Research Foundation | Vector calibration system |
| JP3730842B2 (ja) * | 2000-08-02 | 2006-01-05 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置及びその方法 |
| TW589622B (en) * | 2002-03-22 | 2004-06-01 | Mediatek Inc | PRML system with branch estimation |
| US7139533B2 (en) * | 2002-09-24 | 2006-11-21 | Hitachi, Ltd. | Mobile communication terminal |
| US7292660B2 (en) * | 2004-03-17 | 2007-11-06 | Via Technologies, Inc. | Delta-phase detection method and system |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2191912A (en) * | 1937-03-05 | 1940-02-27 | Albert D Jardine | Portable welder support |
| US4578800A (en) * | 1982-07-12 | 1986-03-25 | Yutaka Yasuda | Synchronization circuit for a Viterbi decoder |
| GB2191912B (en) * | 1985-04-29 | 1988-12-14 | Signal Processors Ltd | Data transmission and decoding systems |
| US5023889A (en) * | 1988-05-31 | 1991-06-11 | California Institute Of Technology | Trellis coded multilevel DPSK system with doppler correction for mobile satellite channels |
| CA2083304C (en) * | 1991-12-31 | 1999-01-26 | Stephen R. Huszar | Equalization and decoding for digital communication channel |
| JPH06268540A (ja) * | 1993-03-12 | 1994-09-22 | Fujitsu Ltd | ビタビ等化方法 |
| JP3301555B2 (ja) * | 1993-03-30 | 2002-07-15 | ソニー株式会社 | 無線受信装置 |
| US5710792A (en) * | 1993-12-15 | 1998-01-20 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Adaptive equalizer |
| KR950022213A (ko) * | 1993-12-23 | 1995-07-28 | 정장호 | 자동 주파수 제어 기능을 갖는 주파수변조/코드분할 다중 접속 방식겸용 이동통신 단말기 |
| US5432521A (en) * | 1994-01-14 | 1995-07-11 | Motorola, Inc. | Satellite receiver system having doppler frequency shift tracking |
| JPH0837467A (ja) * | 1994-07-26 | 1996-02-06 | Sony Corp | ビタビ復号器およびビタビ復号方法 |
| US5729558A (en) * | 1995-03-08 | 1998-03-17 | Lucent Technologies Inc. | Method of compensating for Doppler error in a wireless communications system, such as for GSM and IS54 |
-
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- 1996-01-30 GB GB9601768A patent/GB2309865A/en not_active Withdrawn
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- 1997-01-20 JP JP00752897A patent/JP3875333B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 1997-01-30 DE DE69700136T patent/DE69700136T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-01-30 EP EP97300608A patent/EP0788244B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-02-04 US US08/796,068 patent/US5905764A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-02-12 TW TW086101664A patent/TW329065B/zh not_active IP Right Cessation
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