KR100416326B1

KR100416326B1 - 무선수신기

Info

Publication number: KR100416326B1
Application number: KR1019960062012A
Authority: KR
Inventors: 히데카즈 와다나베; 세이이찌 이즈미; 하미드 아미르-알리크하니
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤; 소니 유나이티드 킹덤 리미티드
Priority date: 1996-01-30
Filing date: 1996-12-05
Publication date: 2004-04-28
Also published as: US5905764A; CN1092867C; CN1162878A; DE69700136D1; DE69700136T2; GB9601768D0; JP3875333B2; EP0788244A1; TW329065B; EP0788244B1; JPH09214369A; GB2309865A; KR970060741A

Abstract

디지탈 셀룰러 시스템 등과 같은 시스템을 위한 무선 수신기는 간단한 장치를 이용하여 도플러 주파수 시프트(doppler frequency shift)를 보정한다. 수신된 데이타(I, Q)의 위상차는, 최대 가능성 결정 회로(maximum likelihood determination circuit)(25)에 의해 최대 가능성(maximum likelihood)을 위해 추정된 전송 데이타(y)에 대응하는 수신 데이타(I, Q)의 추정에 의해 추정 신호(EXn)를 발생하고, 추정 데이타가 수신 신호와 위상이 동일하거나, 수신 신호에 대해 위상이 앞서거나(leading) 혹은 지연된(trailing) 분기 거리(branch metric)(BM+, BM 또는 BM-)를 각각 검출하고, 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과에 기초하여 추정 신호(EXn)로부터 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출하고, 위상차의 검출 결과에 기초하여 위상차를 보정함으로써 보정된다.

Description

무선 수신기{Radio receiver}

본 발명은 무선 수신기에 관한 것으로, 예를 들어 음성 신호들을 코딩하여 송수신하는 디지탈 셀룰러 시스템에 응용될 수 있다.

종래에, 무선 전화기와 같은 종류의 디지탈 셀룰러 시스템은, 음성 신호들을 코딩하여 송수신하는 시분할 다중 방식(time division multiplex approach)에 의해 복수의 터미널들이 한 채널을 동시에 이용할 수 있도록 설계되어 있다.

즉, 그와 같은 종류의 터미널은, 턴-온 되었을 때, 미리 결정된 수의 채널들, 예를 들어 124 채널들로 수신된 주파수를 순차 주사하고, 미리 결정된 사이클(전형적으로, 10 또는 11 프레임으로 구성됨)에서 채널내에 삽입되어 있는 FCCH(주파수 보정 채널)를 보다 강한 전계 세기순으로 검출하여, FCCH를 포함하는 채널을 제어 채널로서 인지한다.

그후, 터미널은 자신이 속한 지역에 할당된 제어 채널을 검출하여 수신한다.

제어 채널은 여러 정보를 전송하기 위한 타임 슬롯을 형성하도록 설계되어 있고, 이에 의해, 디지탈 셀룰러 시스템에 있어서, 각각의 터미널은 제어 채널을 전송하는 기지국에 관한 정보. 인접한 기지국에 관한 정보 및, 터미널을 호출하기 위한 정보 등의 정보를 수신하도록 제어 채널을 수신한다.

이러한 목적을 위해, 터미널은 FCCH에 기초하여 처리 타이밍을 보정한다.

여기서, FCCH는, 디코딩될 때, "0"의 값의 데이타가 비트의 미리 결정된 수의 비트들에 대해 연속이 되는 비트 패턴으로 할당된 동기 신호이다. 디지탈 셀룰러 시스템에 있어서, 비트 패턴은 전송을 위해 차분 코딩된 이후에 GMSK(Gaussian filtered minimum shift keying) 변조된다.

그로 인해, 디지탈 셀룰러는 FCCH를 검출하고, 이 검출의 결과에 기초하여 전체의 동작을 대략적으로 동기시킨다(즉, 프레임 동기).

그와 같은 형태의 터미널은, 프레임 동기의 완료시에, FCCH에 기초하여 기지국에 자신의 내부 클럭의 주파수의 편차를 보정하고, 그 다음의 미리 결정된 기준 신호에 기초하여 전체 동작을 미세 동기시킨다.

그후, 제어 채널을 수신하기 위한 준비 상태가 설정될 때, 터미널은 자신에 할당된 타임 슬롯을 수신함으로써 기지국으로부터 전송된 제어 데이타를 수신하고, 필요에 따라, 송신/수신 주파수를 제어 채널에서 호출 채널로 스위칭 한다.

이때, 터미널은 호출 채널을 이용하여 호출되는 스테이션에 또는 호출되는 스테이션으로부터 음성 신호를 전송 또는 수신한다.

지금까지, 디지탈 셀룰러 시스템은 전송될 데이타에 에러 보정 코드를 부가하고, 차분 코딩 및 GMSK 변조를 실행한 이후에 데이타를 전송하도록 설계되어, 그로 인해, 안정된 통신을 보장할 수 있었다.

그와 같은 형태의 터미널은 자동차 등에 이용될 수 있다. 그러한 경우에, 터미널은 기지국에 대하여 고속으로 이동한다.

상술한 경우에 있어서, 터미널 스테이션과 기지국 사이의 상대적인 이동 속도는 "v"라고 가정하고, 디지탈 셀룰러의 전송 캐리어 주파수는 "λ"라고 가정하면, 전송/수신된 신호는 다음 식(1)에 의해 표현된 주파수(f_dp)만큼 도플러 시프트된다.

도1에 도시된 것처럼, 자동차내에 터미널을 갖는 이동국이 기지국에 대하여 각도(α)로 이동하고 있다면, 식(1)은 다음과 같이 표시된다.

이 경우에, 캐리어 주파수가 디지탈 셀룰러에서 약 950[MHz]로 선택되기 때문에, 터미널이 기지국에 대하여 시간당 250[km]로 이동할 때, 이러한 관계를 식(2)에 대입하면, 수신된 신호 도플러는 주파수가 최대 220[Hz]만큼 시프트되는 것을 발견한다.

이와 같은 도플러 주파수 시프트는 캐리어 주파수의 편차로서 터미널에서 관찰되고, 그 결과, 데이타를 복조할 때의 디코딩 효율의 감소와 전체 터미널에 대한 비트 에러율의 저하를 나타낸다.

이와 같은 경우에 있어서, 해결 방법은 상술한 FCCH에 기초하여 도플러 시프트된 캐리어 주파수를 보정하는 것이 있을 수 있다. 그러나, 도플러 시프트 량이 터미널의 이동 속도에 따라 변화하기 때문에, 도플러 시프트는, 제어 채널에 간헐적으로 삽입되어 있는 FCCH에 기초하는 경우에, 시프트 량의 변화에 따라 적당히 보정되지 않을 수 있다.

특히, 터미널이 상술한 것과 같이 이동할 때, 또한 페이딩(fading)이 종종 야기될 수 있다. 이 경우에, 수신된 신호의 레벨 및 위상이 동시에 변화하기 때문에, 도플러 시프트의 보정이 어렵게 될 수 있다.

반면에, 수신된 데이타가 미리 결정된 저장 수단에 일단 저장되고, 이 저장된 데이타에 기초하여 주파수 시프트 량을 추정하고, 이 추정된 결과에 따라 주파수 시프트를 보정하는 방법(The Transactions of IECE Japan, B-11, Vol. J73-8-11, No. 11, pp.736-744, 1990년 11월)이 제시되어 있다. 이 방법은 전체적 구성이 복잡하게 되고, 그 결과로서, 기지국에 적용될 수 있지만, 터미널에는 적용되기 어려운 문제가 있다.

상기와 같은 이유로, 디지탈 셀룰러 시스템에 있어서, 캐리어 주파수의 드리프트는 0.1[ppm] 이하(950[MHz]의 캐리어 주파수인 경우에는 95[Hz]의 주파수와 동일)로 지정된다. 만일, 주파수 도플러가 상술한 것처럼 220[Hz] 만큼 크게 시프트시킨다면, 비트 에러율이 악화될 뿐만 아니라, 기지국과의 동기를 얻는 것도 어렵게 된다.

또한, 그와 같은 디지탈 셀룰러 시스템은, 외부 노이즈가 낮을 때 도플러 주파수 시프트의 효과가 현저하게 되는 특성을 갖는데, 여기서, 비록 충분한 전계 세기가 보장될 수 있다해도, 수신 상태가 악화되는 기이한 사태가 발생한다.

상술한 관점을 통해, 본 발명의 목적은 간단한 장치로 도플러 주파수 시프트를 보정할 수 있는 무선 수신기를 제공하는 것이다.

도1은 도플러 주파수 시프트(doppler frequency shift)를 설명하는 개략적인 다이어그램.

도2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 디지탈 셀룰러의 터미널을 설명하는 블록 다이어그램.

도3은 수신기 섹션을 설명하기 위한 블록 다이어그램.

도4는 데이타 처리 섹션을 설명하는 블록 다이어그램.

도5는 도플러 보정 회로를 설명하는 블록 다이어그램.

도6은 시뮬레이션의 결과를 설명하는 특성 곡선.

도7은 제 2 실시예에 따른 도플러 보정 회로를 설명하는 블록 다이어그램.

도8은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 도플러 보정 회로의 동작을 설명하기 위한 흐름도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 간단한 설명*

1 : 수신기 2 : 안테나

15 : 검출기 수단 16 : 아날로그-디지탈 변환 회로

25 : 최대 가능성 결정 회로 26, 43, 44 또는 47 : 위상 보정 회로

42 : 분기 거리 검출기 회로(B MET CAL)

본 발명의 상술한 목적 및 다른 목적들은, 안테나(2)를 통해 입력되는 미리 결정된 수신 신호를 수신하고, 무선 전송된 데이타(y)를 디코딩하는 무선 수신기(1)의 제공하여 성취되는데, 상기 수신기는, 수신된 신호를 검출하고, 베이스 밴드 신호를 발생하기 위한 검출기 수단(15)과, 베이스 밴드 신호를 미리 결정된 사이클로 샘플링하고, 연속된 수신 데이타(I 및 Q)를 샘플링 사이클로 순차적으로 출력하기 위한 아날로그-디지탈 변환 회로(16)와, 수신된 데이타(I 및 Q)가 순차적으로 입력되고, 최대 가능성 추정(most likelihood estimation)을 통해 전송된 데이타(y)를 디코딩하는 최대 가능성 결정 수단(25)과, 추정된 신호(EXn)를 발생하기 위해 전송된 데이타(y)에 대응하는 수신된 데이타(I 및 Q)를 추정하고, 추정된 신호(EXn) 또는 수신된 데이타(I 및 Q)로부터 미리 결정된 량만큼 위상 시프트된 수신 추정 신호를 발생하는 추정 신호 발생기 회로(41, 43, 44, 45 또는 47)와, 수신 추정 신호와 수신 데이타(I 및 Q) 사이 또는 추정된 신호(EXn)와 수신 추정 신호 사이의 분기 거리(branch metric)(BM+, BM 및 BM-)를 검출하고, 수신 평가 신호의 위상 시프트(0, +△ 또는 -△)에 대응하여, 수신 데이타(I 및 Q)가 추정 신호(EXn)와 위상이 동일 한 경우에 제 1 분기 거리(BM)를 검출하고, 추정 신호(EXn)가 수신 데이타(I 및 Q)에 대해 위상이 앞서는 경우에 제 2 분기 거리(BM+)를 검출하거나, 추정 신호(EXn)가 수신 데이타(I 및 Q)에 대해 위상이 지열된 경우에 제 3 분기 거리(BM-)를 검출하는 분기 거리 검출기 회로(42)와, 제 1 내지 제 3 분기 거리(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과를 기초하여 추정 신호(EXn)로부터 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 검출하고, 상기 검출된 위상차에 기초하여 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 보정하기 위한 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)를 포함한다.

제 2 발명에 있어서, 추정 신호 발생기 수단(41, 43, 44, 45 또는 47)은 수신 데이타(I 및 Q)의 매 샘플에 대해 추정 신호(EXn)를 발생하고, 분기 거리 검출기 회로(42)는 수신 데이타(I 및 Q)의 매 샘플에 대해 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)을 검출하며, 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)는 수신 데이타(I 및 Q)의 매 샘플에 대해 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 보정한다.

또한, 제 3 발명에 있어서, 분기 거리 검출기 회로(42 또는 51)는 수신 데이타(I 및 Q)의 미리 결정된 샘플들의 수만큼 각각 수신된 데이타(I 및 Q)의 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)을 누산(accumulation)하고, 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)는 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과에 기초하여 추정 신호(EXn)로부터 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출하기 위해 누산된 제 1 내지 제 3 분기 거리들에 기초하여 추정 신호(EXn)로부터 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출한다.

또한, 제 4 발명에 있어서, 최대 가능성 결정 회로(25)는 비터비 등화기(Viterbi equalizer)(25)를 포함한다.

또한, 제 5 발명에 있어서, 추정 신호 발생기 회로(41, 43, 44, 45 또는 47)는 비터비 등화기(25)에 의해 검출된 가장 확률이 높은 경로(most probable path)에 대응하는 수신 데이타(I, Q)를 추정함으로써 추정 신호(EXn)를 발생한다.

최대 가능성 결정 회로(25)에 의해 최대 가능성 순서에 대해 추정된 전송 데이타(y)에 대응하여 수신 데이타(I 및 Q)를 추정함으로써 추정 신호(EXn)를 발생하고, 수신 데이타(I 및 Q)가 추정 신호(EXn)와 위상이 동일한 경우에 제 1 분기 거리(BM)를 검출하고, 추정 신호(EXn)가 수신 데이타(I 및 Q)에 대해 위상이 앞선 경우에 제 2 분기 거리(BM+)를 검출하거나, 추정 신호(EXn)가 수신 데이타(I 및 Q)에 대해 위상이 지연된 경우에 제 3 거리(BM-)를 검출하고, 그로 인해, 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과에 기초하여 추정 신호(EXn)로부터 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차가 검출되도록 되어 있는 구성을 갖는 최대 가능성 결정 회로(25)에 의한 결정 결과를 이용하여 위상 시프트가 용이하게 검출될 수 있다. 따라서, 도플러 주파수 시프트는 위상차 검출의 결과에 기초하여 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 보정함으로써 보정될 수 있다.

상기와 같은 경우에 있어서, 수신 데이타(I 및 Q)의 매 샘플에 대해 추정된 신호(EXn)를 발생하고, 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)을 검출하고, 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 보정함으로써, 도플러 주파수 시프트를 보정할 수 있다. 또한, 도플러 주파수 시프트를 보정하면서, 제 1 내지 제 3 분기 거리들의 누산에 기초하여 수신 데이타(I 및 Q)의 위상차를 검출함으로써, 노이즈 영향을 효과적으로 피할 수 있다.

또한, 최대 가능성 결정 회로(25)로서 비터비 등화기를 이용함으로써 도플러 주파수 시프트를 용이하게 보정할 수 있다. 이 경우에, 도플러 주파수 시프트는, 비터비 등화기(25)에 의해 검출된 가장 확률이 높은 경로(most probable path)에 대응하도록 수신 데이타(I 및 Q)를 추정함으로써 추정 신호(EXn)가 발생되는 경우에, 비터비 등화기(5)를 효과적으로 이용하여 보정될 수 있다.

본 발명에 따른 무선 수신기는, 최대 가능성 추정된 전송 데이타에 대응하여 수신 데이타의 추정 신호를 발생하고, 추정 데이타가 수신 신호와 위상이 동일하거나, 수신 신호에 대해 위상이 앞서거나 지연된 분기 거리를 각각 검출하고, 위상차의 검출 결과에 기초하여 위상차를 보정함으로써, 도플러 주파수 시프트를 용이하게 보정할 수 있다.

본 발명의 특징, 원리 및 유용은 동일한 부호 및 번호에 의해 동일한 구성 요소를 나타내는 첨부된 도면을 참조하여 다음 상세한 설명으로부터 보다 명료하게 된다.

본 발명의 양호한 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.

(1) 제 1 실시예

(1-1) 본 실시예의 일반적인 구성

도2를 참조하면, 1은, 기지국으로부터 전송된 전송 신호를 안테나(2)에 의해 수신하고, 수신된 신호를 안테나 접속 장치(도시하지 않음)를 통해 증폭기 회로(3)에 출력하는 디지탈 셀룰러 시스템의 터미널을 전체적으로 나타낸다.

이 경우에, 증폭기 회로(3)는 수신된 신호를 미리 결정된 이득으로 증폭하고, 증폭된 신호를 RF 처리 회로(RF 처리기)(4)에 출력한다. RF 처리 회로(4)는 미리 결정된 국부 발진 신호를 이용하여 수신된 신호를 주파수 변환시키고, 그로 인해 터미널(1)은 국부 발진 신호의 주파수를 스위칭하여 원하는 채널을 선택적으로 수신하도록 배열된다.

또한, RF 처리 회로(4)는 주파수 변환된 수신 신호를 직교적으로 검출하여, 수신된 신호의 기준 위상과 동기된 I 신호를 복조하면서, Q 신호를 복조한다. 처리 회로는 그들 신호들(I 및 Q)을 내장된 아날로그-디지탈 변환기 회로에서 미리 결정된 사이클에서 샘플링하여, 디지탈 값으로 변환시킨다.

따라서, 터미널(1)은 수신된 신호의 기준 위상에 대응하는 복조의 결과로 구성된 I 데이타와, Q 데이타를 복조하고, 그들 I 및 Q 데이타들을 데이타 처리 회로(5)에 출력한다.

데이타 처리 회로(5)는 I 및 Q 데이타들을 처리하는 디지탈 처리기로 구성되고, I 및 Q 데이타들로부터 원래의 차분 코딩된 데이타를 복조하도록 설계되어 있다. 이때, 데이타 처리 회로는 내장된 비터비 등화기에 의해 왜곡의 보정 및 파형 등화 이후에 차분 코딩된 데이타를 출력하여, 페이딩 및 다중 경로의 영향들을 감소시킨다.

또한, 이때, 데이타 처리 회로(5)는 I 및 Q 데이타들을 참조하여 FCCH를 검출하고, 검출 결과에 기초하여 주파수 에러를 검출한다. 검출 결과는 데이타 처리 회로(5), 미리 결정된 기준 신호 발생 회로 등의 동작들을 제어하기 위한 기준으로서 이용되고, 이에 의해, 기지국과의 프레임 동기를 달성하고, 기지국의 내부 클럭의 주파수 드리프트를 보정한다.

처리 시스템에 더하여, 데이타 처리 회로(5)는 차분 코팅된 데이타를 차분 디코딩한 이후에, 에러 보정을 처리하고, 디코딩된 데이타를 선택적으로 출력하여 음성 처리 회로(6) 또는 중앙 처리 유닛(CPU)(8)에 출력된다.

여기서, 음성 처리 회로(6)는 디코딩된 데이타를 음성 신장하여 음성 데이타를 디코딩하고, 음성 데이타를 내장된 디지탈-아날로그 변환기 회로에 의해 음성 신호로 변환시킨다. 음성 처리 회로(6)는 음성 신호에 의해 스피커(7)를 구동시키고, 그로 인해, 터미널(1)은 기지국으로부터 전송된 호출자의 음성 신호를 수신할 수 있다.

반면에, 중앙 처리 유닛(CPU)(8)은 디코딩된 데이타에 기초하여 기지국으로부터 전송된 미리 결정된 정보를 수신하고, 수신 결과에 기초하여 국부 발진 신호의 주파수를 스위칭 하도록 설계되어 있어, 전송/수신 주파수는 미리 결정된 음성 채널로 스위칭되고, 터미널(1)은 미리 결정된 음성 채널을 선택하여 음성 신호를 전송/수신할 수 있다.

또한, 터미널(1)의 전송 시스템은 마이크로폰(9)으로부터 출력된 음성 신호들을 음성 처리 회로(6)에 의해 음성 데이타로 변환시킨 후에, 그들을 음성 압축시킨다.

데이타 처리 회로(5)는, 음성 처리 회로(6)의 출력 데이타에 에러 보정 코드들을 부가하여 차분 코딩을 실행할 뿐만 아니라, 음성 처리 회로(6)의 출력 대신에 중앙 처리 유닛(CPU)(8)의 여러 제어 코드들의 출력에 에러 보정 코드들을 부가하여 차분 코딩을 실행한다.

RF 처리 회로(4)는 데이타 처리 회로(5)로부터 출력된 차분 코딩된 데이타를 GMSK 변조하여 전송 신호를 발생하고, 미리 결정된 주파수로 전송 신호를 주파수 변환한다.

또한, RF 처리 회로(4)는 주파수 변환된 전송 신호를 증폭기 회로(3)를 통해 안테나(2)에 출력하고, 이에 의해, 터미널(1)은 호출자의 음성 신호들 또는 호출 신호들을 기지국에 전송할 수 있다.

이때, 터미널(1)은 데이타 처리 회로(5)에 의해 검출된 미리 결정된 검출 결과에 기초하여 송신 및 수신을 위한 타이밍을 스위칭한다. 따라서, 시분할 다중 방식을 적용함으로써, 기지국으로부터 다수의 터미널들에 전송되는 신호로부터 자신에 할당된 타임 슬롯을 선택적으로 수신할 수 있고, 자신에 할당된 타임 슬롯을 선택적으로 이용하여 기지국에 음성 데이타 등을 전송할 수 있다.

이를 위해, 중앙 처리 유닛(CPU)(8)은 랜덤 액세스 메모리(RAM)(13) 내의 작업 영역을 보장하여 판독 전용 메모리 회로(ROM)(11)내에 저장된 처리 프로그램을 실행하도록 설계되어, 필요에 따라, 각각의 회로 블록에 제어 코드들을 출력하여 전체 시스템의 동작을 제어한다. 예를 들어, 디스플레이/키 입력부(12)의 미리 결정된 오퍼레이터가 가압될 때, 호출 신호는 그와 같은 동작에 응답하여 기지국에 출력되고, 기지국으로부터 호출 신호가 입력될 때, 수신 채널 등은 스위칭된다.

(1-2) 입력 데이타의 처리

여기서, 터미널(1)은 기지국으로부터 송신된 신호를 도3에 도시된 수신 시스템에서 수신한다.

즉, 터미널(1)은, 선택기 회로(RF), 중간 주파수 회로(IF) 및, 검출기 회로(DET)(이들 모두는 참조 번호 15로 표시됨)를 갖는 RF 처리 회로(4)와, 아날로그-디지탈(A/D) 변환기 회로(16)로 구성되어 있다. 아날로그-디지탈 변환기는 I 및Q 데이타를 발생한다.

한편, 데이타 처리 회로(5)는 내장된 복조기(DEMOD) 및 디지탈 신호 처리기(DSP)(참조 번호 17로 표시)에서 I 및 Q 데이타를 원래의 데이타 스트림으로 디코딩한다.

이때, 디지탈 신호 처리기는 I 및 Q 데이타에 기초하여 FCCH를 검출하고, 수신된 신호의 등화 및 검출된 데이타 스트림에 대한 에러 보정을 실행한다.

반면에, 음성 처리 회로(6)는 디지탈 신호 처리기(VOICE DSP)로 구성되어, 데이타 처리 회로(5)의 출력 데이타가 데이타 신장되고, 음성 압축 전송된 데이타는 음성 압축되고 원래의 데이타 스트림으로 변환된다. 데이타 스트림은 스피커(7)를 구동시키기 위해 아날로그 신호들로 변환된다.

(1-3) 등화기(Equalizer)

따라서, 수신된 데이타가 처리될 때, 데이타 처리 회로(5)는 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)을 적용하여 I 및 Q 데이타를 내장된 비터비 등화기(built-in Viterbi equalizer)에서 차분 코딩된 데이타(y)로 변환한다.

즉, 도4에 도시된 것처럼, 비터비 등화기(25)는 I 및 Q 데이타를 위상 시프터(26)를 통해 분기 거리 계산 회로(B MET CAL)(31)에 입력되는데, 여기서, 분기 거리(BM)는 I 및 Q 데이타로부터 발생된다.

ACS(부가 · 비교 · 선택) 계산 회로(ACS CAL)(32)는 각각의 경로에 대해 분기 거리를 누산하여 상태 거리(state metric)를 발생하고, 상태 거리의 비교 결과에 기초하여 차분 코딩된 데이타(y)에 대한 경로를 선택한다.

이 경우에, 비터비 등화기(25)는 차분 코딩된 데이타(y)의 상태를 32-상태로 설정하고, 전송 경로 추정기(T PATH EST)(36)에서 전송 경로의 상태를 추정하며, 수신 신호 추정 회로(RS EST)(37)에서 각각의 상태에 대응하는 I 및 Q 데이타의 추정 신호를 발생한다.

이에 의해, 분기 거리 계산 회로(31)는 각각의 추정 신호(En)(EIn, EQn)와 이에 대응하는 I 및 Q 데이타(In, Qn) 사이의 다음 식(3)을 계산하고, 각각의 상태에 대해 분기 거리(BM)를 검출한다.

한편, ACS 계산 회로(32)는 상태 거리 메모리(S MET MEM)(33)에 저장된 현재 상태들로부터 32-상태에 대응하여 분기 거리(BM)를 누산 및 가산하여, 현재의 상태로부터 32-상태로의 각각의 경로에 대한 분기 거리(BM)를 누산하여 상태 거리를 발생한다.

또한, ACS 계산 회로(32)는 발생된 각각의 상태 거리들에 대하여 보다 작은 값을 갖는 상태 거리를 선택한다.

따라서, ACS 계산 회로(32)는 검출된 경로에 따라 다음의 상태를 설정하고, 또한, 검출된 상태 거리를 상태 거리 메모리(33)내에 저장한다.

그로 인해, 비터비 등화기(25)는 처리 절차들을 반복하여 순차적으로 입력된 I 및 Q 데이타에 대한 가장 확률이 높은 경로를 순차적으로 선택하고, 경로 선택의 결과를 적용 가능한 경로의 상태 거리와 함께 경로 메모리(PATH MEM)(34)에 저장한다.

더욱이, 비터비 등화기(25)는 경로 메모리(34)내에 저장된 경로 선택의 결과에 기초하여 최대 가능성 결정 회로(MAX LIKE DET)(35)에서 차분 코딩된 데이타(y)의 소프트 결정 레벨과 신뢰도(reliability)를 설정하고, 이에 의해, 최대 가능성 순서 추정의 알고리즘을 적용하여 신호가 복조된다.

상술한 처리 절차들에 있어서, 데이타 처리 회로(5)는 도플러 보정 회로(DOP COR)(40)를 이용하여 도플러 주파수 시프트를 추정하고, 추정의 결과에 기초하여 다음의 입력 I 및 Q 데이타의 위상을 보정하여, 도플러 주파수 시프트를 보정한다.

즉, 도5에 도시된 것처럼, 도플러 보정 회로(40)는, 비터비 등화기(25)에 의해 검출된 상태 정보(ST)(즉, 경로 선택의 결과로부터 도출된 상태를 나타냄)를 수신 신호 추정 회로(RS EST)(41)에 입력하는데, 여기, 그 상태에 대응하는 I 및 Q 데이타의 추정 신호가 발생된다.

분기 거리 회로(42)는, 추정 신호와 IQ 데이타 사이의 포지티브측 또는 네거티브측으로 I 및 Q 데이타가 각각 위상 시프트하는 경우에, 분기 거리(BM+ 및 BM-)를 발생하고, 비터비 등화기에 의해 검출된 분기 거리(BM)와 분기 거리(BM+ 또는 BM-)를 다음의 선택기 회로(43)에 출력한다.

따라서, 도플러 보정 회로(40)는, 비터비 등화기(25)에 의해 최대 가능성이 추정된 상태로부터 위상이 더 변화하는 분기 거리(BM+ 및 BM-)와, 위상이 변화하지 않는 분기 거리를 검출하도록 설계되어 있다.

이 경우에, 선택기 회로(43)는 접점들을 순차적으로 스위칭하여 예정된 위상 데이타(+△, 0 및 -△)를 선택하여 출력한다. 가산기 회로(44)는 위상 데이타(θ)를 이전의 위상차(φ)에 부가하여 위상 에러(φ)를 작성한다.

승산기 회로(45)는 위상 에러(φ)와 I 및 Q 데이타 사이에 승산을 행하여, 다음 식(4)으로 표현된 계산을 행한다.

따라서, 승산기 회로(45)는, 이전의 위상 에러(φ)만큼 I 및 Q 데이타가 위상 변경된 제 1의 I 및 Q 데이타, In 및 On과, In 및 Qn으로부터 앞선 측면(leading side)으로 위상차(△)만큼 제 1의 I 및 Q 데이타가 변위된 제 2의 I 및 Q 데이타, In 및 Qn과, In 및 Qn 데이타로부터 지연된 측면(trailing side)으로 위상차(△)만큼 제 1의 I 및 Q 데이타, In 및 Qn이 변위된 제 3의 I 및 Q 데이타, In 및 Qn을 발생한다.

분기 거리 계산 회로(42)는, 제 2 및 제 3의 1 및 Q 데이타, In 및 Qn과 수신 신호 추정 회로(41)로부터 출력된 추정 신호 사이에서 식(3)을 계산함으로써(이 경우에, 추정 신호는 EIn 및 EQn에 대응), I 및 Q 데이타가 앞선 및 지연된 측면들로 각각 위상 시프트되는 경우에 분기 거리(BM+ 및 BM-)를 발생한다.

더욱이, 상기의 경우에, 분기 거리 계산 회로(42)는 비터비 등화기(25)에 의해 검출된 분기 거리(BM)를 이용하여, 위상이 시프트되지 않을 때의 분기 거리로서 분기 거리(BM)를 선택기 회로(43)에 출력하는데, 이는 전체의 계산을 간단히 한다.

선택기 회로(43)는 그들 3개의 분기 거리(BM+, BM 및 BM-)로부터 최소값을 갖는 것을 선택하고, 선택된 분기 거리에 대응하는 위상 데이타(θ)를 선택적으로출력한다.

즉, 추정된 신호와 I 및 Q 데이타 사이의 거리가 짧게 될 때, 분기 거리의 값은 그만큼 작게 되기 때문에, I 및 Q 데이타는 그 만큼 확률이 높다.

따라서, IQ 데이타를 +△, 0 및 -△만큼 위상 시프트하여 추정된 신호에 의해 얻어진 분기 거리에 있어서, 위상 시프트 이후에 추정된 신호에 대하여 가장 짧은 거리를 갖는 I 및 Q 데이타에 대응하는 분기 거리는 최소값을 갖는다.

그로 인해, 위상차는 최소값을 갖는 분기 거리에 대응하는 위상차에 의해 I 및 Q 데이타를 위상 회전시켜 보정될 수 있다.

따라서, 순차적으로 변화하는 위상차는 연속적인 I 및 Q 데이타에 대해 상술한 처리를 순차적으로 반복하여 용이하게 보정될 수 있고, 그로 인해 도플러 시프트가 또한 보정될 수 있음을 알 수 있다.

또한, 도플러 주파수 시프트 이외에, 예를 들어, 기지국에 대한 내부 클럭의 주파수의 드리프트가 존재하는 경우에도, 용이하게 보정될 수 있음을 알 수 있다.

즉, 가산기 회로(44)는, 선택기 회로(43)로부터 선택적으로 출력된 위상 데이타(θ)를 위상차(φ)에 부가한 이후에, 위상차(θ)를 이용하여 다음의 I 및 Q 데이타(Xn+1)에 대하여 식(4)의 계산을 차례로 실행하는 위상 시프터(26)에 출력하여, 위상차를 보정한다.

따라서, 데이타 처리 회로(5)는, 비터비 등화기를 이용하여 다음의 IQ 데이타(Xn+1)에 대하여 최대 가능성 순서 추정을 실행함으로써 상태 및 분기 거리를 검출한다. 도플러 보정 회로(40)는 검출 결과에 기초하여 I 및 Q 데이타(Xn+1)의 위상차(φ)를 검출한다. 위상차는 그러한 일련의 처리를 반복하여 보정을 순차적으로 실행함으로써 매 비트마다 검출된다.

본 실시예에 있어서, 위상 시프터(26)는 FCCH에 기초하여 주파수 에러를 보정하기 위해 이용되도록 또한 설계되어 있다. 따라서, 데이타 처리 회로는 위상 시프터(26)를 공유함으로써 전체 구성이 간단히 설계되어 있다.

지연 회로(D)(47)는 위상 시프터(26)에 출력된 위상 데이타(θ)를 1 샘플링 사이클만큼 지연시켜 가산기 회로(44)에 출력하고, 이에 의해, 다음의 I 및 Q 데이타의 위상 데이타(θ)에 이전의 위상차(φ)를 가산한다.

따라서, 터미널(I)은 비터비 등화기(25)의 처리 결과를 효과적으로 이용함으로써 도플러 주파수 시프트를 용이하게 보정할 수 있기 때문에, 도플러 주파수 시프트는 간단한 구성으로 보정될 수 있고, 그 만큼 전력 소비의 증가를 효과적으로 피할 수 있으며, 비트 에러율은 다음의 디코딩 처리에서 디코딩을 효과적으로 실행하도록 개선될 수 있다.

실제로, 도6에 도시된 것처럼, 시뮬레이션에 의해 비트 에러율(BER)이 개선될 수 있음을 알 수 있다.

터미널(1)이 교외(country zone)에서 250[km/h]의 속도로 이동되는 페이딩 모델의 시뮬레이션을 통해, 노이즈가 작거나 또는 Eb/NO가 큰 경우에, 능률이 크게 개선되는 것을 알 수 있다.

(1-4) 실시예의 장점

상술한 구성에 따라, 도플러 주파수 시프트는, 비터비 등화기의 검출 결과에기초하여 위상차의 분기 거리를 검출하고, 검출 결과에 기초하여 위상차를 보정하고, 모든 I 및 Q 데이타에 대해 상술한 처리 절차들을 반복함으로써, 보정될 수 있다.

(2) 제 2 실시예

본 실시예에 있어서, 도플러 주파수 시프트는 도7에 도시된 도플러 보정 회로(50)에 의해 보정된다.

즉, 도플러 보정 회로(50)는 분기 거리 계산 회로(42)와 선택기 회로(43) 사이에 평균 회로(51)를 삽입한다. 평균 회로(51)는 미리 결정된 수의 샘플들에 각각의 분기 거리(BM+, BM 및 BM-)를 가산한다.

그러면, 평균 회로(51)는 가산의 결과를 선택기 회로(43)에 출력하는데, 선택기 회로(43)는 최소값을 갖는 부가 결과를 선택하고, 대응하는 위상 데이타(+△, 0 또는 -△)를 선택적으로 출력한다.

따라서, 도플러 보정 회로(50)는 분기 거리(BM+, BM 및 BM-)를 평균하여 위상차를 검출할 수 있기 때문에, 도플러 주파수 시프트를 용이하게 보정하고, 노이즈 등의 영향을 효과적으로 피할 수 있다. 또한, 전체의 처리량은 평균 처리량만큼 감소될 수 있다.

도7에 도시된 구성에 따라, 위상이 드리프트될 때 분기 거리의 평균 결과에 기초하여 위상차를 보정하도록 배열되어도, 제 1 실시예에 의해 얻어진 효과와 유사하게 얻어질 수 있다. 또한, 도플러 주파수 시프트는 용이하게 보정되고, 노이즈 등의 영향을 효과적으로 피할 수 있다.

(3) 제 3 실시예

본 실시예에 있어서, 도플러 주파수 시프트는 데이타 처리 회로(5)에 포함된 디지탈 신호 처리기에서 도8에 도시된 처리 절차들을 반복하여 보정된다.

이 경우에, 디지탈 신호 처리기는 보정 처리에 필요한 변수들을 초기 값으로 우선 설정한 다음에, 처리 절차들을 개시한다.

즉, 디지탈 신호 처리기는 단계(SP1)에서 단계(SP2)로 진행하여, 3개의 상이한 위상 에러들(φ)을 작성하기 위해 위상 데이타(+△, 0 또는 -△)가 그들 각각의 이전의 위상 에러(φ)에 부가된다.

그후, 디지탈 신호 처리기는 단계(SP3)로 진행하여, 비터비 등화기에 의해 결정된 상태를 검출하고, 그후, 다음의 단계(SP4)로 진행하여 그 상태 및 3개의 위상 에러들(φ)로부터 추정된 신호들(En)을 발생한다.

다음에, 다음의 단계(SP6)에서, 디지탈 신호 처리기는 모든 추정된 신호들(En)에 대해 분기 거리(BM+, BM 및 BM-)를 발생하고, 다음의 단계(SP7)에서는 최소값을 갖는 분기 거리를 검출한다.

또한, 디지탈 신호 처리기는 검출된 분기 거리로부터 대응하는 위상차를 검출하고, 다음의 단계(SP8)에서는 위상차에 의해 I 및 Q 데이타(Xn+1)를 보정하고, 처리 절차를 종료하기 위해 단계(SP9)로 진행한다.

도8에 도시된 처리 절차는 필요에 따라 비터비 등화기에 의해 처리를 위한 서브루틴 프로그램을 이용 및 실행할 수 있기 때문에, 디지탈 신호 처리기는 단순한 프로그램을 이용하여 도플러 주파수 시프트를 보정할 수 있다.

도8에 도시된 구성에 따라, 위상이 드리프트될 때 계산에 의해 분기 거리를 얻음으로써 위상차를 보정하도록 배열되어도, 제 1 실시예에 의해 얻어지는 것과 유사한 효과를 얻을 수 있다.

(4) 다른 실시예들

비록, 상술한 실시예에서는 비터비 등화기를 적용하여 최대 가능성이 추정되는 경우에 대해 설명되었지만, 본 발명은 그러한 경우에만 제한을 두지 않으며, 여러 최대 가능성 추정 알고리즘들이 파형을 등화시키기 위해 적용되는 경우에도 광범위하게 적용될 수 있다.

또한, 비록 상술한 실시예에서는 등화기(25)의 출력 데이타를 더 구별하여 디코딩이 실행되는 경우에 대해 설명되었지만, 본 발명은 그러한 경우에만 한정하지 않으며, 출력 데이타가 직접 출력되는 경우에도 광범위하게 적용될 수 있다.

또한, 비록 상술한 실시예에서는 가산기 회로(45)를 이용하여 I 및 Q 데이타를 시프팅하여 분기 거리가 검출되는 경우에 대해서 설명되었지만, 본 발명은 그에만 한정하지 않으며, I 및 Q 데이타 대신에 추정된 신호(EXn)를 시프팅하여 분기 거리가 검출될 수 있다.

더욱이, 미리 회전된 추정 신호 위상이 직접 발생될 수 있다.

또한, 비록 상술한 실시예에서는 분기 거리가 식(4)을 계산하여 검출되는 경우를 설명되었지만, 본 발명은 그러한 경우에만 한정하지 않으며, 식(4)을 대신하여 다음 식(5)을 계산하여 분기 거리(BM)가 검출될 수 있다.

상술한 구성에 따라, 분기 거리(BM)는 제곱의 합이 식(4)에 의해 검출되는 경우보다 용이하게 검출될 수 있기 때문에, 전체 처리가 단순화될 수 있다.

더욱이, 비록 상술한 실시예에서는 도플러 보정 처리가 한 비트씩 실행되는 경우에 대해서 설명되었지만, 본 발명은 그러한 경우에만 한정하지 않으며, 여러 비트들의 간격에서 도플러 보정이 실행될 수 있다. 이러한 점에서, 여러 비트들의 간격에서 도플러 보정이 실행될 때, 본 발명은 기간내에 △θ를 합산하여 평균할 수 있다. 그로 인해, 상술한 실시예들과 동일한 효과들을 얻을 수 있다.

또한, 상술한 실시예에서는 차분 코딩된 데이타(y)의 상태가 32-상태로 설정된 경우에 대해 설명하고 있지만, 본 발명은 이러한 경우에만 제한을 두지 않으며, 필요에 따라, 여러 값들로 상태를 설정하여 복조가 실행되는 경우에도 광범위하게 적용될 수 있다.

또한, 비록 상술한 실시예에서는, 위상차가 없는 경우와, 위상이 앞서는 측면으로 드리프트되는 경우와, 위상이 지연된 측면으로 드리프트되는 경우에 분기 거리가 검출되는 경우가 설명되었지만, 본 발명은 이러한 경우에만 한정하지 않으며, 필요에 따라, 위상 시프트 량을 미세하게 더 분할하여 분기 거리를 검출할 수 있다.

또한, 비록 상술한 실시예에서는 본 발명이 디지탈 셀룰러 시스템의 터미널에 적용되는 경우에 대해 설명되어 있지만, 차분 코딩된 데이타를 전송하는 무선 장치, 기록/재생 시스템 등으로 구성된 전송 경로를 이용하여 원하는 데이타를 디코딩하는 재생 장치에 광범위하게 적용될 수 있다.

비록, 본 발명의 양호한 실시예와 함께 설명되어 있지만, 본 발명의 기술 분야에 숙련된 사람들에 의해 여러 수정안이 있을 수 있으며, 따라서, 본 발명의 정신과 범위에 벗어남이 없이, 상술한 것과 같은 수정안 및 변경안이 있을 수 있다.

본 발명의 효과에 있어서, 순차적으로 변화하는 위상차는 연속적인 I 및 Q 데이타에 대해 상술한 처리를 순차적으로 반복하여 용이하게 보정될 수 있고, 그로 인해 도플러 시프트가 또한 보정될 수 있다. 또한, 도플러 주파수 시프트 이외에, 예를 들어, 기지국에 대한 내부 클럭의 주파수의 드리프트가 존재하는 경우에도, 용이하게 보정될 수 있다.

Claims

안테나(2)를 통해 입력되는 미리 결정된 수신 신호를 수신하고, 무선 전송된 데이타(y)를 디코딩하기 위한 무선 수신기(1)에 있어서,

상기 수신 신호를 검출하여 베이스 밴드 신호를 발생하기 위한 검출기 수단(15)과,

상기 베이스 밴드 신호를 미리 결정된 사이클로 샘플링하고, 연속된 수신 데이타(I, Q)를 상기 샘플링 사이클로 순차적으로 출력하기 위한 아날로그-디지탈 변환 회로(16)와,

상기 수신 데이타(I, Q)를 순차적으로 입력하고, 최대 가능성 추정(most likelihood estimation)을 통해 상기 전송 데이타(y)를 디코딩하기 위한 최대 가능성 결정 회로(maximum likelihood determination circuit)(25)와,

상기 전송 데이타(y)에 대응하는 상기 수신 데이타(I, Q)를 추정하여 추정 신호(EXn)를 발생하고, 상기 추정 신호(EXn) 또는 상기 수신 데이타(I, Q)로부터 미리 결정된 량만큼 위상 시프트된 수신 추정 신호를 발생하는 추정 신호 발생기 회로(41, 43, 44, 45 또는 47)와,

상기 수신 추정 신호와 상기 수신 데이타(I, Q) 사이 또는, 상기 추정 신호(EXn)와 상기 수신 추정 신호 사이의 분기 거리((BM+, BM 및 BM-)를 검출하여, 상기 수신 추정 신호의 위상 시프트에 대응하여, 상기 수신 데이타(I, Q)가 상기 추정 신호(EXn)와 위상이 동일한 경우에 제 1 분기 거리(BM)를 검출하고, 상기 추정 신호(EXn)가 상기 수신 데이타(I, Q)보다 위상이 앞선 경우에 제 2 분기 거리(BM+)를 검출하거나, 상기 추정 신호(EXn)가 상기 수신 데이타(I, Q)보다 위상이 지연된 경우에 제 3 거리(BM-)를 검출하는 분기 거리 검출기 회로(42)와,

상기 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과를 기초하여 상기 추정 신호(EXn)로부터 상기 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출하고, 상기 검출된 위상차에 기초하여 상기 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 보정하기 위한 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)를 포함하는 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 추정 신호 발생기 회로(41, 43, 44, 45 또는 47)는 상기 수신 데이타(I, Q)의 매 샘플에 대해 상기 추정 신호(EXn)를 발생하고,

상기 분기 거리 검출기 회로(42)는 상기 수신 데이타(I, Q)의 매 샘플에 대해 제 1 내지 제 2 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)을 검출하며,

상기 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)는 상기 수신 데이타(I, Q)의 매 샘플에 대해 상기 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 보정하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 분기 거리 검출기 회로(42 또는 51)는 상기 수신 데이타(I, Q)의 미러 결정된 샘플들의 수만큼 각각 수신된 데이타(I, Q)의 상기 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)을 누산하고,

상기 위상 보정 회로(26, 43, 44 또는 47)는 상기 누산된 제 1 내지 제 3 분기 거리에 기초하여 상기 추정 신호(EXn)로부터 상기 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출하여, 상기 제 1 내지 제 3 분기 거리들(BM+, BM 및 BM-)의 비교 결과에 기초하여 상기 추정 신호(EXn)로부터 상기 수신 데이타(I, Q)의 위상차를 검출하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 최대 가능성 결정 회로(25)는 비터비 등화기(Viterbi equalizer)(25)를 포함하는, 무선 수신기.
제 4 항에 있어서,

상기 추정 신호 발생기 회로(41, 43, 44, 45 또는 47)는 상기 비터비 등화기(25)에 의해 검출된 가장 확률이 높은 경로(most probable path)에 대응하는 상기 수신 데이타(I, Q)를 추정함으로써 상기 추정 신호(EXn)를 발생하는, 무선 수신기.