JP2000031874A

JP2000031874A - 適応アレーダイバーシティ受信機

Info

Publication number: JP2000031874A
Application number: JP10198494A
Authority: JP
Inventors: Makoto Taroumaru; 眞太郎丸; Hisao Koga; 久雄古賀
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-07-14
Filing date: 1998-07-14
Publication date: 2000-01-28

Abstract

(57)【要約】【課題】演算量が少なく回路規模が小さな適応アレー
ダイバーシティ受信機を提供することを目的とする。【解決手段】位相ベースバンド信号を入力し符号付位
相誤差を出力する位相誤差検出部８と、符号付位相誤差
の絶対値を出力する絶対値演算部９と、各受信信号に応
じて合成ウエイトを各々出力するウエイト計算部３３
と、各ブランチの位相誤差を合成ウエイトで重み付け加
算する重み付け部１０と、重み付けした位相誤差を加算
し合成して第１合成位相誤差を出力する第１の合成部５
Ａ，５Ｂと、加算合成ウエイトから第１の合成位相誤差
を減じて第２合成位相誤差を出力する第２の合成部６
Ａ，６Ｂと、復調データを出力する判定部１６０とを有
し、ウエイト計算部は、受信信号強度と、第１又は第２
合成位相誤差と、各ブランチ位相誤差とに応じて合成ウ
エイトを更新する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空間的に離して設
置された複数のアンテナによってデジタル変調信号を受
信する適応アレーダイバーシティ受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信分野において、秘話性
の向上、ＩＳＤＮ網やコンピュータ等との親和性、周波
数資源の有効利用等の観点から、移動無線通信のデジタ
ル化が進行している。デジタル移動無線通信では、例え
ば我国のデジタルセルラ電話あるいはデジタルコードレ
ス電話の規格である（財）電波システム開発センター標
準規格ＲＣＲＳＴＤ−２７あるいは同ＲＣＲＳＴＤ−２
８に規定されているように、変調方式としては差動符号
化位相シフトキーイング（以下差動ＰＳＫという）の１
種であるπ／４シフトＱＰＳＫがよく用いられる。差動
ＰＳＫはシンボル間の位相変化に情報がある。従って、
バンドパスフィルタ通過後リミタにより一定振幅となっ
た信号を位相検波し、スカラ量である位相ベースバンド
信号を信号処理してデータを復調する構成がとられる。
このように位相ベースバンド信号のみで処理することに
より、復調回路が簡単な構成で済む。一方、近年の移動
体通信需要の著しい増加に伴い、周波数資源の枯渇が懸
念されている。周波数資源を有効利用するためには、同
一の周波数（チャネル）の電波をできるだけ近い繰り返
し距離で再利用することが望ましい。しかし周波数の繰
り返し利用距離を縮めると同一チャネルを使用している
近隣の移動局または基地局からの干渉（同一チャネル干
渉）が増加するため、伝送品質が低下する問題がある。

【０００３】ところで、移動無線通信ではフェージング
が発生するため、伝送品質（デジタル通信においては誤
り率）が著しく悪化する。このため、通常は２本以上の
アンテナおよび受信回路（ブランチ）で受信する空間ダ
イバーシティ受信により、フェージングによる伝送品質
劣化を補償している。ダイバーシティのブランチ合成法
としては、受信信号強度（ＲＳＳＩ）が最も高いブラン
チの出力を受信出力とする検波後選択合成が最も一般的
である。さらに受信特性を改善する合成法としては検波
後最大比合成法が知られている。一般に最大比合成を行
う場合は、ブランチ毎に復調回路によって得られるベー
スバンド信号に対して直交・同相の２つの成分毎に等し
いウエイトでそれぞれ重み付け加算して合成ベースバン
ド信号を得る。

【０００４】上記ダイバーシティ受信は、単にフェージ
ングだけでなく、同一チャネル干渉に対しても伝送品質
劣化を改善することが知られているが、さらに有効な同
一チャネル干渉に対する伝送品質劣化特性を実現する方
式として、「適応ダイバーシティ」、「最小自乗合成ダ
イバーシティ」、「ＬＭＳアダプティブアレー」、「Ｃ
ＭＡアダプティブアレー」等の方式による適応アレーダ
イバーシティ受信機が提案されている。

【０００５】図５は従来の適応アレーダイバーシティ受
信機を示すブロック図である。図５において、１はアン
テナ、２は高周波回路２１、バンドパスフィルタ２２、
自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２３、準同期検波器２５
から構成される受信回路（ブランチ）、４は既知信号発
生部、１５は加算部、１６は判定部、１９は複素判定誤
差検出部、３０は各ブランチの複素ウエイトを計算する
ウエイト計算部、１００は複素乗算部である。

【０００６】このような構成の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機について、その機能等を説明する。

【０００７】受信回路（ブランチ）２はアンテナ１で得
られた受信信号の同相および直交成分をそれぞれ実部お
よび虚部に対応させた複素ベースバンド信号に変換す
る。一般的なデジタル変調信号の受信機と同様に、受信
回路２のバンドパスフィルタ２２はできるだけ符号間干
渉が生じない範囲で狭帯域なものを用いる。複素乗算部
１００は、ブランチ毎に受信回路２から得られた複素ベ
ースバンド信号ｘｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）に、ウエ
イト計算部３０からの複素ウエイトＷｃｋを乗じて重み
付けし、加算部１５は各ブランチの複素乗算部１００で
重み付けされた複素ベースバンド信号を合成し、判定部
１６は加算部１５で合成された複素ベースバンド信号を
適当なしきい値と比較して送信されたデータを判定し、
復調データとして出力する。既知信号発生部４は、送信
データの一部に定期的に挿入されたパイロットシンボル
と称する既知のデータを格納し、発生させる。複素判定
誤差検出部１９は、判定部１６で判定された復調データ
あるいは既知信号発生部１８から得られる既知のデータ
に対応する理想的な複素ベースバンド信号である参照信
号ｘｒと、加算部１５で合成された複素ベースバンド信
号との差を出力する。

【０００８】以上は図５における信号処理を説明した
が、通常はこれらの処理は、デジタル回路や上記信号処
理がプログラムされたデジタルシグナルプロセッサ（Ｄ
ＳＰ）で実現される。さらに具体的なハードウエア構成
としては、例えば文献（志村隆則ほか「アダプティブア
レー技術を適用したＧＭＳＫ／ＴＤＭＡ装置の開発」電
子情報通信学会技術研究報告ＲＣＳ８９−３１）に示さ
れている。同文献に開示されているように、複数のＤＳ
Ｐで並列処理を行う構成となっている場合が多い。

【０００９】次に、図５の適応アレーダイバーシティ受
信機について、その動作を説明する。

【００１０】図５に示すように、上記各受信方式では、
最大比合成による空間ダイバーシティと同様に、複数本
のアンテナ１および受信回路（ブランチ）２で受信し、
ブランチ毎に得られる直交・同相のベースバンド信号を
各々異なるウエイトで重み付け加算して合成する。即
ち、複素ベースバンド信号ｘ１，ｘ２，．．．を複素数
のウエイトＷｃ１，Ｗｃ２，．．．によって重み付けし
て合成する。ウエイトＷｃ１，Ｗｃ２，．．．は、ウエ
イト計算部３０によって、参照信号ｘｒと合成後の信号
との誤差ｘｅが少なくなるよう、あるいは合成後の複素
信号の絶対値が一定になるよう、各ブランチの信号ｘ
１，ｘ２，．．．および誤差ｘｅを用いて適応的に逐次
更新される。ウエイト更新アルゴリズムとしては、タッ
プ付遅延線による線形等化器と同様のＬＭＳやＲＬＳア
ルゴリズムが用いられており、具体的には例えば文献
（斉藤洋一著「ディジタル無線の変復調技術」電子情報
通信学会編）に示されている。

【００１１】前述のＣＭＡアダプティブアレーに関して
は、例えば文献（藤本京平監修「図解移動通信用アンテ
ナシステム」総合電子出版社刊）にウエイト更新アルゴ
リズムが掲載されている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の適応アレーダイバーシティ受信機では、上記のよう
に各ブランチ（各受信回路）２にて複素乗算により重み
付けを行う必要がある。１回の複素乗算を実現するには
実数の乗算を４回行う必要があり、Ｋブランチでは４Ｋ
回の乗算が必要となる。また、ウエイト計算において
も、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた場合にはＫ回の
複素乗算が、即ち４Ｋ回の乗算が必要になる。従って、
多数の乗算器または乗算回数が必要となり、回路規模が
増大し、あるいはＤＳＰの処理量が増大して高速なＤＳ
Ｐが必要となる。従って、製造原価が高くなるばかりで
なく装置が大型となり、消費電力も大きくなるという問
題点を有していた。

【００１３】この適応アレーダイバーシティ受信機で
は、演算量が少なく回路規模が小さいことが要求されて
いる。

【００１４】本発明は、演算量が少なく回路規模が小さ
な適応アレーダイバーシティ受信機を提供するを目的と
する。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明の適応アレーダイバーシティ受信機は、複数の
アンテナから出力される各受信信号を位相検波して各受
信信号の位相あるいは各受信信号の位相の時間差分値に
応じた位相ベースバンド信号を各々出力する受信回路
と、位相ベースバンド信号から、雑音、干渉、歪みが無
い場合の理想シンボル点のうちの半数の理想シンボル点
の位相を減じ、半数の理想シンボル点に対する符号付位
相誤差を各々出力する位相誤差検出部と、符号付位相誤
差の絶対値を各ブランチの位相誤差として各々出力する
絶対値演算部と、各受信信号に応じて合成ウエイトを各
々出力するウエイト計算部と、各ブランチの位相誤差を
合成ウエイトで重み付け加算する重み付け部と、重み付
け部で重み付けした各ブランチの位相誤差を加算して合
成し、半数の理想シンボル点に対する第１の合成位相誤
差を半数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第１の
合成部と、各合成ウエイトを加算し、加算された合成ウ
エイトから第１の合成位相誤差を減じ、理想シンボル点
のうちの半数の理想シンボル点とπラジアンだけ位相が
異なる残り半数の理想シンボル点に対する第２の合成位
相誤差を残り半数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力す
る第２の合成部と、第１、第２の合成位相誤差のうち最
小となる合成位相誤差に対応する理想シンボル点を判定
し、判定した理想シンボル点に対応する符号を復調デー
タとして出力する判定部とを有し、ウエイト計算部は、
各受信信号の受信信号強度と、参照データに対応する理
想シンボル点に関する第１または第２の合成位相誤差
と、参照データに対応する理想シンボル点に関する各ブ
ランチ位相誤差とに応じて合成ウエイトを更新し、参照
データは判定部の復調データまたは送信信号に含まれる
既知データである構成を備えている。

【００１６】これにより、演算量が少なく回路規模が小
さな適応アレーダイバーシティ受信機が得られる。

【００１７】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の適応ア
レーダイバーシティ受信機は、複数のアンテナから出力
される各受信信号を位相検波して各受信信号の位相ある
いは各受信信号の位相の時間差分値に応じた位相ベース
バンド信号を各々出力する受信回路と、位相ベースバン
ド信号から、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想シンボ
ル点のうちの半数の理想シンボル点の位相を減じ、半数
の理想シンボル点に対する符号付位相誤差を各々出力す
る位相誤差検出部と、符号付位相誤差の絶対値を各ブラ
ンチの位相誤差として各々出力する絶対値演算部と、各
受信信号に応じて合成ウエイトを各々出力するウエイト
計算部と、各ブランチの位相誤差を合成ウエイトで重み
付け加算する重み付け部と、重み付け部で重み付けした
各ブランチの位相誤差を加算して合成し、半数の理想シ
ンボル点に対する第１の合成位相誤差を半数の理想シン
ボル点毎にそれぞれ出力する第１の合成部と、各合成ウ
エイトを加算し、加算された合成ウエイトから第１の合
成位相誤差を減じ、理想シンボル点のうちの半数の理想
シンボル点とπラジアンだけ位相が異なる残り半数の理
想シンボル点に対する第２の合成位相誤差を残り半数の
理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第２の合成部と、
第１、第２の合成位相誤差のうち最小となる合成位相誤
差に対応する理想シンボル点を判定し、判定した理想シ
ンボル点に対応する符号を復調データとして出力する判
定部とを有し、ウエイト計算部は、各受信信号の受信信
号強度と、参照データに対応する理想シンボル点に関す
る第１または第２の合成位相誤差と、参照データに対応
する理想シンボル点に関する各ブランチ位相誤差とに応
じて合成ウエイトを更新し、参照データは判定部の復調
データまたは送信信号に含まれる既知データであること
としたものであり、複素数の乗算が不要となり、従来は
ブランチ当たり４回あるいは４個必要であった乗算処理
あるいは乗算回路がブランチ当たり２回あるいは２個と
なって半減するという作用を有する。

【００１８】請求項２に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機は、複数のアンテナから出力される各受信信号
を位相検波して各受信信号の位相あるいは各受信信号の
位相の時間差分値に応じた位相ベースバンド信号を各々
出力する受信回路と、位相ベースバンド信号に位相ウエ
イトを加算する位相回転部と、位相回転部の出力信号か
ら、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想シンボル点のう
ちの半数の理想シンボル点の位相を減じ、半数の理想シ
ンボルに対する符号付位相誤差を各々出力する位相誤差
検出部と、符号付位相誤差の絶対値を各ブランチの位相
誤差として各々出力する絶対値演算部と、各受信信号に
応じて合成ウエイトを各々出力するウエイト計算部と、
各ブランチの位相誤差を合成ウエイトで重み付け加算す
る重み付け部と、重み付け部で重み付けした各ブランチ
の位相誤差を加算して合成し、半数の理想シンボル点に
対する第１の合成位相誤差を半数の理想シンボル点毎に
それぞれ出力する第１の合成部と、各ウエイトを加算
し、加算されたウエイトから第１の合成位相誤差を減
じ、理想シンボル点のうち半数の理想シンボル点とπラ
ジアンだけ位相が異なる残り半数の理想シンボル点に対
する第２の合成位相誤差を残り半数の理想シンボル点毎
にそれぞれ出力する第２の合成部と、第１、第２の合成
位相誤差のうち最小となる合成位相誤差に対応する理想
シンボル点を判定し、判定した理想シンボル点に対応す
る符号を復調データとして出力する判定部とを有し、ウ
エイト計算部は、各受信信号の受信信号強度と、参照デ
ータに対応する理想シンボル点に関する符号付位相誤差
と、参照データに対応する理想シンボル点に関する第１
または第２の合成位相誤差と、参照データに対応する各
ブランチの位相誤差とに応じて合成ウエイトおよび位相
ウエイトを更新し、参照データは判定部の復調データま
たは送信信号に含まれる既知データであることとしたも
のであり、複素数の乗算が不要となり、従来と比べ乗算
処理あるいは乗算回路が半減し、等価的に同期検波とな
って受信感度が向上するという作用を有する。

【００１９】請求項３に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機は、請求項１または２に記載の適応アレーダイ
バーシティ受信機において、ウエイト計算部は、参照デ
ータに対応する理想シンボル点に関する第１または第２
の合成位相誤差に正の係数を乗じた値に対し、参照デー
タに関する各ブランチの位相誤差が大きい場合には合成
ウエイトを減少させ、参照データに関する各ブランチの
位相誤差が小さい場合には増加させることとしたもので
あり、干渉波によるビット誤り率特性が向上するように
合成ウエイトが定まるという作用を有する。

【００２０】請求項４に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機は、請求項２または３に記載の適応アレーダイ
バーシティ受信機において、ウエイト計算部は、参照デ
ータが半数の理想シンボル点に対応する場合には半数の
理想シンボルに関する符号付位相誤差の符号が正のとき
位相ウエイトを減少させ、負のとき増加させることと
し、参照データが残り半数の理想シンボル点に対応する
場合には残り半数の理想シンボルと位相がπ異なる理想
シンボル点に関する符号付位相誤差の符号を反転させた
ものが正のとき位相ウエイトを減少させ、負のとき増加
させることとしたものであり、干渉波によるビット誤り
率特性が向上するように位相ウエイトが補正されるとい
う作用を有する。

【００２１】請求項５に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機は、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の適
応アレーダイバーシティ受信機において、ウエイト計算
部は、合成ウエイトの初期値として各受信信号の受信信
号強度に比例した値を設定することとしたものであり、
初期値設定が容易で、構成が簡略化されるという作用を
有する。

【００２２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図４を参照しながら説明する。（実施の形態１）図１は本発明の実施の形態１によるπ
／４シフトＱＰＳＫの適応アレーダイバーシティ受信機
を示すブロック図である。

【００２３】図１において、１は空間、指向性または偏
波ダイバーシティを形成するアンテナ、２Ａは高周波回
路２１、バンドパスフィルタ２２、リミタ増幅器２４、
位相検波器２６、１シンボル遅延回路２７、減算器２８
から構成される受信回路、４は既知信号発生部、５Ａ、
５Ｂは第１の合成部としての位相誤差加算部、６Ａ、６
Ｂは第２の合成部としての減算器、８は位相誤差検出
部、９は絶対値演算部、１０は重み付け部、１３はウエ
イト加算部、３１は合成位相誤差選択部、３２は選択計
算部、３３はウエイト計算部、１６０は判定部である。

【００２４】このように構成された適応アレーダイバー
シティ受信機について、その機能等を説明する。

【００２５】一般的なデジタル変調信号の受信機と同様
に、受信回路２Ａのバンドパスフィルタ２２はできるだ
け符号間干渉が生じない範囲で狭帯域なもの、すなわち
送信波形に対応した整合フィルタ、あるいはそれに近似
した周波数特性を有するセラミックフィルタを用いる。
位相検波器２６は、適当な基準信号の位相、例えば受信
機内部で発生させたクロックに対する位相を検出する。
１シンボル遅延回路２７は位相検波器２４の出力を１シ
ンボル遅延させるもので、減算器２８とともに遅延検波
器を構成する。位相誤差検出部８は、ＱＰＳＫの信号点
位相のうち、π／４（以下、「信号点Ａ」と呼ぶ）およ
び３π／４（以下、「信号点Ｂ」と呼ぶ）と位相ベース
バンド信号との差を符号付位相誤差として各ブランチ毎
にそれぞれ出力する。絶対値演算部９は、該符号付位相
誤差の絶対値を出力する。ウエイト計算部３３は各ブラ
ンチに対する合成ウエイトｗｋ（ｋ＝１，２，．．．，
Ｋ）を出力し、重み付け部１０は、信号点ＡおよびＢに
対する位相誤差の絶対値をウエイト計算部３３で得られ
たウエイトで重み付け、すなわち乗算する。位相誤差加
算部５Ａおよび５Ｂはウエイト計算部３３によって重み
付けされた、信号点ＡおよびＢに対する各ブランチの位
相誤差をそれぞれ加算して合成する。ウエイト加算部１
３は各ブランチの合成ウエイトを加算してπを乗じる。
減算器６Ａおよび６Ｂは、ウエイト加算部１３の出力か
ら信号点ＡおよびＢに対する合成位相誤差を減じ、これ
ら信号点Ａ、Ｂとπだけ位相が異なる信号点ａ、ｂに対
する合成位相誤差を算出する。判定部１６０は、入力さ
れる４つの位相誤差の中で最も小さなものに対応するシ
ンボル点を復調データとして出力する。既知信号発生部
４は送信データの一部に定期的に挿入されたパイロット
シンボルと称する既知のデータを格納し、発生させる。
合成位相誤差選択部３１は、判定部１６０の復調データ
または既知信号発生部４の発生データに対応するシンボ
ル点に対する合成位相誤差δＲ（δＲはδＡ、δＢ、δ
ａ、δｂから選択されたもの）を選択してウエイト計算
部３３へ出力する。３２は選択計算部で、判定部１６０
の復調データまたは既知信号発生部４の発生データが信
号点ＡおよびＢの場合にはそれぞれに対応する各ブラン
チの位相誤差を選択してｗｋδＲｋとしてウエイト計算
部３３へ出力する。また、判定部１６０の復調データま
たは既知信号発生部４の発生データが信号点ａおよびｂ
の場合には、それぞれπｗｋ−ｗｋδＡｋおよびπｗｋ
−ｗｋδＢｋの値を選択してｗｋδＲｋとしてウエイト
計算部３３へ出力する。

【００２６】なお、位相検波器２６の前あるいは後にＡ
／Ｄ変換器を設け、以降の処理をデジタル信号処理で行
うと、回路の小型化、無調整化等の点で望ましい。ま
た、受信信号強度は通常、リミタ増幅器２４によってｄ
Ｂ値、すなわち受信電力の対数に比例した値を容易に得
ることができる。従ってウエイト計算部３３は指数演算
を行うが、計算時間を短縮するためにメモリ上に記憶さ
れたテーブル（ＲＯＭＬｏｏｋ−ｕｐＴａｂｌｅ）で
実現できる。あるいはウエイトを２のべき乗に限定して
丸めると、３ｄＢ単位にビットシフト処理を行うだけで
済むため、構成が簡単になる。さらにウエイト加算部１
３におけるπの乗算処理は、πが２のべき乗、例えばπ
が１２８、π／２が６４等に対応するように位相情報を
量子化するとシフト量固定のビットシフト処理になるた
め、回路構成が極めて簡単になる。

【００２７】次に、図１の適応アレーダイバーシティ受
信機について、その動作を図２を用いて説明する。図２
は理想シンボル点を示すグラフ図であり、横軸はＩを、
縦軸はＱを示す。

【００２８】アンテナ１で得られた高周波信号は、各ブ
ランチ毎に高周波回路２１で増幅および周波数変換が施
され、バンドパスフィルタ２２で所要の帯域を選択通過
し、リミタ増幅器２４で定振幅化される。そしてリミタ
増幅器２４の出力信号は位相検波器２６で位相情報に変
換され、１シンボル遅延回路２７と減算器２８とから成
る遅延検波器により位相ベースバンド信号Ψｋ（ｋ＝
１，２，．．．Ｋ）を得る。１シンボル遅延回路２７は
１シンボル前の位相を減算器２８に与え、減算器２８は
現時点の位相から１シンボル前の位相を減じる。ここに
添字ｋはブランチ番号を表す。位相ベースバンド信号Ψ
ｋは位相誤差検出部８に入力され、各ブランチ毎に信号
点ＡおよびＢとの符号付位相誤差ｄＡｋおよびｄＢｋが
それぞれ求められる。そして絶対値演算部９により位相
誤差δＡｋおよびδＢｋとなる。各信号点と位相誤差の
関係は図２のようになる。δＡｋおよびδＢｋは、重み
付け部１０でそれぞれブランチ毎に重み付けされ、さら
に位相誤差加算部５Ａおよび５Ｂで合成され、（数１）
で定義される合成位相誤差δＡおよびδＢを得る。

【００２９】

【数１】

【００３０】以上の動作は合成ウエイトの計算方法を除
き、特開平６−２６８５５９号公報にて開示されている
「ダイバーシチ受信機」と同様である。一方、信号点ａ
およびｂに対する合成位相誤差δａおよびδｂは以下の
ように得られる。まず、ウエイト計算部３３から出力さ
れる各ブランチのウエイトｗ１，ｗ２，．．．，ｗＫは
ウエイト加算部１３で合計されてπを乗じられ、減算器
６Ａおよび６Ｂに入力される。従って減算器６Ａの出力
には、（数２）なる信号が現れる。

【００３１】

【数２】

【００３２】ここで、図２から明らかなように、（数
３）なる関係と（数１）のδＡ定義式を用いて（数２）
を変形すると、（数４）に示すようにδａに一致する。

【００３３】

【数３】

【００３４】

【数４】

【００３５】即ち減算器６Ａの出力には、信号点ａに対
する合成位相誤差δａが得られる。同様にして減算器６
Ｂの出力には、信号点ｂに対する合成位相誤差δｂが得
られる。そして判定部１６０では従来のダイバーシティ
受信機と同様に、合成位相誤差δＡ、δＢ、δａおよび
δｂの中から最小のものを検出・判定し、当該位相点に
対応する２ビットデータを復調データとして出力する。
ウエイト計算部３３は（数５）に示す更新式に従って合
成ウエイトを更新する。

【００３６】

【数５】

【００３７】ここに（ｎ）はｎ番目のシンボルタイミン
グにおける各信号・変数の値を示す。μはステップ定数
と呼ばれる適当な正の定数である。またＡｋは第ｋブラ
ンチにおける受信信号の振幅で、この値はリミタ増幅器
２４から受信信号強度信号として得られる。即ち、全ブ
ランチで加重平均された合成位相誤差δＲに対して当該
ブランチの重み付き位相誤差が大きければ当該ブランチ
の合成ウエイトを減らし、小さければ増やす動作をす
る。従って干渉波が強く受信されて位相誤差が大きくな
ったブランチのウエイトが小さくなり、希望波が良好に
受信できているブランチのウエイトが大きくなる。従っ
て干渉波による影響が軽減され、干渉波が存在する場合
でも良好なビット誤り率特性が得られる。

【００３８】なお、本実施の形態ではリミタ増幅器２４
を用いた受信機への適用例を示したが、リミタ増幅器に
替えてＡＧＣ回路を用いた受信機に対しても全く同様に
動作する。また、合成ウエイトｗｋの初期値として、ブ
ランチ毎の受信電力に比例した値を設定すれば、合成ウ
エイトｗｋが最終的に漸近する値に比較的近い値になる
ため合成ウエイトが早期に収束する。従って、特にバー
スト伝送となるＴＤＭＡ（時分割多元接続）あるいはＴ
ＤＤ（時分割複信）方式による方式に好適である。ブラ
ンチ毎の受信電力は、その対数に比例した値が受信信号
強度値としてリミタ増幅器２４から容易に得ることがで
きる。

【００３９】以上のように本実施の形態によれば、ウエ
イト計算部３３は、各受信信号の受信信号強度（ＲＳＳ
Ｉ）と、参照データに対応する理想シンボル点に関する
第１または第２の合成位相誤差と、参照データに対応す
る理想シンボル点に関する各ブランチ位相誤差とに応じ
て合成ウエイトを更新し、参照データは判定部の復調デ
ータまたは送信信号に含まれる既知データであるように
したことにより、複素数の乗算が不要となるので、従来
はブランチ当たり４回あるいは４個必要であった乗算処
理あるいは乗算回路がブランチ当たり２回あるいは２個
となって半減させることができ、従って回路が簡単にな
り、小型化、低消費電力化が可能となる。

【００４０】（実施の形態２）図３は本発明の実施の形
態２によるＱＰＳＫの適応アレーダイバーシティ受信機
を示すブロック図である。

【００４１】図３において、アンテナ１、既知信号発生
部４、第１の合成部としての位相誤差加算部５Ａ、５
Ｂ、第２の合成部としての減算器６Ａ、６Ｂ、位相誤差
検出部８、絶対値演算部９、重み付け部１０、ウエイト
加算部１３、合成位相誤差選択部３１、選択計算部３
２、判定部１６０は図１と同様のものなので、同一符号
を付し、説明は省略する。２Ｂは各ブランチ毎にアンテ
ナ１で得られた受信信号を位相ベースバンド信号に変換
する受信回路、７はウエイト計算部３４からの位相ウエ
イトφｗｋを、受信部２からの位相ベースバンド信号Ψ
ｋに加算して出力する位相回転部、２９はキャリア再生
回路、３４は各ブランチに対する合成ウエイトｗｋ（ｋ
＝１，２，．．．，Ｋ）および位相ウエイトφｗｋを出
力するウエイト計算部、３５は符号選択部である。受信
回路２Ｂは、高周波回路２１、バンドパスフィルタ２
２、リミタ増幅器２４、位相検波器２６、キャリア再生
回路２９、減算器２８から構成される。符号選択部３５
は、判定部１６０の復調データまたは既知信号発生部４
のデータが信号点ＡおよびＢの場合には、それぞれに対
応する各ブランチの符号付位相誤差を選択し、その符号
をＳｉｇｎ（ｄＲｋ）としてウエイト計算部３４へ出力
する。また、判定部１６０の復調データまたは既知信号
発生部４のデータが信号点ａおよびｂの場合には、Ｓｉ
ｇｎ（−ｄＡｋ）およびＳｉｇｎ（−ｄＢｋ）それぞれ
を選択し、Ｓｉｇｎ（ｄＲｋ）としてウエイト計算部３
３へ出力する。受信回路２Ｂのキャリア再生回路２９は
位相検波器２４の出力から搬送波の位相を検出するもの
で、減算器２８とともに同期検波器を構成する。具体的
な動作原理は、例えば文献（Ｙ．Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ，
ｅｔ．ａｌ，”Ａｎｅｗｂｕｒｓｔｃｏｈｅｒｅ
ｎｔｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｆｏｒｍｉｃｒｏｃｅ
ｌｌｕｌａｒＴＤＭＡ／ＴＤＤｓｙｓｔｅｍｓ”，
ＩＥＩＣＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｍ
ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．Ｅ７７−Ｂ，ｐｐ．
９２７−９３３，Ｊｕｌｙ，１９９４．）に開示されて
いる。

【００４２】以上のように構成された適応アレーダイバ
ーシティ受信機について、以下その動作を説明する。

【００４３】本実施の形態も、位相ウエイトφｗｋを受
信部２Ｂからの位相ベースバンド信号Ψｋに加算する点
を除けば、実施の形態１と同様の動作を行う。即ち、ウ
エイト計算部３４は（数５）に示した更新式に従って合
成ウエイトを更新する。さらにウエイト計算部３４は
（数６）に示した更新式に従って位相ウエイトを更新す
る。

【００４４】

【数６】

【００４５】即ち、全ブランチで加重平均された位相誤
差に対して当該ブランチの重み付き位相誤差が大きけれ
ば当該ブランチの合成ウエイトを減らし、小さければ増
やすとともに、位相誤差を打ち消すように位相ウエイト
が更新される。なお、当該ブランチの受信信号の品質が
悪く、雑音によって一時的に大きな位相誤差が発生した
場合でも、位相誤差のウエイトは小さくなっているので
判定誤り率を悪化させることはない。このように同期検
波による位相ベースバンド信号対し、位相ウエイトで修
正をした後に第１の実施形態と同様の処理を施すことに
より、干渉波による影響がさらに軽減され、干渉波が存
在する場合でも良好なビット誤り率特性が得られる。

【００４６】なお、本実施の形態ではＱＰＳＫ同期検波
の受信機への適用例を示したが、一般にＭ相のＰＳＫに
も適用可能である。即ち、位相誤差検出部８における基
準の信号点位相を、変調方式に応じてその半数の信号点
だけ設定すれば全く同様に動作する。また、位相誤差検
出部８における基準の信号点位相を１シンボル毎にπ／
４ずつずらし、復調データ出力に対して差動復号を行え
ばπ／４シフトＱＰＳＫにも適用可能である。また、本
実施の形態ではリミタ増幅器２４を用いた受信機への適
用例を示したが、リミタ増幅器に替えてＡＧＣ回路を用
いた受信機に対しても全く同様に動作する。また、合成
ウエイトｗｋの初期値として、ブランチ毎の受信電力に
比例した値を設定すれば、合成ウエイトｗｋが最終的に
漸近する値に比較的近い値になるため合成ウエイトが早
期に収束する。従って、特にバースト伝送となるＴＤＭ
Ａ（時分割多元接続）あるいはＴＤＤ（時分割複信）方
式による方式に好適である。ブランチ毎の受信電力は、
その対数に比例した値が受信信号強度値としてリミタ増
幅器２４から容易に得ることができる。

【００４７】以上のように本実施の形態によれば、ウエ
イト計算部３４は、各受信信号の受信信号強度（ＲＳＳ
Ｉ）と、参照データに対応する理想シンボル点に関する
符号付位相誤差と、参照データに対応する理想シンボル
点に関する第１または第２の合成位相誤差と、参照デー
タに対応する各ブランチの位相誤差とに応じて合成ウエ
イトおよび位相ウエイトを更新し、参照データは判定部
の復調データまたは送信信号に含まれる既知データであ
るようにしたことにより、実施の形態１の場合と同様、
複素数の乗算が不要となるので、従来と比べ乗算処理あ
るいは乗算回路を半減させることができ、従って回路が
簡単になり、小型化、低消費電力化が可能となる。ま
た、受信回路２Ｂは等価的に同期検波となって受信感度
を向上させることができる。

【００４８】（実施の形態３）図４は本発明の実施の形
態３によるＱＰＳＫの適応アレーダイバーシティ受信機
を示すブロック図である。図４において、アンテナ１、
既知信号発生部４、第１の合成部としての位相誤差加算
部５Ａ、５Ｂ、第２の合成部としての減算器６Ａ、６
Ｂ、位相回転部７、位相誤差検出部８、絶対値演算部
９、重み付け部１０、ウエイト加算部１３、合成位相誤
差選択部３１、選択計算部３２、ウエイト計算部３４、
符号選択部３５、判定部１６０は図３と同様のものなの
で、同一符号を付し、説明は省略する。２Ｃは各ブラン
チ毎にアンテナ１で得られた受信信号を位相ベースバン
ド信号に変換する受信回路であり、受信回路２Ｃは、高
周波回路２１、バンドパスフィルタ２２、リミタ増幅器
２４、位相検波器２６から構成される。

【００４９】図４から明らかなように、本実施の形態に
よる適応アレーダイバーシティ受信機は、実施の形態２
による適応アレーダイバーシティ受信機を示す図３にお
けるキャリア再生回路２９および減算器２８を省いたも
のであって、他は実施の形態２と全く同様に動作する。
即ち、位相ウエイトφｗｋが（数６）によって位相誤差
が無くなるよう更新されるため、位相ウエイトは図３に
おけるキャリア再生回路２９が出力する搬送波位相を含
んだ値に漸近する。このようにキャリア再生回路を含む
同期検波器を有しない場合にも、等価的に同期検波とし
て動作するので、実施の形態２よりも簡単な構成で同様
の干渉低減効果を得ることができる。

【００５０】なお、本実施の形態ではリミタ増幅器２４
を用いた受信機への適用例を示したが、リミタ増幅器に
替えてＡＧＣ回路を用いた受信機に対しても全く同様に
動作する。また、合成ウエイトｗｋの初期値として、ブ
ランチ毎の受信電力に比例した値を設定すれば、合成ウ
エイトｗｋが最終的に漸近する値に比較的近い値になる
ため合成ウエイトが早期に収束する。従って、特にバー
スト伝送となるＴＤＭＡ（時分割多元接続）あるいはＴ
ＤＤ（時分割複信）方式による方式に好適である。ブラ
ンチ毎の受信電力は、その対数に比例した値が受信信号
強度値としてリミタ増幅器２４から容易に得ることがで
きる。

【００５１】

【発明の効果】以上のように本発明の請求項１に記載の
適応アレーダイバーシティ受信機によれば、複数のアン
テナから出力される各受信信号を位相検波して各受信信
号の位相あるいは各受信信号の位相の時間差分値に応じ
た位相ベースバンド信号を各々出力する受信回路と、位
相ベースバンド信号から、雑音、干渉、歪みが無い場合
の理想シンボル点のうちの半数の理想シンボル点の位相
を減じ、半数の理想シンボル点に対する符号付位相誤差
を各々出力する位相誤差検出部と、符号付位相誤差の絶
対値を各ブランチの位相誤差として各々出力する絶対値
演算部と、各受信信号に応じて合成ウエイトを各々出力
するウエイト計算部と、各ブランチの位相誤差を合成ウ
エイトで重み付け加算する重み付け部と、重み付け部で
重み付けした各ブランチの位相誤差を加算して合成し、
半数の理想シンボル点に対する第１の合成位相誤差を半
数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第１の合成部
と、各合成ウエイトを加算し、加算された合成ウエイト
から第１の合成位相誤差を減じ、理想シンボル点のうち
の半数の理想シンボル点とπラジアンだけ位相が異なる
残り半数の理想シンボル点に対する第２の合成位相誤差
を残り半数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第２
の合成部と、第１、第２の合成位相誤差のうち最小とな
る合成位相誤差に対応する理想シンボル点を判定し、判
定した理想シンボル点に対応する符号を復調データとし
て出力する判定部とを有し、ウエイト計算部は、各受信
信号の受信信号強度と、参照データに対応する理想シン
ボル点に関する第１または第２の合成位相誤差と、参照
データに対応する理想シンボル点に関する各ブランチ位
相誤差とに応じて合成ウエイトを更新し、参照データは
判定部の復調データまたは送信信号に含まれる既知デー
タであることにより、複素数の乗算が不要となるので、
従来はブランチ当たり４回あるいは４個必要であった乗
算処理あるいは乗算回路をブランチ当たり２回あるいは
２個として半減させることができ、回路の簡単化が可能
となり、小型化、低消費電力化が可能となるという有利
な効果がある。

【００５２】請求項２に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機によれば、複数のアンテナから出力される各受
信信号を位相検波して各受信信号の位相あるいは各受信
信号の位相の時間差分値に応じた位相ベースバンド信号
を各々出力する受信回路と、位相ベースバンド信号に位
相ウエイトを加算する位相回転部と、位相回転部の出力
信号から、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想シンボル
点のうちの半数の理想シンボル点の位相を減じ、半数の
理想シンボルに対する符号付位相誤差を各々出力する位
相誤差検出部と、符号付位相誤差の絶対値を各ブランチ
の位相誤差として各々出力する絶対値演算部と、各受信
信号に応じて合成ウエイトを各々出力するウエイト計算
部と、各ブランチの位相誤差を合成ウエイトで重み付け
加算する重み付け部と、重み付け部で重み付けした各ブ
ランチの位相誤差を加算して合成し、半数の理想シンボ
ル点に対する第１の合成位相誤差を半数の理想シンボル
点毎にそれぞれ出力する第１の合成部と、各ウエイトを
加算し、加算されたウエイトから第１の合成位相誤差を
減じ、理想シンボル点のうち半数の理想シンボル点とπ
ラジアンだけ位相が異なる残り半数の理想シンボル点に
対する第２の合成位相誤差を残り半数の理想シンボル点
毎にそれぞれ出力する第２の合成部と、第１、第２の合
成位相誤差のうち最小となる合成位相誤差に対応する理
想シンボル点を判定し、判定した理想シンボル点に対応
する符号を復調データとして出力する判定部とを有し、
ウエイト計算部は、各受信信号の受信信号強度と、参照
データに対応する理想シンボル点に関する符号付位相誤
差と、参照データに対応する理想シンボル点に関する第
１または第２の合成位相誤差と、参照データに対応する
各ブランチの位相誤差とに応じて合成ウエイトおよび位
相ウエイトを更新し、参照データは判定部の復調データ
または送信信号に含まれる既知データであることによ
り、複素数の乗算が不要となるので、従来と比べ乗算処
理あるいは乗算回路を半減させることができ、回路の簡
単化、小型化、低消費電力化が可能となり、また、受信
回路は等価的に同期検波となって受信感度を向上させる
ことができるという有利な効果がある。

【００５３】請求項３に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機によれば、請求項１または２に記載の適応アレ
ーダイバーシティ受信機において、ウエイト計算部は、
参照データに対応する理想シンボル点に関する第１また
は第２の合成位相誤差に正の係数を乗じた値に対し、参
照データに関する各ブランチの位相誤差が大きい場合に
は合成ウエイトを減少させ、参照データに関する各ブラ
ンチの位相誤差が小さい場合には増加させることによ
り、干渉波によるビット誤り率特性が向上するように合
成ウエイトが定まるという有利な効果が得られる。

【００５４】請求項４に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機によれば、請求項２または３に記載の適応アレ
ーダイバーシティ受信機において、ウエイト計算部は、
参照データが半数の理想シンボル点に対応する場合には
半数の理想シンボルに関する符号付位相誤差の符号が正
のとき位相ウエイトを減少させ、負のとき増加させるこ
ととし、参照データが残り半数の理想シンボル点に対応
する場合には残り半数の理想シンボルと位相がπ異なる
理想シンボル点に関する符号付位相誤差の符号を反転さ
せたものが正のとき位相ウエイトを減少させ、負のとき
増加させることにより、干渉波によるビット誤り率特性
が向上するように位相ウエイトが補正されるという有利
な効果が得られる。

【００５５】請求項５に記載の適応アレーダイバーシテ
ィ受信機によれば、請求項１乃至４のいずれか１項に記
載の適応アレーダイバーシティ受信機において、ウエイ
ト計算部は、合成ウエイトの初期値として各受信信号の
受信信号強度に比例した値を設定することにより、初期
値設定を容易とし、構成を簡略化することができるとい
う有利な効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１によるπ／４シフトＱＰ
ＳＫの適応アレーダイバーシティ受信機を示すブロック
図

【図２】理想シンボル点を示すグラフ

【図３】本発明の実施の形態２によるＱＰＳＫの適応ア
レーダイバーシティ受信機を示すブロック図

【図４】本発明の実施の形態３によるＱＰＳＫの適応ア
レーダイバーシティ受信機を示すブロック図

【図５】従来の適応アレーダイバーシティ受信機を示す
ブロック図

【符号の説明】

１アンテナ２Ａ，２Ｂ，２Ｃ受信回路４既知信号発生部５Ａ，５Ｂ位相誤差加算部６Ａ，６Ｂ減算器７位相回転部８位相誤差検出部９絶対値演算部１０重み付け部１３ウエイト加算部２１高周波回路２２バンドパスフィルタ２４リミタ増幅器２６位相検波器２７１シンボル遅延回路２８減算器２９キャリア再生回路３１合成位相誤差選択部３２選択計算部３３，３４ウエイト計算部３５符号選択部１６０判定部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J021 AA05 AA06 DB03 EA04 FA09 FA13 FA14 FA15 FA23 FA25 FA26 FA32 HA05 HA06 HA10 JA07 5K004 AA05 FA06 FG02 FH01 FH02 FJ04 FJ14 5K059 CC03 DD10 DD35 EE02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のアンテナから出力される各受信信号
を位相検波して前記各受信信号の位相あるいは前記各受
信信号の位相の時間差分値に応じた位相ベースバンド信
号を各々出力する受信回路と、前記位相ベースバンド信
号から、雑音、干渉、歪みが無い場合の理想シンボル点
のうちの半数の理想シンボル点の位相を減じ、前記半数
の理想シンボル点に対する符号付位相誤差を各々出力す
る位相誤差検出部と、前記符号付位相誤差の絶対値を各
ブランチの位相誤差として各々出力する絶対値演算部
と、前記各受信信号に応じて合成ウエイトを各々出力す
るウエイト計算部と、前記各ブランチの位相誤差を前記
合成ウエイトで重み付け加算する重み付け部と、前記重
み付け部で重み付けした前記各ブランチの位相誤差を加
算して合成し、前記半数の理想シンボル点に対する第１
の合成位相誤差を前記半数の理想シンボル点毎にそれぞ
れ出力する第１の合成部と、前記各合成ウエイトを加算
し、前記加算された合成ウエイトから前記第１の合成位
相誤差を減じ、前記理想シンボル点のうちの前記半数の
理想シンボル点とπラジアンだけ位相が異なる残り半数
の理想シンボル点に対する第２の合成位相誤差を前記残
り半数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第２の合
成部と、前記第１、第２の合成位相誤差のうち最小とな
る合成位相誤差に対応する理想シンボル点を判定し、前
記判定した理想シンボル点に対応する符号を復調データ
として出力する判定部とを有し、前記ウエイト計算部
は、前記各受信信号の受信信号強度と、参照データに対
応する前記理想シンボル点に関する前記第１または第２
の合成位相誤差と、前記参照データに対応する前記理想
シンボル点に関する前記各ブランチ位相誤差とに応じて
前記合成ウエイトを更新し、前記参照データは前記判定
部の復調データまたは送信信号に含まれる既知データで
あることを特徴とする適応アレーダイバーシティ受信
機。
【請求項２】複数のアンテナから出力される各受信信号
を位相検波して前記各受信信号の位相あるいは前記各受
信信号の位相の時間差分値に応じた位相ベースバンド信
号を各々出力する受信回路と、前記位相ベースバンド信
号に位相ウエイトを加算する位相回転部と、前記位相回
転部の出力信号から、雑音、干渉、歪みが無い場合の理
想シンボル点のうちの半数の理想シンボル点の位相を減
じ、前記半数の理想シンボルに対する符号付位相誤差を
各々出力する位相誤差検出部と、前記符号付位相誤差の
絶対値を各ブランチの位相誤差として各々出力する絶対
値演算部と、前記各受信信号に応じて合成ウエイトを各
々出力するウエイト計算部と、前記各ブランチの位相誤
差を前記合成ウエイトで重み付け加算する重み付け部
と、前記重み付け部で重み付けした前記各ブランチの位
相誤差を加算して合成し、前記半数の理想シンボル点に
対する第１の合成位相誤差を前記半数の理想シンボル点
毎にそれぞれ出力する第１の合成部と、前記各ウエイト
を加算し、加算されたウエイトから前記第１の合成位相
誤差を減じ、前記理想シンボル点のうち前記半数の理想
シンボル点とπラジアンだけ位相が異なる残り半数の理
想シンボル点に対する第２の合成位相誤差を前記残り半
数の理想シンボル点毎にそれぞれ出力する第２の合成部
と、前記第１、第２の合成位相誤差のうち最小となる合
成位相誤差に対応する理想シンボル点を判定し、前記判
定した理想シンボル点に対応する符号を復調データとし
て出力する判定部とを有し、前記ウエイト計算部は、前
記各受信信号の受信信号強度と、参照データに対応する
前記理想シンボル点に関する前記符号付位相誤差と、前
記参照データに対応する前記理想シンボル点に関する前
記第１または第２の合成位相誤差と、前記参照データに
対応する前記各ブランチの位相誤差とに応じて前記合成
ウエイトおよび前記位相ウエイトを更新し、前記参照デ
ータは前記判定部の復調データまたは送信信号に含まれ
る既知データであることを特徴とする適応アレーダイバ
ーシティ受信機。
【請求項３】前記ウエイト計算部は、前記参照データに
対応する前記理想シンボル点に関する前記第１または第
２の合成位相誤差に正の係数を乗じた値に対し、前記参
照データに関する前記各ブランチの位相誤差が大きい場
合には前記合成ウエイトを減少させ、前記参照データに
関する前記各ブランチの位相誤差が小さい場合には増加
させることを特徴とする請求項１または２に記載の適応
アレーダイバーシティ受信機。
【請求項４】前記ウエイト計算部は、前記参照データが
前記半数の理想シンボル点に対応する場合には前記半数
の理想シンボルに関する前記符号付位相誤差の符号が正
のとき前記位相ウエイトを減少させ、負のとき増加させ
ることとし、前記参照データが前記残り半数の理想シン
ボル点に対応する場合には前記残り半数の理想シンボル
と位相がπ異なる理想シンボル点に関する前記符号付位
相誤差の符号を反転させたものが正のとき前記位相ウエ
イトを減少させ、負のとき増加させることとすることを
特徴とする請求項２または３に記載の適応アレーダイバ
ーシティ受信機。
【請求項５】前記ウエイト計算部は、前記合成ウエイト
の初期値として前記各受信信号の受信信号強度に比例し
た値を設定することを特徴とする請求項１乃至４のいず
れか１項に記載の適応アレーダイバーシティ受信機。