KR950012827B1 - 시간-분산된 신호의 디버시티 수신용 방법 및 장치 - Google Patents

시간-분산된 신호의 디버시티 수신용 방법 및 장치 Download PDF

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제이. 슐러 죠셉
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Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]
시간-분산된 신호의 디버시티 수신용 방법 및 장치
[도면의 간단한 설명]
제 1 도는 본 발명을 일반적으로 도시한 블럭도.
제 2 도는 디지탈 신호의 구적(quadrature) 수신에 공급되는 것과 같은 본 발명의 상세한 블럭도.
제 3 도는 본 발명의 양호한 실시예에 따라 비트 선택 디버시티(diversity)에 의한 비트를 사용한 디버시티 프로세서를 일반적으로 도시한 블럭도.
제 4 도는 본 발명에 따라 결합하는 최대 비율의 방법을 구비한 디버시티 프로세서를 일반적으로 도시한 블럭도.
제 5 도는 본 발명에 따라 결합하는 최대 비율의 제 2 방법을 일반적으로 도시한 블럭도.
제 6 도는 적응성 선형 균연화를 사용한 본 발명을 일반적으로 도시한 블럭도.
[발명의 상세한 설명]
[발명의 기술분야]
본 발명은 통신 시스템에서 디버시티 수신기 및 특히 통신 시스템에서 시간-분산된 신호에 대한 디버시티 수신을 제공하는 수신기에 일반적으로 관련한다.
[발명의 배경]
시간-분산적인 매체에서 강화된 신호 검출은 에코(echoes)를 서로 간섭하게 되는 결과보다 양호한 출력을 갖는 출력을 발생하기 위한 수신된 시간-분산된 신호상의 에코 신호 이퀄라이제이션(equalization)의 형태를 수행하는 수신기를 일반적으로 요구한다. 디지탈 무선 Time Division Multiple Access(TDMA) 시스템에서 사용된 하나의 이퀄라이제이션 기술은 Borth 등이 대표하여 출원된 "Phase-Coherent TDMA Quadrature Receiver for Multipath Fading Channels''를 명칭으로 양수인의 미합중국 특허번호 4,829,543에 설명된다.
Borth 등의 발명은 멀티패쓰 페이딩(multi path fading)을 이루는 Quadrature Phase Shift Keyed(QPSK) 무선신호를 복조하는 위상 코히런트(coherent)된 방법을 설명한다. 이퀄라이제이션은 들어오는 신호에 대해, 수신기에 공지되고, 저장된 트래이닝(training) 시퀀스를 상호 연관시키고, 코히런트된 검출을 결과로 하며, 들어오는 신호 및 수신기의 국부 발진기간에 위상차를 제거하기 위해 결과적인 상호 연관을 사용함으로써 이용된다. 그런후 이퀄라이제이션은 진행될 수 있다.
다른 기술은 시간-분산적인 송신 채널에 의한 송신된 신호에서 발생될 수 있는 심벌간 간섭을 처리하는것을 목적으로 해왔다. 그 수신기는 G. Vngerboeck에 의해 쓰여진 "Adaptive Maximum Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Transmission Systems"을 명칭으로 하고, IEEE Transactions on Communications, Vol COM-22, No.5, May 1974, PP.624-636에 설명되고, G. D. For ney에 의해 쓰여진 "Maximum Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Inter Symbol Interference"를 명칭으로 하고, IEEE Trans actions On Information Theory, Vol IT-18, No.3, May, 1972, PP.363-377에서 설명된다.
그러나, 송신이 심하게 지연-분포(spread) 무선 채널을 통해서는 높은 데이타 비율 시스템에서, 단일브랜치-단일 수신기 이퀄라이제이션은 적당한 시간-분산된 왜곡(멀티-래이(ray) 페이딩) 정정을 제공하지 못한다. 예를들어, 수신기를 이퀄라이즈하는 실제적인 수행은 결정 피드백 이퀄라이제이션의 경우 임계적인 에러 신호의 불완전한 추정치, 또는 다른 이퀄라이제이션 계획에서 송신 채널의 임펄스 응답의 불완전한 추정치를 가질 수 있다.
그러므로, 디버시티 수신(다수의 브랜치상에서 수신된 동일한 신호는 다른 안테나, 또는 다른 시간에서 단일 안테나상에 있고, 기술에서 잘 알려지듯이, 다른 방법으로 제조된다)은 통상적으로 멀티-래이 페이딩의 효과를 충분히 감소시키는 것이 필요하다. 하나의 그 수신기는 "Adaptive Diversity Receiver For Digital Communications"를 명칭으로 하고 미합중국 특허번호 4,271,525에서 설명된다. 상기 특허는 결정피드백 이퀄라이져(equalizer)에 따라서, 각각의 수신기 브랜치에 대해 적응적인 횡단 필터를 사용한 적응적인 디버시티 수신기를 설명한다. 횡단 필터의 탭(tap) 이득은 수신기에서 다른 지점, 및 이퀄라이져의 출력으로부터 피드백을 경유해 개정된다.
"Method For The Reception And Detection of Digital Signals"을 명칭으로 한 미합중국 특허 4,731,801는 코히런트된 복조를 사용한 매우 분산적인 송신 경로에서 수신을 개선한 다른 종래 기술 및 미합중국특허 4,271,525에 대해 개선을 공개한다. 본 발명은 비트 결정 회로의 출력이 정정 신호를 계산하는 근거가되는 기술을 사용한다. 구적 기본 대역 신호 및 동위상 기본 대역 신호를 합하는 결과인 기준 캐리어는 코히런트된 복조를 용이하게 하기 위해 수신기의 국부 발진기 및 수신된 신호간에 위상차를 교대로 보상하는 구적 복조기의 국부 발진기로 피드백된다.
그러나, 특허번호 4,271,525에서 설명된 발명은 이퀄라이제이션 회로에 부가해, 각각의 수신기 브랜치에대한 것인 적응적인 횡단 필터의 세트를 요구한다.
그러나, 특허번호 4,271,525에서 설명된 발명은 각각의 디버시티 브랜치에서 신호를 위상 이동시키기 위해 복잡한 회로를 요구하고, 더욱 중요하게, 수신된 정보에 의해 특징지어진 예를들어, TDMA 시스템에서 사용하기에 충분하게 빨리 정정한 위상 조절에 도달할 수 없고, 상대적으로 긴 시간 주기에 의해 분리된 짧은 버스트(bursts)에서 정정돼야 한다. 상기 긴주기동안, 멀티-레이 페이딩 채널에서 신호 위상은 완전히수신기의 국부 발진기에 비례해 변화할 수 있다.
따라서, 거기에 연속적이거나, 비연속적인 고속 디지탈 신호상에서 디버시티 수신을 수행하는 감소된 복잡성의 수신기에 대한 필요성이 존재하고, 시간-분산적인 송신 매체에 기인한 플래트(flat) 페이딩 및 멀티-래이이고, 분산적인 페이딩 양자의 효과를 거의 줄일 수 있다.
[발명의 요약]
상기 필요성 및 다른 것은 하기 공개된 통신 시스템에서 시간-분산된 신호의 디버시티 수신에 대한 방법 및 장치에 의해 거의 충족된다.
설명된 방법은 공지된 기준에 대해 제 1수신기 브랜치상에서 수신된 제 1시간-분산된 신호를 상관시킴으로써, 제 1상관 신호를 결과로 하고, 공지된 기준에 대해, 적어도 제 2수신기 브랜치상에서 수신된 제 2시간-분산된 신호를 상관시킴으로써, 제 2상관 신호를 결과로 하고, 그런후, 상관신호를 사용해서, 공지된 수신기 기준 신호 및 브랜치의 국부 발진기에 제 1시간 분산된 신호 및 제 2시간 분산된 신호를 재배열함으로써, 제 1배열된 신호 및 제 2배열된 신호를 결과로 하고, 제 1배열된 신호 및 제 2배열된 신호의 견지에서 결과적인 신호를 발생하는 것을 포함한다.
공지된 기준 신호가 저장된 조사표(삽입된 기준 신호를 갖는 Frequency Domain Multiple Access(FDMA) 시스템 또는 Time Division MutipIe Access(TDMA) 시스템중 하나의 경우 알맞게 되는 다수의 동기 시퀀스를 포함하는)에서 위치된다. 상관은 다른것중, 무선 송신 채널의 임펄스 응답의 추정치를 결정한다. 상관이 완성된후, 예상된 채널 임펄스 응답으로부터 나온 탭을 갖는 보통 횡단 필터인 결합된 필터는시간-분산되어 수신된 신호상에서 콘버루션(convolution)을 수행하게 됨으로써, 위상 이퀄라이제이션을 수행한다. 위상 이퀄라이제이션은 각각의 수신기 브랜치에서 국부 발진기 및 수신되어 시간-분산된 신호간의 위상차에 대해 거의 보상한다.
각각의 브랜치로부터 결과적으로 처리된 신호 샘플은 샘플 선택 기술에서, 부가적인 채널 임펄스 응답-관련된 파라미터(S-파라미터)에 따라, 선택된 후 모두는 새로이-만들어진 신호상에서 이퀄라이제이션 과정을 완성하기 위해 시퀀스 추정기로 피드된다. 잘 알려진 최대 비율로 결합하거나 동등한 이득으로 결합하는 기술과 같은 다수의 신호-결합하는 기술은 이퀄라이제이션에 사용되는 채널 임펄스-관련된 파라미터 및 위상-보상된 신호를 결합하기 위해 수용가능한 디버시티 기술로써 역시 역할을 한다.
[양호한 실시예의 설명]
제 1 도는 일반적으로 G. Vngerboeck 및 참고 문헌에 의해 설명된 이퀄라이즈하는 수신기에 사용되는 것과 같은 발명을 도시한다. Quadrature Phase Shift Keying(QPSK)는 사용된다. 그러나, GMSK와 같은 다른 디지탈 멀티-디멘져널 시그널링(multi-dimentional signaling)은 동등하게 사용될 수 있다. 도시되듯이, 본 발명은 제 1수신기 브랜치(l00) 및 적어도 제 2수신기 브랜치(101)를 포함하고, 각각의 브랜치는 무선 주파수 복조 단계 및 단지 시간-분산되어 수신된 신호(102 및 103)를 이퀄라이즈하는데 필요한 처리부분을 포함한다. 본 발명의 설명이 두개의 브랜치를 갖는 수신기로 언급될 것이지만, 공개된 발명은 N 브랜치를 갖는 수신기에 이미 공급한다.
두개의 수신기 브랜치는 알려진 상관 기술을 사용한 기준 시퀀스 및 수신된 시간-분산된 신호간에 포스트(post) 복조상관을 허락하기 위해 저장되어 기대된 기준 시퀀스(104)로써 제공된다. 상관 정보는 채널 결합된 필터가 제조될 수 있는 파라미터, 및 동기 정보를 제공한다. 수신된 시간-분산된 신호는 상기 결합된 필터를 통해 처리되고 각각의 브랜치로부터 결과적으로 위상이 재배열된 신호는 출력 신호를 발생하기 위해 디버시티 결정 블럭(105)에 의해 사용된다. 상관은 어떤 전압 범위내의 수신된 신호를 유지하기 위해 알맞은 이득 제어기(106)에서 사용될 수 있는 정보를 제공한다. 전송 채널의 임펄스 응답, 상관 및 결합된 필터탭이 처리되는 데이타가 수신되는 시간 주기동안 다소 변화하지 않는다면, 캐리어 리커버리(recovery) 회로(위상 보상 피드백)는 각각의 브랜치에서 국부 발진기에 관련해서 변조된 시간-분산된 신호를 정정하는 것이 필요치 않다. TDMA 또는 FDMA 시스템중 하나에서, 그것이 그 경우가 아니라면, 수신기 브랜치의 국부 발진기를 조절하거나, 다른 수단에 의해 수신된 데이타를 처리하는 것이 필요하다.
본 발명의 더욱 상세한 블럭 다이어그램이 제 2 도에 도시된다. 제 1디버시티 수신기 브랜치(100) 및 제 2디버시티 수신기 브랜치(101)는 동일점으로부터 송신된 신호를 수신하나, 그것은 다른 방법에서, 송신기로부터 수신기의 각 브랜치로 들어가는데 있어서 시간-분산적이 된다. 상기 신호는 중간 주파수 단계(200 및 201)에서 증폭되고 믹스(mix)에 의한 기술에서 잘 알려진 기술에 의해 처리된다. 그후 신호는 기술에서 이해되듯이 구적 복조기(202 및 203)에 의한 구적 위상 신호(Q1및 Q2) 및 동위상 신호(I1및 I2)로 복조되고(기본 대역으로 변환되고), 그 주입은 국부 발진기(208 및 209)로부터 나온다. 기술에서 이이 알려지듯이, 동일한 국부 발진기는 다수의 브랜치에 대해 사용할 수 있다.
각각의 동위상 신호 및 각각의 브랜치의 구적 신호는 그 각각의 저역 필터(220,230,240,250)를 통해 통과되고 아나로그 대 디지달(A/D) 변환기(204,205,206,207)메 의해 샘플된다. 각각의 상기 신호 샘플은 샘플된 I1이 상관기 번호 1(210)로 들어가고, 샘플된 I2가 상관기 번호 2(212)로 들어가고, 샘플된 Q1이 역시상관기, 번호 1(210)로 들어가고, 샘플된 Q2는 역시 상관기 번호 2(212)로 들어가도록 상관기로 들어간다. 상관기의 메모리, 또는 다른 적당한 위치에서 저장된 것은 시간-분산적인 폐이딩을 하지 않는 이상적인 신호와 거의 비슷한 진폭 및 위상 정보를 포함하는 기대된 비트 또는 패턴의 복제와 같은 공지된 기준(104)이다.
샘플된 신호는 다수의 메트릭스(metrics)를 결과로 하는 상기 저장된 기준 정보에 상관된다. 그것들은 송신 경로의 임펄스 응답의 추정(또는 환경의 시간-분산된 왜곡외 측정), 공지된 기준에 관련되는 주파수/위상 오프세트(offsets)의 추정, 및 신호 강도의 측정을 포함한다. 신호 강도 측정은 그런후 응용에 적합하게 설정된 이득 방정식에 따라 각 브랜치외 이득을 교대로 개별적으로 조절하는 이득 제어기(106)에 입력된다. 기술에 이미 공지되듯이, 각 브랜치(100 및 101)의 각 IF 단계(200 및 201)의 이득은 각 브랜치상에서 동일한 이득을 발생하기 위해 동시에 조절될 수 있다.
다른 메트릭스는 기술에 공지되듯이, 각 브랜치에 대한 채널-결합된 필터를 구성하는에 사용된다. 각 브랜치의 결합된 필터(214 및 215)를 통해 신호 샘플을 통과시킨후, 출력 신호는 각 브랜치의 국부 발진기로써 시간-분산된 왜곡 및 위상 에러를 거의 제거하는 효과를 갖는다.
예를들어, 송신된 버스트의 배정된 시간 할당에서 동기 시퀀스를 이용하는 무선 TDMA 통신 시스템에서, 수신기에 의해 기대되는 동기 시퀀스의 저장된 복제는 조사표에서 저장된 데이타일 수 있다. 수신기는 각 브랜치의 시간-분산된 프로파일(profile) 모델(채널 임펄스 응답)을 결정하기 위해 저장되어 기대되는 동기 패턴에 대해 양자의 브랜치(100 및 101)로부터 수신된 신호를 상관하고 그런후 결과적인 상관, 또는 채널 임펄스 응답 추정의 샘플에서 근거로 해서 결합된 필터 계수를 계산한다.
제 1브랜치(100)에서 결합된 필터(214)에서 나온 위상-정렬된 신호는 IM1및 QM1으로 표시되는 반면 제 2브랜치(10l)에서 결합된 필터(215)에서 나온 위상-정렬된 신호는 IM2및 QM2로 표시된다. 그런후 디버시티 치리기(105)는 원래 송신된 신호의 데이타를 양호하게 결정하기 위해 양자의 브랜치(및 신호 강도의 측정과 같은 다른 적절한 정보)로부터 상기 정렬된 신호중 적어도 하나를 적어도 사용한다.
디버시티 치러기(105)는 원래 송신된 신호외 최적 표시를 이루기위해 다수의 기술을 사용할 수 있다. 제 3 도는 비트-바이(by)-비트 선택 디버서티를 사용한 디버시티 치리기를 도시하고, 거기에서, 선택된 브랜치 상관 파라미터는 S-파라이터로 불리우고, 정렬된 신호의 선택된 샘플은 원래 송신된 신호의 표시를 발생하는 시퀀스 추정기로 공급된다. 수신기에서 S-파라미터 발생의 더욱 상세한 설명은 Vnger boeck에 의한 논문에서 주어진다. 각각의 브랜치는 채널의 추정된 임펄스 응답의 컨버루션 및 그 각각의 결합된 필터의 임펄스 응답을 근거로 해서, 상관으로부터 그 자신의 S-파라이터를 유도한다.
제 1브랜치(AS1)에 대해 정렬된 신호 및 제 2브랜치(AS2)에 대해 정렬된 신호는 처리 단계(300)로 입력된다. 정렬된 신호의 각각의 송신된 데이타 심벌당 하나의 샘플은 다른 브랜치의 그 적당하게 송신된 데이타 심벌 샘플에 비교된다. 샘플의 절대치는 비교되고, 최대의 절대치를 갖는 실제 샘플은 기술에 공치된 시퀀스 추정기를 포함하는 시퀀스 추정 단계(305)에 추후 통과되는 심벌 배열로 입력된다. 최대의 절대치가 상기 실시예에서 선택을 위한 기초이지만, 최하의 절대치 또는 다른 적합한 기초는 역시 사용될 수 있다.
더욱이, 각 브랜치에 대한 계수기는 심벌 배열로 놓여진 각 브랜치로부터 선택된 샘플수를 기록하는데 유용하다. 신호의 최종 심벌 샘플이 비교되어질때, 계수기는 브랜치가 심벌 배열에 대부분의 샘플을 제공하는 것을 결정하기 위해 비교된다. 심벌 배열에 대부분의 샘플을 제공하는 브랜치로부터 S-파라미터(SS)는 S-파라미터 배열의 형태에서 시퀀스 추정기에 보내진다. S-파라미터는 시퀀스 추정기에게 처리된 심벌간 간섭 정보를 제공한다. 그런후 시퀀스 추정기는 이퀄라이제이션 과정을 완성한다.
S-파라미터의 선택은 제거될 수 있고, 브랜치중 하나로부터 임의로 선택된 일련의 S-파라미터는 Vngerboeck의 수신기에서 사용될 수 있으나, 불량한 수행이 결과로 된다. Vngerboeck에 의해 설명된 형태가 아닌 시퀀스 추정기를 이용하는 수신기는 S-파라이터를 이용하지 않고 결합된 필터에 따로는 심벌샘플 기초상에서 선택을 여전히 수행하고, 시퀀스 추정기에 의해 이용될 수 있는 채널-왜곡-보상 파라미터의 동등한 선택을 수행한다.
인용했듯이, 단일 브랜치 수신기에서 상기 형태의 이퀄라이져가 시퀀스 추정기 및 결합된 필터의 결합으로 되기를 고려되기 때문에, 신호의 결합은 디버시티를 용이하게 하는 이퀄라이져의 중앙에서 발생한다. 발명은 결합된 필터 기능을 단지 복제하는 것이 필요하나, 디버시티 수신기에서 시퀀스 추정기 기능을 필요로하지 않는다.
제 4 도는 정렬된 신호로 결합하는 최대 비율과 유사하게 결합해서 사용되는 대신에, 다른 디버시티 처리기술을 도시함으로써, 가중 요소는 Labedz 등에 의해 발명된 "Rapid Received Signal Strength Indication"을 명칭으로 하고, 1989. 5. 26일에 출원된 본 양수인의 특허 출원번호 07/358,325에서 설명된 기술에 따라 수신된 신호 강도에 의해 결정된다. 가중 요소는 수신된 에코(echoes) 및 저장된 기준 시퀀스간에 상관의 상대적인 최대에서 에너지의 구적 성분의 평방의 합계로부터 양호하게 유도된다. 상기 상관된 에너지 측정은 다수의 시간-분산된 에코중에 존재하는 에너지를 결정하기 위해 집적되고, 결과적인 가중요소는 "수신된 신호 강도 표시기"라 불리운다. 그러나, 수신된 신호의 봉입의 다수 샘플의 샘플 또는 집적은 역시 사용될 수 있었다.
제 1브랜치(RSSI1)(400)에 대해 수신된 신호 강도 표시기는 제 1브랜치에 대해 가중되어 정렬된 신호를 형성하고 배율기(410)를 사용한 제 1브랜치(AS1)로부터 정렬된 신호로써 배율된다. 제 2브랜치(RSSI2)(405)에 대해 수신된 신호 강도 표시기는 제 2브랜치에 대해 가중되어 정렬된 신호를 형성하고 배율기(415)를 사용한 제 2브랜치(AS2)로부터 점렬된 신호로써 배율된다. 상기 가중된 신호는 양자의 브랜치로부터 가중된 신호로 구성된 신호를 결과로 하여 합계(420)된다.
상설되듯이, S-파라미터는 비슷한 형태로 처리된다. 제 1브랜치(RSSI1)(400)에 대해 수신된 신호 강도 표시기는 제 1브랜치로부터 가중된 일련의 S-파라미터를 형성하고 배율기(430)를 사용한 제 1브랜치(S-Paral)로부터 S-파라미터를 가지며 배율된다. 제 2브랜치(RSSI2)(405)에 대해 수신된 신호 강도 표시기는 제 2브랜치로부터 가중된 알련의 S-파라미터를 형성하고 배율기(440)를 사용한 제 2브랜치(S-Para2)로부터 S-파라미터를 가지며 배율된다. 상기 가중된 S-파라미터는 양자의 브랜치로부터 가중된 일련의 S-파라미터로 구성된 신호를 결과로 하고, 합계(450)된다. 상기 기술은 N의 수신하는 브랜치가 사용되는데서 역시 공급될 수 있다.
다시, S-파라미터의 결합은 Vngerboeck의 수신기에서 제거될 수 있으나, 불량한 수행이 결과로 된다. Vngerboeck에 의해 설명된 형태가 아닌 시퀀스 추정기를 이용한 수신기는 S-파라미터를 이용하는 것이 아니라, 결합된 필터에 따르는 심벌 샘플 기초상의 결합을 수행하고, 어떠한 왜곡-보상 파라미터의 알맞은 결합은 시퀀스 추정기에 의해 이용될 수 있다.
신호의 강도로부터의 가중이 사용되지 않는 경우, 즉 RSSI1(400) 및 RSSI2(415)는 효과적으로 1로 세트되고, 기술은 동등한 이득 결합 결과와 유사하고, 배율기(410) 및 (415), 및 (430) 및 (440)는 더이상 필요치 않다.
제 5 도는 각 브랜치의 중간 주파수 단계(200 및 201)에서 측정된 신호 강도의 결정으로부터 결과로 하는 신호 강도 표시기(SSI)를 사용한 정렬된 신호로 결합하는 최대 비율과 유사한 기술을 협력하는 디버시티의 다른 방법을 도시한다. 상기 실시예는 그들이 복합적인 신호 복조기(520)를 통해 통과하기 전에 각 브랜치로부터 복합적이고(동위상 및 구적 위상) 정렬된 신호를 결합한다.
신호 강도 가중 방정식(500)은 상대적인 가중으로 배정된 각 브랜치의 정렬된 동위상 신호(IMl 및 IM2)및 각 브랜치의 정렬된 구적 위상 신호(QM1 및 QM2)를 결정한다. 상기 방정식은 RSSI1/(RSSI1+RSSI2)에 의해 IM1 및 QM1을 가중시키고 RSSI2/(RSSI1+RSSI2)에 의해 IM2 및 QM2를 가중시킨다. 가중된 동위상 신호(ISSI1및 ISSI2)는 양자의 브랜치에 대해 결합된 동위상 신호를 결과로 하여 합계(510)되고,가중된 구적 신호(QM1 및 QM2)는 양자의 채널에 대해 결합된 구적 신호를 결과로 하여 합계(505)된다. 거기에 신호 또는 비트로 결합하는 동등한 이득은 적합한 디버시티 결정 기술로써 역시 역할할 수 있다. 디버시티 수신을 결합하는 그 동등한 이득은 다시 1과 같은 RSSI1및 RSSI2값을 세팅하는 것을 포함한다.
양호한 실시예가 짧은 버스트 신호를 갖는 TDMA 시스탭과 같은 고속이고, 불연속적인 신호를 갖는 시스템에서 사용하기에 적합하지만, 본 발명의 대안적인 실시예는 송신 채널 임펄스 응답이 처리된 데이타가 수신되는 시간 주기동안 변화하는데서의 충분히 긴 데이타 흐름을 수신할때 적합할 수 있다.
제 6 도는 적응적인 선형 이퀄라이져를 사용한 본 발명의 하나의 브랜치를 도시한다. 상기 실시예에서, 초기 상관은 채널 임펄스 응답(CIR) 및 초기 이퀄라이져 탭 이득(CK(0))을 추정하기 위해 공지된 기준을 사용하면서 수행된다. 그후, 이퀄라이져의 탭 이득은 수신된 신호를 재-정렬하기를 연속하기 위해 통상적으로 적응적인 선형 이퀄라이제이션 기술(John G. Proakis, McGraw-Hill Book Company 1983에 의해, Digital Communications의 357-386페이지상에서 설명된 것과 같은)을 사용해서 조절된다. 그러므로, 수신된 신호를 코히런트하게 재-정렬하는 것은 공지된 기준(초기에)에 신호를 적어도 상관시키는 것을 포함하고, 그후 공지되어 적응적인 선형 이퀄라이제이션 기술에 따라 이퀄라이져의 탭 이득을 조절한다.
도시되듯이, 수신된 신호는 구적 복조기 단계(600)를 통해 통과된 후 복합적인 신호(R(n))를 결과로 하는 A/D 변환기 단계(605)에서 샘플되고 디지탈화된다. 상기 신호는 초기 이퀄라이져 탭 이득(CK(n)) 계산(615) 및 신호 진폭 추정(620)에서 사용된 채널 임펄스 응답(CIR)을 결과로 하는 상관 단계(210)에서 저장된 기준에 상관된다. 신호 진폭 추정 표준은 신호 가중 단계(625)에서 결정된 가중 요소에 기여한다.
표시되듯이, R(n)은 기술에서 이해되듯이, 소프트(soft) 정보((n))가 발생하는 이퀄라이져(630)에 역시 입력된다. 이퀄라이져의 출력에서 소프트 정보(n)는 결정 회로(635)로 루트되고 거기에서 임시적인 결정(n)은 수신된 신호가 처리되듯이 이퀄라이져 탭 이득(640)을 개정할 목적으로 만들어진다. 일단 적합한 신호(n)가 발생하면, 그것은 합계 접합(645)에 가중(625)되어 출력되고, 그것은 최종 비트 결정에앞선 양자의 브랜치(이중 브랜치 수신기의 경우) 출력 신호의 일부 또는 모드를 결합한다. 각각의 브랜치 출력 신호는 동등-이득 또는 최대-비율로 결합하는 표준중 하나와 만족시키기 위해 적당히 가중될 수 있거나 여기에 이미 공개되듯이 비트 바이(by) 비트 선택을 사용해서 결합될 수 있다.
기술에 숙련된 자에 의해 이해되듯이, 본 발명은 결정 피드백 이퀄라이져 또는 어떤 적합한 비-선형 이퀄라이져를 이용하는 수신기에 역시 인가될 수 있다. 예를들어,(n)는 결정 회로에 앞선 결정 피드백 이퀄라이져로부터 나온 소프트 정보일 수 있다. 역시, 심벌 샘플 선택, 또는 결합은 각 디버시티 브랜치에 대해 피드-포워드(forward) 필터(기술에서 이해되듯이) 또는 이퀄라이져 블럭 자체내의 다른 적당한 지점뒤에서 발생할 수 있다.

Claims (10)

  1. 제 1 및 2수신기 브랜치상에서 수신된 제 1 및 2시간-분산된 신호로부터 제 1및 2상관 신호를 발생하는 상관 수단, 적어도 제 1상관 신호를 사용함으로써 공지된 기준 시퀀스에 제 1시간-분산된 신호를 코히런트하게 재-정렬함으로써 제 1정렬된 신호를 발생하고 적어도 제 2상관 신호를 사용함으로써 공지된 기준 시퀀스에 제 2시간-분산된 신호를 코히런트하게 재-정렬함으로써 제 2정렬된 신호를 발생하는 상관 수단에 동작적으로 결합된 재-정렬 수단, 및 제 1 및 2정렬된 신호로부터 나온 디지탈 출력 신호를 발생하는 재-정렬 수단에 동작적으로 결합된 신호 발생 수단을 갖는 디버시티 수신용 수신기에 있어서, 공지된 기준시퀀스에 대해 제 1시간-분산된 신호를 상관시킴으로써 제 1상관 신호를 발생하는 수단 및 공지된 기준 시퀀스에 대해 제 2시간-분산된 신호를 상관시킴으로써 제 2상관 신호를 발생하는 수단에 의해 특징지어진 상관 수단을 특징으로 하여 개선시킨 디버시티 수신용 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상관 수단이 (a) 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 수신기 브랜치에 대해, 공지된 기준 시퀀스를 사용하여, 채널 임펄스 응답을 결정함으로써 제 1상관 신호와, (b) 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 수신기 브랜치에 대해, 공지된 기준 시퀀스를 사용하여, 채널 임펄스 응답을 결정함으로써 제 2상관 신호를 발생하는 수단으로 특징지어진 디버시티 수신용 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서, 신호 발생 수단이 코히런트하게 동등한 이득 디지탈 출력 신호를 형성하기 위해 적어도 제 2정렬된 신호 부분과 적어도 제 1정렬된 신호 부분을 합계함으로써 디지탈 출력 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 디버시티 수신용 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,(a) 상관 수단이 (i) 제 1수신된 시간-분리된 신호와 연관된 제 1S-파라미터를 발생하는데, 상기 제 1S-파라미터는 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 1수신기 브랜치의 추정된 채널 임펄스 응답 및 제 1수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것과, (ii) 제 2 수신된 시간-분산된 신호와 연관된 제 2 S-파라미터를 발생하는데, 제 2 S-파라미터는 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 2수신기 브랜치의 추정된 채널 임펄스 응답 및 제 2수신기 브랜치의 결합된 필터임펄스 응답으로부터 나오는 것을 부가적으로 특징으로 하고, (b) 신호 발생 수단이 (i) 제 1정렬된 신호에서 심벌 샘플 및 제 2정렬된 신호에서 심벌 샘플간에 비트 바이 비트 선택을 통해 심벌 샘플의 배열을 발생하는 수단과, (ii) 심벌 샘플 배열에 선택된 심벌 샘플의 적당한 수로 기여된 제 1 및 2 정렬된 신호를 결정하는 수단과, (iii) 시퀀스 추정기에게 (1) 심벌 샘플 배열 및 (2) 선택된 심벌 샘플의 적당한 수로 기여되어 수신된 시간-분산된 신호의 정렬된 신호와 연관된 S-파라미터로써 제공하는 수단을 특정으로 하는 디버시티 수신용 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서, (a) 상관 수단이 (i) 제 1수신된 시간-분리된 신호와 연관된 제 1S-파라미터를 발생하는데, 상기 제 1S-파라미터는 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 1수신기 브랜치의 추정된 채널 임펄스 응답 및 제 1수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것과, (ii) 제 2수신된 시간-분산된 신호와 연관된 제 2 S-파라미터를 발생하는데, 제 2 S-파라미터는 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 2수신기 브랜치의 추정된 채널 임펄스 응답 및 제 2수신기 브랜치의 결합된 필터임펄스 응답으로부터 나오는 것을 부가적으로 특징으로 하고, (b) 신호 발생 수단이 (i) 각각의 정렬된 신호로부터 신호 심벌을 샘플링하기 위한 샘플링 수단과, (ii) 각각의 시간-분산된 신호와 연관된 S-파라미터를 합계함으로써 결합된 S-파라미터 배열을 발생하고 각각의 정렬된 신호로부터 심벌의 샘플을 합계함으로써 결합된 심벌 샘플을 발생하는 샘플링 수단으로 동작하게 결합된 합계 수단과, (iii) 시퀀스 추정기에게 (i) 결합된 심벌 샘플 배열 및 (2) 결합된 S-파라이터 배열에게 제공하기 위한 합계 수단으로 동작하게 결합된 수단을 특징으로 하는 디버시티 수신용 수신기.
  6. 제 1 및 2 상관 신호가 적어도 제 1상관 신호를 사용함으로써 공지된 기준 시퀀스에 제 1시간-분산된 신호를 코히런트하게 정렬됨으로써 제 1정렬된 신호를 발생하고, 적어도 제 2상관 신호를 사용함으로써 공지된 기준 시퀀스에 제 2시간-분산된 신호를 코히런트하게 재-정렬됨으로써 제 2정렬된 신호를 발생하고 제 1 및 2 정렬된 신호에서 나온 디지탈 출력 신호를 발생하면서, 제 1 및 2 수신기 브랜치상에서 수신된 제 1 및 2 시간-분산된 신호로부터 발생되는 형태중 디버시티 수신용 방법에 있어서, (a) 공지된 기준 시퀀스에 대해 제 1시간-분산된 신호를 상관시킴으로써 제 1상관 신호를 발생하고, (b) 공지된 기준 시퀀시에 대해 제 2시간-분산된 신호를 상관시킴으로써 제 2상관 신호를 발생하는 것을 특징으로 하여 개선시킨 디버시티 수신용 방법. 연관된 S-파라미터의 배열로 제공되는 것을 포함하는 디버시티 수신용 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, (a) 제 1상관 신호를 발생하는 것이 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 수신기 브랜치로부터, 공지된 기준 시퀀스를 사용해서, 채널 임펄스 응답을 결정하는 것을 특징으로 하고, (b) 제 2상관 신호를 발생하는 것이 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 수신기 브랜치로부터, 공지된 기준 시퀀스를 사용해서, 채널 임펄스 응답을 결정하는 것을 특징으로 디버시티 수신용 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, (a) 제 1수신된 시간-분리된 신호와 연관된 제 1 S-파라미터를 발생하는데, 상기 제 1 S-파라미터는 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 1수신기 브랜치 채널 임펄스 응답 및 제 1수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것을 특징으로 하고, (b) 제 2수신된 시간-분산된 신호와 연관된 제 2 S-파라미터를 발생하는데, 제 2 S-파라미터는 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 2수신기 브랜치의 채널 임펄스 응답 및 제 2수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것을 특징으로 하고, (c) 디지탈 출력 신호를 발생하는 것이 (i) 제 1정렬된 신호에서 심벌 샘플 및제 2정렬된 신호에서 심벌 샘플간에 비트 바이 비트 선택을 통해 심벌 샘플의 배열을 발생하는 것과, (ii)심벌 샘플 배열에 선택된 심벌 샘플외 적당한 수로 기여된 제 1 및 2 정렬된 신호의 그것을 결정하는 것과, (iii) 시퀀스 추정기에게 (1) 심벌 샘플 배열 및 (2) 선택된 심벌 샘플의 적당한 수로 기여된 수신기 브랜치에 의해 수신된 시간-분산된 신호에서 나은 수신기 브랜치의 정렬된 신호와 연관된 S-파라미터를 제공하는 것을 특징으로 함으로써 특징지어진 디버시티 수신용 방법.
  9. 제 6 항에 있어서, (a) 제 1수신된 시간-분리된 신호와 연관된 제 1 S-파라미터를 발생하는데, 상기제 1 S-파라미터는 제 1수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 1수신기 브랜치 채널 임펄스 응답 및 제 1수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것을 특징으로 하고, (b) 제 2수신된 시간-분산된 신호와 연관된 제 2 S-파라미터를 발생하는데, 제 2 S-파라미터는 제 2수신된 시간-분산된 신호가 수신되는 제 2수신기 브랜치의 채널 임펄스 응답 및 제 2수신기 브랜치의 결합된 필터 임펄스 응답으로부터 나오는 것을 특징으로 하고, (c) 디지탈 출력 신호를 발생하는 것이 (i) 각각의 정렬된 신호로부터 신호 심벌을 샘플하는 것과, (ii) 각각의 정렬된 신호로부터 심벌의 샘플을 합계함으로써 결합된 심벌 샘플 배열을 형성하는 것과, (iii) 각각의 수신된 시간-분산된 신호와 연관된 S-파라미터를 합계함으로써 결합된 S-파라미터 배열을 형성하는 것을 특징으로 함으로써 부가적으로 특징지어진 디버시티 수신용 방법.
  10. 제 6 항에 있어서, 디지탈 출력 신호를 발생하는 것은 수신된 신호 강도 표시기로부터 가중 요소를 결정함으로써 최대 비율의 신호로 결합하는 기술로써 디지탈 출력 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는데, 상기 수신된 신호 강도 표시기는 수신된 시간-분산된 신호의 에너지 레벨을 결정하기 위해 시간-분산 기능을 사용해서 처리된 채널 음성 기술로부터 결정되는 디버시티 수신용 방법.
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