JP2595282B2

JP2595282B2 - 判定帰還形等化器

Info

Publication number: JP2595282B2
Application number: JP2518288A
Authority: JP
Inventors: 隆上田; 博鈴木
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-02-05
Filing date: 1988-02-05
Publication date: 1997-04-02
Anticipated expiration: 2012-04-02
Also published as: JPH01200831A

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、ディジタル移動通信のような高速フェージ
ング下で、伝送帯域特性の変動が速く、また劣化が著し
い場合に、伝送特性の劣化を抑える目的で使用する判定
帰還形等化器に関するものである。

「従来の技術」送信機から送出された信号は、信号伝送路上にある伝
送装置および伝送媒体の帯域特性により、線形歪を受け
る。このため、ディジタル信号伝送では符号間干渉が生
じ、受信特性が低下する。

この種の線形歪による伝送特性劣化を軽減するために
種々の等化器が考案されているが、性能が高い代表的な
ものとして、判定帰還形等化器が知られている。

従来の判定帰還形等化器の構成を第４図に示す。

第４図において、ある信号系列が入力端子１から、タ
ップ付き遅延回路２の中の単位遅延器３と第１段目のタ
ップ係数乗算器５に入力される。タップ付き遅延回路２
の中の各単位遅延器３の出力は、それぞれ乗算器５に被
乗数として入力される。一方、乗算器５の乗数（タップ
係数）としては、第５図に示すタップ係数変更回路によ
って伝送路の特性と逆の特性を持つように定められた値
C₀〜C_iが該乗算器５に入力される。それぞれの乗算器５
の出力は加算器６に入力され、その出力は減算器７の被
減数として入力される。

減算器７の出力は、判定器８によって符号判定され、
その結果は出力端子11から出力されると同時に、第２の
タップ付き遅延回路９の第１番目の単位遅延器３に入力
される。タップ付き遅延回路９の中の各単位遅延器３の
出力は、上記タップ付き遅延回路２の場合と同様にし
て、乗算器５によりタップ係数D₁〜D_jと乗算され、その
結果が加算器10で加算され、加算結果が減算器７の減数
として入力される。

変動する伝送路の補償に判定帰還形等化器を用いるに
は、変動する伝送路の特性の変化にタップ係数を追従さ
せる適応制御を行う必要があり、これはタップ係数変更
回路により行われる。

従来の判定帰還形等化器のタップ係数変更回路の構成
を第５図に示す。

第５図において、第４図の判定器８の入力および出力
は、これらの差を求める減算器12に入力される。減算器
12の出力は、定数乗算器13によって定数を乗じられたの
ち、乗算器14によってタップ付き遅延回路２の出力を乗
じられ、減算器16とレジスタ17からなる累算器15に加え
られる。累算器15の出力が第４図の乗算器５の乗数、す
なわちタップ係数C₀〜C_iとなる。

また、タップ付き遅延回路９に接続された乗算器５の
乗数、すなわちタップ係数D₁〜D_jについても、同様に求
められる。

本適応アルゴリズムを用いて、タップ係数C₀〜C_i、D₁
〜D_jを変更することにより、等化器の特性を伝送路の特
性変動に追従させることができる。

「発明が解決しようとする課題」上述した従来の判定帰還形等化器は、有線通信、固定
無線通信のように、遅延プロファイルの変動が伝送信号
の速度と比べて比較的遅い場合には、タップ係数変更回
路による適応制御のみでも十分実用になった。

しかしながら、移動通信のように、信号の伝送速度に
比べて伝送路特性の変動が速いときには、タップ係数C₀
〜C_i、D₁〜D_jを追従させることは困難になる。

タップ係数を高速に求める手段として、送信信号に一
定周期（たとえば1ms周期）で挿入された一定パターン
のトレーニングパルスから、相関器によって遅延波の複
素プロファイルを求め、これをもとにレビンソン・アル
ゴリズムを解いてタップ係数の一般解を得る方法が知ら
れている。

しかし、この方法は、複雑な演算が必要となるうえ、
タップ係数は遅延波の複素プロファイルのみを考慮した
ものであり、符号間干渉をゼロにする解は多数存在す
る。これらの解の中には等化器出力の雑音が他の解に比
べて多いものが存在する。すなわち、雑音の面では最適
化されていないという欠点があった。

以上から、移動通信に等化器を適用する場合には、タ
ップ係数の設定のために新しい手法が必要となる。

本発明の目的は、移動通信に適用するため、高速フェ
ージング下においても、その伝送特性の変動に十分追従
できる適応性を持った判定帰還形等化器を提供すること
にある。

「課題を解決するための手段」上記課題を解決するために、この発明は、判定器の前
後にタップ付き遅延回路を有し、該タップ付き遅延回路
の各タップ出力にタップ係数を乗じて加算し、該加算結
果に基づいて受信波の等化を行うように構成された判定
帰還形等化器において、前記受信波に含まれる複数の離散成分のうちで、最も
レベルの高い主波と、この主波に対して時間的に先行す
る先行波とがあるとき、該主波と先行波との時間間隔、
振幅比、および位相差を、トレーニングパルスによって
検出する相関器と、前記先行波に基づいた判定を行い、レベルの小さい先
行波によって前記主波を打ち消す先行波モードと、前記
主波に基づいた判定を行い、レベルの大きい主波によっ
て前記先行波を打ち消す主波モードの２つのモードのう
ち、等化器出力のSN比が大きくなる方のモードの選択
を、前記相関器の出力として得られた主波と先行波の時
間間隔、振幅比、位相差を用いて行うとともに、選択さ
れたモードに対応する値を前記タップ係数の初期値とし
て設定するタップ係数初期値設定回路とを具備すること
を特徴とする。

「作用」上記手段によれば、タップ係数の設定にあたって、受
信信号に挿入されたトレーニングパルスから、相関器に
よって受信波の複素プロファイル、すなわち、主波と先
行波との時間間隔、振幅比、および位相差を求め、受信
波のCNR（搬送波対雑音電力比）、先行波と主波のレベ
ル比、等化器のタップ数の点から、先行波モード、主波
モードのいずれか一方のモードを選択し、タップ係数を
初期設定する。これにより、ほぼ最適のタップ係数をた
だちに設定することが可能となる。

なお、主波より後から到来する遅延波による干渉は、
本発明には直接関係してこないが、その理由については
後述する。

従来の技術では、タップ係数は入力信号の変化によっ
て逐次的に変化させていたが、本発明による方法では、
タップ係数の最適値をトレーニングパルスが受信される
たびに求め、初期値として設定する点が異なる。

「実施例」以下、図面を参照してこの発明の実施例を説明する。

第１図は、この発明の一実施例の構成を示すブロック
図である。

図において、18はRF帯AGC回路、19は準同期検波器、2
0はAFC回路、21は基準搬送波発生器、22はベースバンド
帯AGC回路、23は判定帰還形等化回路、24は相関器、25
はタップ係数初期値設定回路である。

受信された信号は、RF帯AGC回路18によって受信レベ
ルを平滑化され、準同期検波器19によって検波される。
同相信号、直交信号からなる準同期検波器19の出力は、
ベースバンド帯AGC回路22によってレベルを一定にされ
たあと、判定帰還形等化回路23に入力される。

上記AFC回路20は、準同期検波器19に加える基準搬送
波の周波数を制御し、受信信号の周波数と基準搬送波の
周波数の差を一定の範囲内に抑えるものである。

相関器24は、受信波中に挿入されたトレーニングパル
スをもとに、受信波の複素プロファイルを推定するもの
である。すなわち、相関器24は、受信波に含まれる複数
の離散成分のうちで、最もレベルの高い主波と、この主
波に対して時間的に先行する先行波とがあるとき、主波
と先行波との時間間隔、振幅比、および位相差（これら
を複素プロファイルという）を、トレーニングパルスか
ら検出するものである。上記トレーニングパルスは、た
とえば、32ビットのビット列からなる一定パターンのパ
ルス列であり、一定周期（たとえば1ms）ごとに送られ
てくるものである。

タップ係数初期値設定回路25は、相関器24で求めた複
素プロファイルを用いて、判定帰還形等化回路23のタッ
プ係数の初期値を決定するもので、その決定方法につい
ては以下に詳述する。

上記タップ係数の初期設定値の具体的な求め方につい
て、先行波と遅延波からなる２波モデルを用いて説明す
る。

なお、以下の説明では、説明の簡単化のために、先行
波と遅延波との時間間隔を１タイムスロットとし、先行
波の振幅をw₀、先行波から１タイムスロットだけ遅延し
た遅延波の振幅をw₁とおく。ここで、 w₀ ²＋w₁ ²＝１、ξ＝w₁/w₀ とおき、これら２つの波の大きい方を主波と呼ぶことと
する。すなわち、比ξ＞１のときは遅延波が主波とな
り、比ξ＜１のときは先行波が主波となる。この発明
は、前者の場合、つまり先行波に続いて主波が到来する
場合に有効であるが、この理由は、第２図、第３図の説
明のときに述べる。

さて、受信信号系列を、 …,A_-2,A_-1,A₀,A₁,A₂,… とおき、この系列が、 w₀A_n＋w₁A_n-1 なる特性を持つ伝送路を通過したものとする。

このとき、第４図のタップ付き遅延回路２の中のデー
タは、次のようになる（第４図参照）。

また、第４図のタップ付き遅延回路９の中のデータ
は、判定器８の出力を入力としているため、誤り率が０
であるときには、となる。

従って、判定帰還形等化回路23の出力Y₀は、次のよう
になる。

（３）式において、Y₀＝A₀とおくと、タップ係数C₀〜
C_i、D₁〜D_jは、次の条件を満たさなければならない。

C_iw₀＝０ ……（４） C_kw₀＋C_k+1w₁＝０（１≦ｋ≦ｉ−１） ……（５） C₀w₀＋C₁w₁＝１ ……（６） C₀w₁−D₁＝０ ……（７） D_k＝０（２≦ｋ≦ｉ） ……（８）この式を解く場合、先行波に基づく判定を行ない、先
行波によってレベルの大きい主波を打ち消す先行波モー
ドと、主波に基づく判定を行ない、主波によってレベル
の小さい先行波を打ち消す主波モードが存在する。

（Ａ）先行波モードの場合この場合、タップ係数C₁の項数が有限であるとすれ
ば、上記（４）式よりタップ係数C_i＝０である。これを
（５）式に代入すると、タップ係数C_i〜C₁＝０が得られ
る。これをさらに（６）式に代入すると、次の式が得ら
れる。

（Ｂ）主波モードの場合この場合、タップ係数C_kは、等比級数的に減少し無限
に続く。そこで、タップ係数C_iは無限であるとし、タッ
プ係数D₁をとりあえず任意の値と仮定して、これらの式
を解くと、上記（７）式、および（６）式より、次の関
係が得られる。

次に、受信波に含まれる雑音は相関がないものとする
と、判定帰還形等化回路23の出力の雑音のパワは、タッ
プ係数C₀〜C_i、D₁〜D_jの絶対値の２乗和に比例する。そ
こで、タップ係数の絶対値の２乗和を、タップ係数D₁の
関数として評価すると、D₁＝w₀/w₁のとき最小値とな
る。このとき、タップ係数C₀〜C_i、D₁〜D_jの収束値は、
（４）〜（８）式から以下のようになる。

また、これらのモードを用いたときに、判定帰還形等
化回路23の出力に現れる誤差は、受信波に含まれる雑音
のパワをN_T、タップ数をｉ＋１とすると、以下のように
なる。

まず、上で述べたように、 w₀ ²＋w₁ ²＝１ w₁/w₀＝ξとおくと、という式が成立する。そこで、先行波モードと主波モー
ドの各場合につき、等化器の出力に現れる誤差を求め
る。この誤差を求めるにあたり、タップ係数D₁〜D_jは、
判定器８の後段のタップ係数であるため、雑音を含まな
いものとみなし、タップ係数C₀〜C_iにのみ着目する。

（１）先行波モードの場合この場合、（９）式より、タップ係数C₀,D₁以外はゼ
ロであるから、タップ係数の２乗和に比例する誤差C₀ ²
・N_Tのみが現れる。よって、誤差は次のようになる。

（２）主波モードこの場合、タップ数が有限なことに起因する誤差と、
タップ係数の２乗和に比例する誤差とが現れる。

（ａ）タップの打ち切りによる誤差タップ数:i＋１とすると、誤差は、となる。

なお、タップの打ち切りによる誤差は、 C_n C₂ C₁ C₀ D₁ D₂ 先行波w₀A_n w₀A₂ w₀A₁ w₀A₀ A_-1 主波w₁A_n-1 w₁A₁ w₁A₀ w₁A_-1 という信号列において、主波とその斜め上の先行波（例
えば、主波のw₁A₀と先行波のw₀A₀）とが打ち消しあうよ
うにされているため、タップ係数C_nに対応する先行波成
分w₀A_nのみが残ることにより生じるものである。

ここで、上記タップ係数は次のとおりである。

D₂＝０（ｂ）タップ係数の２乗和による誤差となる。したがって、上記（13a），（13b）より全体の
誤差は、次のようになる。

第２図は、判定帰還形等化回路23のタップ数を一定に
し、雑音のパワを変化させたときの出力の誤差量であ
り、CNRが20dB、または10dBの受信波が判定帰還形等化
器23に入力されたときの、出力側でのSNRを示すもので
ある。

先行波モードの場合には、レベルの小さな先行波や遅
延波でレベルの大きな主波を打ち消すことになるため、
比ξが大きくなるに従ってSNRの劣化量が大きくなる。

ここで、比ξは、すでに述べたように、遅延波の振幅
w₁を先行波の振幅w₀で除したものであるから、比ξの絶
対値｜ξ｜＜１のときには、先行波が主波となり、比｜
ξ｜＞１のときには、遅延波が主波となる。

そして、図から分かるように、｜ξ｜＜１の場合は、
先行波モードの方が常にSNRがよく、このモードが選択
されることになる。

一方、比の絶対値｜ξ｜＞１のときには、遅延波が主
波となり、主波モードの方がSNRが優れている場合と、
先行波モードの方が優れている場合とがある。

すなわち、｜ξ｜＜１の場合は、選択の余地がない
が、｜ξ｜＞１の場合は、SNRが優れている方を選択す
ることにより、従来では得られない効果を得ることがで
きる。

第２図から分かるように、比の絶対値｜ξ｜がほぼ1.
5以上の場合には、主波モードのSNRの方が優れている
が、この絶対値が１に近づくに従って、タップ係数の収
束が悪くなるため、有限のタップ数で打ち切った影響
と、入力雑音の影響によりSNRの劣化量が大きくなる。
しかしながら、比の絶対値｜ξ｜が１の近傍では、初項
C₁が小さくなるために、逆にSNRの劣化量は小さくな
り、｜ξ｜＝１のときに先行波モードの場合と一致す
る。

第３図は、雑音のパワを一定にし、判定帰還形等化回
路23のタップ数を変化させたときの出力の誤差量を示す
ものであり、タップ数ｉが増加するのにつれてSNRが良
くなることが分かる。

これらの図から分かるように、受信波のCNR、等化器
のタップ数、先行波と遅延波のレベル比に応じて、先行
波モードと主波モードの２つのモードを切り換えてタッ
プ係数の初期値を設定すれば、誤差の小さな出力が得ら
れる。

「発明の効果」以上説明したように、この発明によれば、判定判定帰
還形等化器のタップ係数の初期設定にあたって、信号系
列に挿入されたトレーニングパルスから、相関器によっ
て遅延波の複素プロファイルを推定し、これと受信波の
CNR、等化器のタップ数によって、２つのモードのうち
等化器の出力の雑音が小さくなる方を選択し、そのとき
のタップ係数を初期値として設定するようにしたから、
出力誤差が少なく、かつ伝送路の変動に高速に追従でき
る等化器が得られる。

本発明を用いることにより、ディジタル移動通信のよ
うな高速フェージング環境下で伝送路の特性の変動が速
い応用分野に等化器を適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック図、第２
図は本実施例を用いたときの受信信号のCNRと判定帰還
形等化器出力の雑音特性を示す図、第３図は本実施例を
用いたときの判定帰還形等化器のタップ数と出力の雑音
特性を示す図、第４図は従来の判定帰還形等化器の要部
の構成を示すブロック図、第５図は従来の判定帰還形等
化器のタップ係数変更回路の構成を示すブロック図であ
る。１……入力端子、２……タップ付き遅延回路、３……単位遅延器、４……タップ係数、５……タップ係数乗算器、６……加算器、７……減算器、８……判定器、９……タップ付き遅延回路、10……加算器、 11……出力端子、12……減算器、 13……定数乗算器、14……乗算器、 15……累算器、16……減算器、 17……レジスタ、18……RF帯AGC回路、 19……同期検波器、20……AFC回路、 21……基準搬送波発生器、 22……ベースバンド帯AFC回路、 23……判定帰還形等化器、24……相関器、 25……タップ係数初期値設定回路、 26……出力端子。

フロントページの続き (56)参考文献昭和63年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集Ｐ．１−475、上田他、「高速ディジタル移動通信用判定帰還等化器の構成と特性」

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】判定器の前後にタップ付き遅延回路を有
し、該タップ付き遅延回路の各タップ出力にタップ係数
を乗じて加算し、該加算結果に基づいて受信波の等化を
行うように構成された判定帰還形等化器において、前記受信波に含まれる複数の離散成分のうちで、最もレ
ベルの高い主波と、この主波に対して時間的に先行する
先行波とがあるとき、該主波と先行波との時間間隔、振
幅比、および位相差を、トレーニングパルスによって検
出する相関器と、前記先行波に基づいた判定を行い、レベルの小さい先行
波によって前記主波を打ち消す先行波モードと、前記主
波に基づいた判定を行い、レベルの大きい主波によって
前記先行波を打ち消す主波モードの２つのモードのう
ち、等化器出力のSN比が大きくなる方のモードの選択
を、前記相関器の出力として得られた主波と先行波の時
間間隔、振幅比、位相差を用いて行うとともに、選択さ
れたモードに対応する値を前記タップ係数の初期値とし
て設定するタップ係数初期値設定回路とを具備することを特徴とする判定帰還形等化器。