JP2002237768A - 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 - Google Patents
送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交変調を用い、ミリ波帯による通信を行う
場合において、受信側の等化器の適応等化を精度良く行
い、送信されたデータが正しく受信できるようにする。 【解決手段】 送信機側から、送信データをＩ成分、既
知のＰＮシーケンスをＱ成分として直交変調された信号
が送信される。受信機３０に受信されたこの信号は、実
部Ｒｅと虚部Ｉｍに分離され、イコライザ３２０に供給
されると共に、Ｉ相関回路３１８及びＱ相関回路３０６
に供給される。一方、発生器３００で送信機側と同一の
ＰＮシーケンスが発生され、Ｉ相関回路３１８及びＱ相
関回路３０６に供給される。Ｉ相関回路３１８及びＱ相
関回路３０６では、供給された実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍと
ＰＮシーケンスとに基づき、Ｉ−ｃｈへのＱ成分の漏れ
分と直接波によるＱ成分との比及び時間差、Ｑ−ｃｈ中
の間接波によるＱ成分と直接波によるＱ成分との比及び
時間差が求められる。Ｉ相関回路３１８及びＱ相関回路
３０６で求められたデータにより、イコライザ３２０が
適応等化される。
場合において、受信側の等化器の適応等化を精度良く行
い、送信されたデータが正しく受信できるようにする。 【解決手段】 送信機側から、送信データをＩ成分、既
知のＰＮシーケンスをＱ成分として直交変調された信号
が送信される。受信機３０に受信されたこの信号は、実
部Ｒｅと虚部Ｉｍに分離され、イコライザ３２０に供給
されると共に、Ｉ相関回路３１８及びＱ相関回路３０６
に供給される。一方、発生器３００で送信機側と同一の
ＰＮシーケンスが発生され、Ｉ相関回路３１８及びＱ相
関回路３０６に供給される。Ｉ相関回路３１８及びＱ相
関回路３０６では、供給された実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍと
ＰＮシーケンスとに基づき、Ｉ−ｃｈへのＱ成分の漏れ
分と直接波によるＱ成分との比及び時間差、Ｑ−ｃｈ中
の間接波によるＱ成分と直接波によるＱ成分との比及び
時間差が求められる。Ｉ相関回路３１８及びＱ相関回路
３０６で求められたデータにより、イコライザ３２０が
適応等化される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直交変調された
信号の送受信を行う送信装置および方法、ならびに、受
信装置および方法に関し、特に、ミリ波帯による送受信
を行う際の受信側の適応等化を確実に行うことができる
送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、
送受信装置および方法に関する。
信号の送受信を行う送信装置および方法、ならびに、受
信装置および方法に関し、特に、ミリ波帯による送受信
を行う際の受信側の適応等化を確実に行うことができる
送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、
送受信装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、電波や赤外線を用いて通信を
行いＬＡＮ(Local Area Network)を構築する、無線ＬＡ
Ｎの技術は存在していた。無線ＬＡＮは、例えば周波数
帯域が２．４ＧＨｚ帯の準マイクロ波帯の電波を用い、
１乃至２Ｍｂｐｓの通信速度が実現されている。近年で
は、この無線ＬＡＮにおいて、さらに高い周波数帯域、
例えば６０ＧＨｚ帯を用いて通信を行うことが提案され
ている。このようなミリ波帯の電波を用いることで、よ
り高速な通信速度を得ることができる。
行いＬＡＮ(Local Area Network)を構築する、無線ＬＡ
Ｎの技術は存在していた。無線ＬＡＮは、例えば周波数
帯域が２．４ＧＨｚ帯の準マイクロ波帯の電波を用い、
１乃至２Ｍｂｐｓの通信速度が実現されている。近年で
は、この無線ＬＡＮにおいて、さらに高い周波数帯域、
例えば６０ＧＨｚ帯を用いて通信を行うことが提案され
ている。このようなミリ波帯の電波を用いることで、よ
り高速な通信速度を得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなミリ波帯の
電波による通信では、マルチパス干渉が発生しやすい。
マルチパス干渉が存在する場合、受信側や送信側の移動
などに伴い、通信路の特性が時間と共に変化してしま
う。また、ミリ波帯の電波による通信では、送信側およ
び受信側の少しの変動が位相の変動となって現れる可能
性がある。そのため、受信側では、等化器における信号
等化を適応的に行う必要がある。
電波による通信では、マルチパス干渉が発生しやすい。
マルチパス干渉が存在する場合、受信側や送信側の移動
などに伴い、通信路の特性が時間と共に変化してしま
う。また、ミリ波帯の電波による通信では、送信側およ
び受信側の少しの変動が位相の変動となって現れる可能
性がある。そのため、受信側では、等化器における信号
等化を適応的に行う必要がある。
【０００４】従来では、通信中に時分割でトレーニング
時間を設け、そのトレーニング時間中にパイロット信号
として既知のデータを送信していた。受信側では、この
パイロット信号に基づき等化器の係数を更新し、係数が
収束後、等化器の係数を固定しデータを伝送していた。
この方法では、パイロット信号を送信する時間幅や周波
数帯域などが十分に確保できないと、時間と共に通信路
の特性が変化するような場合に、等化器の係数の調整が
通信路の特性の変化に追随できず、受信される電波に対
する等化器の特性が劣化してしまうという問題点があっ
た。
時間を設け、そのトレーニング時間中にパイロット信号
として既知のデータを送信していた。受信側では、この
パイロット信号に基づき等化器の係数を更新し、係数が
収束後、等化器の係数を固定しデータを伝送していた。
この方法では、パイロット信号を送信する時間幅や周波
数帯域などが十分に確保できないと、時間と共に通信路
の特性が変化するような場合に、等化器の係数の調整が
通信路の特性の変化に追随できず、受信される電波に対
する等化器の特性が劣化してしまうという問題点があっ
た。
【０００５】一方、トレーニング時間中に送信された既
知データに基づき等化器の係数を更新し、係数が収束
後、トラッキング時間中にデータ判定を行い、そのデー
タを既知データとして等化器の係数を調整する方法も用
いられていた。この方法では、データ判定に誤りが生じ
てしまうと、受信される電波に対する等化器の特性が劣
化してしまうという問題点があった。
知データに基づき等化器の係数を更新し、係数が収束
後、トラッキング時間中にデータ判定を行い、そのデー
タを既知データとして等化器の係数を調整する方法も用
いられていた。この方法では、データ判定に誤りが生じ
てしまうと、受信される電波に対する等化器の特性が劣
化してしまうという問題点があった。
【０００６】この場合、特に、等化器にＩＩＲ型のフィ
ルタが用いられている場合には、等化器の特性が劣化す
ると共に、等化器が発散してしまうことがあるという問
題点があった。
ルタが用いられている場合には、等化器の特性が劣化す
ると共に、等化器が発散してしまうことがあるという問
題点があった。
【０００７】したがって、この発明の目的は、直交変調
を用い、ミリ波帯による通信を行う場合において、受信
側の等化器の適応等化を精度良く行い、送信されたデー
タが正しく受信できるようにした送信装置および方法、
受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法
を提供することにある。
を用い、ミリ波帯による通信を行う場合において、受信
側の等化器の適応等化を精度良く行い、送信されたデー
タが正しく受信できるようにした送信装置および方法、
受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法
を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明は、上述した課
題を解決するために、直交変調により信号を変調して送
信する送信装置において、直交変調された信号成分のう
ち、第１の信号成分を、伝送したいデータが変調された
信号として送信し、第１の信号成分に直交する第２の信
号成分を、トレーニング信号として送信するようにした
ことを特徴とする送信装置である。
題を解決するために、直交変調により信号を変調して送
信する送信装置において、直交変調された信号成分のう
ち、第１の信号成分を、伝送したいデータが変調された
信号として送信し、第１の信号成分に直交する第２の信
号成分を、トレーニング信号として送信するようにした
ことを特徴とする送信装置である。
【０００９】また、この発明は、直交変調により信号を
変調して送信する送信方法において、直交変調された信
号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したいデータが
変調された信号として送信し、第１の信号成分に直交す
る第２の信号成分を、トレーニング信号として送信する
ようにしたことを特徴とする送信方法である。
変調して送信する送信方法において、直交変調された信
号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したいデータが
変調された信号として送信し、第１の信号成分に直交す
る第２の信号成分を、トレーニング信号として送信する
ようにしたことを特徴とする送信方法である。
【００１０】また、この発明は、直交変調された信号成
分のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調さ
れた信号として送信され、第１の信号成分に直交する第
２の信号成分がトレーニング信号として送信された信号
を受信する受信装置において、直交変調された信号成分
のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調され
た信号として送信され、第１の信号成分に直交する第２
の信号成分がトレーニング信号として送信された信号を
受信し、受信された信号のうち第２の信号成分に含まれ
るトレーニング信号を用いて第１の信号成分を適応的に
等化するようにしたことを特徴とする受信装置である。
分のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調さ
れた信号として送信され、第１の信号成分に直交する第
２の信号成分がトレーニング信号として送信された信号
を受信する受信装置において、直交変調された信号成分
のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調され
た信号として送信され、第１の信号成分に直交する第２
の信号成分がトレーニング信号として送信された信号を
受信し、受信された信号のうち第２の信号成分に含まれ
るトレーニング信号を用いて第１の信号成分を適応的に
等化するようにしたことを特徴とする受信装置である。
【００１１】また、この発明は、直交変調された信号成
分のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調さ
れた信号として送信され、第１の信号成分に直交する第
２の信号成分がトレーニング信号として送信された信号
を受信する受信方法において、直交変調された信号成分
のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調され
た信号として送信され、第１の信号成分に直交する第２
の信号成分がトレーニング信号として送信された信号を
受信し、受信された信号のうち第２の信号成分に含まれ
るトレーニング信号を用いて第１の信号成分を適応的に
等化するようにしたことを特徴とする受信方法である。
分のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調さ
れた信号として送信され、第１の信号成分に直交する第
２の信号成分がトレーニング信号として送信された信号
を受信する受信方法において、直交変調された信号成分
のうち、第１の信号成分が伝送したいデータが変調され
た信号として送信され、第１の信号成分に直交する第２
の信号成分がトレーニング信号として送信された信号を
受信し、受信された信号のうち第２の信号成分に含まれ
るトレーニング信号を用いて第１の信号成分を適応的に
等化するようにしたことを特徴とする受信方法である。
【００１２】また、この発明は、直交変調により変調さ
れた信号の送受信を行う送受信装置において、直交変調
された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したい
データが変調された信号として送信し、第１の信号成分
に直交する第２の信号成分を、トレーニング信号として
送信する送信部と、直交変調された信号成分のうち、第
１の信号成分を、伝送したいデータが変調された信号と
して送信し、第１の信号成分に直交する第２の信号成分
を、トレーニング信号として送信する送信部より送信さ
れた信号を受信し、受信された信号のうち第２の信号成
分に含まれるトレーニング信号を用いて第１の信号成分
を適応的に等化するようにした受信部とを備えることを
特徴とする送受信装置である。
れた信号の送受信を行う送受信装置において、直交変調
された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したい
データが変調された信号として送信し、第１の信号成分
に直交する第２の信号成分を、トレーニング信号として
送信する送信部と、直交変調された信号成分のうち、第
１の信号成分を、伝送したいデータが変調された信号と
して送信し、第１の信号成分に直交する第２の信号成分
を、トレーニング信号として送信する送信部より送信さ
れた信号を受信し、受信された信号のうち第２の信号成
分に含まれるトレーニング信号を用いて第１の信号成分
を適応的に等化するようにした受信部とを備えることを
特徴とする送受信装置である。
【００１３】また、この発明は、直交変調により変調さ
れた信号の送受信を行う送受信方法において、直交変調
された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したい
データが変調された信号として送信し、第１の信号成分
に直交する第２の信号成分を、トレーニング信号として
送信する送信のステップと、直交変調された信号成分の
うち、第１の信号成分を、伝送したいデータが変調され
た信号として送信し、第１の信号成分に直交する第２の
信号成分を、トレーニング信号として送信する送信のス
テップにより送信された信号を受信し、受信された信号
のうち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を用
いて第１の信号成分を適応的に等化するようにした受信
のステップとを備えることを特徴とする送受信方法であ
る。
れた信号の送受信を行う送受信方法において、直交変調
された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝送したい
データが変調された信号として送信し、第１の信号成分
に直交する第２の信号成分を、トレーニング信号として
送信する送信のステップと、直交変調された信号成分の
うち、第１の信号成分を、伝送したいデータが変調され
た信号として送信し、第１の信号成分に直交する第２の
信号成分を、トレーニング信号として送信する送信のス
テップにより送信された信号を受信し、受信された信号
のうち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を用
いて第１の信号成分を適応的に等化するようにした受信
のステップとを備えることを特徴とする送受信方法であ
る。
【００１４】上述したように、請求項１および６に記載
の発明は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号
成分を、伝送したいデータが変調された信号として送信
し、第１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレ
ーニング信号として送信するようにしているため、受信
側では、第２の信号成分を用いて等化器などの調整を行
うことができる。
の発明は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号
成分を、伝送したいデータが変調された信号として送信
し、第１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレ
ーニング信号として送信するようにしているため、受信
側では、第２の信号成分を用いて等化器などの調整を行
うことができる。
【００１５】また、請求項７および１２に記載の発明
は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分が
伝送したいデータが変調された信号として送信され、第
１の信号成分に直交する第２の信号成分がトレーニング
信号として送信された信号を受信し、受信された信号の
うち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を用い
て第１の信号成分を適応的に等化するようにしているた
め、常時トレーニング信号に基づく等化を行うことがで
き、通信路の特性の変化に追随できる。
は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分が
伝送したいデータが変調された信号として送信され、第
１の信号成分に直交する第２の信号成分がトレーニング
信号として送信された信号を受信し、受信された信号の
うち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を用い
て第１の信号成分を適応的に等化するようにしているた
め、常時トレーニング信号に基づく等化を行うことがで
き、通信路の特性の変化に追随できる。
【００１６】また、請求項１３及び１８に記載の発明
は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分
を、伝送したいデータが変調された信号として送信し、
第１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニ
ング信号として送信し、送信された信号が受信された信
号のうち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を
用いて第１の信号成分を適応的に等化するようにしてい
るため、受信側では、常時トレーニング信号に基づく等
化を行うことができ、通信路の特性の変化に追随でき
る。
は、直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分
を、伝送したいデータが変調された信号として送信し、
第１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニ
ング信号として送信し、送信された信号が受信された信
号のうち第２の信号成分に含まれるトレーニング信号を
用いて第１の信号成分を適応的に等化するようにしてい
るため、受信側では、常時トレーニング信号に基づく等
化を行うことができ、通信路の特性の変化に追随でき
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態に
ついて説明する。この発明では、直交変調による搬送波
のうち一方の成分をトレーニング信号の伝送ために専用
的に用い、他方の成分をデータ伝送用に用いる。受信機
側では、常にトレーニング信号を受信できるため、受信
されたトレーニング信号に基づき等化器の適応等化を精
度良く行うことができる。
ついて説明する。この発明では、直交変調による搬送波
のうち一方の成分をトレーニング信号の伝送ために専用
的に用い、他方の成分をデータ伝送用に用いる。受信機
側では、常にトレーニング信号を受信できるため、受信
されたトレーニング信号に基づき等化器の適応等化を精
度良く行うことができる。
【００１８】用いられる周波数帯域を６０ＧＨｚ帯など
のミリ波帯とすることで、使用できる周波数帯域を非常
に広く確保でき、搬送波の一方の成分をトレーニング信
号専用に用いて効率が１／２になっても、十分な伝送デ
ータレートを得ることができる。
のミリ波帯とすることで、使用できる周波数帯域を非常
に広く確保でき、搬送波の一方の成分をトレーニング信
号専用に用いて効率が１／２になっても、十分な伝送デ
ータレートを得ることができる。
【００１９】図１は、この発明によるミリ波送受信シス
テムの全体構成をモデル化した図である。ミリ波送信機
１０は、ＱＰＳＫ変調信号発生器である。ミリ波送信機
１０により、所定のデータがＱＰＳＫ(Quadrature Phas
e Shift Keying)変調され、端子Ｏｕｔ１から出力され
る。ミリ波送信機１０から出力されたＱＰＳＫ変調信号
は、通信路のシミュレータであるチャネル２０の端子Ｉ
Ｎに入力される。ＱＰＳＫ変調信号は、チャネル２０で
白色雑音および２波マルチパスが加算され、実際の通信
路をシミュレートされ、チャネル２０の端子Ｉ＿Ｏｕｔ
から出力される。
テムの全体構成をモデル化した図である。ミリ波送信機
１０は、ＱＰＳＫ変調信号発生器である。ミリ波送信機
１０により、所定のデータがＱＰＳＫ(Quadrature Phas
e Shift Keying)変調され、端子Ｏｕｔ１から出力され
る。ミリ波送信機１０から出力されたＱＰＳＫ変調信号
は、通信路のシミュレータであるチャネル２０の端子Ｉ
Ｎに入力される。ＱＰＳＫ変調信号は、チャネル２０で
白色雑音および２波マルチパスが加算され、実際の通信
路をシミュレートされ、チャネル２０の端子Ｉ＿Ｏｕｔ
から出力される。
【００２０】なお、以下では、直交変調された信号にお
ける、互いに直交するＱ成分およびＩ成分のうち、Ｑ成
分による信号をＱ−ｃｈ信号、Ｉ成分による信号をＩ−
ｃｈ信号と呼ぶ。Ｑ−ｃｈ信号はＱチャンネル（Ｑ−ｃ
ｈ）で伝搬され、Ｉ−ｃｈ信号はＩチャンネル（Ｉ−ｃ
ｈ）で伝搬される。
ける、互いに直交するＱ成分およびＩ成分のうち、Ｑ成
分による信号をＱ−ｃｈ信号、Ｉ成分による信号をＩ−
ｃｈ信号と呼ぶ。Ｑ−ｃｈ信号はＱチャンネル（Ｑ−ｃ
ｈ）で伝搬され、Ｉ−ｃｈ信号はＩチャンネル（Ｉ−ｃ
ｈ）で伝搬される。
【００２１】チャネル２０から出力された信号は、ミリ
波受信機３０の端子ＩＮに入力される。ミリ波受信機３
０では、入力された信号からＱＰＳＫのＩ成分（同相成
分）のみが復調される。復調されたデータは、ミリ波受
信機３０の端子Ｉ＿Ｏｕｔから出力され、エラーメータ
３０に供給される。
波受信機３０の端子ＩＮに入力される。ミリ波受信機３
０では、入力された信号からＱＰＳＫのＩ成分（同相成
分）のみが復調される。復調されたデータは、ミリ波受
信機３０の端子Ｉ＿Ｏｕｔから出力され、エラーメータ
３０に供給される。
【００２２】一方、ミリ波送信機１０では、ＱＰＳＫ変
調しチャネル２０を介してミリ波受信機３０に伝送した
データと同一のデータが、端子Ｉ＿ｄａｔａ＿Ｏｕｔか
ら出力される。このデータは、ディレイ１２によりタイ
ミング調整されてチャネル２０およびミリ波受信機３０
による遅延時間を補正され、エラーメータ４０に供給さ
れる。
調しチャネル２０を介してミリ波受信機３０に伝送した
データと同一のデータが、端子Ｉ＿ｄａｔａ＿Ｏｕｔか
ら出力される。このデータは、ディレイ１２によりタイ
ミング調整されてチャネル２０およびミリ波受信機３０
による遅延時間を補正され、エラーメータ４０に供給さ
れる。
【００２３】エラーメータ４０では、ミリ波受信機３０
から供給されたデータと、ミリ波送信機１０の端子Ｉ＿
ｄａｔａ＿Ｏｕｔから出力されディレイ１２を介して供
給されたデータとを比較し、誤り率が測定される。
から供給されたデータと、ミリ波送信機１０の端子Ｉ＿
ｄａｔａ＿Ｏｕｔから出力されディレイ１２を介して供
給されたデータとを比較し、誤り率が測定される。
【００２４】図２は、この実施の一形態によるミリ波送
信機１０の一例の構成を示す。Ｒｄｗｋｓｐ回路１００
で、送信したいデータが発生される。送信したいデータ
は、例えば、外部から入力された入力データに基づき、
Ｒｄ ｗｋｓｐ回路１００で所定に発生される。また、
上述した図１のようなシミュレート目的でこのミリ波送
信機１０を用いるならば、予め決められたデータを所定
に発生するようにしても良い。Ｒｄ ｗｋｓｐ回路１０
０で発生された送信データは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ(Q
uadrature Amplitude Shift Keying Circle constellat
ion-Map)回路１０１に供給され、ＢＰＳＫ(Binary Phas
e Shift Keying)信号にマッピングされ、ＱＡＭ変調回
路１０３の一方の入力端に入力される。
信機１０の一例の構成を示す。Ｒｄｗｋｓｐ回路１００
で、送信したいデータが発生される。送信したいデータ
は、例えば、外部から入力された入力データに基づき、
Ｒｄ ｗｋｓｐ回路１００で所定に発生される。また、
上述した図１のようなシミュレート目的でこのミリ波送
信機１０を用いるならば、予め決められたデータを所定
に発生するようにしても良い。Ｒｄ ｗｋｓｐ回路１０
０で発生された送信データは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ(Q
uadrature Amplitude Shift Keying Circle constellat
ion-Map)回路１０１に供給され、ＢＰＳＫ(Binary Phas
e Shift Keying)信号にマッピングされ、ＱＡＭ変調回
路１０３の一方の入力端に入力される。
【００２５】なお、Ｒｄ ｗｋｓｐ回路１００で発生さ
れた送信したいデータは、出力端Ｉ＿Ｄａｔａ＿ｏｕｔ
１０１から直接的に出力できる。出力端Ｉ＿Ｄａｔａ＿
ｏｕｔ１０１から出力されたデータは、上述したよう
に、ディレイ１２を介してエラーメータ４０に供給され
る。
れた送信したいデータは、出力端Ｉ＿Ｄａｔａ＿ｏｕｔ
１０１から直接的に出力できる。出力端Ｉ＿Ｄａｔａ＿
ｏｕｔ１０１から出力されたデータは、上述したよう
に、ディレイ１２を介してエラーメータ４０に供給され
る。
【００２６】一方、疑似ランダムシーケンス発生回路１
０４において、所定のクロックＣＬＫに基づき既知デー
タであるＰＮシーケンスが発生される。このＰＮシーケ
ンスは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ回路１０５でＢＰＳＫ信
号にマッピングされ、ＱＡＭ回路１０３の他方の入力端
に入力される。
０４において、所定のクロックＣＬＫに基づき既知デー
タであるＰＮシーケンスが発生される。このＰＮシーケ
ンスは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ回路１０５でＢＰＳＫ信
号にマッピングされ、ＱＡＭ回路１０３の他方の入力端
に入力される。
【００２７】ＱＡＭ回路１０３の一方および他方の入力
端に入力された信号は、ＱＰＳＫ変調される。このと
き、送信したいデータがＢＰＳＫ信号にマッピングされ
た信号は、ＱＰＳＫ信号のＩ成分とされ、ＰＮシーケン
スがＢＰＳＫ信号にマッピングされた信号は、ＱＰＳＫ
信号のＱ成分とされる。なお、ＢＰＳＫ変調されたＩ成
分とＢＰＳＫ変調されたＱ成分によってＱＰＳＫ変調波
になっているということもできる。
端に入力された信号は、ＱＰＳＫ変調される。このと
き、送信したいデータがＢＰＳＫ信号にマッピングされ
た信号は、ＱＰＳＫ信号のＩ成分とされ、ＰＮシーケン
スがＢＰＳＫ信号にマッピングされた信号は、ＱＰＳＫ
信号のＱ成分とされる。なお、ＢＰＳＫ変調されたＩ成
分とＢＰＳＫ変調されたＱ成分によってＱＰＳＫ変調波
になっているということもできる。
【００２８】ＱＡＭ回路１０３から出力されたＱＰＳＫ
変調信号は、スプリット回路１０６に供給され、実部
（Ｒｅ）と虚部（Ｉｍ）とに分けられる。これら実部お
よび虚部の信号は、それぞれＲ−Ｃフィルタ(Raised Co
sine Filter)１０７および１０８を介して合成回路１０
９に供給され、複素数の変調信号に合成される。合成回
路１０９から出力されたこの複素数の変調信号は、出力
端子１１０から出力される。
変調信号は、スプリット回路１０６に供給され、実部
（Ｒｅ）と虚部（Ｉｍ）とに分けられる。これら実部お
よび虚部の信号は、それぞれＲ−Ｃフィルタ(Raised Co
sine Filter)１０７および１０８を介して合成回路１０
９に供給され、複素数の変調信号に合成される。合成回
路１０９から出力されたこの複素数の変調信号は、出力
端子１１０から出力される。
【００２９】このように、この実施の一形態によるミリ
波送信機１０では、ＱＰＳＫ変調信号のＱ成分が既知の
ＰＮシーケンスとなっているため、受信側では、このＱ
成分をイコライザのトレーニング信号として用いること
ができる。これにより、チャネル２０の伝達関数、すな
わち、マルチパスの推定を行うことができる。
波送信機１０では、ＱＰＳＫ変調信号のＱ成分が既知の
ＰＮシーケンスとなっているため、受信側では、このＱ
成分をイコライザのトレーニング信号として用いること
ができる。これにより、チャネル２０の伝達関数、すな
わち、マルチパスの推定を行うことができる。
【００３０】図３は、チャネル２０の一例の構成を示
す。チャネル２０は、上述したように、マルチパスチャ
ンネルをシミュレートする。この図３の例では、２パス
で、白色雑音が付加されるモデルが示されている。以下
に説明する構成を、３パス以上に拡張することは容易で
ある。
す。チャネル２０は、上述したように、マルチパスチャ
ンネルをシミュレートする。この図３の例では、２パス
で、白色雑音が付加されるモデルが示されている。以下
に説明する構成を、３パス以上に拡張することは容易で
ある。
【００３１】ミリ波送信機１０から出力されたＱＰＳＫ
変調信号は、入力端２００に入力され、スプリット回路
２０２に供給されると共に、ディレイ回路２０１を介し
てスプリット回路２０７に供給される。スプリット回路
２０２に供給された信号は、振幅成分と位相成分とに分
離される。振幅成分は、増幅度が〔１〕に設定されたゲ
イン回路２０３を介して合成回路２０６の振幅入力端に
入力される。一方、位相成分は、加算部２０４の一方の
入力端に供給され、定数
変調信号は、入力端２００に入力され、スプリット回路
２０２に供給されると共に、ディレイ回路２０１を介し
てスプリット回路２０７に供給される。スプリット回路
２０２に供給された信号は、振幅成分と位相成分とに分
離される。振幅成分は、増幅度が〔１〕に設定されたゲ
イン回路２０３を介して合成回路２０６の振幅入力端に
入力される。一方、位相成分は、加算部２０４の一方の
入力端に供給され、定数
〔０〕が加算されて合成回路２
０６の位相入力端に入力される。合成回路２０６では、
これら振幅成分と位相成分とを合成して、複素信号とし
て出力する。
０６の位相入力端に入力される。合成回路２０６では、
これら振幅成分と位相成分とを合成して、複素信号とし
て出力する。
【００３２】一方、ディレイ回路２０１に入力された信
号は、１シンボル遅延されて出力され、スプリット回路
２０７に供給される。スプリット回路２０７に供給され
た信号は、振幅成分と位相成分とに分離される。振幅成
分は、増幅度が〔０．５〕に設定されたゲイン回路２０
８を介して合成回路２１１の振幅入力端に入力される。
一方、位相成分は、加算部２０９の一方の入力端に供給
され、定数〔π／４〕が加算されて合成回路２１１の位
相入力端に入力される。合成回路２１１では、これら振
幅成分と位相成分とを合成して、複素信号として出力す
る。
号は、１シンボル遅延されて出力され、スプリット回路
２０７に供給される。スプリット回路２０７に供給され
た信号は、振幅成分と位相成分とに分離される。振幅成
分は、増幅度が〔０．５〕に設定されたゲイン回路２０
８を介して合成回路２１１の振幅入力端に入力される。
一方、位相成分は、加算部２０９の一方の入力端に供給
され、定数〔π／４〕が加算されて合成回路２１１の位
相入力端に入力される。合成回路２１１では、これら振
幅成分と位相成分とを合成して、複素信号として出力す
る。
【００３３】合成回路２０６および２１１からそれぞれ
出力された複素信号は、それぞれ複合加算回路２１２に
供給されて加算され、２波のマルチパス信号が合成され
る。複合加算回路２１２から出力されたマルチパス信号
は、スプリット回路２１３に供給されて実部Ｒｅと虚部
Ｉｍとに分離される。スプリット回路２１３から出力さ
れた実部Ｒｅおよび虚部Ｉｍは、それぞれ加算回路２１
７および２１８を介して合成回路２１９に供給され、実
部Ｒｅと虚部Ｉｍとが合成され１つのＱＰＳＫ変調信号
とされて出力端２２０に導出される。この出力は、送信
したいデータが変調された信号に対してマルチパス成分
が加算され、マルチパスがシミュレートされたマルチパ
ス信号である。
出力された複素信号は、それぞれ複合加算回路２１２に
供給されて加算され、２波のマルチパス信号が合成され
る。複合加算回路２１２から出力されたマルチパス信号
は、スプリット回路２１３に供給されて実部Ｒｅと虚部
Ｉｍとに分離される。スプリット回路２１３から出力さ
れた実部Ｒｅおよび虚部Ｉｍは、それぞれ加算回路２１
７および２１８を介して合成回路２１９に供給され、実
部Ｒｅと虚部Ｉｍとが合成され１つのＱＰＳＫ変調信号
とされて出力端２２０に導出される。この出力は、送信
したいデータが変調された信号に対してマルチパス成分
が加算され、マルチパスがシミュレートされたマルチパ
ス信号である。
【００３４】なお、図３の例では、出力信号に対して、
さらに、白色雑音を加算することができる。ガウシアン
ノイズ発生回路２１４で、２次元の白色雑音が発生され
る。この白色雑音は、ノイズレベルを調整するゲイン回
路２１５を介してデマルチプレクサ２１６に供給され、
２つの１次元の白色雑音に分離される。これら２つの白
色雑音は、それぞれ加算回路２１７および２１８に供給
され、スプリット回路２１３から供給された実部Ｒｅと
虚部Ｉｍとにそれぞれ加算される。ここでは、ゲイン回
路２１５の増幅度が
さらに、白色雑音を加算することができる。ガウシアン
ノイズ発生回路２１４で、２次元の白色雑音が発生され
る。この白色雑音は、ノイズレベルを調整するゲイン回
路２１５を介してデマルチプレクサ２１６に供給され、
２つの１次元の白色雑音に分離される。これら２つの白
色雑音は、それぞれ加算回路２１７および２１８に供給
され、スプリット回路２１３から供給された実部Ｒｅと
虚部Ｉｍとにそれぞれ加算される。ここでは、ゲイン回
路２１５の増幅度が
〔０〕とされ、白色雑音が出力信号
に加算されないため、通信路のシミュレートにおいてマ
ルチパスのみが注目される。
に加算されないため、通信路のシミュレートにおいてマ
ルチパスのみが注目される。
【００３５】図４は、チャネル２０において入出力され
る一例の信号を概略的に示す。縦軸がＱ成分、横軸がＩ
成分を示す。上述の構成によれば、Ｑ成分およびＩ成分
からなる入力信号と、入力信号に対して振幅がゲイン回
路２０８で０．５倍にされると共に、位相が加算回路２
０９で〔π／４〕だけシフトされた信号とが合成され
る。この結果、Ｑ成分およびＩ成分からなる入力信号
は、元のＱ成分およびＩ成分が直交関係を保ったまま、
元のＱ成分およびＩ成分に対して〔π／８〕だけ位相が
ずれたＱM成分およびＩM成分からなる信号とされる。
る一例の信号を概略的に示す。縦軸がＱ成分、横軸がＩ
成分を示す。上述の構成によれば、Ｑ成分およびＩ成分
からなる入力信号と、入力信号に対して振幅がゲイン回
路２０８で０．５倍にされると共に、位相が加算回路２
０９で〔π／４〕だけシフトされた信号とが合成され
る。この結果、Ｑ成分およびＩ成分からなる入力信号
は、元のＱ成分およびＩ成分が直交関係を保ったまま、
元のＱ成分およびＩ成分に対して〔π／８〕だけ位相が
ずれたＱM成分およびＩM成分からなる信号とされる。
【００３６】したがって、チャネル２０の出力信号にお
けるＱ成分およびＩ成分のそれぞれは、ＱM成分と相関
を有することになる。以下、ＱM成分とＩ成分との相関
をＱ−Ｉ相関、ＱM成分とＱ成分との相関をＱ−Ｑ相関
と呼ぶ。すなわち、Ｑ成分のマルチパスの間接波による
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈへの干渉が、それぞれＱ−Ｉ相
関およびＱ−Ｑ相関とされる。
けるＱ成分およびＩ成分のそれぞれは、ＱM成分と相関
を有することになる。以下、ＱM成分とＩ成分との相関
をＱ−Ｉ相関、ＱM成分とＱ成分との相関をＱ−Ｑ相関
と呼ぶ。すなわち、Ｑ成分のマルチパスの間接波による
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈへの干渉が、それぞれＱ−Ｉ相
関およびＱ−Ｑ相関とされる。
【００３７】図５は、ミリ波受信機３０の一例の構成を
示す。ミリ波受信機２０内部において、疑似ランダムシ
ーケンス発生回路３００で、所定のクロックＣＬＫに基
づき既知のデータであるＰＮシーケンスが発生される。
すなわち、上述したミリ波送信機１０において、疑似ラ
ンダムシーケンス発生回路１００で発生されるＰＮシー
ケンスと同一のパターンがミリ波受信機３０側の疑似ラ
ンダムシーケンス発生回路３００で発生される。
示す。ミリ波受信機２０内部において、疑似ランダムシ
ーケンス発生回路３００で、所定のクロックＣＬＫに基
づき既知のデータであるＰＮシーケンスが発生される。
すなわち、上述したミリ波送信機１０において、疑似ラ
ンダムシーケンス発生回路１００で発生されるＰＮシー
ケンスと同一のパターンがミリ波受信機３０側の疑似ラ
ンダムシーケンス発生回路３００で発生される。
【００３８】疑似ランダムシーケンス発生回路３００で
発生されたＰＮシーケンスは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ回
路３０１でＢＰＳＫ信号にマッピングされ、ＱＡＭ回路
３０２でＢＰＳＫ変調され、スプリット回路３０３に入
力される。スプリット回路３０３に入力された信号は、
実部Ｒｅと虚部Ｉｍとに分離され、実部ＲｅがＲ−Ｃフ
ィルタ３３０によりフィルタ処理される。これにより、
上述したミリ波送信機１０におけるＲ−Ｃフィルタ１０
７から出力されるＱ−ｃｈの変調信号が再構成される。
発生されたＰＮシーケンスは、ＱＡＳＫ Ｃ−ｍａｐ回
路３０１でＢＰＳＫ信号にマッピングされ、ＱＡＭ回路
３０２でＢＰＳＫ変調され、スプリット回路３０３に入
力される。スプリット回路３０３に入力された信号は、
実部Ｒｅと虚部Ｉｍとに分離され、実部ＲｅがＲ−Ｃフ
ィルタ３３０によりフィルタ処理される。これにより、
上述したミリ波送信機１０におけるＲ−Ｃフィルタ１０
７から出力されるＱ−ｃｈの変調信号が再構成される。
【００３９】Ｒ−Ｃフィルタ３０３から出力された信号
は、ゼロオーダホールド回路３０４でサンプリングさ
れ、ディジタルデータとされてバッファ３０５に溜め込
まれる。バッファ３０５は、この図５の例では、２５６
サンプルを記憶する。バッファ３０５から読み出された
データは、Ｑ相関回路３０６の入力端Ｉｎ２およびＩ相
関回路３１８の入力端Ｉｎ２に入力される。
は、ゼロオーダホールド回路３０４でサンプリングさ
れ、ディジタルデータとされてバッファ３０５に溜め込
まれる。バッファ３０５は、この図５の例では、２５６
サンプルを記憶する。バッファ３０５から読み出された
データは、Ｑ相関回路３０６の入力端Ｉｎ２およびＩ相
関回路３１８の入力端Ｉｎ２に入力される。
【００４０】一方、チャネル２０から出力されたマルチ
パス信号が入力端子３１０から入力され、スプリット回
路３１１に供給され、実部Ｒｅと虚部Ｉｍとに分離さ
れ、それぞれＲ−Ｃフィルタ３１２および３１３に供給
される。Ｒ−Ｃフィルタ３１２でフィルタ処理された実
部Ｒｅは、イコライザ３２０の入力端Ｉ＿Ｉｎに入力さ
れると共に、ゼロオーダホールド回路３１６に供給され
る。実部Ｒｅは、ゼロオーダホールド回路３１６でサン
プリングされディジタルデータとされて、２５６サンプ
ルが記憶されるバッファ３１７に溜め込まれる。バッフ
ァ３１７から読み出されたデータは、Ｉ相関回路３１８
の入力端Ｉｎ１に入力される。
パス信号が入力端子３１０から入力され、スプリット回
路３１１に供給され、実部Ｒｅと虚部Ｉｍとに分離さ
れ、それぞれＲ−Ｃフィルタ３１２および３１３に供給
される。Ｒ−Ｃフィルタ３１２でフィルタ処理された実
部Ｒｅは、イコライザ３２０の入力端Ｉ＿Ｉｎに入力さ
れると共に、ゼロオーダホールド回路３１６に供給され
る。実部Ｒｅは、ゼロオーダホールド回路３１６でサン
プリングされディジタルデータとされて、２５６サンプ
ルが記憶されるバッファ３１７に溜め込まれる。バッフ
ァ３１７から読み出されたデータは、Ｉ相関回路３１８
の入力端Ｉｎ１に入力される。
【００４１】同様に、Ｒ−Ｃフィルタ３１３でフィルタ
処理された虚部Ｉｍは、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿
Ｉｎに入力されると共に、デモジュレータ３２４の入力
端Ｑ＿Ｉｎに入力される。さらに、虚部Ｉｍは、ゼロオ
ーダホールド回路３１４に供給される。虚部Ｉｍは、ゼ
ロオーダホールド回路３１４でサンプリングされディジ
タルデータとされ、２５６サンプルが記憶されるバッフ
ァ３１５に溜め込まれる。バッファ３１５から読み出さ
れたデータは、Ｑ相関回路３０６の入力端Ｉｎ１に入力
される。
処理された虚部Ｉｍは、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿
Ｉｎに入力されると共に、デモジュレータ３２４の入力
端Ｑ＿Ｉｎに入力される。さらに、虚部Ｉｍは、ゼロオ
ーダホールド回路３１４に供給される。虚部Ｉｍは、ゼ
ロオーダホールド回路３１４でサンプリングされディジ
タルデータとされ、２５６サンプルが記憶されるバッフ
ァ３１５に溜め込まれる。バッファ３１５から読み出さ
れたデータは、Ｑ相関回路３０６の入力端Ｉｎ１に入力
される。
【００４２】Ｉ相関回路３１８およびＱ相関回路３０６
は、共に、それぞれが有する２つの入力端Ｉｎ１および
Ｉｎ２に入力されるデータのサンプリングタイミング時
間をずらしながら、入力端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力さ
れるデータの相関値と、ずらした時間とを求める。
は、共に、それぞれが有する２つの入力端Ｉｎ１および
Ｉｎ２に入力されるデータのサンプリングタイミング時
間をずらしながら、入力端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力さ
れるデータの相関値と、ずらした時間とを求める。
【００４３】なお、サンプリングタイミング時間は、ゼ
ロオーダホールド回路３０４、３１４および３１６にお
いて信号がサンプリングされたタイミングを示す。例え
ば、バッファ３０５、３１５および３１７からの読み出
しアドレスと読み出しタイミングとを所定に制御するこ
とで、Ｉ相関回路３１８およびＱ相関回路３０６の入力
端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力されるサンプリングタイミ
ング時間をずらすことが出きる。
ロオーダホールド回路３０４、３１４および３１６にお
いて信号がサンプリングされたタイミングを示す。例え
ば、バッファ３０５、３１５および３１７からの読み出
しアドレスと読み出しタイミングとを所定に制御するこ
とで、Ｉ相関回路３１８およびＱ相関回路３０６の入力
端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力されるサンプリングタイミ
ング時間をずらすことが出きる。
【００４４】一例として、Ｉ相関回路３１８において、
バッファ３０５に溜め込まれたデータが読み出されて入
力端Ｉｎ２に入力されると共に、バッファ３１７に溜め
込まれたデータがサンプリングタイミング時間をずらさ
れて読み出され、入力端Ｉｎ１に入力される。Ｉ相関回
路３１８では、これら入力端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力
されたデータが比較され、２つのデータ間の相関値と、
そのときのずれ時間とが求められる。例えばこの処理
が、バッファ３１７に溜め込まれたデータに対してサン
プル毎に順次行われる。
バッファ３０５に溜め込まれたデータが読み出されて入
力端Ｉｎ２に入力されると共に、バッファ３１７に溜め
込まれたデータがサンプリングタイミング時間をずらさ
れて読み出され、入力端Ｉｎ１に入力される。Ｉ相関回
路３１８では、これら入力端Ｉｎ１およびＩｎ２に入力
されたデータが比較され、２つのデータ間の相関値と、
そのときのずれ時間とが求められる。例えばこの処理
が、バッファ３１７に溜め込まれたデータに対してサン
プル毎に順次行われる。
【００４５】上述したように、入力端３１０に入力され
た入力信号は、ミリ波送信機１０においてＱ−ｃｈ信号
として既知のＰＮシーケンスが変調され出力され、チャ
ネル２０でマルチパス成分を加算されている。したがっ
て、この入力信号に基づくデータと、ミリ波受信機３０
内で発生されたミリ波送信機１０と同一のＰＮシーケン
スが変調された信号に基づくデータとの相関を求めるこ
とで、Ｑ−ｃｈ信号がマルチパスによってＩ−ｃｈに漏
れる漏れ分、すなわち、Ｑ−ｃｈ信号による間接波のＩ
−ｃｈ成分を知ることができる。
た入力信号は、ミリ波送信機１０においてＱ−ｃｈ信号
として既知のＰＮシーケンスが変調され出力され、チャ
ネル２０でマルチパス成分を加算されている。したがっ
て、この入力信号に基づくデータと、ミリ波受信機３０
内で発生されたミリ波送信機１０と同一のＰＮシーケン
スが変調された信号に基づくデータとの相関を求めるこ
とで、Ｑ−ｃｈ信号がマルチパスによってＩ−ｃｈに漏
れる漏れ分、すなわち、Ｑ−ｃｈ信号による間接波のＩ
−ｃｈ成分を知ることができる。
【００４６】Ｉ相関回路３１８では、このようにして求
められた相関値のうち最大の相関値が、出力端Ｉ＿ｐａ
ｔｈ１から出力される。これが、上述のＩ−ｃｈにおけ
るＱ−ｃｈ信号の間接波の信号レベルである。また、そ
のときのサンプリングタイミング時間のずれ分（ディレ
イ分）が出力端Ｉ＿ｐａｔｈ１＿ｄから出力される。こ
れら出力端Ｉ＿ｐａｔｈ１およびＩ＿ｐａｔｈ１＿ｄか
らそれぞれ出力されたデータにより、Ｑ−ｃｈ信号がマ
ルチパスによってＩ−ｃｈに漏れたＱ−ｃｈ信号の信号
レベルおよび遅延時間が検出できる。
められた相関値のうち最大の相関値が、出力端Ｉ＿ｐａ
ｔｈ１から出力される。これが、上述のＩ−ｃｈにおけ
るＱ−ｃｈ信号の間接波の信号レベルである。また、そ
のときのサンプリングタイミング時間のずれ分（ディレ
イ分）が出力端Ｉ＿ｐａｔｈ１＿ｄから出力される。こ
れら出力端Ｉ＿ｐａｔｈ１およびＩ＿ｐａｔｈ１＿ｄか
らそれぞれ出力されたデータにより、Ｑ−ｃｈ信号がマ
ルチパスによってＩ−ｃｈに漏れたＱ−ｃｈ信号の信号
レベルおよび遅延時間が検出できる。
【００４７】一方、Ｑ相関回路３０６では、バッファ３
０５に溜め込まれたデータが読み出されて入力端Ｉｎ２
に入力されると共に、バッファ３１７に溜め込まれたデ
ータがサンプリングタイミング時間をずらされて読み出
され、入力端Ｉｎ１に入力される。
０５に溜め込まれたデータが読み出されて入力端Ｉｎ２
に入力されると共に、バッファ３１７に溜め込まれたデ
ータがサンプリングタイミング時間をずらされて読み出
され、入力端Ｉｎ１に入力される。
【００４８】Ｑ相関回路３０６では、これら入力端Ｉｎ
１およびＩｎ２に入力されたデータが比較され、ＰＮパ
ターンの相関値が求められる。このとき、Ｑ相関回路３
０６では、２つのデータ間の相関値のうち最大の相関値
と、２番目に大きい相関値とが求められる。さらに、Ｑ
相関回路３０６では、最大の相関値が得られたサンプリ
ングタイミング時間と、２番目に大きい相関値が得られ
たサンプリングタイミング時間との差分が求められる。
１およびＩｎ２に入力されたデータが比較され、ＰＮパ
ターンの相関値が求められる。このとき、Ｑ相関回路３
０６では、２つのデータ間の相関値のうち最大の相関値
と、２番目に大きい相関値とが求められる。さらに、Ｑ
相関回路３０６では、最大の相関値が得られたサンプリ
ングタイミング時間と、２番目に大きい相関値が得られ
たサンプリングタイミング時間との差分が求められる。
【００４９】すなわち、入力端子３１０に入力された入
力信号は、Ｑ成分として、Ｑ−ｃｈ信号による直接波
と、上述したＱ−Ｑ相関におけるＱM成分による間接波
とが含まれる。したがって、既知信号であるＱ−ｃｈ信
号が直接波によってＱ−ｃｈで検出される信号レベルが
最大の相関値として検出され、出力端Ｑ＿ｏｕｔから出
力される。また、間接波によってＱ−ｃｈで検出される
信号レベルが２番目に大きい相関値として検出され、出
力端Ｑ＿ｐａｔｈ１から出力される。サンプリングタイ
ミング時間の差分は、これら直接波と間接波との遅延時
間差であって、出力端Ｑ＿ｐａｔｈ１＿ｄから出力され
る。
力信号は、Ｑ成分として、Ｑ−ｃｈ信号による直接波
と、上述したＱ−Ｑ相関におけるＱM成分による間接波
とが含まれる。したがって、既知信号であるＱ−ｃｈ信
号が直接波によってＱ−ｃｈで検出される信号レベルが
最大の相関値として検出され、出力端Ｑ＿ｏｕｔから出
力される。また、間接波によってＱ−ｃｈで検出される
信号レベルが２番目に大きい相関値として検出され、出
力端Ｑ＿ｐａｔｈ１から出力される。サンプリングタイ
ミング時間の差分は、これら直接波と間接波との遅延時
間差であって、出力端Ｑ＿ｐａｔｈ１＿ｄから出力され
る。
【００５０】ここで、Ｑ−ｃｈからＱ−ｃｈへのマルチ
パスの環境は、Ｉ−ｃｈからＩ−ｃｈへのマルチパスの
環境と同等であると考えることができる。後述するイコ
ライザ３２０におけるＩ−ｃｈの伝達関数は、この関係
を利用して決められる。
パスの環境は、Ｉ−ｃｈからＩ−ｃｈへのマルチパスの
環境と同等であると考えることができる。後述するイコ
ライザ３２０におけるＩ−ｃｈの伝達関数は、この関係
を利用して決められる。
【００５１】Ｑ相関回路３０６の出力端Ｑ＿ｏｕｔから
出力されたＱ−ｃｈ信号の直接波の信号レベルは、関数
（１／ｕ）回路３２１により〔１／ｕ〕すなわち逆数と
され、プロダクト回路３２３および３２２に供給され
る。
出力されたＱ−ｃｈ信号の直接波の信号レベルは、関数
（１／ｕ）回路３２１により〔１／ｕ〕すなわち逆数と
され、プロダクト回路３２３および３２２に供給され
る。
【００５２】Ｑ相関回路３０６の出力端Ｑ＿ｐａｔｈ１
から出力されたＱ−ｃｈ信号の間接波のレベルは、プロ
ダクト回路３２３に供給され、関数（１／ｕ）回路３２
１によりＱ−ｃｈ信号の直接波の信号レベルが逆数にさ
れた値が乗算される。すなわち、Ｑ−ｃｈ信号の間接波
のＱ成分のレベルがＱ−ｃｈ信号の直接波のレベルで割
り算される。これにより、直接波とＱ−ｃｈにおける間
接波との比が求められる。
から出力されたＱ−ｃｈ信号の間接波のレベルは、プロ
ダクト回路３２３に供給され、関数（１／ｕ）回路３２
１によりＱ−ｃｈ信号の直接波の信号レベルが逆数にさ
れた値が乗算される。すなわち、Ｑ−ｃｈ信号の間接波
のＱ成分のレベルがＱ−ｃｈ信号の直接波のレベルで割
り算される。これにより、直接波とＱ−ｃｈにおける間
接波との比が求められる。
【００５３】同様に、Ｉ相関回路３１８の出力端Ｉ＿ｐ
ａｔｈ１から出力されたＩ−ｃｈにおけるＱ−ｃｈ信号
の間接波のレベルは、プロダクト回路３２２に供給さ
れ、関数（１／ｕ）回路３２１によりＱ−ｃｈ信号の直
接波の信号レベルが逆数にされた値が乗算される。すな
わち、Ｑ−ｃｈ信号の間接波のＩ成分がＱ−ｃｈ信号の
直接波のレベルで割り算される。これにより、Ｑ−ｃｈ
信号の直接波とＩ−ｃｈにおけるＱ−ｃｈ信号の間接波
との比が求められる。
ａｔｈ１から出力されたＩ−ｃｈにおけるＱ−ｃｈ信号
の間接波のレベルは、プロダクト回路３２２に供給さ
れ、関数（１／ｕ）回路３２１によりＱ−ｃｈ信号の直
接波の信号レベルが逆数にされた値が乗算される。すな
わち、Ｑ−ｃｈ信号の間接波のＩ成分がＱ−ｃｈ信号の
直接波のレベルで割り算される。これにより、Ｑ−ｃｈ
信号の直接波とＩ−ｃｈにおけるＱ−ｃｈ信号の間接波
との比が求められる。
【００５４】Ｉ相関回路３１８の出力端Ｉ＿ｐａｔｈ１
＿ｄの出力は、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｄ＿
Ｉｎに入力される。Ｑ相関回路３０６の出力端Ｑ＿ｐａ
ｔｈ１＿ｄの出力は、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｑ
＿Ｄ＿Ｉｎに入力される。また、プロダクト回路３２２
の出力がイコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎに入力
され、プロダクト回路３２３の出力がイコライザ３２０
の入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎに入力される。
＿ｄの出力は、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｄ＿
Ｉｎに入力される。Ｑ相関回路３０６の出力端Ｑ＿ｐａ
ｔｈ１＿ｄの出力は、イコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｑ
＿Ｄ＿Ｉｎに入力される。また、プロダクト回路３２２
の出力がイコライザ３２０の入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎに入力
され、プロダクト回路３２３の出力がイコライザ３２０
の入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎに入力される。
【００５５】すなわち、イコライザ３２０に対し、入力
端Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎおよび入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎには、そ
れぞれ図４を用いて説明したＱ−Ｉ相関に対応した値お
よび遅延時間が入力され、入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎおよび入
力端Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿Ｉｎには、それぞれＱ−Ｑ相関に対応
した値および遅延時間が入力されることになる。
端Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎおよび入力端Ｑ＿Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎには、そ
れぞれ図４を用いて説明したＱ−Ｉ相関に対応した値お
よび遅延時間が入力され、入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎおよび入
力端Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿Ｉｎには、それぞれＱ−Ｑ相関に対応
した値および遅延時間が入力されることになる。
【００５６】イコライザ３２０では、これら入力端Ｑ＿
Ｑ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿ＩｎおよびＱ＿
Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎに入力されたデータに基づき、イコライザ
３２０の各係数が設定される。時間に関するデータと信
号レベルに関するデータとが、入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎ、Ｑ
＿Ｉ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿ＩｎおよびＱ＿Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎ
にそれぞれ分離されて入力されている。そのため、一般
的な構成のイコライザを用いて容易に各係数の設定を行
うことができる。また、ＰＮシーケンスによる参照波を
用いているので、各係数を直接的に決めることができ
る。
Ｑ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｉ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿ＩｎおよびＱ＿
Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎに入力されたデータに基づき、イコライザ
３２０の各係数が設定される。時間に関するデータと信
号レベルに関するデータとが、入力端Ｑ＿Ｑ＿Ｉｎ、Ｑ
＿Ｉ＿Ｉｎ、Ｑ＿Ｑ＿Ｄ＿ＩｎおよびＱ＿Ｉ＿Ｄ＿Ｉｎ
にそれぞれ分離されて入力されている。そのため、一般
的な構成のイコライザを用いて容易に各係数の設定を行
うことができる。また、ＰＮシーケンスによる参照波を
用いているので、各係数を直接的に決めることができ
る。
【００５７】さらに、送信側において、Ｑ−ｃｈに常時
ＰＮシーケンスを変調して送信しているので、受信され
た信号に含まれるＰＮシーケンスを用いることで、時間
と共に通信路の特性が変化しても、イコライザ３２０を
直ぐにトラッキングさせることができる。
ＰＮシーケンスを変調して送信しているので、受信され
た信号に含まれるＰＮシーケンスを用いることで、時間
と共に通信路の特性が変化しても、イコライザ３２０を
直ぐにトラッキングさせることができる。
【００５８】上述したように、入力端Ｉ＿ＩｎおよびＱ
＿Ｉｎには、入力信号がスプリット回路３１１で実部Ｒ
ｅおよび虚部Ｉｍに分離され、Ｒ−Ｃフィルタ３１２お
よび３１３でそれぞれフィルタ処理された信号が入力さ
れる。すなわち、入力端Ｉ＿ＩｎおよびＱ＿Ｉｎには、
それぞれマルチパス信号の同相および直交成分が入力さ
れる。イコライザ３２０では、上述のように設定された
パラメータに基づき、Ｉ−ｃｈのみが等化される。
＿Ｉｎには、入力信号がスプリット回路３１１で実部Ｒ
ｅおよび虚部Ｉｍに分離され、Ｒ−Ｃフィルタ３１２お
よび３１３でそれぞれフィルタ処理された信号が入力さ
れる。すなわち、入力端Ｉ＿ＩｎおよびＱ＿Ｉｎには、
それぞれマルチパス信号の同相および直交成分が入力さ
れる。イコライザ３２０では、上述のように設定された
パラメータに基づき、Ｉ−ｃｈのみが等化される。
【００５９】イコライザ３２０で等化されたＩ−ｃｈ信
号は、出力端Ｉ＿Ｏｕｔから出力され、デモジュレータ
３２４の入力端Ｉ＿Ｉｎに入力される。デモジュレータ
３２４によって、この入力端Ｉ＿Ｉｎに入力されたＩ−
ｃｈ信号のみが復調され、Ｉ−ｃｈデータとされて出力
端３２５に導出される。
号は、出力端Ｉ＿Ｏｕｔから出力され、デモジュレータ
３２４の入力端Ｉ＿Ｉｎに入力される。デモジュレータ
３２４によって、この入力端Ｉ＿Ｉｎに入力されたＩ−
ｃｈ信号のみが復調され、Ｉ−ｃｈデータとされて出力
端３２５に導出される。
【００６０】なお、Ｑ−ｃｈは、ミリ波送信機１０にお
いてＰＮシーケンスが変調されたトレーニング信号なの
で、イコライザ３２０での等化処理や、デモジュレータ
３２４での復調処理は、必要無い。
いてＰＮシーケンスが変調されたトレーニング信号なの
で、イコライザ３２０での等化処理や、デモジュレータ
３２４での復調処理は、必要無い。
【００６１】上述では、Ｑ−ｃｈでトレーニング信号が
送信され、Ｉ−ｃｈでデータが送信されるように説明さ
れているが、これはこの例に限定されず、Ｉ−ｃｈでト
レーニング信号を送信し、Ｑ−ｃｈでデータを送信する
ようにしても良い。
送信され、Ｉ−ｃｈでデータが送信されるように説明さ
れているが、これはこの例に限定されず、Ｉ−ｃｈでト
レーニング信号を送信し、Ｑ−ｃｈでデータを送信する
ようにしても良い。
【００６２】なお、上述では、この発明が無線ＬＡＮに
適用されるように説明したが、この発明は、ミリ波帯の
電波を用いて通信を行う他のシステムにも適用可能なも
のである。例えば、ＩＴＳ（高度道路交通システム）
に、この発明を適用することができる。例えば、ＩＴＳ
における自動車同士の通信に、この発明による通信方式
を適用することができる。また、有料道路などの自動料
金所において、通信により料金情報をやりとりし、無停
車で料金を支払うシステムが提案されているが、このシ
ステムに対してこの発明による通信方式を適用すること
ができる。
適用されるように説明したが、この発明は、ミリ波帯の
電波を用いて通信を行う他のシステムにも適用可能なも
のである。例えば、ＩＴＳ（高度道路交通システム）
に、この発明を適用することができる。例えば、ＩＴＳ
における自動車同士の通信に、この発明による通信方式
を適用することができる。また、有料道路などの自動料
金所において、通信により料金情報をやりとりし、無停
車で料金を支払うシステムが提案されているが、このシ
ステムに対してこの発明による通信方式を適用すること
ができる。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、この発明は、送信
側において、Ｑ−ｃｈに常時ＰＮシーケンスを変調して
送信しているので、時間と共に通信路の特性が変化して
も、受信側では、イコライザが直ぐにトラッキングでき
るという効果がある。
側において、Ｑ−ｃｈに常時ＰＮシーケンスを変調して
送信しているので、時間と共に通信路の特性が変化して
も、受信側では、イコライザが直ぐにトラッキングでき
るという効果がある。
【００６４】また、この発明は、既知データを用いてイ
コライザの係数を調整するようにしているため、データ
判定に誤りを生じることが無い。そのため、イコライザ
にＩＩＲ型のフィルタを用いたような場合でも、特性が
劣化したり、発散したりする問題が生じないという効果
がある。
コライザの係数を調整するようにしているため、データ
判定に誤りを生じることが無い。そのため、イコライザ
にＩＩＲ型のフィルタを用いたような場合でも、特性が
劣化したり、発散したりする問題が生じないという効果
がある。
【図１】この発明によるミリ波送受信システムの全体構
成をモデル化した図である。
成をモデル化した図である。
【図２】実施の一形態によるミリ波送信機の一例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】チャネルの一例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】チャネルに入出力される一例の信号を概略的に
示す略線図である。
示す略線図である。
【図５】ミリ波受信機の一例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
１０・・・ミリ波送信機、２０・・・チャネル、３０・
・・ミリ波受信機、４０・・・エラーメータ、１０４・
・・疑似ランダムシーケンス発生回路、３００・・・疑
似ランダムシーケンス発生回路、３０５，３１５，３１
７・・・バッファ、３０６・・・Ｑ相関回路、３１８・
・・Ｉ相関回路、３２０・・・イコライザ、３２４・・
・デモジュレータ
・・ミリ波受信機、４０・・・エラーメータ、１０４・
・・疑似ランダムシーケンス発生回路、３００・・・疑
似ランダムシーケンス発生回路、３０５，３１５，３１
７・・・バッファ、３０６・・・Ｑ相関回路、３１８・
・・Ｉ相関回路、３２０・・・イコライザ、３２４・・
・デモジュレータ
Claims (18)
- 【請求項１】 直交変調により信号を変調して送信する
送信装置において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信するようにしたことを特徴とする送信
装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の送信装置において、 上記第１の信号成分は、同相信号成分であり、上記第２
の信号成分は、直交信号成分であることを特徴とする送
信装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の送信装置において、 上記第１の信号成分は、直交信号成分であり、上記第２
の信号成分は、同相信号成分であることを特徴とする送
信装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の送信装置において、 上記トレーニング信号は、所定のクロックに基づき発生
された既知のデータ列からなることを特徴とする送信装
置。 - 【請求項５】 請求項１に記載の送信装置において、 上記トレーニング信号を発生するトレーニング信号発生
手段と、 送信したいデータが発生される送信データ発生手段と、 上記送信データ発生手段で発生された上記送信したいデ
ータに基づく信号を上記第１の信号成分とし、上記トレ
ーニング信号発生手段で発生された上記トレーニング信
号を上記第２の信号成分として、上記送信したいデータ
に基づく信号と上記トレーニング信号とを直交変調する
直交変調手段とを有することを特徴とする送信装置。 - 【請求項６】 直交変調により信号を変調して送信する
送信方法において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信するようにしたことを特徴とする送信
方法。 - 【請求項７】 直交変調された信号成分のうち、第１の
信号成分が伝送したいデータが変調された信号として送
信され、第１の信号成分に直交する第２の信号成分がト
レーニング信号として送信された信号を受信する受信装
置において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分が伝送
したいデータが変調された信号として送信され、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分がトレーニング
信号として送信された信号を受信し、受信された上記信
号のうち上記第２の信号成分に含まれる上記トレーニン
グ信号を用いて上記第１の信号成分を適応的に等化する
ようにしたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載の受信装置において、 上記第１の信号成分は、同相信号成分であり、上記第２
の信号成分は、直交信号成分であることを特徴とする受
信装置。 - 【請求項９】 請求項７に記載の受信装置において、 上記１の信号成分は、直交信号成分であり、上記第２の
信号成分は、同相信号成分であることを特徴とする受信
装置。 - 【請求項１０】 請求項７に記載の受信装置において、 上記トレーニング信号は、既知のデータ列からなること
を特徴とする受信装置。 - 【請求項１１】 請求項７に記載の受信装置において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分が伝送
したいデータが変調された信号として送信され、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分がトレーニング
信号として送信された信号を受信する受信手段と、 上記受信手段で受信された上記信号を、上記第１の信号
成分に対応する第３の信号成分と、上記第２の信号成分
に対応する、上記第３の信号成分に直交する第４の信号
成分とに分離する信号分離手段と、 上記信号分離手段で分離された上記第３の信号成分を等
化する等化手段と、 上記トレーニング信号と同一の信号を発生させる信号発
生手段と、 上記信号分離手段で分離された上記第３および第４の信
号成分と、上記信号発生手段で発生された上記トレーニ
ング信号とを用いて、上記第３の信号成分に含まれる上
記第２の信号成分のレベルと上記第４の信号成分に含ま
れる直接波による上記第２の信号成分のレベルとの比
と、上記第４の信号成分に含まれる間接波による上記第
２の信号成分のレベルと上記第４の信号成分に含まれる
直接波による上記第２の信号成分のレベルとの比と、上
記第３の信号成分に含まれる上記第２の信号成分と上記
トレーニング信号と同一の信号との時間差と、上記第４
の信号成分に含まれる、上記直接波による上記第２の信
号成分と上記間接波による上記第２の信号成分との時間
差とを求める相関手段とを有し、 上記等化手段の等化特性を、上記相関手段で求められた
結果に基づき調整するようにしたことを特徴とする受信
装置。 - 【請求項１２】 直交変調された信号成分のうち、第１
の信号成分が伝送したいデータが変調された信号として
送信され、第１の信号成分に直交する第２の信号成分が
トレーニング信号として送信された信号を受信する受信
方法において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分が伝送
したいデータが変調された信号として送信され、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分がトレーニング
信号として送信された信号を受信し、受信された上記信
号のうち上記第２の信号成分に含まれる上記トレーニン
グ信号を用いて上記第１の信号成分を適応的に等化する
ようにしたことを特徴とする受信方法。 - 【請求項１３】 直交変調により変調された信号の送受
信を行う送受信装置において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信する送信部と、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信する送信部より送信された信号を受信
し、受信された上記信号のうち上記第２の信号成分に含
まれる上記トレーニング信号を用いて上記第１の信号成
分を適応的に等化するようにした受信部とを備えること
を特徴とする送受信装置。 - 【請求項１４】 請求項１３に記載の送受信装置におい
て、 上記第１の信号成分は、同相信号成分であり、上記第２
の信号成分は、直交信号成分であることを特徴とする送
受信装置。 - 【請求項１５】 請求項１３に記載の受信装置におい
て、 上記１の信号成分は、直交信号成分であり、上記第２の
信号成分は、同相信号成分であることを特徴とする送受
信装置。 - 【請求項１６】 請求項１３に記載の送受信装置におい
て、 上記トレーニング信号は、既知のデータ列からなること
を特徴とする送受信装置。 - 【請求項１７】 請求項１３に記載の送受信装置におい
て、 上記トレーニング信号を発生するトレーニング信号発生
手段と、 送信したいデータが発生される送信データ発生手段と、 上記送信データ発生手段で発生された上記送信したいデ
ータに基づく信号を上記第１の信号成分とし、上記トレ
ーニング信号発生手段で発生された上記トレーニング信
号を上記第２の信号成分として、上記送信したいデータ
に基づく信号と上記トレーニング信号とを直交変調する
直交変調手段と、 上記直交変調手段により変調された信号を送信する送信
手段とを有する送信部と、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信する送信部から送信された信号を受信
する受信手段と、 上記受信手段で受信された上記信号を、上記第１の信号
成分に対応する第３の信号成分と、上記第２の信号成分
に対応する、上記第３の信号成分に直交する第４の信号
成分とに分離する信号分離手段と、 上記信号分離手段で分離された上記第３の信号成分を等
化する等化手段と、 上記トレーニング信号と同一の信号を発生させる信号発
生手段と、 上記信号分離手段で分離された上記第３および第４の信
号成分と、上記信号発生手段で発生された上記トレーニ
ング信号とを用いて、上記第３の信号成分に含まれる上
記第２の信号成分のレベルと上記第４の信号成分に含ま
れる直接波による上記第２の信号成分のレベルとの比
と、上記第４の信号成分に含まれる間接波による上記第
２の信号成分のレベルと上記第４の信号成分に含まれる
直接波による上記第２の信号成分のレベルとの比と、上
記第３の信号成分に含まれる上記第２の信号成分と上記
トレーニング信号と同一の信号との時間差と、上記第４
の信号成分に含まれる、上記直接波による上記第２の信
号成分と上記間接波による上記第２の信号成分との時間
差とを求める相関手段とを有し、 上記等化手段の等化特性を、上記相関手段で求められた
結果に基づき調整するようにした受信部とを備えること
を特徴とする送受信装置。 - 【請求項１８】 直交変調により変調された信号の送受
信を行う送受信方法において、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信する送信のステップと、 直交変調された信号成分のうち、第１の信号成分を、伝
送したいデータが変調された信号として送信し、上記第
１の信号成分に直交する第２の信号成分を、トレーニン
グ信号として送信する送信のステップにより送信された
信号を受信し、受信された上記信号のうち上記第２の信
号成分に含まれる上記トレーニング信号を用いて上記第
１の信号成分を適応的に等化するようにした受信のステ
ップとを備えることを特徴とする送受信方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001030964A JP2002237768A (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 |
| US10/067,384 US7254181B2 (en) | 2001-02-07 | 2002-02-05 | Transmitting apparatus and method, receiving apparatus and method, and transmitting and receiving apparatus and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001030964A JP2002237768A (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002237768A true JP2002237768A (ja) | 2002-08-23 |
Family
ID=18895111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001030964A Pending JP2002237768A (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 送信装置および方法、受信装置および方法、ならびに、送受信装置および方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7254181B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002237768A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100407587C (zh) * | 2003-09-27 | 2008-07-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种毫米波接收模块 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7385913B2 (en) * | 2002-04-24 | 2008-06-10 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for compensating for variations in a receive portion of a wireless communication device |
| DE10256620A1 (de) * | 2002-12-03 | 2004-07-08 | Daimlerchrysler Ag | Radarsystem mit integrierter Datenübertragung |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01200831A (ja) * | 1988-02-05 | 1989-08-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 判定帰還形等化器 |
| JPH11163770A (ja) * | 1997-11-28 | 1999-06-18 | Nec Corp | 受信信号の等化方法及び回路 |
| JPH11313013A (ja) * | 1998-02-27 | 1999-11-09 | Mitsubishi Electric Corp | 伝送路推定装置および伝送路特性補正装置 |
| JP2000068899A (ja) * | 1998-08-26 | 2000-03-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 適応等化方法および適応等化器 |
| JP2000138617A (ja) * | 1998-11-02 | 2000-05-16 | Nec Corp | 伝搬路特性推定器 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4669091A (en) * | 1986-02-10 | 1987-05-26 | Rca Corporation | Adaptive multipath distortion equalizer |
| US6693951B1 (en) * | 1990-06-25 | 2004-02-17 | Qualcomm Incorporated | System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system |
| US6246715B1 (en) * | 1998-06-26 | 2001-06-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Data transmitter and receiver of a DS-CDMA communication system |
| CA2206661C (en) * | 1997-05-29 | 2004-07-20 | Telecommunications Research Laboratories | A duplex decision feedback equalization system |
| US6741643B1 (en) * | 1998-04-15 | 2004-05-25 | Telecommunications Research Laboratories | Asymmetric equalization system for data transmission |
| US6693953B2 (en) * | 1998-09-30 | 2004-02-17 | Skyworks Solutions, Inc. | Adaptive wireless communication receiver |
| US6222878B1 (en) * | 1999-09-27 | 2001-04-24 | Sicom, Inc. | Communication system with end-to-end quadrature balance control |
| US6879630B2 (en) * | 2000-03-30 | 2005-04-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Automatic equalization circuit and receiver circuit using the same |
| US6999500B2 (en) * | 2000-11-03 | 2006-02-14 | Qualcomm Inc. | System for direct sequence spreading |
| KR100525541B1 (ko) * | 2000-12-04 | 2005-10-31 | 엘지전자 주식회사 | 통신시스템에서 위상 정보 추정 장치 및 방법 |
-
2001
- 2001-02-07 JP JP2001030964A patent/JP2002237768A/ja active Pending
-
2002
- 2002-02-05 US US10/067,384 patent/US7254181B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01200831A (ja) * | 1988-02-05 | 1989-08-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 判定帰還形等化器 |
| JPH11163770A (ja) * | 1997-11-28 | 1999-06-18 | Nec Corp | 受信信号の等化方法及び回路 |
| JPH11313013A (ja) * | 1998-02-27 | 1999-11-09 | Mitsubishi Electric Corp | 伝送路推定装置および伝送路特性補正装置 |
| JP2000068899A (ja) * | 1998-08-26 | 2000-03-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 適応等化方法および適応等化器 |
| JP2000138617A (ja) * | 1998-11-02 | 2000-05-16 | Nec Corp | 伝搬路特性推定器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100407587C (zh) * | 2003-09-27 | 2008-07-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种毫米波接收模块 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US20020122500A1 (en) | 2002-09-05 |
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