KR101165917B1 - 신호를 수신하기 위한 방법 및 수신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 2가지 서비스를 동시에 송신하기 위해, 의사-랜덤 코드를 포함하는 동위상 신호와 이와 다른 의사-랜덤 코드를 포함하는 직교위상 신호 갖는 GMSK-변조된 신호를 수신하기 위한 방법에 관한 것이다. 기준 신호 분기에서 분해 필터를 이용함으로써, 수신된 신호의 상관처리 동안, 하나의 서비스가 다른 서비스와 독립적으로 검출된다.

Description

신호를 수신하기 위한 방법 및 수신기{PROCESS FOR RECEIVING A SIGNAL, AND A RECEIVER}
본 발명은 위상-연속 신호를 수신하기 위한 방법에 관한 것이며, 수신기에 관한 것이다.
본 발명의 실시예는 첨부된 도면에서 도시되며, 이하에서 상세히 설명될 것이다.
GMSK(Gaussian minimum shift keying)는 제한된 대역폭 내에서 인접하는 대역과의 간섭 없이 신호(가령, 통신 신호, 또는 항법 신호)를 전송하기 위한 가장 전망이 좋은 변조 타입 중 하나이다.
그 밖의 다른 몇 개의 신호에 비교하면, 이러한 변조 패턴의 이점은 다음과 같다.
- 그 밖의 다른 키잉 변조 프로세스에 비교할 때 개선된 스펙트럼 효율과,
- 균일한 포락선(constant envelope).
이에 따라서, 비선형 증폭기로 인한 간섭이 감소된다.
현재, GMSK는 주로, 셀방식 GSM(Global System for Mobile Communication) 등의 무선 통신 시스템에서 사용된다.
지금까지, 항법 신호(navigation signal)의 경우 GMSK 변조가 사용되지 않았다. 따라서 이러한 변조 패턴을 기반으로 하는 항법 수신기는 존재하지 않았다. 그러나 본 발명은 또한 통신 신호(communication signal)의 경우에도 적용될 수 있다.
항법 신호는, 고정형 또는 이동형 송신기에 의해 발산되며, 대응하는 수신기에서 1회 이상의 위치 표시(position indication)를 가능하게 하는 것을 목적으로 갖는 신호이다. 이 경우, 방향(bearing), 즉, 예를 들어 인입 신호(incoming signal)의 방향-종속적 신호 강도로부터 탐지된 방향을 취함으로써, 그러나 신호의 전파 시간 결정에 의해, 상기 위치 표시는 발생하지 않는다. 수신기에 의해 발생되는 비교 신호와의 상관처리(correlation)를 허용하는 CDMA 신호가, 예를 들어, 이러한 목적에 적합하다. CDMA-기반 항법 신호는, CDMA-기반 항법 신호의 바탕인 PRN(pseudo random noise) 코드에 의해, 그리고 통신 신호와 비교할 때 낮은 데이터 레이트(data rate)(예를 들어, 파일럿 채널에 대한 0비트/초(bits/s), 데이터 채널에 대한 1,000비트/초)에 의해, 특정하게 구별된다. 현재의 항법 시스템은 50비트/초의 데이터 레이트를 사용한다.
가장 단순한 경우에서, PRN 코드에 데이터 비트가 곱해진다. 그러나 또한 PRN 코드나 데이터 비트에 또 다른 반송파(carrier)(이하, “부반송파(subcarrier)”)를 곱하는 것이 가능하다. 예를 들어, 이러한 부반송파는 변조되지 않은 구형파(square wave) 신호일 수 있다. 예를 들어, 이러한 부반송파는 이른바 BOC(binary offset carrier) 신호, 또는 BCS(binary coded signal) 신호일 수 있다. 추후, 도 1을 이용하여 BOC 신호를 더 상세히 설명할 것이다.
부반송파의 결과로서, 이용가능한 대역폭 내 주파수 스펙트럼이 더 잘 사용될 것이다. 왜냐하면, 부반송파의 주파수에 대응하여, 스펙트럼이 주파수 대역의 다른 경우라면 잘 사용될 중심에서, 다른 경우라면 단지 약간만 사용될 에지(edge)로 편이(shift)되고, 주파수 대역이 상기 에지까지 보다 균일하게 사용되기 때문이다.
본 발명에서, “서비스(service)”는 신호의 전송을 의미하며, 이러한 경우, 애플리케이션 및/또는 사용자 그룹에 대해서만, 물리적 신호 자체와, 상기 물리적 신호에서 변조되는 신호의 내용 중 한 가지 이상이 수신될 수 있다. 예를 들어, 애플리케이션은 정확한 항법을 위한 상업적 애플리케이션이다. 사용자 그룹은 제한적이거나 폐쇄적일 수 있으며, 예로는, 상업적 사용자 또는 보안업체가 있으며, 또는 공공기관일 수도 있다.
비제한 신호(unrestricted signal)를 위한 코드가 공개적으로 알려져 있지만, 이용예(가령, 상업용, 보안업체용 등)에 따라서, 상기 비제한 신호의 코드가 더 엄격하게, 또는 덜 엄격하게 비밀로 유지된다.
수신기가 제한된 서비스의 신호를 알고 있는 것이 필수인 경우, 이들 코드가 인증되지 않은 자의 소유가 될 수 있다는 위험이 있을 것이다. 또한 이러한 이유로, 서로에 독립적으로 서비스를 수신할 수 있는 것에 대한 상당한 관심이 있다.
따라서 서비스는, 채널의 물리적 특징 때문에 또는 디지털 신호 구조 때문에, 더 정확한 위치 신호를 포함할 수 있거나, 추가적인 정보(예를 들어, 추가적인 무결성, 전리층, 대류권 정보)를 포함할 수 있다.
위성의 송신기의 관점에서, 가능한 적은 수의 자원을 이용하여, 가능한 많은 서비스를 발산하는 것이 바람직하다. 따라서 각각 CDMA 코드(또는 PRN 코드)를 이용하는 서비스가, 예를 들어, 복소 GMSK 채널(2)을 통해 전송될 수 있다.
하나의 사용자 수신기는 하나의 사용자 그룹에 적합할 수 있다. 이 경우, 사용자 수신기는 처음부터, 이 사용자 그룹의 신호만 처리하며, 따라서 덜 복잡해진다. 이에 따라 긍정적인 효과(예를 들어, 낮은 가격, 낮은 전력 투입량, 가벼운 무게 등)가 얻어질 수 있다.
따라서 채널을 이용해 여러 다른 서비스가 전송될 때, 원하는 서비스의 신호만 처리되도록 수신기를 설계하는 것이 바람직하다.
본 발명에서는, 채널 액세스 방식으로 특히 CDMA를 이용하는 경우가 고려된다. 예를 들어, 2개의 서비스가 동시에 전송되는 GMSK-변조된 CDMA 항법 신호가 고려된다. 2개의 서비스를 동시에 전송하기 위해, 신호는 복소 신호로서 발생될 수 있다. 복소 신호는, 서로 90도만큼 위상-편이된 2개의 부분 신호들(따라서, 상기 부분 신호들은 직교(orthogonal)하며, 따라서 상호 독립적임)로 표현될 수 있다는 사실에 의해 구별되며, 따라서 신호들은 상대적으로 구현될 수 있다. 복소 신호는 (I-채널 또는 동위상 채널(in-phase channel)이라고도 하는) I-분기(branch)와, (Q-채널 또는 직교위상 채널(quadrature channel)이라고도 하는) Q-분기로 분할될 수 있으며, 이 경우, 하나의 서비스의 데이터가 하나의 채널(가령, I-채널)을 통해 송신되고, 다른 서비스의 데이터가 다른 채널(가령, Q-채널)을 통해 송신되도록, 입력 데이터 흐름을 나누는 것이 목표가 된다. 이를 위해, 입력 데이터 흐름은 제 1 서비스의 데이터 비트와 제 2 서비스의 데이터 비트로부터 형성된다.
OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying, 오프셋 직교 위상 편이 키잉)와 달리, GMSK에 대한 ICCI(Inter Code Chip Interference, 코드 칩간 간섭) 때문에, 동위상 채널과 직교위상 채널의 PRN(pseudo random noise) 코드의 상호 독립적인 생산이 가능하지 않을 것이다. 그러나 더 열악한 스펙트럼 특성 때문에, OQPSK는 해결책으로 적합하지 않다.
따라서 I-채널과 Q-채널을 이용해 2개의 독립적인 서비스가 전송될 때, 2개의 서비스 중 하나를 수신하기 위해서는, 나머지 서비스의 PRN 코드가 수신기에서 알려져야 하기 때문에, 비밀유지 문제(confidentiality problem)가 존재한다.
예를 들어, PRN 코드는 공개적으로 알려져 있거나 코딩되지 않는다는 사실 때문에, 상업적 서비스에 적합하다. 예를 들어, 종래 기술에서, 항법 신호를 이용하여, 공공 서비스와 상업 서비스가 동시에 송신될 경우, 코드 칩간 간섭으로 인해 신호의 분리가 가능하지 않기 때문에, 신호를 디코딩하기 위해, 수신기에서 2가지 코드 모두가 알려질 필요가 있다. 이웃하는 쉽의 코드 칩간 간섭이 다른 코드로부터 기원하며, 이러한 다른 코드의 시뮬레이션에 의해, 상관처리 동안, 고려되어야 한다.
수신기가 상업적 서비스를 제공하지 않는 경우라도, 수신기 제조업자는 상업적 코드를 알 필요가 있으며, 수신기에서 이러한 상업적 코드를 구현할 필요가 있을 것이다. 따라서 인증되지 않은 자가 상업적 코드를 획득할 수 있다는 위험이 존재한다.
I-Q 분할의 문제를 해결하기 위한 종래 기술에 따르는 한 가지 방법이, 다수의 통신 시스템에서도 사용되는 이른바 프리코딩 기법(precoding technique)을 이용하는 것이다. 프리코딩 기법이 사용될 때, 출력 신호 극성은 입력 신호의 이진 PRN 코드와 동일한 선행 부호를 갖는다. 이 경우, 수신기는 인입 신호와 상기 수신기에서 생성되는 이진 PRN 코드를 상관처리시킬 수 있다.
프리코딩 기법의 3가지 주요한 단점은 다음과 같다:
- 더 복잡한 송신기 설계
- 수신기에서의 파워 손실
- 인입 RF 신호와 수신기에서 발생되는 이진 PRN 코드 간의 불가피한 코드 딜레이를 보상하기 위한 복잡도의 증가.
코드 딜레이와 위상 편이치가 0일 때만 BPSK에 비교될 수 있는 성능이 얻어질 수 있다.
종래 기술에 따르는 통신 시스템에서의 전송은 2개의 서로 다른 독립적인 서비스를 전송하는 것에 관한 것이 아니라 (하나의 “서비스”의) 입력 데이터 흐름의 전송에 관한 것이며, 이 경우, 이러한 서비스의 데이터 흐름을 높은 데이터 레이트로 전송하는 것이 중요한 문제가 된다.
본 발명의 목적은, GMSK 항법 신호로서 전송되는 2개의 서비스를 각각 독립적으로 수신하는 수신기 구조를 제공하는 것이다.
이러한 목적은 청구항 1에 따르는 방법을 이용하여 얻어진다. 또한 이 목적은 청구항 11에 따르는 수신기를 이용해 달성된다.
도 1은 BOC(Binary Offset Code) 신호를 도시한다.
도 2A 내지 2C는 본 발명의 하나의 실시예에 따르는 로랑 곡선을 도시한다.
도 3A 내지 3C는 본 발명의 하나의 실시예에 따르는 양자화 효과를 도시한다.
도 4는 본 발명의 하나의 실시예에 따르는 다중경로 신호를 도시한다.
도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 따르는 수신기 구조를 도시한다.
도 6은 본 발명의 하나의 실시예에 따르는 추가적인 수신기 구조를 도시한다.
PRN 코드를 서로 독립적으로 생성할 수 있도록, 본 발명에 따르면, GMSK 신호의 복소 포락선에 로랑 분해(the Laurent decomposition)가 적용된다.
로랑 분해를 사용함으로써, 동위상 채널(I-채널) 또는 직교위상 채널(Q-채널)에서 PRN 코드가 서로 독립적으로 생성될 수 있는 기저대역 항법 수신기 구조가 가능하다.
이는, I-채널 또는 Q-채널을 통해 전송되는 서비스에 대해 로랑 분해 공식으로부터 계산되어진 C0 필터를 이용하고, 상기 필터를 원하는 PRN 코드에 적용하여, 기준 신호(reference signal)를 형성하고, 상기 기준 신호와 전송된 CDMA 신호를 상관처리시키는 원리를 바탕으로 한다. 상기 기준 신호는 메모리에 저장된 것이거나 실시간으로 생성될 수 있다.
GMSK 변조를 정의하는 종래의 방식은, 저역 통과 가우시안 필터를 이용한 MSK 변조로서 정의하는 것이다.
하나의 주기 동안 전송되는 기저대역 GMSK를 정의하는 또 다른 방법은 로랑 분해를 사용하는 것이다.
이 경우, 수식
Figure 112010045592976-pat00001
이 적용되며, 이때,
A ... 신호 진폭이다.
BPSK 신호 형태에 대하여:
an ... BPSK 동위상 채널을 이용하여 송신되는 신호의 n번째 PRN 칩
bn ... BPSK 직교 위상 채널에 의해 송신되는 신호의 n번째 PRN 칩
L ... PRN 코드 길이
TC ... 칩 주기
BOCS (m, n) (이진 오프셋 반송 사인파, 이때 m = 부반송파 속도 및 n = 칩 속도) 또는 BOCC (m, n) (이진 오프셋 반송 코사인파)에 있어서, 상기 신호 형태가 코드 시퀀스에 삽입된다.
도 1은 BOCS 또는 BOCC의 경우, an의 값을 설명한다.
동일한 접근법이 PRN 코드 bn에도 적용된다.
BOCS에 있어서, PRN 코드 길이는
Figure 112010045592976-pat00002
이고, TC는 서브칩 길이
Figure 112010045592976-pat00003
를 나타내며, 이때, L은 PRN 코드 주기 동안의 서브캐리어 칩의 개수를 나타내고,
Figure 112010045592976-pat00004
는 PRN 칩의 길이를 나타낸다.
BOCC에 있어서, PRN 코드 길이는
Figure 112010045592976-pat00005
이며, TC는 서브칩 길이
Figure 112010045592976-pat00006
를 나타낸다.
도 2A-2C에서, BTc = 0.5, BTc = 0.3 및 BTc = 0.25의 BT 곱에 대해 C0 및 C1이 나타난다.
GMSK 신호의 복소 포락선의 로랑 분해를 기초로 하는 기저대역 항법 수신기의 구조가 동위상 채널과 직교위상 채널의 PRN 코드를 독립적으로 발생시킬 수 있다.
이는, I-채널 또는 Q-채널을 통해 전송되는 서비스에 대해 로랑 분해 공식으로부터 계산되어진 C0 필터를 이용하고, 상기 C0 필터를 원하는 PRN 코드에 적용하여 기준 신호를 형성하고, 상기 기준 신호는 송신된 CDMA 신호와 상관처리되기 위해 사용되는 원리를 기반으로 한다.
상기 수신기 구조는 신호
Figure 112010045592976-pat00007
를 기반으로 설계된다.
Q-채널만 수신하기 위해서, 수신기는 신호
Figure 112010045592976-pat00008
를 발생시킬 것이다.
Q-채널과 I-채널을 수신하기 위해, 상기 수신기는 신호
Figure 112010045592976-pat00009
를 발생시킬 것이다.
다중경로 환경에서의 신호 품질을 개선하기 위해, 필터 C0는 2비트를 이용해 양자화된다(1비트로 크기, 1비트로 선행 부호를 나타낸다).
이러한 구조는 구현하기가 매우 용이하다. 이러한 구조에 의해, 다중경로 환경에서의 성능이 개선되고, I-위상과 Q-위상의 엄격한 분리가 제공되어서, 사용자에게 개별 서비스가 이용가능해진다.
본 발명의 하나의 실시예에 따라, 신호를 수신하기 위한 방법이 제공되는데, 이때, 상기 신호는 위상-연속 변조된 복소 신호이며, 수신기에 의해 발생되는 신호와 상관처리된다. 수신된 신호뿐 아니라 수신기에서 발생되는 신호는 의사-랜덤 코드(pseudo-random code)를 기초로 한다. 이 경우, 수신기에서 발생되는 신호의 발생은, 의사-랜덤 코드 시퀀스를 발생하는 단계와, 분해 필터(decomposition filter)를 이용하여 신호를 필터링하는 단계를 갖는다. 분해 필터를 대신하여, 그 밖의 다른 필터(가령, 나이퀴스트 필터(Nyquist filter), 매치드 필터(matched filter), 가우시안 필터(Gauss filter) 등)도 고려될 수 있을 것이다.
본 발명의 하나의 실시예에 따르면, 상기 분해 필터는 로랑 분해 필터(Laurent decomposition filter)이며, 상기 로랑 분해 필터의 주 성분만 사용된다. 추가적인 성분을 사용하는 것도 고려될 것이지만, 이는 성능에 있어서 무시할 만하고, 수신기의 복잡도를 불필요하게 증가시키는 것에 불과할 것이다. 단지 주 성분만을 사용함으로써, 2개의 독립적인 서비스가 수신 신호를 통해 전송될 때 각각의 서비스의 개별적인 수신이 가능해진다. 더 높은 로랑 성분을 이용하면, 이들 2가지 서비스의 독립적인 수신은 더 이상 가능하지 않을 것이다.
본 발명의 하나의 실시예에 따르면, 수신된 신호는 1 이상의 비트로 스캔되는 아날로그 신호로부터 발생된다.
본 발명의 방법의 하나의 실시예에서, 수신기에서 발생되는 신호는 1 이상의 비트를 이용해 양자화된다. 양자화의 결과로서, 상관처리 함수가 더 예리(acute)해지고, 이로 인해서, 다중경로 전파로 인한 에러가 감소되고, 수신기의 복잡도가 감소된다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 수신된 신호는 2개의 상호 독립적인 의사-랜덤 코드로 구성된다. 또한 수신기에서 발생되는 신호도 상기 2개의 의사-랜덤 코드 중 하나를 포함하고, 동위상 채널과 직교위상 채널 중 하나에서 필터링된다.
마지막으로, 필터링된 신호가 수신된 신호와 상관처리된다. 따라서 상관처리의 결과로서, 수신된 신호가 포함하는 2개의 서비스 중 하나가, 나머지 서비스의 의사-랜덤 코드를 알 필요없이, 정확히 검출될 것이다.
본 발명의 하나의 실시예에 따르면, 수신된 신호는 제 1 의사-랜덤 코드와, 상기 제 1 의사-랜덤 코드에 독립적인 제 2 의사-랜덤 코드를 포함한다. 이에 추가로, 수신기는 제 2 의사-랜덤 코드를 포함하는 제 2 신호를 발생시키며, 이러한 경우, 수신기에서 발생되는 제 1 및 제 2 의사-랜덤 코드가 서로에 독립적으로 발생된다. 제 1 의사-랜덤 코드는 동위상 채널에서 제 1 분해 필터를 이용해 필터링되고, 제 2 의사-랜덤 코드는 직교위상 채널에서 제 2 분해 필터를 이용해 필터링된다. 필터링된 제 1 의사-랜덤 코드는 수신된 신호와 상관처리되고, 필터링된 제 2 의사-랜덤 코드는 수신된 신호와 상관처리된다.
따라서, 수신기에서 발생되는 신호(이하, 수신기-발생 신호)의 제 2 라인이 추가되고, 상기 라인은 최종적으로, 제 2 서비스의 의사-랜덤 코드를 포함하고 있는 제 2 수신기-발생 신호를 발생한다. 따라서 상기 제 2 서비스도 제 1 서비스와 독립적으로 수신될 수 있다. 이러한 방식으로, 제 2 서비스는 제 1 서비스와 동시에 수신되거나 검출될 수 있다. 또한, 2개의 서비스를 교환하거나, 필요에 따라 2개의 서비스 중 하나를 스위치-오프하는 것도 고려될 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 의사-랜덤 코드가 부반송파에 의해 변조된다. 이와 마찬가지로, 수신기-발생 의사-랜덤 코드가 부반송파에 의해 변조될 수 있다. 예를 들어, 상기 부반송파는, 예컨대, BOC 신호 또는 BCS 신호로서, 의사-랜덤 코드와 동일하거나 더 높은 레이트(rate)를 갖는 사각파 신호일 수 있다. 당연히 그 밖의 다른 신호 형태도 본원에서 고려될 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 수신된 위상-연속 신호는, 데이터 비트를 이용해 변조되는 GMSK 신호이다. 더 구체적으로, 해당업계에 알려져 있다시피, 의사-랜덤 코드에 데이터 비트, 아마도 부반송파가 곱해지며, 최종 비트 시퀀스가 GMSK-필터링된다.
예를 들어, 수신된 신호는, 항법 신호, 통신 신호, 텔레비전 신호, 라디오 신호 등 중 하나로 할당될 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 2가지 서비스 각각은, 앞서 설명된 바와 같이 이들 신호를 통해 전송된다. 이들 서비스는, 예를 들어, 무료 서비스(가령, 무료 텔레비전 프로그램), 상업적 서비스(가령, 지불식 텔레비전, 보안-관련 서비스 등)일 수 있다. 이들 유형의 서비스의 임의의 혼합 서비스도 고려될 수 있다. 예를 들어, 보통 품질의 프로그램을 하나의 채널(가령, 동위상 채널)을 통해 무료로서(free of charge) 수신하고, HDTV 품질의 동일한 프로그램을 Q-채널을 통해 유료 프로그램으로 수신한다. 그 후, 사용자가 HDTV 프로그램으로 전환하고, 이 고품질 프로그램을 시청하는 경우에만 지불하는 것도 가능할 것이다.
본 발명의 하나의 실시예에 따르면, 수신기-발생 신호가 메모리에 보관되어 있는 지정 값으로부터 발생된다. 이는, 신호가 실시간으로 발생되는 것이 아니라, 메모리에 보관된 값으로서 이미 존재함을 의미한다. 이로 인해, 수신기 설계가 단순화되며, 신호의 간단한 변화가 가능해지고, 빠른 처리가 가능해진다. 또한 본 발명의 방법에 의해, 전체 수신기-발생 신호를 위한 값이 발생되는 것도 가능할 수 있으며, 이러한 값은 메모리에 보관되어 있고, 수신된 신호와 직접 상관처리될 수 있다. 그 후, 마지막으로, 신호 발생 분기를 대신하여, 수신기에 하나 이상의 메모리만 있을 필요가 있으며, 상기 하나 이상의 메모리로부터 이들 값이 불러올 수 있다.
도 6에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 하나의 실시예에서, 위상-연속 신호(604)를 수신하기 위한 수신기(614)가 제공되며, 수신 신호(604)는 서로 독립적인 2개의 입력 신호(동위상 신호인 제 1 입력 신호와 직교위상 신호인 제 2 입력 신호)를 기초로 한다. 상기 입력 신호들은 각각 하나의 의사-랜덤 코드를 포함한다. 수신기(614)는 수신 신호(604)를 수신하기 위한 수신 유닛(606)과, 제 1 신호 발생기(608)를 포함하며, 상기 제 1 신호 발생기(608)는 수신 신호의 2개의 의사-랜덤 코드 중 제 1 의사-랜덤 코드에 대응하는 제 1 의사-랜덤 코드 신호를 발생시킨다. 이 실시예에 따르면, 수신기(614)는 발생된 제 1 의사-랜덤 코드 신호를 필터링하는 제 1 분해 필터(610)와, 상기 필터링된 제 1 의사-랜덤 코드 신호를 수신 신호(604)와 상관처리시키기 위한 제 1 상관기 유닛(612)을 갖는다.
따라서 수신기(614)는 수신 신호를 통해 전송된 2개의 서비스에서 하나의 서비스를 검출할 수 있다.
앞서 기재된 방법과 관련된 설명이 수신기에도 유사하게 적용된다.
본 발명의 하나의 실시예에 따르면, 상기 수신기(614)가, 수신 신호의 2개의 의사-랜덤 코드 중 제 2 의사-랜덤 코드에 대응하는 제 2 의사-랜덤 코드 신호를 발생하는 제 2 신호 발생기(616)를 갖는다. 덧붙이자면, 수신기는, 발생된 제 2 의사-랜덤 코드 신호를 필터링하는 제 2 분해 필터(618)를 갖는다. 상기 수신기(614)는 상기 필터링된 제 2 의사-랜덤 코드 신호를 수신 신호(604)와 상관처리하기 위한 제 2 상관기 유닛도 갖는다.
따라서 수신기(614)는 수신 신호(604)를 이용해 전송되는 2가지 서비스 모두를 동시에, 또는 선택적으로 수신하고 검출할 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 상기 상관기 유닛(612 및 620) 각각은,
얼리-레이트 상관기(early-late correlator),
델타 상관기(delta correlator) 및
멀티-상관기(multi-correlator)
중 한 가지 이상을 포함한다.
본 경우에서는, 멀티-상관기는, 예를 들어, 제시간(punctual) 신호만 검출하는 상관기, 또는 n개의 얼리 브랜치 및 n개의 레이트 브랜치를 갖는 상관기일 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 신호 발생기(608 또는 616)는 지정된 신호 값을 갖고 있는 하나 이상의 메모리를 포함한다.
본 발명의 하나의 실시예에서, 수신기(614)는, 1 이상의 비트를 이용해 수신된 신호를 양자화하기 위한 양자화 유닛 및/또는 1 이상의 비트를 이용해 수신기-발생 신호를 양자화하기 위한 양자화 유닛을 포함한다.
지금부터, 본 발명이, 실시예를 들어, 상세히 설명될 것이다.
도 5에서 도시되어 있는 수신기 구조는 I-채널뿐 아니라 Q-채널을 수신할 수 있다. I-채널을 통해 기준 신호를 수신하기 위해, 경로(502, 508, 510, 512, 518)만 구현될 필요가 있다.
기준 신호가 발생되면, 상기 기준 신호는 송신기로부터의 신호를 상관처리하기 위해 사용될 수 있다. 그 결과로, 상관처리 함수를 이용하는 모든 수신기가, GMSK 신호를 수신하기 위한 이러한 접근법을 이용할 수 있다.
PRN 코드를 이용해 변조된 GMSK 신호의 상관처리 함수는 대응하는 BPSK(binary phase shift keying) 신호만큼 "선명(sharp)"하지 않다. 이러한 이유로, 상관처리 함수는 다중경로 환경에서 더 형편없는 성능을 갖는다. 성능을 개선하기 위한 간단한 방법은 필터 C0에 대해 2-비트 양자화된 기준 신호를 사용하는 것이다.
상관관계를 더 선명하게 하기 위해, 스캐닝(512 또는 514) 동안 2비트(1비트는 크기, 1비트는 선행 부호를 위한 것)를 이용해 필터 C0(516 또는 518)가 양자화되며, 구현도 단순화된다. 도 3A는 양자화된 신호를 도시한다.
이러한 방식으로, 다중-경로 환경에서의 성능이 개선된다. 도 3B는 대응하는 수신기의 기준 신호와 상관처리된, 송신기로부터의 BPSK 10 GMSK(BTc=3) 신호의 교차 상관처리 함수(CCF)를 도시하며, 이때,
- 양자화되지 않는 C0 및 C1을 이용하여 정확하게 송신된 신호,
- 양자화되지 않는 C0만 이용한 신호,
- 2-비트 양자화된 C0만 이용한 신호
를 이용한다.
양자화되지 않는 C0만 이용할 때의 파워 손실량은 0.1dB 미만이며, 2-비트 양자화된 C0가 사용될 때의 파워 손실량은 0.7dB 미만이다.
도 3C은 0.5칩의 얼리-레이트 간격을 갖는, AWGN(Additive White Gaussian Noise, 중첩된 백색 가우시안 노이즈) 환경에서의 BPSK 10 GMSK(BTc=0.3) 신호의 코드 추적의 예를 도시한다. 본 발명에서 설명된 바와 같이, 신호의 발생은, 양자화되지 않은 C0+C1 필터, 또는 C0 필터를 갖는 더 복잡한 구조와 유사하다.
C0와 2-비트 양자화를 이용하는 구조를 사용함에 따른 개선점을 나타내기 위해, 이들 2가지 경우에 대하여, 도 4A(양자화되지 않는 C0 사용)와 도 4B(2-비트 양자화된 C0 사용)가 다중경로 포락선을 도시한다.
도 4A와 도 4B의 비교해보면 도 4B 내 곡선이 더 빨리 강하함이 나타난다. 2-비트 양자화 필터가 사용될 때, 주 신호보다 1.25칩 뒤에 도착하는 다중-경로가 추적에 어떠한 영향도 미치지 않는다. 비-양자화되는 필터의 경우에는 그렇지 않다. 덧붙이자면, 2-비트 양자화 필터가 사용될 경우가 에러의 크기에서도 다소 더 바람직하다.

Claims (15)

  1. 위상-연속 변조된 복소 신호를 수신하는 방법에 있어서, 수신되는 수신 신호는 서로 독립적인 2개의 입력 신호들을 기초로 하는데, 제 1 입력 신호는 동위상 신호이고, 제 2 입력 신호는 직교위상 신호이며, 상기 2개의 입력 신호들 각각은 하나씩의 의사 랜덤 코드(pseudo-random code)를 포함하고, 상기 방법은
    상기 수신 신호의 2개의 의사 랜덤 코드들 중 제 1 의사 랜덤 코드에 대응하는 제 1 의사 랜덤 코드 신호를 수신기에서 발생하는 단계,
    분해 필터(decomposition filter)를 이용해, 발생된 제 1 의사 랜덤 코드 신호를 필터링하는 단계,
    상기 수신 신호를, 필터링된 상기 제 1 의사 랜덤 코드 신호와 상관처리(correlate)하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 분해 필터는 로랑 분해 필터(Laurent decomposition filter)이며,
    상기 로랑 분해 필터의 주 성분만 사용되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호는, 아날로그 신호를 1 이상의 비트로 스캔함으로써 발생된 것임을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    수신기에서 발생되는 신호는 1 이상의 비트를 이용해 양자화되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  5. 삭제
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기에서 상기 수신 신호의 2개의 의사 랜덤 코드들 중 제 2 의사 랜덤 코드에 대응하는 제 2 의사 랜덤 코드 신호가 추가로 발생되며,
    수신기에서 발생되는 제 1 및 제 2 의사 랜덤 코드 신호는 서로 독립적으로 발생되며,
    상기 제 1 의사 랜덤 코드 신호는 제 1 분해 필터에 의해 동위상 채널에서 필터링되며,
    상기 제 2 의사 랜덤 코드 신호는 제 2 분해 필터에 의해 직교위상 채널에서 필터링되고,
    필터링된 제 2 의사 랜덤 코드 신호가 수신 신호와 상관처리되며,
    필터링된 제 2 의사 랜덤 코드 신호가 수신 신호와 상관처리되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    수신 신호의 의사 랜덤 코드는 부반송파(subcarrier)를 이용해 변조되며,
    수신기에서 발생되는 의사 랜덤 코드 신호도 부반송파를 이용해 변조되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    수신되는 위상-연속 신호는 GMSK 신호이고, 데이터 비트를 이용해 변조되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호는,
    항법 신호,
    통신 신호,
    텔레비전 신호,
    라디오 신호
    중 하나인 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기에서 발생되는 신호는 메모리에 보관된 지정 값으로부터 발생되는 것을 특징으로 하는 신호를 수신하는 방법.
  11. 위상-연속 신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서, 수신되는 수신 신호는 서로 독립적인 2개의 입력 신호들을 기초로 하는데, 제 1 입력 신호는 동위상 신호이고, 제 2 입력 신호는 직교위상 신호이며, 상기 2개의 입력 신호들 각각은 하나씩의 의사 랜덤 코드(pseudo-random code)를 포함하며,
    상기 수신기는
    상기 수신 신호를 수신하기 위한 수신 유닛과,
    상기 수신 신호의 2개의 의사 랜덤 코드들 중 제 1 의사 랜덤 코드에 대응하는 제 1 의사 랜덤 코드 신호를 발생시키는 제 1 신호 발생기와,
    발생된 상기 제 1 의사 랜덤 코드 신호를 필터링하는 제 1 분해 필터(decomposition filter)와,
    필터링된 제 1 의사 랜덤 코드 신호를 상기 수신 신호와 상관처리하는 제 1 상관기 유닛
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 수신기는
    상기 수신 신호의 2개의 의사 랜덤 코드들 중 제 2 의사 랜덤 코드에 대응하는 제 2 의사 랜덤 코드 신호를 발생시키는 제 2 신호 발생기와,
    발생된 상기 제 2 의사 랜덤 코드 신호를 필터링하는 제 2 분해 필터와,
    필터링된 제 2 의사 랜덤 코드 신호를 수신 신호와 상관처리시키기 위한 제 2 상관기 유닛
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 상관기 유닛은
    얼리-레이트 상관기(early-late correlator),
    델타 상관기 및
    멀티-상관기
    중 한 가지 이상의 유형의 상관기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 신호 발생기는 지정 신호 값을 갖고 있는 하나 이상의 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  15. 제 11 항에 있어서, 상기 수신기는
    수신 신호를 1 이상의 비트를 이용해 양자화하기 위한 양자화 유닛 및
    수신기에서 발생된 신호를 1 이상의 비트를 이용해 양자화하기 위한 양자화 유닛
    중 하나 이상의 양자화 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102368758B (zh) * 2011-09-01 2015-08-12 南京航空航天大学 关于gmsk调制技术的一种新的改进方案
CN103197324A (zh) * 2013-03-28 2013-07-10 中国科学院自动化研究所 一种使用msk或者gmsk调制方式产生卫星导航信号的方法
CN103675805B (zh) * 2013-12-31 2016-03-23 中国科学院电子学研究所 数字电离层测高仪中寻常波与非常波的分离方法
EP2993845B1 (en) * 2014-09-04 2018-02-28 Airbus Defence and Space GmbH Improvement of spread spectrum GMSK signals
US10720960B2 (en) * 2018-11-02 2020-07-21 Raytheon Company System and method of digital signal processing
US11265200B2 (en) * 2019-06-20 2022-03-01 Paulo Carvalho Method and apparatus for the decomposition of signals with varying envelope into offset components
CN113904905B (zh) * 2021-09-22 2023-07-28 湖南艾科诺维科技有限公司 一种动态直扩gmsk信号的捕获装置及方法
CN115184968B (zh) * 2022-06-22 2023-06-02 同济大学 基于两步高斯包络法的对流层延迟极限残差的估计方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050094711A1 (en) * 2003-10-29 2005-05-05 Viasat, Inc. GMSK spread modulation

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5276705A (en) * 1993-01-06 1994-01-04 The Boeing Company CCD demodulator/correlator
JP3212847B2 (ja) * 1995-09-19 2001-09-25 三菱電機株式会社 スペクトラム拡散送信装置及び受信装置
GB2333674B (en) * 1998-01-21 2003-08-27 Nokia Mobile Phones Ltd A radio telephone
US6430212B1 (en) * 1999-05-06 2002-08-06 Navcom Technology, Inc. Spread-spectrum GMSK/M-ary radio
GB2351633A (en) * 1999-07-01 2001-01-03 Nokia Mobile Phones Ltd Optimising pulse shaping for radio telephones
US6771772B1 (en) * 1999-07-09 2004-08-03 Oguz Tanrikulu Method and apparatus for fast network bulk delay and span estimation for line echo cancellation
US7489665B1 (en) * 2003-10-29 2009-02-10 Regents Of The University Of Minnesota Enhanced time resolution using multiple receptions
JP2008503939A (ja) * 2004-06-17 2008-02-07 ダブリュー ファイブ ネットワークス インコーポレイテッド 低電力無線通信システム及びプロトコル
US7684497B2 (en) * 2005-06-30 2010-03-23 Nokia Corporation Method and apparatus for generating M-ary CPM waveforms from a superposition of PAM waveforms
GB0612142D0 (en) * 2006-06-20 2006-08-02 Secr Defence Spreading modulation spectrum control
EP2057753B8 (en) * 2006-08-31 2015-09-23 Ericsson Modems SA Communication receiver with multiplexing of received signal, for receive space diversity
JP4916962B2 (ja) * 2007-06-26 2012-04-18 日本電波工業株式会社 信号処理部及び無線機

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050094711A1 (en) * 2003-10-29 2005-05-05 Viasat, Inc. GMSK spread modulation

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