JP4916962B2 - 信号処理部及び無線機 - Google Patents
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Description
本発明は、双方向無線システムで用いられる無線機に係り、特に、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる信号処理部及び無線機に関する。
［双方向無線システム：図１８］
従来の双方向無線システムで用いられる無線機は、スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）方式を採用した微弱電波で動作する無線機である。
従来の双方向無線システムについて図１８を参照しながら説明する。図１８は、従来の双方向無線システムの概略図である。
従来の双方向無線システムは、送信部１ａと受信部１ｂを有する親機１の無線機と、送信部２ａと受信部２ｂを有する子機２の無線機とを備え、子機２の入力装置を動作させて、子機２から親機１に動作命令を送信し、親機１ではその命令に従って動作するようになっている。
従来の双方向無線システムで用いられる無線機は、スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）方式を採用した微弱電波で動作する無線機である。
従来の双方向無線システムについて図１８を参照しながら説明する。図１８は、従来の双方向無線システムの概略図である。
従来の双方向無線システムは、送信部１ａと受信部１ｂを有する親機１の無線機と、送信部２ａと受信部２ｂを有する子機２の無線機とを備え、子機２の入力装置を動作させて、子機２から親機１に動作命令を送信し、親機１ではその命令に従って動作するようになっている。
また、親機１は、命令の伝達状況の応答や親機１の状態情報を子機２に送信するものである。
つまり、従来の双方向無線システムは、ＳＳを採用した双方向通信（半２重）可能な微弱無線システムとなっている。
つまり、従来の双方向無線システムは、ＳＳを採用した双方向通信（半２重）可能な微弱無線システムとなっている。
上記双方向無線システムでは、子機２主導で動作するものであり、親機１は、子機２の送信を間欠受信することにより、子機２からの命令を受信し、子機２は、動作させたいときだけ、動作状態にするため、消費電力を大幅に低減できるものとなっている。
［従来の信号処理部の構成：図１９］
上記無線機における信号処理部について図１９を参照しながら説明する。図１９は、従来の信号処理部の構成ブロック図である。
従来の信号処理部は、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）制御部１１と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）部１２と、ＡＰＣ／ＡＦＣ（Auto Power Control/Auto Frequency Control）制御部１３と、ＤＡＣ制御部１４と、キャリア復調部１５と、キャリアデータ生成部１６と、キャリア変調部１７と、受信データ復調部１８′と、拡散符号生成部２０′と、拡散変調部２１′と、相関ピーク検出部２２′と、粗周波数ズレ検出部２３′と、微周波数ズレ検出部２４′とから構成されている。
上記無線機における信号処理部について図１９を参照しながら説明する。図１９は、従来の信号処理部の構成ブロック図である。
従来の信号処理部は、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）制御部１１と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）部１２と、ＡＰＣ／ＡＦＣ（Auto Power Control/Auto Frequency Control）制御部１３と、ＤＡＣ制御部１４と、キャリア復調部１５と、キャリアデータ生成部１６と、キャリア変調部１７と、受信データ復調部１８′と、拡散符号生成部２０′と、拡散変調部２１′と、相関ピーク検出部２２′と、粗周波数ズレ検出部２３′と、微周波数ズレ検出部２４′とから構成されている。
従来の信号処理部の各部について具体的に説明する。
ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）への制御信号の生成と、Ａ／Ｄコンバータから受信ＩＦ（Intermediate Frequency）信号を入力する制御を行う。
ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）への制御信号の生成と、Ａ／Ｄコンバータから受信ＩＦ（Intermediate Frequency）信号を入力する制御を行う。
ＡＧＣ部１２は、ＡＤＣ制御部１１から出力される受信ＩＦ信号に対して常に設定した振幅になるよう、無線部内のＡＧＣアンプへ出力されるゲインコントロール信号を制御する。
ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３は、サーミスタを使用し、無線部の温度モニタの制御信号をＡ／Ｄコンバータから入力し、そのモニタ値に対するＡＦＣ補正値をキャリアデータ生成部１６に、ＡＰＣ補正値をキャリア変調部１７に出力する。
ＤＡＣ制御部１４は、キャリア変調部１７でキャリア変調処理を行ったデータをＤ／Ａコンバータへ送出する。
ＤＡＣ制御部１４は、キャリア変調部１７でキャリア変調処理を行ったデータをＤ／Ａコンバータへ送出する。
キャリア復調部１５は、ＡＤＣ制御部１１から出力された受信ＩＦ信号に対して、ＩＦキャリア成分の除去を行い、更に、ダウンサンプル処理を行い、受信データ復号部１８′、相関ピーク検出部２２′と粗周波数ズレ検出部２３′に出力する。
キャリアデータ生成部１６は、粗周波数ズレ検出部２３′及び微周波数ズレ検出部２４′からの周波数ズレ値等に応じて周波数補正処理を行い、キャリア復調部１５及びキャリア変調部１７に供給するＩＦキャリアデータを生成する。
キャリア変調部１７は、キャリアデータ生成部１６から供給されるＩＦキャリアデータに対して、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＰＣ補正要求に応じてＡＰＣ補正処理を行う。
また、キャリア変調部１７は、拡散変調部２１から入力される拡散変調処理データ（送信データ、同期ワード／ＲＥＦデータ）に対して、ＩＦキャリアデータによるキャリア変調を行う。
受信データ復号部１８′は、同期確立後のＩＦキャリア周波数の微周波数補正後に、同期ワードの検出し、ユーザデータの復号処理を行う。
また、キャリア変調部１７は、拡散変調部２１から入力される拡散変調処理データ（送信データ、同期ワード／ＲＥＦデータ）に対して、ＩＦキャリアデータによるキャリア変調を行う。
受信データ復号部１８′は、同期確立後のＩＦキャリア周波数の微周波数補正後に、同期ワードの検出し、ユーザデータの復号処理を行う。
拡散符号生成部２０′は、拡散変調、逆拡散処理に用いる拡散符号を生成する。使用する拡散符号は、同期ワード／ＲＥＦ（Reference）データ用とユーザデータ用の２種類必要である。
拡散変調部２１′は、同期ワード／ＲＥＦデータの差動符号化処理を行い、送信ユーザデータ及び差動符号化した同期ワード／ＲＥＦデータの拡散変調処理を行う。
拡散変調部２１′は、同期ワード／ＲＥＦデータの差動符号化処理を行い、送信ユーザデータ及び差動符号化した同期ワード／ＲＥＦデータの拡散変調処理を行う。
相関ピーク検出部２２′は、キャリア復調部１５から出力されるキャリア復調データに対して、相関検出処理を行い、相関ピーク検出を行う。
粗周波数ズレ検出部２３′は、キャリア復調部１５から出力されたキャリア復調データに対して、親機−子機間のＩＦキャリア周波数ズレ量に応じた残留周波数成分を検出し、周波数ズレ量をキャリアデータ生成部１６に出力する。
微周波数ズレ検出部２４′は、ピークが検出された相関データに対して、周波数ズレ量を更に少なくするために、高い精度の周波数検出を行い、微周波数ズレ量をキャリアデータ生成部１６に出力する。
尚、関連する先行技術として、特開平０５−３４７６４４号公報（特許文献１）、特開平１０−３０３９９６号公報（特許文献２）、特開２００１−１４８６８３号公報（特許文献３）、特開２００２−０１４１５９号公報（特許文献４）、特表２００１−５１４３９２号公報（特許文献５）がある。
特許文献１には、ＰＳＫ変調された信号を受信し、位相差に基づいてデータを復調するデータ復調装置が示されている。
特許文献２には、ＰＳＫ信号を直交検波して得られる信号に遅延検波を施し、周波数ズレを判定する周波数ずれ検出方法が示されている。
特許文献３には、送信側ではスペクトラム拡散方式で信号を送信し、受信側ではＩＦ中間信号処理後にマッチドフィルタ処理を行って復調するデータ伝送システムが示されている。
特許文献２には、ＰＳＫ信号を直交検波して得られる信号に遅延検波を施し、周波数ズレを判定する周波数ずれ検出方法が示されている。
特許文献３には、送信側ではスペクトラム拡散方式で信号を送信し、受信側ではＩＦ中間信号処理後にマッチドフィルタ処理を行って復調するデータ伝送システムが示されている。
特許文献４には、送信側では０°，９０°位相を変えたＣＷ信号を送信し、受信側では位相復調を行うＦＭ−ＣＷレーダ装置が示されている。
特許文献５には、送受信装置に９０°位相差を有するハイブリッド結合機を有するＦＭＣＷセンサが示されている。
特許文献５には、送受信装置に９０°位相差を有するハイブリッド結合機を有するＦＭＣＷセンサが示されている。
しかしながら、上記従来の無線機では、親機と子機のＩＦキャリア周波数が違う場合、キャリア復調データにはその差分の周波数成分が残ってしまい、複素座標上を回転してしまい、通常の遅延検波処理では前データとの位相差からデータの極性を割り出すことが可能だが、±１／４ビットレート以上の周波数ズレとなると、その位相差情報が狂うため、正常な極性判断ができなくなるという問題点があった。
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる信号処理部及び無線機を提供することを目的とする。
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、無線機の信号処理部において、受信用のパラレルの拡散符号、送信用のシリアルの拡散符号、受信用のシリアルの拡散符号を出力する拡散符号生成部と、受信データのキャリア復調データに対して受信用のパラレルの拡散符号を用いて逆拡散処理、全加算処理のマッチドフィルタリング処理を行い、相関検出値を出力するマッチドフィルタと、相関検出値を入力し、相関ピークを検出する相関ピーク検出部と、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第１の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を送信用のシリアルの拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部と、キャリア復調データを入力し、受信用のシリアルの拡散符号を用いて相関処理を行い、受信データを復号する受信データ復号部とを備え、キャリア変調部が、同相成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第１の振幅補正処理部と、直交成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第２の振幅補正処理部と、第２の振幅補正処理部からの出力データと送信データ拡散変調信号とによりキャリア変調処理を行い、送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号を出力するキャリア変調処理部と、第１の振幅補正処理部からの出力を送信データ拡散変調信号と９０°位相をずらした連続波として送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号に加算してキャリア変調データを出力する加算器とを有することを特徴とする。
本発明は、信号処理部において、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有し、同相成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第１の分割累積処理部と、直交成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第２の分割累積処理部と、第１の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第１の遅延検波処理部と、第２の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第２の遅延検波処理部と、第１の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第３の分割累積処理部と、第２の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第４の分割累積処理部と、第３の分割累積処理部及び第４の分割累積処理部からの出力について２回目の遅延検波処理を行う第３の遅延検波処理部とを有する受信データ復号部を備えることを特徴とする。
本発明は、上記信号処理部において、キャリア変調処理部におけるキャリア変調処理は、ＰＳＫ変調であることを特徴とする。
また、本発明は、無線機において、上記拡散変調部と、上記キャリア変調部と、上記受信データ復号部とを備える信号処理部を有することを特徴とする。
また、本発明は、無線機において、上記拡散変調部と、上記キャリア変調部と、上記受信データ復号部とを備える信号処理部を有することを特徴とする。
本発明によれば、受信用のパラレルの拡散符号、送信用のシリアルの拡散符号、受信用のシリアルの拡散符号を出力する拡散符号生成部と、受信データのキャリア復調データに対して受信用のパラレルの拡散符号を用いて逆拡散処理、全加算処理のマッチドフィルタリング処理を行い、相関検出値を出力するマッチドフィルタと、相関検出値を入力し、相関ピークを検出する相関ピーク検出部と、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第１の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を送信用のシリアルの拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部と、キャリア復調データを入力し、受信用のシリアルの拡散符号を用いて相関処理を行い、受信データを復号する受信データ復号部とを備え、第１の振幅補正処理部が同相成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行い、第２の振幅補正処理部が直交成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行い、キャリア変調処理部が第２の振幅補正処理部からの出力データと送信データ拡散変調信号とによりキャリア変調処理を行い、送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号を出力し、加算器が第１の振幅補正処理部からの出力を送信データ拡散変調信号と９０°位相をずらした連続波として送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号に加算してキャリア変調データを出力するキャリア変調部を有する無線機の信号処理部としているので、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及びキャリア変調を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本発明によれば、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有し、第１の分割累積処理部が同相成分の受信データについて１回目の相関処理を行い、第２の分割累積処理部が直交成分の受信データについて１回目の相関処理を行い、第１の遅延検波処理部が第１の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行い、第２の遅延検波処理部が第２の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行い、第３の分割累積処理部が第１の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行い、第４の分割累積処理部が第２の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行い、第３の遅延検波処理部が第３の分割累積処理部及び第４の分割累積処理部からの出力について２回目の遅延検波処理を行う受信データ復号部を備える信号処理部としているので、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本発明によれば、上記拡散変調部と、上記キャリア変調部と、上記受信データ復号部とを備える信号処理部を有する無線機としているので、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る信号処理部は、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有するものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及びキャリア変調を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できるものである。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る信号処理部は、送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有するものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及びキャリア変調を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できるものである。
また、本発明の実施の形態に係る信号処理部は、同相成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第１の分割累積処理部と、直交成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第２の分割累積処理部と、第１の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第１の遅延検波処理部と、第２の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第２の遅延検波処理部と、第１の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第３の分割累積処理部と、第２の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第４の分割累積処理部と、第３の分割累積処理部及び第４の分割累積処理部からの出力について２回目の遅延検波処理を行う第３の遅延検波処理部とを有する受信データ復号部を備えるものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できるものである。
また、本発明は、上記拡散変調部、キャリア変調部、受信データ復号部を備える無線機としている。
本システムでは、送信側では、ユーザデータ用ＰＳＫ（Phase Sift Keying）−ＳＳ（Spectrum Spread）変調信号と、キャリア周波数ズレ検出用としてＰＳＫ−ＳＳ変調信号と９０°位相を変えたＣＷ（Continuous Wave：連続波）の直交変調信号を多重して送信する。尚、使用する拡散符号は、一種類でよい。
受信側では、ＩＦ（Intermediate Frequency）キャリア復調処理後、ＣＷ成分に対する粗周波数ズレ検出・補正実施、マッチドフィルタ処理にて同期捕捉処理を行う。更に、受信側では、同期確立後、スライディング相関処理を行い、遅延検波処理を２回行う。
遅延検波処理を２回行う理由は、微周波数ズレ検出・補正処理でも最大で±３２Ｈｚのズレが残ってしまうため、１回の処理では対応できないためである。
尚、受信側の相関処理では、４分割の相関処理を行う。
遅延検波処理を２回行う理由は、微周波数ズレ検出・補正処理でも最大で±３２Ｈｚのズレが残ってしまうため、１回の処理では対応できないためである。
尚、受信側の相関処理では、４分割の相関処理を行う。
［信号処理部の全体構成：図１］
本発明の実施の形態に係る信号処理部部について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る信号処理部の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る信号処理部（本信号処理部）は、図１に示すように、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）制御部１１と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）部１２と、ＡＰＣ／ＡＦＣ（Auto Power Control/Auto Frequency Control）制御部１３と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）制御部１４と、キャリア復調部１５と、キャリアデータ生成部１６と、キャリア変調部１７と、受信データ復号部１８と、マッチドフィルタ部１９と、拡散符号生成部２０と、拡散変調部２１と、相関ピーク検出部２２と、粗周波数ズレ検出部２３と、微周波数ズレ検出部２４とから構成されている。
本発明の実施の形態に係る信号処理部部について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る信号処理部の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る信号処理部（本信号処理部）は、図１に示すように、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）制御部１１と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）部１２と、ＡＰＣ／ＡＦＣ（Auto Power Control/Auto Frequency Control）制御部１３と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）制御部１４と、キャリア復調部１５と、キャリアデータ生成部１６と、キャリア変調部１７と、受信データ復号部１８と、マッチドフィルタ部１９と、拡散符号生成部２０と、拡散変調部２１と、相関ピーク検出部２２と、粗周波数ズレ検出部２３と、微周波数ズレ検出部２４とから構成されている。
［各部］
次に、本信号処理部の各部について図面を参照しながら説明する。
［ＡＤＣ制御部１１］
ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／ＤコンバータＩＣ（Integrated Circuit）から受信ＩＦ信号を読み出し、受信信号をキャリア復調部１５に出力する制御を行う。
また、ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／ＤコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
次に、本信号処理部の各部について図面を参照しながら説明する。
［ＡＤＣ制御部１１］
ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／ＤコンバータＩＣ（Integrated Circuit）から受信ＩＦ信号を読み出し、受信信号をキャリア復調部１５に出力する制御を行う。
また、ＡＤＣ制御部１１は、Ａ／ＤコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
［ＡＧＣ部１２］
ＡＧＣ部１２は、ＡＤＣ制御部１１から出力された受信信号に対して、常に設定した振幅になるよう、ＡＧＣアンプへゲインコントロールを行うための制御信号を出力する制御を行う。
ＡＧＣ部１２は、ＡＤＣ制御部１１から出力された受信信号に対して、常に設定した振幅になるよう、ＡＧＣアンプへゲインコントロールを行うための制御信号を出力する制御を行う。
［ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３］
ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３は、サーミスタを使用し、無線部（ＲＦ［Radio Frequency］部）の温度モニタを行うためのＡ／ＤコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
また、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３は、Ａ／ＤコンバータＩＣからのモニタ値に応じて、ＡＦＣ補正値をキャリアデータ生成部１６へ、ＡＰＣ補正値をキャリア変調部１７へ供給する。
ここで、ＡＰＣは自動送信パワー制御、ＡＦＣは自動周波数制御を意味している。
ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３は、サーミスタを使用し、無線部（ＲＦ［Radio Frequency］部）の温度モニタを行うためのＡ／ＤコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
また、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３は、Ａ／ＤコンバータＩＣからのモニタ値に応じて、ＡＦＣ補正値をキャリアデータ生成部１６へ、ＡＰＣ補正値をキャリア変調部１７へ供給する。
ここで、ＡＰＣは自動送信パワー制御、ＡＦＣは自動周波数制御を意味している。
［ＤＡＣ制御部１４］
ＤＡＣ制御部１４は、キャリア変調部１７でキャリア変調処理を行ったデータをＤ／ＡコンバータＩＣへ送出する制御を行う。
また、ＤＡＣ制御部１４は、Ｄ／ＡコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
ＤＡＣ制御部１４は、キャリア変調部１７でキャリア変調処理を行ったデータをＤ／ＡコンバータＩＣへ送出する制御を行う。
また、ＤＡＣ制御部１４は、Ｄ／ＡコンバータＩＣへの制御信号を生成して出力する。
［キャリア復調部１５：図２］
キャリア復調部１５について図２を参照しながら説明する。図２は、キャリア復調部の構成ブロック図である。
キャリア復調部１５は、受信ＩＦ信号に対して、キャリアデータ生成部１６から入力されるキャリアデータに基づいてＩＦキャリア成分の除去処理を行い、更に５１２ｋＨｚサンプリング（厳密には524,288Hz）から２５６ｋＨｚサンプリング（厳密には262,144Hz）にダウンサンプル処理を行う。
キャリア復調部１５について図２を参照しながら説明する。図２は、キャリア復調部の構成ブロック図である。
キャリア復調部１５は、受信ＩＦ信号に対して、キャリアデータ生成部１６から入力されるキャリアデータに基づいてＩＦキャリア成分の除去処理を行い、更に５１２ｋＨｚサンプリング（厳密には524,288Hz）から２５６ｋＨｚサンプリング（厳密には262,144Hz）にダウンサンプル処理を行う。
キャリア復調部１５は、図２に示すように、受信データ（ＲＸデータ）を入力し、同相成分（Ｉ成分）についてＩＦキャリア復調処理を行うＩＦキャリア復調部１５１ａと、直交成分（Ｑ成分）についてＩＦキャリア復調処理を行うＩＦキャリア復調部１５１ｂと、ＩＦキャリア復調されたＩ成分についてＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて高周波成分を除去する高周波成分除去部１５２ａと、ＩＦキャリア復調されたＱ成分についてＦＩＲフィルタを用いて高周波成分を除去する高周波成分除去部１５２ｂと、高周波成分が除去されたＩ成分についてダウンサンプリングしてＩ成分のキャリア復調データを出力するダウンサンプル部１５３ａと、高周波成分が除去されたＱ成分についてダウンサンプリングしてＱ成分のキャリア復調データを出力するダウンサンプル部１５３ｂとを備えている。
［キャリアデータ生成部１６：図３］
キャリアデータ生成部１６について図３を参照しながら説明する。図３は、キャリアデータ生成部の構成ブロック図である。
キャリアデータ生成部１６は、キャリア変調部１７及びキャリア復調部１５へ供給するＩＦキャリアデータを生成する。
ＩＦキャリアデータは、送受とも９０°位相の違う２種類ずつを生成する。
また、キャリアデータ生成部１６は、粗周波数ズレ検出部２３及び微周波数ズレ検出部２４からの周波数ズレ検出データ、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＦＣ補正データに応じて、周波数補正処理を行う。
キャリアデータ生成部１６について図３を参照しながら説明する。図３は、キャリアデータ生成部の構成ブロック図である。
キャリアデータ生成部１６は、キャリア変調部１７及びキャリア復調部１５へ供給するＩＦキャリアデータを生成する。
ＩＦキャリアデータは、送受とも９０°位相の違う２種類ずつを生成する。
また、キャリアデータ生成部１６は、粗周波数ズレ検出部２３及び微周波数ズレ検出部２４からの周波数ズレ検出データ、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＦＣ補正データに応じて、周波数補正処理を行う。
具体的には、キャリアデータ生成部１６は、図３に示すように、入力される親機／子機フラグ及び基準周波数パラメータに基づいて粗周波数ズレ検出部２３から入力されるＡＦＣ補正値（粗調整）と微周波数ズレ検出部２４から入力されるＡＦＣ補正値（微調整）についてＡＦＣ調整を行うＡＦＣ調整部１６１ａと、入力される親機／子機フラグ及び基準周波数パラメータに基づいてＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３から入力されるＡＦＣ補正値（温度）についてＡＦＣ調整を行うＡＦＣ調整部１６１ｂと、ＡＦＣ調整部１６１ａから入力されるデータについて受信用としてインデックスのカウントを行うインデックスカウンタ（Ｒｘ）１６２ａと、ＡＦＣ調整部１６１ｂから入力されるデータについて送信用としてインデックスのカウントを行うインデックスカウンタ（Ｔｘ）１６２ｂと、正弦波テーブル１６４に基づいてインデックスカウンタ１６２ａのカウンタ値によりアドレスをデコードしてＩ成分のＲｘ用ＩＦキャリアデータとＱ成分のＲｘ用ＩＦキャリアデータを出力するアドレスデコーダ１６３ａと、正弦波テーブル１６４に基づいてインデックスカウンタ１６２ｂのカウンタ値によりアドレスをデコードしてＩ成分のＴｘ用ＩＦキャリアデータとＱ成分のＴｘ用ＩＦキャリアデータを出力するアドレスデコーダ１６３ｂとを備えている。
［キャリア変調部１７：図１２，１３］
次に、キャリア変調部１７について図１２及び図１３を参照しながら説明する。図１２は、キャリア変調部の構成ブロック図であり、図１３は、キャリア変調部の回路構成図である。
キャリア変調部１７は、図１２に示すように、キャリアデータ生成部１６から供給されるＩ成分の送信（Ｔｘ）用ＩＦキャリアデータに対して、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＰＣ補正信号によりＡＰＣ補正処理を行うＡＰＣ補正処理部１７１ａと、キャリアデータ生成部１６から供給されるＱ成分の送信（Ｔｘ）用ＩＦキャリアデータに対して、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＰＣ補正信号によりＡＰＣ補正処理を行うＡＰＣ補正処理部１７１ｂと、ＡＰＣ補正処理部１７１ｂからの出力を送信データ拡散変調信号によってＩＦキャリア変調処理を行うＩＦキャリア変調処理部１７２と、ＡＰＣ補正処理部１７１ａからの出力とＩＦキャリア変調処理部１７２からの出力を加算する加算器１７３と、ＭＳＢ（Most Significant Bit）の符号反転を行うSigned→Unsigned変換部１７４とから構成されている。
次に、キャリア変調部１７について図１２及び図１３を参照しながら説明する。図１２は、キャリア変調部の構成ブロック図であり、図１３は、キャリア変調部の回路構成図である。
キャリア変調部１７は、図１２に示すように、キャリアデータ生成部１６から供給されるＩ成分の送信（Ｔｘ）用ＩＦキャリアデータに対して、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＰＣ補正信号によりＡＰＣ補正処理を行うＡＰＣ補正処理部１７１ａと、キャリアデータ生成部１６から供給されるＱ成分の送信（Ｔｘ）用ＩＦキャリアデータに対して、ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部１３からのＡＰＣ補正信号によりＡＰＣ補正処理を行うＡＰＣ補正処理部１７１ｂと、ＡＰＣ補正処理部１７１ｂからの出力を送信データ拡散変調信号によってＩＦキャリア変調処理を行うＩＦキャリア変調処理部１７２と、ＡＰＣ補正処理部１７１ａからの出力とＩＦキャリア変調処理部１７２からの出力を加算する加算器１７３と、ＭＳＢ（Most Significant Bit）の符号反転を行うSigned→Unsigned変換部１７４とから構成されている。
ここで、ＡＰＣ補正処理部１７１ａから出力されるＩ成分のＩＦキャリアデータはＣＷであり、ＩＦキャリア変調処理部１７２で為される送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理は、ＰＳＫ変調である。ＰＳＫ変調された送信データ拡散変調信号に対して９０°位相を変えたＣＷを使用し、直交変調信号を送信するものである。加算器１７３で加算された信号波形については後述する。
具体的には、キャリア変調部１７は、図１３に示すように、ＡＰＣ基準パラメータ（Unsigned-11bit）とＡＰＣ温度補正パラメータ（Signed-12bit）を加算する加算器１７０と、Ｉ成分のＴｘ用ＩＦキャリアデータと加算器１７０からの出力とを乗算する乗算器１７１ａ１と、Ｑ成分のＴｘ用ＩＦキャリアデータと加算器１７０からの出力とを乗算する乗算器１７１ｂ１と、乗算器１７１ａ１からの出力のまるめ処理を行うまるめ部１７１ａ２と、乗算器１７１ｂ１からの出力のまるめ処理を行うまるめ部１７１ｂ２と、まるめ部１７１ｂ２からの出力について２の補数を取得する補数部（2comp）１７２ａと、拡散変調処理データによりまるめ部１７１ｂ２からの出力又は補数部１７２ａからの出力のいずれかを選択出力する選択部（MUX）１７２ｂと、まるめ部１７１ａ２からの出力と選択部１７２ｂからの出力とを加算する加算器１７３と、加算器１７３からの出力についてＭＳＢを反転し、ＩＦキャリア変調信号（Unsigned-12bit）として出力するＭＳＢ反転部１７４とから構成されている。
［受信データ復号部１８：図４，図５］
次に、受信データ復号部１８について図４，５を参照しながら説明する。図４は、受信データ復号部の前段部分の回路図であり、図５は、受信データ復号部の後段部分の回路図である。図４の（ａ）（ｂ）は、図５の（ａ）（ｂ）に接続している。
受信データ復号部１８は、図４，５に示すように、８倍オーバーサンプリングのＩ成分データ（８ｂｉｔ）を２５６ｋＨｚで移動平均を取得する移動平均部１８１ａと、その出力をデシメーションフィルタリングしてダウンサンプルするデシメーションフィルタ１８２ａと、低周波成分を除去するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８３ａと、８倍オーバーサンプリングのＱ成分データ（８ｂｉｔ）を２５６ｋＨｚで移動平均を取得する移動平均部１８１ｂと、その出力をデシメーションフィルタリングしてダウンサンプルするデシメーションフィルタ１８２ｂと、低周波成分を除去するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８３ｂと、逆拡散用符号を遅延させる遅延器（ｄｅｌａｙ）１８０ａと、ＨＰＦ１８３ａからの信号を入力し、遅延回路１８０ａからの逆拡散符号で逆拡散する逆拡散部１８４ａと、ＨＰＦ１８３ｂからの信号を入力し、遅延回路１８０ａからの逆拡散符号で逆拡散する逆拡散部１８４ｂと、逆拡散部１８４ａからの出力を分割累積処理する分割累積処理部１８５ａと、逆拡散部１８４ｂからの出力を分割累積処理する分割累積処理部１８５ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｃと、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂからの出力を加算して実数部分の遅延検波を行う遅延検波処理部１８６ａと、その出力を累積する累積処理部１８７ａと、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂからの出力を加算して虚数部分の遅延検波を行う遅延検波部１８６ｂと、その出力を累積する累積処理部１８７ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｄと、遅延回路（Ｄ）１８０ｅと、遅延検波処理部１８８と、符号取り出し部としてのＭＳＢを取得するＭＳＢ部１８９ａと、ＭＳＢ部１８９ａからの出力をラッチし、受信データを出力するラッチ（Latch）部１８９ｂとから構成されている。
次に、受信データ復号部１８について図４，５を参照しながら説明する。図４は、受信データ復号部の前段部分の回路図であり、図５は、受信データ復号部の後段部分の回路図である。図４の（ａ）（ｂ）は、図５の（ａ）（ｂ）に接続している。
受信データ復号部１８は、図４，５に示すように、８倍オーバーサンプリングのＩ成分データ（８ｂｉｔ）を２５６ｋＨｚで移動平均を取得する移動平均部１８１ａと、その出力をデシメーションフィルタリングしてダウンサンプルするデシメーションフィルタ１８２ａと、低周波成分を除去するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８３ａと、８倍オーバーサンプリングのＱ成分データ（８ｂｉｔ）を２５６ｋＨｚで移動平均を取得する移動平均部１８１ｂと、その出力をデシメーションフィルタリングしてダウンサンプルするデシメーションフィルタ１８２ｂと、低周波成分を除去するハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８３ｂと、逆拡散用符号を遅延させる遅延器（ｄｅｌａｙ）１８０ａと、ＨＰＦ１８３ａからの信号を入力し、遅延回路１８０ａからの逆拡散符号で逆拡散する逆拡散部１８４ａと、ＨＰＦ１８３ｂからの信号を入力し、遅延回路１８０ａからの逆拡散符号で逆拡散する逆拡散部１８４ｂと、逆拡散部１８４ａからの出力を分割累積処理する分割累積処理部１８５ａと、逆拡散部１８４ｂからの出力を分割累積処理する分割累積処理部１８５ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｃと、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂからの出力を加算して実数部分の遅延検波を行う遅延検波処理部１８６ａと、その出力を累積する累積処理部１８７ａと、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂからの出力を加算して虚数部分の遅延検波を行う遅延検波部１８６ｂと、その出力を累積する累積処理部１８７ｂと、遅延回路（Ｄ）１８０ｄと、遅延回路（Ｄ）１８０ｅと、遅延検波処理部１８８と、符号取り出し部としてのＭＳＢを取得するＭＳＢ部１８９ａと、ＭＳＢ部１８９ａからの出力をラッチし、受信データを出力するラッチ（Latch）部１８９ｂとから構成されている。
逆拡散部１８４ａ，１８４ｂは、ＨＰＦ１８３ａ，１８４ｂから出力されたデータの補数を取得する補数部（＊−１）と、ＨＰＦ１８３ａ，１８４ｂからのデータと補数部からのデータを入力し、遅延回路１８０ａからの逆拡散用符号でいずれかのデータを選択する選択部（MUX）とを有している。
分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂは、逆拡散部１８４ａ，１８４ｂからのデータと帰還データを加算する加算器と、加算器からの出力を遅延させる遅延部と、全てゼロ（All 0）のデータと遅延回路からのデータを入力し、４ｐｕｌｓｅ／ｂｉｔのデータで選択して加算器に出力する選択部（MUX）とを有し、遅延回路からの出力が遅延検波処理部１８６ａ，１８６ｂに出力される。
遅延検波処理部１８６ａは、実数部分として、分割累積処理部１８５ａからの出力とその出力を遅延回路１８０ｂで遅延させたデータとを乗算する第１の乗算器と、分割累積処理部１８５ｂからの出力とその出力を遅延回路１８０ｃで遅延させたデータとを乗算する第２の乗算器と、両乗算器からの出力を加算する加算器とを有するものである。
遅延検波処理部１８６ｂは、虚数部分として、分割累積処理部１８５ｂからの出力と分割累積処理部１８５ａからの出力を遅延回路１８０ｂで遅延させたデータとを乗算する第３の乗算器と、分割累積処理部１８５ａからの出力と分割累積処理部１８５ｂからの出力を遅延回路１８０ｃで遅延させたデータとを乗算する第４の乗算器と、第３の乗算器からの出力を正とし、第４の乗算器からの出力を負として加算する加算器とを有するものである。
累積処理部１８７ａ，１８７ｂは、遅延検波処理部１８６ａ，１８６ｂの加算器からの出力と帰還したデータを加算する加算器と、加算器からの出力と全てゼロ（All 0）のデータを入力し、ｂｉｔ−ｃｌｋでいずれかを選択して出力する選択部（MUX）と、選択部からの出力を遅延させて加算器に出力する遅延回路と、加算器からの出力についてまるめ処理を行うまるめ部とを有するものである。
遅延検波処理部１８８は、累積処理部１８７ａからの出力を遅延回路１８０ｄで遅延させ、当該遅延させたデータと累積処理部１８７ａからの出力を乗算する乗算器と、累積処理部１８７ｂからの出力を遅延回路１８０ｅで遅延させ、当該遅延させたデータと累積処理部１８７ｂからの出力を乗算する乗算器と、両乗算器からの出力を加算する加算器とを有するものである。
受信データ復号部１８では、逆拡散部１８４ａ，１８４ｂ、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂでの相関処理（スライディング相関処理）、遅延検波処理部１８６ａ，１８６ｂでの１回目の遅延検波処理、累積処理部１８７ａ，１８７ｂ、遅延検波処理部１８８での２回目の遅延検波処理を行い、微周波数ズレ検出・補正処理で補正できないズレがあっても、受信データの復号を可能にしている。
尚、分割累積処理部１８５ａ，１８５ｂでの１回目の累積処理では、１ｂｉｔを１／４に分割して累積処理を行い、累積処理部１８７ａ，１８７ｂでの２回目の累積処理では、１ｂｉｔ長分の累積処理処理を行い、遅延検波処理部１８６ａ，１８６ｂ，１８８では１ｂｉｔ遅延させたデータとの遅延検波処理を行うものである。
［マッチドフィルタ部１９：図６］
次に、マッチドフィルタ部１９について図６を参照しながら説明する。図６は、マッチドフィルタ部の構成ブロック図である。
マッチドフィルタ部１９は、キャリア復調データに対して、相関検出処理としてマッチドフィルタリングにて逆拡散処理、更に全加算処理を行う。
次に、マッチドフィルタ部１９について図６を参照しながら説明する。図６は、マッチドフィルタ部の構成ブロック図である。
マッチドフィルタ部１９は、キャリア復調データに対して、相関検出処理としてマッチドフィルタリングにて逆拡散処理、更に全加算処理を行う。
具体的には、マッチドフィルタ部１９は、図６に示すように、ＲＡＭ（Random Access Memory）読み出しアドレス生成部１９１から出力されるアドレスに従い、Ｉ成分のキャリア復調データを格納するDual-Port RAM のキャリア復調データ格納部１９２ａと、ＲＡＭ読み出しアドレス生成部１９１から出力されるアドレスに従い、Ｑ成分のキャリア復調データを格納するDual-Port RAM のキャリア復調データ格納部１９２ｂと、拡散符号を分割して出力する拡散符号分割部１９３と、キャリア復調データ格納部１９２ａから出力されたキャリア復調データを分割された拡散符号で逆拡散する逆拡散処理部１９４ａと、キャリア復調データ格納部１９２ｂから出力されたキャリア復調データを分割された拡散符号で逆拡散する逆拡散処理部１９４ｂと、逆拡散処理部１９４ａからの出力を累積演算する累積処理部１９５ａと、逆拡散処理部１９４ｂからの出力を累積演算する累積処理部１９５ｂと、累積処理部１９５ａ，ｂからの出力を部分相関算出する部分相関算出処理部１９６と、部分相関算出処理部１９６からの出力を全加算する全加算処理部１９７と、部分相関算出処理部１９６からの出力を一時的に記憶し、シンボル同期信号により部分相関検出値として出力するシフトレジスタ１９８とを備えている。
マッチドフィルタ部１９において、マッチドフィルタリング処理は、実際にはゲート規模低減のためキャリア復調データ格納部１９２ａ，１９２ｂではデュアルポートＲＡＭを使用し、高速クロック処理にてパイプライン処理を行う。
相関検出処理を行った相関検出データ（相関検出値）は、相関ピーク検出部２２へ供給する。
相関ピーク検出部２２にてピークが検出された場合、その検出信号（シンボル同期信号）をトリガとして、シフトレジスタ１９８にて当該相関検出データをラッチし、微周波数ズレ検出部２３へ供給する。
相関検出処理を行った相関検出データ（相関検出値）は、相関ピーク検出部２２へ供給する。
相関ピーク検出部２２にてピークが検出された場合、その検出信号（シンボル同期信号）をトリガとして、シフトレジスタ１９８にて当該相関検出データをラッチし、微周波数ズレ検出部２３へ供給する。
［拡散符号生成部２０：図７］
拡散符号生成部２０について図７を参照しながら説明する。図７は、拡散符号生成部のブロック図である。
拡散符号生成部２０は、図７に示すように、拡散符号長指定信号とステート指定信号を入力し、送信（ＴＸ）用拡散符号（シリアル符号）、受信（ＲＸ）用拡散符号（シリアル符号）、受信（ＲＸ）用拡散符号（パラレル符号）を出力する。
尚、拡散符号生成部２０における拡散符号格納部は、拡散符号が１系統になったため、Single-Port RAM を使用する。これにより、ポート制御回路を低減できる効果がある。
拡散符号生成部２０について図７を参照しながら説明する。図７は、拡散符号生成部のブロック図である。
拡散符号生成部２０は、図７に示すように、拡散符号長指定信号とステート指定信号を入力し、送信（ＴＸ）用拡散符号（シリアル符号）、受信（ＲＸ）用拡散符号（シリアル符号）、受信（ＲＸ）用拡散符号（パラレル符号）を出力する。
尚、拡散符号生成部２０における拡散符号格納部は、拡散符号が１系統になったため、Single-Port RAM を使用する。これにより、ポート制御回路を低減できる効果がある。
具体的には、拡散符号生成部２０は、図７に示すように、拡散符号長指定信号、ステート指定信号、親機／子機フラグを入力して制御信号を出力する制御部２０１と、制御部２０１からの制御信号と符号生成用パラメータテーブル２０２からのパラメータによって拡散符号を生成し、ＲＸ用拡散符号（パラレル正転符号）を出力する符号生成部２０３と、制御部２０１からの制御信号によって符号生成部２０３からの拡散符号を入力して記憶し、更に記憶する拡散符号を出力するSingle-Port RAM の符号格納部２０４と、制御部２０１からの制御信号により符号格納部２０４からの符号をＴＸ用拡散符号（シリアル符号）又はＲＸ用拡散符号（シリアル符号）を選択して出力する切替器（ＳＥＬ）２０５とを備えている。
拡散符号生成部２０は、システム起動時に５１２チップ長の拡散符号を生成し、符号格納部へ格納する。
拡散符号生成部２０は、システム起動時に５１２チップ長の拡散符号を生成し、符号格納部へ格納する。
［拡散変調部２１：図８］
次に、拡散変調部２１について図８を参照しながら説明する。図８は、拡散変調部の構成ブロック図である。
拡散変調部２１は、図８に示すように、送信データを入力し、１回目の差動符号化処理を行う差動符号化処理部２１１ａと、差動符号化処理部２１１ａからの出力について２回目の差動符号化処理を行う差動符号化処理部２１１ｂと、差動符号化処理部２１１ｂからの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ変調信号を出力する拡散変調処理部２１４とから構成されている。
次に、拡散変調部２１について図８を参照しながら説明する。図８は、拡散変調部の構成ブロック図である。
拡散変調部２１は、図８に示すように、送信データを入力し、１回目の差動符号化処理を行う差動符号化処理部２１１ａと、差動符号化処理部２１１ａからの出力について２回目の差動符号化処理を行う差動符号化処理部２１１ｂと、差動符号化処理部２１１ｂからの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ変調信号を出力する拡散変調処理部２１４とから構成されている。
差動符号化の実施の理由は、受信部にて受信データの復号を行うため遅延検波を行うからである。
本実施の形態では、通常の差動符号化ではなく、２段差動符号化処理となる。
本実施の形態では、通常の差動符号化ではなく、２段差動符号化処理となる。
送信データにＣＷデータを多重化させる理由は、受信側の粗周波数ズレ検出部２３にてキャリア周波数ズレを検出させるためである。
従来のように、送信データ（ＰＳＫ［Phase Sift Keying］変調）のみをＳＳ変調した場合、送信スペクトラム波形から判断すると、スペクトラムが広がってしまい、受信側のＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリェ変換）部での検出が不可能であった。
しかし、本信号処理部のように、送信データ（ＰＳＫ変調）にＣＷデータを多重化させてＳＳ変調した場合、ＣＷ成分が強く見えるため、ＦＦＴ部での検出が可能となる。ＦＦＴ部にて検出するのは、受信側処理にてＩＦ周波数にダウンコンバートされた後の周波数成分となる。本信号処理部では、ＣＷのピーク周波数をＦＦＴ部にて検出している。
従来のように、送信データ（ＰＳＫ［Phase Sift Keying］変調）のみをＳＳ変調した場合、送信スペクトラム波形から判断すると、スペクトラムが広がってしまい、受信側のＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリェ変換）部での検出が不可能であった。
しかし、本信号処理部のように、送信データ（ＰＳＫ変調）にＣＷデータを多重化させてＳＳ変調した場合、ＣＷ成分が強く見えるため、ＦＦＴ部での検出が可能となる。ＦＦＴ部にて検出するのは、受信側処理にてＩＦ周波数にダウンコンバートされた後の周波数成分となる。本信号処理部では、ＣＷのピーク周波数をＦＦＴ部にて検出している。
［相関ピーク検出部２２：図９］
次に、相関ピーク検出部２２について図９を参照しながら説明する。図９は、相関ピーク検出部の構成ブロック図である。
相関ピーク検出部２２は、図９に示すように、マッチドフィルタ部１９からの相関検出値を入力し、１ｂｉｔ区間内のＭＡＸピーク位置をカウンタ値で検出する１ｂｉｔ区間ＭＡＸピーク位置検出部２２１と、検出されたＭＡＸピーク位置のカウンタ値と以前のＭＡＸピーク位置のカウンタ値を比較し、比較結果を出力するＭＡＸピーク位置比較部２２２と、入力される比較結果から相関ピークが検出されたならシンボル同期信号（相関ピーク検出信号：同期検出信号）を外部及び制御部２５に出力し、シンボル位相ズレについてのシンボル位相ズレ検出信号を微周波数ズレ検出部２４に出力するシンボル同期信号生成部２２３と、フリーランのカウンタ値を出力するフリーランカウンタ２２４とを備えている。
次に、相関ピーク検出部２２について図９を参照しながら説明する。図９は、相関ピーク検出部の構成ブロック図である。
相関ピーク検出部２２は、図９に示すように、マッチドフィルタ部１９からの相関検出値を入力し、１ｂｉｔ区間内のＭＡＸピーク位置をカウンタ値で検出する１ｂｉｔ区間ＭＡＸピーク位置検出部２２１と、検出されたＭＡＸピーク位置のカウンタ値と以前のＭＡＸピーク位置のカウンタ値を比較し、比較結果を出力するＭＡＸピーク位置比較部２２２と、入力される比較結果から相関ピークが検出されたならシンボル同期信号（相関ピーク検出信号：同期検出信号）を外部及び制御部２５に出力し、シンボル位相ズレについてのシンボル位相ズレ検出信号を微周波数ズレ検出部２４に出力するシンボル同期信号生成部２２３と、フリーランのカウンタ値を出力するフリーランカウンタ２２４とを備えている。
相関ピーク検出部２２は、マッチドフィルタ部１９からの相関検出データに対して、以下の処理手順で相関ピーク検出を行う。
第１に、検出処理開始からフリーランカウンタ２２４を起動する。
フリーランカウンタ２２４は、２５６ｋＨｚ／１ｂｉｔ長分＝５１２チップ／ｂｉｔでは４，０９６＝１２ｂｉｔカウンタである。
第１に、検出処理開始からフリーランカウンタ２２４を起動する。
フリーランカウンタ２２４は、２５６ｋＨｚ／１ｂｉｔ長分＝５１２チップ／ｂｉｔでは４，０９６＝１２ｂｉｔカウンタである。
第２に、１ｂｉｔ区間ＭＡＸピーク位置検出部２２１は、検出処理開始から１ｂｉｔ区間毎のＭＡＸ相関値を検出し、ＭＡＸ値が更新される毎にカウンタ値をメモリに格納する処理を行う。
第３に、検出処理開始から２ｂｉｔ区間分のＭＡＸ値の検出が完了してから、ＭＡＸピーク位置比較部２２２は、区間毎に２ｂｉｔの区間における相関ＭＡＸ値のカウンタ値比較を行い、比較結果をシンボル同期信号生成部２２３に出力する。
シンボル同期信号生成部２２３は、比較結果が所定範囲内（±３〜４カウント程度）のズレであれば、信憑性の高い相関ピークと判断し、シンボル同期信号（相関ピーク検出信号）を送出する。
［粗周波数ズレ検出部２３：図１０］
次に、粗周波数ズレ検出部２３について図１０を参照しながら説明する。図１０は、粗周波数ズレ検出部の構成ブロック図である。
粗周波数ズレ検出部２３は、キャリア復調データに対して、ＬＰＦ（Low Pass Filter）でノイズ除去を行い、ダウンサンプリング処理して、ＦＦＴ演算を行って累積処理し、ＭＡＸピーク位置の検出を行い、粗周波数ズレ検出データを出力する。
次に、粗周波数ズレ検出部２３について図１０を参照しながら説明する。図１０は、粗周波数ズレ検出部の構成ブロック図である。
粗周波数ズレ検出部２３は、キャリア復調データに対して、ＬＰＦ（Low Pass Filter）でノイズ除去を行い、ダウンサンプリング処理して、ＦＦＴ演算を行って累積処理し、ＭＡＸピーク位置の検出を行い、粗周波数ズレ検出データを出力する。
粗周波数ズレ検出部２３は、図１０に示すように、Ｉ成分のキャリア復調データを入力し、ＬＰＦとなるＦＩＲフィルタを用いてノイズ除去を行うノイズ除去部２３１ａと、Ｑ成分のキャリア復調データを入力し、ＬＰＦとなるＦＩＲフィルタを用いてノイズ除去を行うノイズ除去部２３１ｂと、ノイズ除去したＩ成分をダウンサンプリング処理するダウンサンプル部２３２ａと、ノイズ除去したＱ成分をダウンサンプリング処理するダウンサンプル部２３２ｂと、ダウンサンプリング処理したＩ成分とＱ成分についてＦＦＴ演算処理を行うＦＦＴ演算処理部２３３と、ＦＦＴ演算結果を累積処理する演算結果累積処理部２３４と、累積処理結果からＭＡＸピーク位置を検出するＭＡＸピーク位置検出部２３５とを備えている。
ダウンサンプル部２３２ａ，２３２ｂにおいて、ノイズ除去後のデータに対しては、３２，７６８Ｈｚのダウンサンプリング処理を行う。
ダウンサンプル後のデータに対して、親機−子機のＩＦキャリア周波数ズレ量に応じた残留周波数成分の検出を行う。
残留周波数成分の検出は、３２ポイントのＦＦＴ演算で行う。従って、検出周波数精度は、１，０２４Ｈｚとなる。
ダウンサンプル後のデータに対して、親機−子機のＩＦキャリア周波数ズレ量に応じた残留周波数成分の検出を行う。
残留周波数成分の検出は、３２ポイントのＦＦＴ演算で行う。従って、検出周波数精度は、１，０２４Ｈｚとなる。
本信号処理部では、検出精度を上げるため、複数回の検出結果の累計を取った上でピークの検出を行う。
１回の演算周期は、３２／３２，７６８≒１ｍｓｅｃであり、最大３２回までの累計を可能としている。
３２回の累計演算を行った場合の検出感度は、約１５ｄＢアップする。
そして、検出した粗周波数ズレ量をキャリアデータ生成部１６に供給する。
１回の演算周期は、３２／３２，７６８≒１ｍｓｅｃであり、最大３２回までの累計を可能としている。
３２回の累計演算を行った場合の検出感度は、約１５ｄＢアップする。
そして、検出した粗周波数ズレ量をキャリアデータ生成部１６に供給する。
［微周波数ズレ検出部２４：図１１］
次に、微周波数ズレ検出部２４について図１１を参照しながら説明する。図１１は、微周波数ズレ検出部の構成ブロック図である。
微周波数ズレ検出部２４は、受信データ復号部１８でのデータ復号処理を前に、分割相関処理による分割損（分割による感度劣化）の低減を目的に、周波数ズレ量をさらに少なくするため、高い精度の周波数検出を行う。
次に、微周波数ズレ検出部２４について図１１を参照しながら説明する。図１１は、微周波数ズレ検出部の構成ブロック図である。
微周波数ズレ検出部２４は、受信データ復号部１８でのデータ復号処理を前に、分割相関処理による分割損（分割による感度劣化）の低減を目的に、周波数ズレ量をさらに少なくするため、高い精度の周波数検出を行う。
微周波数ズレ検出部２４は、図１１に示すように、部分相関検出値を入力し、ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算処理部２４１と、ＦＦＴ演算結果からＭＡＸピーク位置を検出して微周波数ズレ検出データを出力するＭＡＸピーク位置検出部２４２とを備えている。
ＦＦＴ演算処理部２４１は、粗周波数検出部２３のＦＦＴ演算処理部２３３と同じ３２ポイントのＦＦＴ演算処理を行うが、ここでは相関ピークが検出されたときの３２分割相関処理データを入力して演算処理を行う。
粗周波数ズレの補正後もキャリア復調データには最大±５１２Ｈｚの残留ズレ成分が残っており、ピークが検出されたときの３２分割相関検出データにその残留ズレ成分が現れる。
そのため、ピークが検出されたときの当該相関データ（３２分割分＊Ｉ，Ｑ成分＝６４ポイント）に対してＦＦＴ演算を行うことで、その残留ズレ分の周波数検出を行うことができる。
そのため、ピークが検出されたときの当該相関データ（３２分割分＊Ｉ，Ｑ成分＝６４ポイント）に対してＦＦＴ演算を行うことで、その残留ズレ分の周波数検出を行うことができる。
ここで得られた微周波数ズレ値をキャリアデータ生成部１６へ供給する。
尚、微周波数ズレ検出部２４は、粗周波数ズレ検出部２３と同じ３２ポイントＦＦＴ演算回路のため、共用化が可能である。
尚、微周波数ズレ検出部２４は、粗周波数ズレ検出部２３と同じ３２ポイントＦＦＴ演算回路のため、共用化が可能である。
［受信処理の流れ］
以下、受信処理の流れの概略を簡単に説明する。
第１に、受信処理開始にてＡＤＣ制御部１１を介してキャリア復調部１５にてキャリア復調処理実施する。
第２に、キャリア復調処理データを粗周波数ズレ検出部２３及びマッチドフィルタ部１９へ供給し、粗周波数ズレ検出部２３で粗周波数ズレ量検出を行い、同時にマッチドフィルタ部１９で相関検出処理を、相関ピーク検出部２２で相関ピーク検出処理を行う。
以下、受信処理の流れの概略を簡単に説明する。
第１に、受信処理開始にてＡＤＣ制御部１１を介してキャリア復調部１５にてキャリア復調処理実施する。
第２に、キャリア復調処理データを粗周波数ズレ検出部２３及びマッチドフィルタ部１９へ供給し、粗周波数ズレ検出部２３で粗周波数ズレ量検出を行い、同時にマッチドフィルタ部１９で相関検出処理を、相関ピーク検出部２２で相関ピーク検出処理を行う。
第３に、粗周波数ズレを検出した場合、キャリアデータ生成部１６及びキャリア復調部１５においてそのズレ量を補正し、再度相関ピーク検出処理を行う。
第４に、相関ピーク検出部２２で相関ピークが検出された場合、そのピーク値に該当する分割相関の各検出値（３２分割分、Ｉ，Ｑ成分の計６４ポイント）を微周波数ズレ検出部２４に供給し、微周波数ズレ量の検出を行う。
第４に、相関ピーク検出部２２で相関ピークが検出された場合、そのピーク値に該当する分割相関の各検出値（３２分割分、Ｉ，Ｑ成分の計６４ポイント）を微周波数ズレ検出部２４に供給し、微周波数ズレ量の検出を行う。
第５に、微周波数ズレ量の検出結果から、再度、キャリアデータ生成部１６及びキャリア復調部１５においてＩＦキャリア周波数の補正を行った後、受信データ復号部１８にて同期ワードの検出を行い、更に受信データ復号処理を行う。
以上が、本信号処理部における受信処理の概要である。
以上が、本信号処理部における受信処理の概要である。
［通常のＢＥＲ特性：図１４］
通常のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性について図１４を参照しながら説明する。図１４は、通常のＢＥＲ特性を示す図である。
図１４に示すように、ＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式（同期ワード／ＲＥＦデータ拡散変調信号をＩＦキャリア変調としてＡＳＫ（振幅）変調し、送信データ拡散変調信号をＩＦキャリア変調としてＰＳＫ変調して加算する方式）に比べて、実施の形態に係るＰＳＫ−２段遅延検波方式（上記ＰＳＫ変調と９０°位相をずらしたＣＷとの直交変調方式）の方が、ＢＥＲ１％点で約２．２ｄＢの改善が見られる。
通常のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性について図１４を参照しながら説明する。図１４は、通常のＢＥＲ特性を示す図である。
図１４に示すように、ＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式（同期ワード／ＲＥＦデータ拡散変調信号をＩＦキャリア変調としてＡＳＫ（振幅）変調し、送信データ拡散変調信号をＩＦキャリア変調としてＰＳＫ変調して加算する方式）に比べて、実施の形態に係るＰＳＫ−２段遅延検波方式（上記ＰＳＫ変調と９０°位相をずらしたＣＷとの直交変調方式）の方が、ＢＥＲ１％点で約２．２ｄＢの改善が見られる。
［ＩＦキャリア周波数ズレ時のＢＥＲ特性：図１５］
ＩＦキャリア周波数ズレ時のＢＥＲ特性について図１５を参照しながら説明する。図１５は、ＩＦキャリア周波数ズレ時のＢＥＲ特性を示す図である。
図１５に示すように、ＢＥＲ１％特性におけるＩＦキャリア周波数ズレに関する劣化特性はほぼ変わらないものとなっていた。
ＩＦキャリア周波数ズレ時のＢＥＲ特性について図１５を参照しながら説明する。図１５は、ＩＦキャリア周波数ズレ時のＢＥＲ特性を示す図である。
図１５に示すように、ＢＥＲ１％特性におけるＩＦキャリア周波数ズレに関する劣化特性はほぼ変わらないものとなっていた。
［ＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式（別の例）の送信部変調処理波形：図１６］
次に、ＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式（別の例）に係る送信部の変調処理波形について図１６を参照しながら説明する。図１６は、別の例に係る送信部の変調処理波形を示す図である。
図１６に示すように、キャリア変調部１７においては、同期ワード／ＲＥＦデータ拡散変調信号のＩＦキャリア変調（ＡＳＫ変調）処理波形と送信データ拡散変調信号のＩＦキャリア変調（ＰＳＫ変調）処理波形とを加算して図１７の右側に示すＩＦキャリア変調波形を生成する。このように、キャリア変調部１７では、適正なＩＦキャリア変調が為される。
図１６に示すように、ＩＦキャリア変調波形は、ユーザデータの振幅が全体の１／２に制限されている。
次に、ＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式（別の例）に係る送信部の変調処理波形について図１６を参照しながら説明する。図１６は、別の例に係る送信部の変調処理波形を示す図である。
図１６に示すように、キャリア変調部１７においては、同期ワード／ＲＥＦデータ拡散変調信号のＩＦキャリア変調（ＡＳＫ変調）処理波形と送信データ拡散変調信号のＩＦキャリア変調（ＰＳＫ変調）処理波形とを加算して図１７の右側に示すＩＦキャリア変調波形を生成する。このように、キャリア変調部１７では、適正なＩＦキャリア変調が為される。
図１６に示すように、ＩＦキャリア変調波形は、ユーザデータの振幅が全体の１／２に制限されている。
［実施の形態に係る送信部変調処理波形：図１７］
次に、実施の形態（ＰＳＫ−２段遅延検波方式）に係る送信部変調処理波形について図１７を参照しながら説明する。図１７は、実施の形態に係る送信部変調処理波形を示す図である。
図１７に示すように、図１６のＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式と比べて、ＩＦキャリア変調波形は、３ｄＢ近くアップしたこととなり、ユーザデータの振幅が全体の幅と同じで、特性が高くなり、受信感度を改善できる。
次に、実施の形態（ＰＳＫ−２段遅延検波方式）に係る送信部変調処理波形について図１７を参照しながら説明する。図１７は、実施の形態に係る送信部変調処理波形を示す図である。
図１７に示すように、図１６のＰＳＫ−ＡＳＫ差動検波方式と比べて、ＩＦキャリア変調波形は、３ｄＢ近くアップしたこととなり、ユーザデータの振幅が全体の幅と同じで、特性が高くなり、受信感度を改善できる。
［実施の形態の効果］
本信号処理部及び無線機によれば、第１の差動符号化処理部が送信データについて１段目の差動符号化処理を行い、第２の差動符号化処理部が第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行い、拡散変調処理部が第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有するものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及びキャリア変調を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本信号処理部及び無線機によれば、第１の差動符号化処理部が送信データについて１段目の差動符号化処理を行い、第２の差動符号化処理部が第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行い、拡散変調処理部が第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調部と、送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有するものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及びキャリア変調を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本信号処理部及び無線機によれば、第１の分割累積処理部が同相成分の受信データについて１回目の相関処理を行い、第２の分割累積処理部が直交成分の受信データについて１回目の相関処理を行い、第１の遅延検波処理部が第１の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行い、第２の遅延検波処理部が第２の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行い、第３の分割累積処理部が第１の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行い、第４の分割累積処理部が第２の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行い、第３の遅延検波処理部が第３の分割累積処理部及び第４の分割累積処理部からの出力について２回目の遅延検波処理を行う受信データ復号部を備えるものであり、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調、キャリア変調及び受信データ復号を適正に行うことができ、受信感度を改善し、回路規模を縮小できる効果がある。
本発明は、ＩＦキャリア周波数ズレが発生しても極性判断を誤らず、拡散変調及び受信データ復号を適正に行うことができる信号処理部及び無線機に好適である。
１…無線機（親）、 ２…無線機（子）、 １１…ＡＤＣ制御部、 １２…ＡＧＣ部、 １３…ＡＰＣ／ＡＦＣ制御部、 １４…ＤＡＣ制御部、 １５…キャリア復調部、 １６…キャリアデータ生成部、 １７…キャリア変調部、 １８，１８′…受信データ復号部、 １９…マッチドフィルタ部、 ２０，２０′…拡散符号生成部、 ２１，２１′…拡散変調部、 ２２，２２′…相関ピーク検出部、 ２３，２３′…粗周波数ズレ検出部、 ２４，２４′…微周波数ズレ検出部、 １５１…ＩＦキャリア復調処理部、 １５２…高周波成分除去部、 １５３…ダウンサンプル部、 １６１…ＡＦＣ調整部、 １６２…インデックスカウンタ、 １６３…アドレスデコーダ、１６４…正弦波テーブル、 １７１…ＡＰＣ補正処理部、 １７２…ＩＦキャリア変調処理部、 １７３…加算器、 １７４…Signed→Unsigned変換部、 １８０…遅延回路、 １８１…移動平均部、 １８２…デジメーションフィルタ、 １８３…ハイパスフィルタ、 １８４…逆拡散部、 １８５…分割累積処理部、 １８６…遅延検波処理部、 １８７…累積処理部、 １８８…遅延検波処理部、 １８９…符号取り出し部、 １９１…ＲＡＭ読み出しアドレス生成部、 １９２…キャリア復調データ格納部、 １９３…拡散符号分割部、 １９４…逆拡散処理部、 １９５…累積処理部、 １９６…部分相関算出処理部、 １９７…全加算処理部、 １９８…シフトレジスタ、 ２０１…制御部、 ２０２…符号生成用パラメータテーブル、 ２０３…符号生成部、 ２０４…符号格納部、 ２０５…ＳＥＬ、 ２１１…差動符号化処理部、 ２１４…拡散変調処理部、 ２２１…１ｂｉｔ区間ＭＡＸピーク位置検出部、 ２２２…ＭＡＸピーク位置比較部、 ２２３…シンボル同期信号生成部、 ２２４…フリーランカウンタ、 ２３１…ノイズ除去部、 ２３２…ダウンサンプル部、 ２３３…ＦＦＴ演算処理部、 ２３４…演算結果累積処理部、 ２３５…ＭＡＸピーク位置検出部、 ２４１…ＦＦＴ演算処理部、 ２４２…ＭＡＸピーク位置検出部
Claims (5)
- 無線機の信号処理部において、
受信用のパラレルの拡散符号、送信用のシリアルの拡散符号、受信用のシリアルの拡散符号を出力する拡散符号生成部と、
受信データのキャリア復調データに対して前記受信用のパラレルの拡散符号を用いて逆拡散処理、全加算処理のマッチドフィルタリング処理を行い、相関検出値を出力するマッチドフィルタと、
前記相関検出値を入力し、相関ピークを検出する相関ピーク検出部と、
送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、前記第１の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、前記第２の差動符号化処理部からの出力を前記送信用のシリアルの拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、
送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部と、
前記キャリア復調データを入力し、前記受信用のシリアルの拡散符号を用いて相関処理を行い、受信データを復号する受信データ復号部とを備え、
前記キャリア変調部は、
同相成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第１の振幅補正処理部と、
直交成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第２の振幅補正処理部と、
前記第２の振幅補正処理部からの出力データと送信データ拡散変調信号とによりキャリア変調処理を行い、送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号を出力するキャリア変調処理部と、
前記第１の振幅補正処理部からの出力を送信データ拡散変調信号と９０°位相をずらした連続波として送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号に加算してキャリア変調データを出力する加算器とを有することを特徴とする信号処理部。 - 送信データについて１段目の差動符号化処理を行う第１の差動符号化処理部と、前記第1の差動符号化処理部からの出力について２段目の差動符号化処理を行う第２の差動符号化処理部と、前記第２の差動符号化処理部からの出力を拡散符号で拡散変調処理し、送信データ拡散変調信号を出力する拡散変調処理部とを備える拡散変調部と、
送信データ拡散変調信号と連続波とを直交変調するキャリア変調部とを有し、
同相成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第１の分割累積処理部と、
直交成分の受信データについて１回目の相関処理を行う第２の分割累積処理部と、
前記第１の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第１の遅延検波処理部と、
前記第２の分割累積処理部からの出力について１回目の遅延検波処理を行う第２の遅延検波処理部と、
前記第１の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第３の分割累積処理部と、
前記第２の遅延検波処理部からの出力について２回目の相関処理を行う第４の分割累積処理部と、
前記第３の分割累積処理部及び前記第４の分割累積処理部からの出力について２回目の遅延検波処理を行う第３の遅延検波処理部とを有する受信データ復号部を備えることを特徴とする信号処理部。 - キャリア変調部は、
同相成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第１の振幅補正処理部と、
直交成分の送信用ＩＦキャリアデータを振幅制御補正信号により振幅補正処理を行う第２の振幅補正処理部と、
前記第２の振幅補正処理部からの出力データと送信データ拡散変調信号とによりキャリア変調処理を行い、送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号を出力するキャリア変調処理部と、
前記第１の振幅補正処理部からの出力を送信データ拡散変調信号と９０°位相をずらした連続波として送信データ拡散変調信号のキャリア変調処理信号に加算してキャリア変調データを出力する加算器とを有することを特徴とする請求項２記載の信号処理部。 - キャリア変調処理部におけるキャリア変調処理は、ＰＳＫ変調であることを特徴とする請求項３記載の信号処理部。
- 請求項２記載の拡散変調部と、請求項２乃至４のいずれか記載のキャリア変調部と、請求項２記載の受信データ復号部とを備える信号処理部を有することを特徴とする無線機。
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