KR20120007867A - 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명의 실시예에는 예컨대 제로크로싱복조를 기반으로 하여 지그비 등의 근거리 통신을 수행하는 무선통신용 수신기에서 하드웨어의 복잡도를 줄이면서 동시에 룩업 테이블 형태로 저장된 LLR 값을 이용해 복조를 수행하여 무선통신용 수신기의 성능을 개선하려는 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기는 RF 신호를 수신하여 채널주파수 대역신호로 변환하여 출력하는 RF 신호처리부: 및 상기 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하여 정보를 갖는 임의의 단위 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수 및 상기 제로크로싱 개수의 총시간을 추출하고, 상기 제로크로싱 개수 및 상기 총시간을 이용하여 LLR 값을 선택 및 출력하는 복조부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법{Zero Crossing Demodulation based Receiver and Driving Method Thereof}

본 발명의 실시예에는 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법에 관한 것이다. 더 상세하게는 예컨대 제로크로싱복조를 기반으로 하여 지그비(Zigbee) 등의 근거리 통신을 수행하는 무선통신용 수신기에서 하드웨어의 복잡도를 줄이면서 동시에 룩업 테이블 형태로 저장된 LLR(Log-likelihood ratio) 값을 이용해 복조를 수행하여 무선통신용 수신기의 성능을 개선하려는 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법에 관한 것이다.

일반적으로 오디오 기기나 휴대용 전화기 등에서 제공되는 오디오 또는 음성신호를 제한된 거리 내에서 디지털 방식으로 전송하고 수신할 수 있는 음성 및 음향 신호의 근거리 전송을 위한 디지털 송수신 장치는 송신단에서 FM(Frequency Modulation), AM(Amplitude Modulation), FSK(Frequency Shift Keying), ASK(Amplitude Shift Keying), MSK(Minimum Shift Keying) 및 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 등의 방식을 사용하여 신호를 전송하고, 수신단에서는 송신단의 전송 신호를 수신하여 복조하는 방식으로 신호 처리가 이루어진다.

그 중 FSK는 일정 진폭의 정현파의 주파수를 두 가지로 정하여 데이터가 1 혹은 0으로 변함에 따라 두 개의 주파수 중 할당된 주파수를 상대측에 보내는 변조 방식이다. 예를 들어 FSK는 2진 FSK일 경우 0과 1에 대해 디지털 신호에 대응하여 반송파의 주파수를 다르게 하여 전송하는 방식으로, 중심주파수를 삽입한 고주파수와 저주파수 2개의 주파수에 2진수 1과 0을 대응시켜 전송하는 방식이다.

이와 같은 FSK는 ASK보다 에러에 강하고 회로도 비교적 간단하기 때문에 데이터 전송에서 많이 사용된다. 이러한 FSK는 구성이 용이하고 비교적 원거리 전송에 강하여 공중통신망(PSTN)에서 많이 이용된다. 주로 FSK는 비동기식으로 200 bps 이하의 비교적 저속의 데이터 전송에 많이 이용된다.

도 1은 일반적인 무선통신시스템의 구조를 나타내는 도면이고, 도 2는 도 1의 송신장치에서 전송되는 데이터 신호의 일 예를 나타내는 파형이다.

도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이, 무선통신시스템은 데이터 신호를 변조하여 전송하는 송신장치(100) 및 송신장치(100)에서 전송한 데이터 신호를 수신하여 복조하는 수신장치(110)를 포함한다.

여기서, 송신장치(100)는 FSK 방식의 경우, 도 2에 도시된 바와 같이 비트 1은 높은 주파수로 0은 낮은 주파수에 대응시켜 변조시키고 이렇게 변조한 데이터 신호를 수신장치(110)로 전송한다.

또한 FSK 방식의 수신장치(110)는 송신장치(100)에서 전송한 데이터 신호를 수신하여 기정해진 기준값보다 큰 고주파의 경우에는 1에 대응시키고, 기준값보다 작은 저주파의 경우에는 0에 대응시키는 방법으로 디지털 데이터를 복조한다.

결과적으로 이러한 수신장치(110)에서는 주파수로부터 얼마나 정확하게 그리고 얼마나 간단하게 디지털 데이터를 복조하는가가 가장 중요하게 고려된다. 이에 FSK 방식 등의 수신장치(110)는 다양한 복조 방식이 사용될 수 있을 것이다.

현재에는 데이터를 정확하게 검출하기 위한 일환으로서 제로크로싱복조(zero crossing demodulation) 방식이 잘 알려진 바 있다. 여기서 제로크로싱이란 주로 전자회로의 안정된 제어 및 사운드포지 프로그램 등에서 많이 사용되는 개념이다. 다시 말해 전자회로에서는 교류전압이 사인파 형상을 하고 있는데 전압이 O V를 지나가는 순간을 검출하여 이 지점에 온오프를 컨트롤하여 급격한 전류의 변화를 방지하기 위해서 사용되며, 사운드포지 프로그램에서 특정 음향의 파형을 불러왔을 때 시간의 축에 따라 음의 파형의 값이 양의 값과 음의 값을 오르내리는 경우, 이때 음의 크기가 0 이 되는 점을 제로크로싱이라고 하여, 편집시에 이 제로크로싱 점에서 다른 제로크로싱 점까지 자르게 되어 앞뒤에다 붙이는 용도로 사용된다.

그런데 제로크로싱복조를 이용하는 이러한 종래의 수신기(110)는 수신된 데이터 신호를 고주파 1과 저주파 0으로만 대응시켜 데이터를 복조하므로 해상도와 같은 서비스 품질 등의 면에서 시스템의 성능이 여전히 개선되지 못하고 있다.

본 발명의 실시예는 예컨대 지그비 등의 근거리통신을 수행하는 무선통신용 수신기에서의 신호 복조시 메모리에 룩업 테이블 형태로 저장된 소프트(soft)한 LLR 값들에 근거하여 신호 복조가 이루어지도록 하는 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법을 제공함에 그 목적이 있다.

본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기는 RF(Radio Frequency) 신호를 수신하여 채널주파수 대역신호로 변환하여 출력하는 RF 신호처리부: 및 상기 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하여 정보를 갖는 임의의 단위 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수 및 상기 제로크로싱 개수에 대한 총시간을 추출하고, 상기 제로크로싱 개수 및 상기 총시간에 상응하는 LLR(Log-likelihood Ratio) 값을 출력하는 복조부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법은 RF(Radio Frequency) 신호를 수신하여 변환한 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하고, 상기 제로크로싱포인트의 검출 정보를 이용하여 데이터 정보를 갖는 임의의 단위 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수 및 상기 제로크로싱 개수의 총시간을 산출하는 단계; 상기 제로크로싱 개수를 메모리부에 저장된 제1 비교값과 비교하여 상기 제로크로싱 개수가 상기 제1 비교값의 범위를 벗어나는지를 판단하는 단계; 상기 제로크로싱 개수가 상기 제1 비교값의 범위를 벗어나지 않는 경우, 상기 제로크로싱 개수에 매칭되는 상기 제1 비교값의 열을 따라 상기 메모리부에 저장된 제2 비교값을 상기 총시간과 각각 비교하여 상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 작은지를 판단하는 단계; 및 상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 작은 경우, 상기 제2 비교값에 매칭되는 LLR(Log-likelihood Ratio) 값을 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따르면, 무선통신용 수신기의 신호 복조시 소프트한 LLR 값들을 이용하여 신호를 복조하게 되므로 하드웨어의 복잡도를 증가시키지 않으면서 동시에 시스템의 성능을 개선할 수 있을 것이다. 즉 비용 대비 효율을 증대시킬 수 있다.

도 1은 일반적인 무선통신시스템의 구조를 나타내는 도면,
도 2는 도 1의 송신장치에서 전송되는 데이터 신호의 일 예를 나타내는 파형도,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기의 구조를 나타내는 도면,
도 4는 도 3의 복조부에서의 제로크로싱포인트 검출, 제로크로싱 개수 판단 및 델타값 합산 과정을 설명하기 위한 도면,
도 5는 도 3의 메모리부에 저장된 LLR 값의 계산기법을 설명하기 위한 도면,
도 6은 도 3의 복조부에서의 신호 복조 과정을 나타내는 도면이다.

이하, 본 발명의 실시 예에 대한 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시될 수 있으므로 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략할 것이다.

또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기의 구조를 나타내는 도면이고, 도 4는 도 3의 복조부에서의 제로크로싱포인트 검출, 제로크로싱 개수 판단 및 델타값 합산 과정을 설명하기 위한 도면이다.

도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기는 RF 신호처리부(310) 및 복조부(320)를 포함한다. 또한 제로크로싱복조 기반 수신기는 RF 신호를 수신하기 위한 수신안테나(300)를 더 포함할 수 있다.

RF 신호처리부(310)는 수신안테나(300)를 통해 수신한 RF 신호를 채널주파수 대역신호로 변환하여 출력한다. 예를 들어 본 발명의 실시예에 따른 RF 신호처리부(310)는 저잡음 증폭기(LNA)(311), 믹서(313) 및 대역통과필터(BPF)(315)를 포함할 수 있다. 저잡음 증폭기(311)는 RF 신호의 노이즈를 제거하고 소신호인 RF 신호를 증폭시켜 출력하며, 믹서(313)는 증폭된 RF 신호와 외부의 국부 발진기(local oscillator)에서 제공된 국부발진신호를 혼합하여 기저대역의 신호를 출력하며, 대역통과필터(315)는 기저대역신호에서 채널주파수 대역신호를 선택하여 출력한다.

이와 같은 RF 신호처리부(310)는 본 발명의 실시예에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 다시 말해, 본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱복조 기반 수신기가 예컨대 지그비 통신을 수행하기 위한 장치에 적용되는 경우라면 RF 신호처리부(310)는 MSK 수신기의 일부를 구성할 수도 있을 것이다. 여기서, MSK 수신기는 송신기에서 OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying) 변조하여 제공한 신호를 수신하여 신호 처리하거나, DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 기반의 MSK 변조 과정을 통해 제공한 신호를 수신하여 처리하는 과정, 그리고 MSK 방식에 의해 변조된 신호를 FSK 복조 과정을 통해 수신하는 것을 나타낸다. 통상적으로 MSK 신호는 펄스 쉐이핑 필터(pulse shaping filter)로 사인 필터(sine filter)를 채용한 OQPSK 방식으로 발생한다. 여기서, 사인 필터의 극성에 따라 발생하는 MSK 신호는 2가지 형태로 분류되는데, 첫 번째 형태의 경우는 사인 필터를 사용하며 두 번째 형태의 경우에는 사인에 절대값을 취한 후 필터링을 수행하는 방식이다. 이러한 차이에 의해 MSK의 2가지 형태는 입력된 데이터와 발생된 신호의 주파수 간에 전혀 다른 대비를 보여주게 된다.

한편 복조부(320)는 RF 신호처리부(310)의 출력신호, 즉 대역통과필터(315)의 채널주파수 대역신호를 수신한 후 디지털 변환하여 출력한다. 더 정확히 말해, 복조부(320)는 채널주파수 대역신호로부터 정확한 디지털 데이터를 복원하기 위하여 예를 들어 채널주파수 대역신호의 제로크로싱포인트(t₁ ~ t_n+1)를 검출(혹은 계산)하고, 제로크로싱포인트(t₁ ~ t_n+1)에 대한 검출 정보에 근거하여 임의의 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수(Z_δ,n) 및 제로크로싱 개수(Z_δ,n)에 대한 시간의 총합(△n)을 산출하며, 제로크로싱 개수(Z_δ,n) 및 시간의 총합(△n)에 상응하여 가령 룩업 테이블(LUT) 상에서 선택된 7개의 부호어로 표현되는 LLR 값들 중 하나의 LLR 값을 이용해 디지털 데이터를 복원하게 된다.

디지털 수신기에서 대개 신호들의 고정 소수점 표기는 부동 소수점 표기보다 선호된다. 이에 따라 LLR 값들은 어떤 비트들의 수로 제한되어야 하는데, 이러한 전제 조건들은 본 발명의 실시예에서와 같이 지그비 등을 이용하는 제로크로싱복조 기반 수신기에서 룩업 테이블을 사용함으로써 수행될 수 있고, 이때 본 발명의 실시예에서는 각 LLR 값의 폭을 3 비트로만 제한할 수 있는 것을 예시하고 있다.

도 3 및 도 4를 참조하여 좀더 구체적으로 살펴보면, 본 발명의 실시예에 따른 복조부(320)는 제로크로싱포인트 검출부(321), 제로크로싱 정보 산출부(323), 제어부(325) 및 메모리부(327)를 포함하며, LLR 심볼 디코딩부(329)를 더 포함할 수 있다. 제로크로싱포인트 검출부(321)는 카운터를 포함할 수 있으며 카운터에서 제공되는 클럭신호 주파수(F_CLE)를 이용하여 RF 신호처리부(310)에서 제공된 채널주파수 대역신호의 제로크로싱포인트(t₁~ t_{n +1})를 검출할 수 있다. 제로크로싱 정보 산출부(323)는 제로크로싱 개수 판단부(323a) 및 델타값 합산부(323b)를 포함하며, 제로크로싱 개수 판단부(323a)에서는 제로크로싱포인트 검출부(321)에서 제공된 제로크로싱 관련 검출 정보로부터 임의의 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수(Z_δ,n)를 판단하고, 델타값 합산부(323b)에서는 제로크로싱 포인트(t₁~ t_{n +1}) 간 간격인 각각의 델타(δ₁ ~ δ_n)에 대한 시간의 총 합(△n)을 계산한다. 또한 제어부(325)는 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공한 제로크로싱 개수(Z_δ,n) 및 시간의 총 합(△n)에 근거하여 그에 상응하는 LLR 값을 메모리부(327)로부터 제공받아 출력한다. 메모리부(327)는 예컨대 룩업 테이블 형태로서 제로크로싱 개수(Z_δ,n)와 비교하기 위한 제1 비교값 및 시간의 총 합(△n)과 비교하기 위한 제2 비교값에 각각 매칭되는 LLR 값을 저장한다. 이로 인해 메모리부(327)는 제어부(325)에서 제공하는 임의의 심볼(n)에 대한 제로크로싱의 개수(Z_δ,n) 및 시간의 총 합(△n)에 맵핑되는 LLR 값을 선택하여 제어부(325)에 제공한다. 그리고 LLR 심볼 디코딩부(329)는 제어부(325)에서 제공한 LLR 값들을 디코딩하여 가령 32 비트의 비트 스트림을 출력한다.

본 발명의 실시예에 따른 복조부(320)는 임의의 차이값(temporal difference) 즉 델타(δm)를 제로크로싱포인트 검출부(321)를 통해 얻는다. 이러한 델타(δm)들은 변조된 신호의 역 순시 주파수(f_{i ,m})에 대응한다. 여기서, 어떤 심볼과 연계된 제로크로싱들의 수 및 위치(position)가 OQPSK 기저대역 신호의 위상에 의해 지배될 뿐 아니라 중간 주파수 신호의 위상에 의해 지배되고, 또 심볼들은 서로 독립적이기 때문에 지수 m은 심볼 지수에 대응하지는 않는다. 따라서, 본 발명의 실시예에서 심볼들과 연계된 제로크로싱 개수(Z_δ,n)는 다를 수 있다.

도 5는 도 3의 메모리부에 저장된 LLR 값의 계산기법을 설명하기 위한 도면이다.

도 5를 도 3과 함께 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라 메모리부(327)에 저장된 룩업 테이블 형태의 LLR 값들은 실질적으로 제로크로싱복조 기반 수신기로 수신되는 신호의 노이즈를 고려하여 계산된 값들을 나타낸다.

예를 들어, 송신기에서 지그비 통신의 IEEE 802.15.4 규격으로 구체화되어 있는 MSK와 동일한 반정현파(half-sine) 펄스 형태를 갖는 기존의 OQPSK 변조 방식으로 신호를 전송한다고 가정하자. 이때 만약 완벽한 심볼 동기가 추정되면, 2개의 뚜렷한 순시 주파수 f⁺ 및 f^-가 존재하게 된다. 이러한 순시 주파수 f⁺ 와 f^- 는 중간 주파수(f_IF)의 주변에 집중되어 위치한다.

이때 MSK 변조 지수(h)가 1/2이고, 심볼 주파수 fs를 갖는다고 가정하면, 변조된 신호의 주파수 편이(△f)는 fs/4가 된다. 따라서 순시 주파수 f⁺ 와 f^- 는 <수학식 1>과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 1]

f⁺ = f_IF + fs/4,

f^- = f_IF - fs/4

델타(δm)들을 발생하는 제로크로싱포인트 검출부(321)의 카운터는 주파수 f_CLK에서 동작한다. 따라서, 모든 주파수들은 <수학식 2> 및 <수학식 3>와 같이 심볼 주파수 fs로 정형화하여 표현할 수 있다.

[수학식 2]

F_IF = f_IF/fs

[수학식 3]

F_CLK = f_CLK/fs

<수학식 1> 내지 <수학식 3>에 근거하여, 순시 주파수 f⁺ 와 f^- 는 <수학식 4>와 같이 다시 표현할 수 있다.

[수학식 4]

F⁺ = F_IF + 1/4,

F^- = F_IF - 1/4

본 발명의 실시예에서와 같이 LLR 값들을 계산할 때, 노이즈 처리에 대한 조건부 확률 밀도가 고려된다. 예를 들어 AWGN(additive white Gaussian noise)은 수신 신호의 복잡한 기저대역에서의 노이즈 처리를 기술하는 것이다. 이러한 AWGN은 순시 주파수 영역으로 변환, 즉 진폭 노이즈가 위상 또는 주파수 노이즈로 변환되어야 한다. 가령 MSK 변조 신호들이 Tikhonov 분포 위상 노이즈 처리를 보여준다는 것은 문헌들에 공지된 바 있다. 문헌들에 의하면, MSK 변조 신호들의 주파수 분포는 정규 분포(normal distribution)에 의해 모형화될 수 있다는 것을 보여준다.

그러므로 수신기에서 관측된 실효 순시 주파수(F_ie = f_ie / f_s)에 대한 두 개의 조건부 확률 밀도는 <수학식 5> 및 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

여기에서, F_ie = Fi / Fn이고, Fn은 주파수 노이즈에 의해 야기된 순시 주파수의 편차이다.

따라서 <수학식 5> 및 <수학식 6>을 이용해 LLR 값을 계산해 낼 수 있는데, 관계식은 <수학식 7>과 같다.

[수학식 7]

<수학식 7>에 근거하여 LLR 값은 도 5에서와 같이 노이즈 변화(variance)에 좌우되는 경사 직선을 갖는 것을 알 수 있다. 만약 LLR 값들의 계산시 양자화 레벨 등을 고려함으로써 직선이 클립핑된(clipped) 형태 또는 계단 형태를 갖게 된다면 경사진 직선은 무시되어도 좋을 것이다.

이러한 LLR 값들은 Q 비트 상수(integer)들로 표현될 수 있다. 비편향된(unbiased) LLR 범위를 갖기 위하여 하나의 부호어가 사용되는 것이 아니라, 즉 LLR 범위는 [- 2 ^Q-1 + 1; 2 ^Q-1 - 1]에서 사용될 것이다.

<수학식 7>은 LLR을 정상적인 유효 순시 주파수의 함수로 표현한 것이다. 앞서 언급한 대로, 제로크로싱복조 기반 수신기는 유효 순시 주파수에 반비례하는 델타값들을 얻게 된다. 이에 역(혹은 반전) 동작을 피하기 위하여, 본 발명의 실시예에서는 복조부(320)의 델타 값들을 각자의 LLR 값들에 맵핑하기 위한 룩업 테이블 형태를 사용한다.

어떤 심볼(n)을 위해 이용가능한 델타들의 수(Z_δ,n)는 정상적인 중간 주파수에 의해 결정된 하나의 범위(혹은 영역)에서 달라진다. 정상적인 중간 주파수는 실질적으로 심볼 당 제로크로싱의 평균 수(

)와 일치한다. △n = Σδ_i는 어떤 심볼(n)에 연계된 델타의 합이라 정의하자. 가수(addends)들의 수는 실질적으로 그 심볼의 제로크로싱 개수(Z_δ,n)와 동일하다.

본 발명의 실시예에 따라 복조부(320), 더 정확하게는 제로크로싱 정보 산출부(323)는 한 쌍의 (△n, Z_δ,n)을 얻게 되며, 유효 중간 주파수는 <수학식 8>과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 8]

F_ie = F_CLK · Z_δ,n / △n

<수학식 8>과 <수학식 9>의 시스템 파라미터들을 적용하여 <표 1>에서와 같은 룩업 테이블 상의 값들을 얻을 수 있다.

[수학식 9]

F_IF = 2 [㎒]

F_CLK = 32 [㎒]

Q = 3 [level]

여기서, F_IF는 중간주파수, F_CLK는 클럭신호 주파수, Q는 양자화 레벨이다.

<표 1>에서 볼 때, LLR 들은 7 개의 부호어로서, 3 비트 상수들로 나타내어진다. 0을 포함하는 7 개의 부호어들만이 실제로 비편향 영역을 얻는 데 사용된다. 그래서 LLR들은 [-3; 3]의 범위에 있게 된다.

F_IF가 충분히 작으며, 룩업 테이블에서 작은 범위의 Z_δ,n , 즉 [

+ 1;

- 1]의 범위에서 다루어지기에 충분하다. 실질적인 제로크로싱의 개수가 룩업 테이블에서 다루어질 수 있는 범위를 초과한다면, 전반적 비트 에러 동작을 현저하게 감소하지 않는 한 <수학식 10>이 적용될 수 있을 것이다.

[수학식 10]

<수학식 10>을 적용함에 따라 복조부(320)는 다음과 같이 동작할 수 있다.

복조부(320)는 먼저 제로크로싱 정보 산출부(323)를 통해 한 쌍의 (△n, Z_δ,n)을 산출한다.

이어 제어부(325)는 Z_δ,n에 근거하여 <표1>의 룩업 테이블 상의 상측 해당 칼럼(column)으로 가거나, 범위를 벗어나면 <수학식 10>에 근거하여 동작한다. 이때 Z_δ,n는 제로크로싱 개수에 관련된 룩업 테이블상의 제1 비교값과 비교된다.

제어부(325)는 해당 Z_δ,n을 선택한 후 첫째 열부터 출발하여 아래로 내려가면서 △n이 룩업 테이블에 저장된 값보다 작은지를 점검한다. 이때, △n에 비교되는 룩업 테이블에 저장된 값은 제2 비교값이며, 제2 비교값은 제로크로싱 개수에 대한 총시간을 나타낸다.

만약 △n이 제2 비교값보다 작은 것으로 판단되면 제어부(325)는 현재 열의 △n에 대응하는 해당 Λ_LUT을 선택하여 출력한다.

<표 1>에 나타낸 바 있는 룩업 테이블 상의 값들은 완벽한 부동 소수점 한계(threshold)를 나타낸다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 나온 △n 값들이 정수이므로, 그러한 값들은 적절히 변환하여 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 다시 말해, △n 값이 15.1 또는 15.6일 때, 제로크로싱 정보 산출부(323)는 15.1 또는 15.6의 △n 값을 15로 변환하거나, 또는 소수점 이하를 반올림 적용하여 15.1은 15로, 또 15.6은 16으로 변환할 수 있을 것이다.

도 6은 도 3의 복조부에서의 신호 복조 과정을 나타내는 도면이다.

도 6을 도 3과 함께 참조하면, 복조부(320)의 제로크로싱 정보 산출부(323)는 RF 신호처리부(310)에서 제공하는 신호, 예컨대 채널주파수 대역신호를 수신하여 채널주파수 대역신호 및 클럭신호 주파수를 이용하여 한 쌍의 (△n, Z_δ,n)을 산출한다(S601). 여기서, Z_δ,n은 제로크로싱의 개수로서 제로크로싱 정보 산출부(323)의 제로크로싱 개수 판단부(323a)에서 산출될 수 있고, △n은 제로크로싱 개수의 시간에 대한 총합으로서, 제로크로싱 정보 산출부(323)의 델타값 합산부(323b)에서 산출될 수 있다.

이어 제어부(325)는 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공하는 Z_δ,n이 메모리부(327)에 저장된 룩업 테이블 상의 범위를 벗어나는지 판단한다(S603). 다시 말해, 노이즈에 따라 다르게 나타날 수 있는 룩업 테이블 상의 제로크로싱 개수가 1 내지 3인 경우에 대하여만 저장되어 있기 때문에 제로크로싱 개수가 4인 경우 혹은 제로크로싱 개수가 0인 경우에 대하여는 판단할 수 없게 된다. 이러한 제로크로싱의 개수는 파라미터를 어떻게 설계하느냐에 따라 얼마든지 변경될 수 있는 것이므로 본 발명의 실시예에서는 이에 특별히 한정하지는 않을 것이다. 다시 말해, 룩업 테이블 상의 제로크로싱 개수는 2 ~ 4의 범위에 있도록 설계될 수도 있을 것이다.

또한 제어부(325)는 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공하는 Z_δ,n이 룩업 테이블 상의 범위를 벗어나지 않는다고 판단되면, 룩업 테이블 상에서 매칭되는 컬럼, 즉 Z_δ,n을 선택한다(S605). 여기서 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공하는 Z_δ,n와 비교되는 룩업 테이블 상의 제로크로싱 개수는 제1 비교값이 된다.

그리고 제어부(325)는 선택된 Z_δ,n의 해당 열을 따라 내려가면서 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공한 △n이 룩업 테이블 상에 저장된 제2 비교값, 즉 △n보다 작은지를 판단한다(S607).

만약 △n이 제2 비교값보다 작은 것으로 판단되면 제어부(325)는 현재의 △n에 대응하는 Λ_LUT을 출력하게 된다(S609).

이와 같이 선택된 Λ_LUT는 가령 LLR 심볼 디코딩부(329)에 제공되어 디지털 데이터로 복원될 것이다.

반면, 제어부(325)는 S603 단계에서 Z_δ,n이 룩업 테이블 상의 제1 비교값의 범위를 벗어나게 되면, 룩업 테이블 상의 Λ_LUT 중 최대값 혹은 최소값의 하나를 선택하여 출력할 수 있다(S611). 이는 <수학식 10>에 나타낸 바 있으며, 본 발명의 실시예에서는 이를 제1 알고리즘을 수행하는 것으로 명명한다.

또한 제어부(325)는 S607 단계에서 제로크로싱 정보 산출부(323)에서 제공한 △n이 룩업 테이블 상에 저장된 제2 비교값, 즉 △n보다 크게 되면 해당 Λ_LUT을 선택하는 것이 아니라, 예를 들어 해당 Λ_LUT의 상측 또는 하측에 위치하는 Λ_LUT 중 하나를 선택하여 출력할 수도 있을 것이다(S613). 본 발명의 실시예에서는 이를 제2 알고리즘을 수행하는 것이라 명명한다.

이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

그리고, 명세서상에 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

본 발명의 실시예에는 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법에 적용 가능한 것으로서, 본 발명의 실시예에 따르면 무선통신용 수신기의 신호 복조시 소프트한 LLR 값들을 이용하여 신호를 복조하게 되므로 하드웨어의 복잡도를 증가시키지 않으면서 동시에 시스템의 성능을 개선할 수 있을 것이다.

100: 송신장치 110: 수신장치
300: 수신안테나 310: RF 신호처리부
311: LNA 313: 믹서
315: BPF 320: 복조부
321: 제로크로싱포인트 검출부 323: 제로크로싱 정보 산출부
323a: 제로크로싱 개수 판단부 323b: 델타값 합산부
325: 제어부 327: 메모리부
329: LLR 심볼 디코딩부

Claims (10)

1. RF(Radio Frequency) 신호를 수신하여 채널주파수 대역신호로 변환하여 출력하는 RF 신호처리부: 및
   상기 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하여 정보를 갖는 임의의 단위 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수 및 상기 제로크로싱 개수의 총시간을 추출하고, 상기 제로크로싱 개수 및 상기 총시간에 상응하는 LLR(Log-likelihood Ratio) 값을 출력하는 복조부를
   포함하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기.
2. 제1항에 있어서,
   상기 복조부는,
   상기 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하는 제로크로싱 검출부;
   상기 제로크로싱포인트의 검출 정보를 이용하여 상기 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수를 판단하는 제로크로싱 개수 판단부;
   상기 제로크로싱포인트의 검출 정보를 이용하여 상기 총시간을 추출하는 델타값 합산부;
   상기 LLR 값을 룩업 테이블 형태로 기저장하는 메모리부; 및
   상기 제로크로싱 개수 및 상기 총시간에 상응하는 상기 LLR 값을 선택하여 출력하는 제어부를
   포함하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기.
3. 제2항에 있어서,
   상기 복조부는 LLR 심볼 디코딩부를 더 포함하며,
   상기 LLR 심볼 디코딩부는 상기 제어부에서 제공한 LLR 값을 디코딩하여 디지털 데이터로 변환 및 출력하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기.
4. 제1항에 있어서,
   상기 LLR 값은 Q 비트의 상수로 표현되며, 상기 LLR 값의 범위는 [- 2 ^Q-1 + 1; 2 ^Q-1 - 1]의 범위에 있는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기.
5. 제1항에 있어서,
   상기 임의의 단위 심볼(n)에 연계된 상기 제로크로싱 개수는 서로 다른 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기.
6. RF(Radio Frequency) 신호를 수신하여 변환한 채널주파수 대역신호로부터 제로크로싱포인트를 검출하고, 상기 제로크로싱포인트의 검출 정보를 이용하여 데이터 정보를 갖는 임의의 단위 심볼(n)에 대한 제로크로싱 개수 및 상기 제로크로싱 개수의 총시간을 산출하는 단계;
   상기 제로크로싱 개수를 메모리부에 저장된 제1 비교값과 비교하여 상기 제로크로싱 개수가 상기 제1 비교값의 범위를 벗어나는지를 판단하는 단계;
   상기 제로크로싱 개수가 상기 제1 비교값의 범위를 벗어나지 않는 경우, 상기 제로크로싱 개수에 매칭되는 상기 제1 비교값의 열을 따라 상기 메모리부에 저장된 제2 비교값을 상기 총시간과 각각 비교하여 상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 작은지를 판단하는 단계; 및
   상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 작은 경우, 상기 제2 비교값에 매칭되는 LLR(Log-likelihood Ratio) 값을 출력하는 단계를
   포함하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법.
7. 제6항에 있어서,
   상기 LLR 값을 출력하는 단계는 상기 LLR 값을 제공받아 LLR 심볼 디코딩하여 디지털 데이터로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법.
8. 제6항에 있어서,
   상기 제1 비교값 및 상기 제2 비교값은 상기 메모리부에 룩업 테이블 형태로 저장된 제로크로싱 개수 및 총시간 정보를 각각 포함하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법.
9. 제6항에 있어서,
   상기 제1 비교값의 범위를 벗어나는지를 판단하는 단계는,
   상기 제로크로싱 개수가 상기 제1 비교값의 범위를 벗어나는 경우, 상기 LLR 값들 중 최대값 또는 최소값을 출력하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법.
10. 제6항에 있어서,
    상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 작은지를 판단하는 단계는,
    상기 총시간이 상기 제2 비교값보다 큰 경우, 상기 제2 비교값에 매칭되는 LLR 값보다 한 단계 높거나 낮은 LLR 값을 출력하는 것을 특징으로 하는 제로크로싱복조 기반 수신기의 구동 방법.

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