JP2926988B2 - 位相補償方法および装置 - Google Patents
位相補償方法および装置Info
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- JP2926988B2 JP2926988B2 JP5516525A JP51652593A JP2926988B2 JP 2926988 B2 JP2926988 B2 JP 2926988B2 JP 5516525 A JP5516525 A JP 5516525A JP 51652593 A JP51652593 A JP 51652593A JP 2926988 B2 JP2926988 B2 JP 2926988B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/02—Details
- H03D1/04—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、一般に無線受信機に関し、さらに詳しく
は、非理想的電圧リミタを用いる復調器における位相補
償に関する。
は、非理想的電圧リミタを用いる復調器における位相補
償に関する。
発明の背景 デジタルまたはアナログ位相変調方式を用いる従来の
無線システムでは、受信信号の位相はゼロ交差情報を利
用して抽出できる。とくに、中間周波数（IF）における
受信信号は入力として電圧リミタに印加される。次に、
システムは電圧リミタの出力をデジタル符号化位相情報
に変換する。この制限された受信信号をデジタル化する
一つの方法として、信号をゼロ交差レベルで標本化する
方法がある。一般に、システムは電圧制限された受信信
号を正または負のゼロ交差レベルで標本化する。第６図
は、受信信号701および電圧制限信号705を示す。電圧リ
ミタは、内部電圧閾値Vt703を有する。電圧リミタの出
力信号は、以下の入出力特性によって規定される ただし、VhおよびVLはそれぞれ高論理レベルおよび低論
理レベルである。理想的なリミタの場合、Vtはゼロに等
しい。しかし、製造公差の相違や温度による部品のばら
つきにより、理想的な電圧リミタを大量生産することは
困難である。電圧閾値Vtがゼロに等しくないと、正およ
び負のゼロ公差は厳密に180度の位相のずれが生じず、
リミタの出力信号は非対称的になる。この非対称的によ
り、負のゼロ公差における位相に対して正のゼロ公差に
おける位相に差が生じる。これを非対称ひずみという。
第６図に示すように、時間T1707は時間T2709よりも短
い。受信信号の位相を標本化するために正および負のゼ
ロ公差を利用するシステムでは、時間の差によって位相
情報がひずんでしまう。ほとんどの従来のシステムは、
電圧制限信号の正のゼロ公差においてのみ標本化するこ
とによってこの問題を解決している。しかし、正および
負のゼロ交差の両方において標本化できることが位相復
調システムの望ましい機能である。そうすることによ
り、システムの位相量子化部分は、位相情報を抽出する
ために一般に必要とされる周波数の半分で動作すること
ができる。
無線システムでは、受信信号の位相はゼロ交差情報を利
用して抽出できる。とくに、中間周波数（IF）における
受信信号は入力として電圧リミタに印加される。次に、
システムは電圧リミタの出力をデジタル符号化位相情報
に変換する。この制限された受信信号をデジタル化する
一つの方法として、信号をゼロ交差レベルで標本化する
方法がある。一般に、システムは電圧制限された受信信
号を正または負のゼロ交差レベルで標本化する。第６図
は、受信信号701および電圧制限信号705を示す。電圧リ
ミタは、内部電圧閾値Vt703を有する。電圧リミタの出
力信号は、以下の入出力特性によって規定される ただし、VhおよびVLはそれぞれ高論理レベルおよび低論
理レベルである。理想的なリミタの場合、Vtはゼロに等
しい。しかし、製造公差の相違や温度による部品のばら
つきにより、理想的な電圧リミタを大量生産することは
困難である。電圧閾値Vtがゼロに等しくないと、正およ
び負のゼロ公差は厳密に180度の位相のずれが生じず、
リミタの出力信号は非対称的になる。この非対称的によ
り、負のゼロ公差における位相に対して正のゼロ公差に
おける位相に差が生じる。これを非対称ひずみという。
第６図に示すように、時間T1707は時間T2709よりも短
い。受信信号の位相を標本化するために正および負のゼ
ロ公差を利用するシステムでは、時間の差によって位相
情報がひずんでしまう。ほとんどの従来のシステムは、
電圧制限信号の正のゼロ公差においてのみ標本化するこ
とによってこの問題を解決している。しかし、正および
負のゼロ交差の両方において標本化できることが位相復
調システムの望ましい機能である。そうすることによ
り、システムの位相量子化部分は、位相情報を抽出する
ために一般に必要とされる周波数の半分で動作すること
ができる。
正および負のゼロ交差における位相差を量子化する場
合、受信中間周波数信号は次式のように表すことができ
る ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）sin［２πfit＋θ（ｔ）］ ただしθ（ｔ）は復元すべき位相変調である。IFゼロ交
差においてｓ（ｔ）はゼロであり、位相信号θ（ｔ）は
次式のように表すことができる 正のゼロ交差の場合、θ＋（ｔ）＝［−２πfitK＋as
in（Vt/A（ｔ））］mod2π 負のゼロ交差の場合、θ＿（ｔ）＝［−２πfitK＋π
−asin（Vt/A（ｔ））］mod2π 位相変調が一定の場合、θ＋（ｔ）およびθ＿（ｔ）
は厳密にπラジアンだけ異なる。しかしリミタ閾値Vtが
非ゼロになると、平均位相誤差項は次式に等しくなる ε＝Ｅ｛θ＋（ｔ）−θ＿（ｔ）＋π｝ ＝2asin［Vt/A（ｔ）］ 非対称的制限の悪影響を補償するため、この位相誤差
項を除去しなければならない。
合、受信中間周波数信号は次式のように表すことができ
る ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）sin［２πfit＋θ（ｔ）］ ただしθ（ｔ）は復元すべき位相変調である。IFゼロ交
差においてｓ（ｔ）はゼロであり、位相信号θ（ｔ）は
次式のように表すことができる 正のゼロ交差の場合、θ＋（ｔ）＝［−２πfitK＋as
in（Vt/A（ｔ））］mod2π 負のゼロ交差の場合、θ＿（ｔ）＝［−２πfitK＋π
−asin（Vt/A（ｔ））］mod2π 位相変調が一定の場合、θ＋（ｔ）およびθ＿（ｔ）
は厳密にπラジアンだけ異なる。しかしリミタ閾値Vtが
非ゼロになると、平均位相誤差項は次式に等しくなる ε＝Ｅ｛θ＋（ｔ）−θ＿（ｔ）＋π｝ ＝2asin［Vt/A（ｔ）］ 非対称的制限の悪影響を補償するため、この位相誤差
項を除去しなければならない。
正および負のゼロ交差の両方で標本化する位相復調シ
ステムの構成により、中間周波数および基準発振周波数
を半減することが可能になる。その結果、電流消費が低
減され、これは携帯製品のバッテリ寿命の延長につなが
る。従って、電圧リミタの非対称性をデジタル方式で補
償する方法を開発することは有利である。
ステムの構成により、中間周波数および基準発振周波数
を半減することが可能になる。その結果、電流消費が低
減され、これは携帯製品のバッテリ寿命の延長につなが
る。従って、電圧リミタの非対称性をデジタル方式で補
償する方法を開発することは有利である。
発明の概要 本発明は、受信信号の位相のひずみを補償して、正お
よび負のゼロ交差の両方において位相を標本化すること
を可能にする方法に関する。このひずみは、電圧リミタ
の非対称的な特性によって生じる。まず、受信信号の位
相が正および負のゼロ交差において標本化され、受信信
号の正交差位相値および負交差位相値となる。第２に、
負交差位相値および正交差位相値は合成され、第１差信
号となる。第３に、この第１差信号を用いて推定誤差信
号が生成される。第４に、この推定誤差信号は正または
負のゼロ交差位相信号と合成され、非対称ひずみを実質
的に除去する。
よび負のゼロ交差の両方において位相を標本化すること
を可能にする方法に関する。このひずみは、電圧リミタ
の非対称的な特性によって生じる。まず、受信信号の位
相が正および負のゼロ交差において標本化され、受信信
号の正交差位相値および負交差位相値となる。第２に、
負交差位相値および正交差位相値は合成され、第１差信
号となる。第３に、この第１差信号を用いて推定誤差信
号が生成される。第４に、この推定誤差信号は正または
負のゼロ交差位相信号と合成され、非対称ひずみを実質
的に除去する。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明による無線電話システムのブロック
図である。
図である。
第２図は、本発明による位相復調器のブロック図であ
る。
る。
第３図は、本発明による位相補償回路のブロック図で
ある。
ある。
第４図は、本発明による位相補償装置の別の実施例で
ある。
ある。
第５図は、本発明を採用するシステムの性能を示すグ
ラフである。
ラフである。
第６図は、受信信号および理想的な電圧リミタの出力
のグラフである。
のグラフである。
好適な実施例の説明 好適な実施例は、非理想的な電圧リミタによって生じ
る非対称性を補償する位相補償回路に関する。この位相
補償回路により、位相復調システムは受信データ信号の
正および負のゼロ交差の両方において位相を標本化する
ことができ、基準発振器の所要周波数を半減する。その
結果、無線受信機の電力消費が大幅に低減される。
る非対称性を補償する位相補償回路に関する。この位相
補償回路により、位相復調システムは受信データ信号の
正および負のゼロ交差の両方において位相を標本化する
ことができ、基準発振器の所要周波数を半減する。その
結果、無線受信機の電力消費が大幅に低減される。
第１図は、本発明を利用できる無線電話システムのブ
ロック図である。この無線電話システムでは、固定局ト
ランシーバ（fixed site transceiver）103は、このト
ランシーバ103が相当する固定区域内の移動電話や携帯
電話と無線周波（RF）信号を送受信する。無線電話装置
101は、固定局トランシーバ103がサービスを提供する無
線電話装置である。
ロック図である。この無線電話システムでは、固定局ト
ランシーバ（fixed site transceiver）103は、このト
ランシーバ103が相当する固定区域内の移動電話や携帯
電話と無線周波（RF）信号を送受信する。無線電話装置
101は、固定局トランシーバ103がサービスを提供する無
線電話装置である。
固定局トランシーバ103から信号を受信する場合、無
線電話装置101はアンテナ105を用いてRF信号を結合し、
このRF信号を電気RF信号に変換する。無線受信機111
は、無線電話装置101内で用いるため電気RF信号を受信
する。受信機111は、中間周波（IF）信号115を生成す
る。この信号は、位相復調器119に入力される。位相復
調器119は、プロセッサ121で用いるためシンボル信号12
3を出力する。プロセッサ121は、ユーザ・インタフェー
ス125用にこのシンボル信号123を音声またはデータにフ
ォーマットする。ユーザ・インタフェース125は、マイ
クロフォン，スピーカおよびキーパッドを含む。
線電話装置101はアンテナ105を用いてRF信号を結合し、
このRF信号を電気RF信号に変換する。無線受信機111
は、無線電話装置101内で用いるため電気RF信号を受信
する。受信機111は、中間周波（IF）信号115を生成す
る。この信号は、位相復調器119に入力される。位相復
調器119は、プロセッサ121で用いるためシンボル信号12
3を出力する。プロセッサ121は、ユーザ・インタフェー
ス125用にこのシンボル信号123を音声またはデータにフ
ォーマットする。ユーザ・インタフェース125は、マイ
クロフォン，スピーカおよびキーパッドを含む。
携帯無線電話装置101から固定局トランシーバ103にRF
信号を送信する場合、プロセッサ121はユーザ・インタ
フェースからの音声および／またはデータ信号をフォー
マットする。このフォーマットされた信号は、送信機10
9に入力される。送信機109はデータを電気RF信号に変換
する。アンテナ105はこの電気RF信号を受信し、これら
の信号をRF信号として出力する。固定局トランシーバ10
3はこれらのRF信号を受信する。
信号を送信する場合、プロセッサ121はユーザ・インタ
フェースからの音声および／またはデータ信号をフォー
マットする。このフォーマットされた信号は、送信機10
9に入力される。送信機109はデータを電気RF信号に変換
する。アンテナ105はこの電気RF信号を受信し、これら
の信号をRF信号として出力する。固定局トランシーバ10
3はこれらのRF信号を受信する。
第２図は、第１図に示す位相復調器119のブロック図
である。位相復調器119は、リミタ301,直接位相デジタ
イザ303,位相補償回路304,位相処理回路305およびシン
ボル・スライサ319を含む。リミタ301はIF信号115を受
信し、このIF信号115の電圧を論理レベル０および論理
レベル１に相当する２つの電圧レベルに制限する。リミ
タ301は、制限された受信信号309を出力する。直接位相
デジタイザ303はこの制限された受信信号309の負および
正のゼロ交差の両方を用いて、受信波形の位相をＮビッ
トのデジタル化位相信号307（θ（ｔ）＋φ）に量子化
する。このデジタル化位相信号307は、入力として位相
補償回路304に印加される。位相補償回路304は、リミタ
301によって生じる非対称性をデジタル方式で補償し、
被補償位相信号［θｃ（ｔ）＋φｃ］を生成する。位相
処理装置305はこの被補償位相信号311を受信する。位相
処理装置305は、定位相オフセット（φｃ）を除去す
る。位相処理装置305は、コヒーレント位相プロセッサ
または差動コヒーレント位相プロセッサのいずれでもよ
い。好適な実施例は、定位相オフセット（φｃ）を除去
するため差動コヒーレント位相プロセッサを採用する。
その結果得られるデジタル位相信号（θ′（ｔ））313
は、シンボル・スライサ319に入力される。シンボル・
スライサ319は、被検出位相信号313に相当するシンボル
判定123を出力する。
である。位相復調器119は、リミタ301,直接位相デジタ
イザ303,位相補償回路304,位相処理回路305およびシン
ボル・スライサ319を含む。リミタ301はIF信号115を受
信し、このIF信号115の電圧を論理レベル０および論理
レベル１に相当する２つの電圧レベルに制限する。リミ
タ301は、制限された受信信号309を出力する。直接位相
デジタイザ303はこの制限された受信信号309の負および
正のゼロ交差の両方を用いて、受信波形の位相をＮビッ
トのデジタル化位相信号307（θ（ｔ）＋φ）に量子化
する。このデジタル化位相信号307は、入力として位相
補償回路304に印加される。位相補償回路304は、リミタ
301によって生じる非対称性をデジタル方式で補償し、
被補償位相信号［θｃ（ｔ）＋φｃ］を生成する。位相
処理装置305はこの被補償位相信号311を受信する。位相
処理装置305は、定位相オフセット（φｃ）を除去す
る。位相処理装置305は、コヒーレント位相プロセッサ
または差動コヒーレント位相プロセッサのいずれでもよ
い。好適な実施例は、定位相オフセット（φｃ）を除去
するため差動コヒーレント位相プロセッサを採用する。
その結果得られるデジタル位相信号（θ′（ｔ））313
は、シンボル・スライサ319に入力される。シンボル・
スライサ319は、被検出位相信号313に相当するシンボル
判定123を出力する。
第３図は、第２図に示す位相補償回路304の詳細なブ
ロック図である。この位相補償回路は位相誤りε（ｔ）
を推定し、この項を負のゼロ交差位相値に加算する。性
能に影響せずに推定誤りを正のゼロ交差位相値に加算す
る同様に十分なシステムも構築できる。この代替実施例
は、本発明の範囲内である。
ロック図である。この位相補償回路は位相誤りε（ｔ）
を推定し、この項を負のゼロ交差位相値に加算する。性
能に影響せずに推定誤りを正のゼロ交差位相値に加算す
る同様に十分なシステムも構築できる。この代替実施例
は、本発明の範囲内である。
次に、非対称歪みを除去する手順を説明する。
直接位相デジタイザ303の出力は、２つのＮビット信
号を含む。第１出力信号（θ＋（ｔ））401は、受信信
号の正のゼロ交差で標本化された位相値を含む。第２出
力信号（θ＿（ｔ））407は、受信信号の負のゼロ交差
からの対応する位相値を含む。まず、コンバイナ421は
θ＿（ｔ）407をπラジアンだけシフトして、位相シフ
ト信号（θ＿（ｔ）＋π）403を生成する。正および負
のゼロ交差情報が180度位相がずれているために必要な
この位相シフトにより、θ＿（ｔ）407はθ＋（ｔ）401
と同じ象限になる。次に、コンバイナ436はθ＋（ｔ）
から位相シフト信号（θ＿（ｔ）＋π）403を差し引い
て、位相差信号409を生成する。符号抽出装置（signext
raction unit）425は、この差信号409の符号を判定す
る。符号信号411はアップ／ダウン・カウンタ427に入力
される。好適な実施例では、初期化時に、アップ／ダウ
ン・カウンタ427は値ゼロにプリセットされる。位相信
号θ＋（ｔ）401が位相シフト信号（θ＿（ｔ）＋π）4
03よりも大きい場合、符号信号411はカウンタ427を繰り
上げる。一方、位相信号θ＋（ｔ）401が位相シフト信
号（θ＿（ｔ）＋π）403よりも小さい場合、符号信号4
11はカウンタ427を繰り下げる。
号を含む。第１出力信号（θ＋（ｔ））401は、受信信
号の正のゼロ交差で標本化された位相値を含む。第２出
力信号（θ＿（ｔ））407は、受信信号の負のゼロ交差
からの対応する位相値を含む。まず、コンバイナ421は
θ＿（ｔ）407をπラジアンだけシフトして、位相シフ
ト信号（θ＿（ｔ）＋π）403を生成する。正および負
のゼロ交差情報が180度位相がずれているために必要な
この位相シフトにより、θ＿（ｔ）407はθ＋（ｔ）401
と同じ象限になる。次に、コンバイナ436はθ＋（ｔ）
から位相シフト信号（θ＿（ｔ）＋π）403を差し引い
て、位相差信号409を生成する。符号抽出装置（signext
raction unit）425は、この差信号409の符号を判定す
る。符号信号411はアップ／ダウン・カウンタ427に入力
される。好適な実施例では、初期化時に、アップ／ダウ
ン・カウンタ427は値ゼロにプリセットされる。位相信
号θ＋（ｔ）401が位相シフト信号（θ＿（ｔ）＋π）4
03よりも大きい場合、符号信号411はカウンタ427を繰り
上げる。一方、位相信号θ＋（ｔ）401が位相シフト信
号（θ＿（ｔ）＋π）403よりも小さい場合、符号信号4
11はカウンタ427を繰り下げる。
アップ／ダウン・カウンタ427の出力信号413は、カウ
ンタ427の現在値に等しい。比較器429は、アップ／ダウ
ン・カウンタの出力信号413を正の閾値434および負の閾
値433と比較する。比較器429の閾値を調整することによ
り、補償回路の有効帯域幅が変化する。閾値433,434の
大きさを増加することにより、補償回路の帯域幅が減少
する。その結果、回路は瞬時位相誤りに対する応答が遅
くなる。逆に、閾値を小さくすることは、補償回路の帯
域幅を増加することに相当する。
ンタ427の現在値に等しい。比較器429は、アップ／ダウ
ン・カウンタの出力信号413を正の閾値434および負の閾
値433と比較する。比較器429の閾値を調整することによ
り、補償回路の有効帯域幅が変化する。閾値433,434の
大きさを増加することにより、補償回路の帯域幅が減少
する。その結果、回路は瞬時位相誤りに対する応答が遅
くなる。逆に、閾値を小さくすることは、補償回路の帯
域幅を増加することに相当する。
カウンタ出力信号413の値が正の閾値434よりも大きい
場合、比較器出力信号415はＮビット・アップ／ダウン
・カウンタ431を繰り上げる。一方、カウンタ出力信号4
13の値が負の閾値433よりも小さい場合、比較器出力信
号415はＮビット・アップ／ダウン・カウンタ431を繰り
下げる。好適な実施例では、アップ／ダウン・カウンタ
431の初期値はゼロである。Ｎビット・アップ／ダウン
・カウンタ出力信号417は推定誤差信号であり、これは
アップ／ダウン・カウンタ431の現在値に等しい。推定
誤差信号417はθ＿（ｔ）407と合成され、補正位相値信
号405となる。補正された位相シフト信号403とθ（ｔ）
401とは２対１逓倍器423において合成される。直接位相
デジタイザ303からの正ゼロ交差表示435は、位相信号θ
＋（ｔ）401を選択するために用いられる。負ゼロ交差
表示は、補正された位相シフト信号403を選択するため
に用いられる。この結果、デジタル方式で補償された位
相信号311が得られる。従って、この処理回路304は電圧
リミタ301の非対称特性によって生じる位相誤りε
（ｔ）を実質的に除去する。
場合、比較器出力信号415はＮビット・アップ／ダウン
・カウンタ431を繰り上げる。一方、カウンタ出力信号4
13の値が負の閾値433よりも小さい場合、比較器出力信
号415はＮビット・アップ／ダウン・カウンタ431を繰り
下げる。好適な実施例では、アップ／ダウン・カウンタ
431の初期値はゼロである。Ｎビット・アップ／ダウン
・カウンタ出力信号417は推定誤差信号であり、これは
アップ／ダウン・カウンタ431の現在値に等しい。推定
誤差信号417はθ＿（ｔ）407と合成され、補正位相値信
号405となる。補正された位相シフト信号403とθ（ｔ）
401とは２対１逓倍器423において合成される。直接位相
デジタイザ303からの正ゼロ交差表示435は、位相信号θ
＋（ｔ）401を選択するために用いられる。負ゼロ交差
表示は、補正された位相シフト信号403を選択するため
に用いられる。この結果、デジタル方式で補償された位
相信号311が得られる。従って、この処理回路304は電圧
リミタ301の非対称特性によって生じる位相誤りε
（ｔ）を実質的に除去する。
第４図は、位相補償回路304の別の実施例である。こ
の方法は誤り信号ε（ｔ）をキャンセルし、第３図に示
す方法よりも構成が若干簡単である。この回路は２つの
信号502,503のモジュロ２π平均を生成して、リミタの
非対称特性を補償する。まず、コンバイナ504はθ＿
（ｔ）501をπラジアンだけシフトして、位相シフト信
号（θ＿（ｔ）＋π）502を生成する。正および負のゼ
ロ交差位相値は180度位相がずれているため、この位相
シフト動作は必要である。次に位相補償回路304は、コ
ンバイナ505においてθ＋（ｔ）503から信号502を差し
引く。次にその生成信号507は分周器509において２で除
される。最後に、信号502は生成信号511に加算され、デ
ジタル方式で補償された位相信号311となる。
の方法は誤り信号ε（ｔ）をキャンセルし、第３図に示
す方法よりも構成が若干簡単である。この回路は２つの
信号502,503のモジュロ２π平均を生成して、リミタの
非対称特性を補償する。まず、コンバイナ504はθ＿
（ｔ）501をπラジアンだけシフトして、位相シフト信
号（θ＿（ｔ）＋π）502を生成する。正および負のゼ
ロ交差位相値は180度位相がずれているため、この位相
シフト動作は必要である。次に位相補償回路304は、コ
ンバイナ505においてθ＋（ｔ）503から信号502を差し
引く。次にその生成信号507は分周器509において２で除
される。最後に、信号502は生成信号511に加算され、デ
ジタル方式で補償された位相信号311となる。
本明細書で説明し、第３図および第４図に示す２つの
提唱されたリミタ補償方法の性能を評価するため、ビッ
ト誤り率（BER）シミュレーションを行なった。このシ
ステムは、中間周波数480KHzにおいて384Kbpsのπ/4QPS
K変調を利用する。その結果は第５図に示すが、これは
４つの異なる検波器構造についてリミタ対称性の関数と
して１％BERで必要とされるEb/Noを示す。まず、曲線60
1は正のゼロ交差のみを用いる検波器に相当する。第２
曲線603は、本明細書に開示するリミタ補償なしに両方
のゼロ交差を用いる検波器に相当する。第３曲線602
は、第３図に示す適応リミタ補償ループと共に両方のゼ
ロ交差を利用する検波器に相当する。第４曲線605は、
第４図に示す位相平均化回路と共に両方のゼロ交差を利
用する検波器に相当する。第５図の結果について、リミ
タ出力デューティ・ファクタとはリミタの非対称性を定
める。50％デューティ・ファクタは、理想電圧リミタに
相当する。
提唱されたリミタ補償方法の性能を評価するため、ビッ
ト誤り率（BER）シミュレーションを行なった。このシ
ステムは、中間周波数480KHzにおいて384Kbpsのπ/4QPS
K変調を利用する。その結果は第５図に示すが、これは
４つの異なる検波器構造についてリミタ対称性の関数と
して１％BERで必要とされるEb/Noを示す。まず、曲線60
1は正のゼロ交差のみを用いる検波器に相当する。第２
曲線603は、本明細書に開示するリミタ補償なしに両方
のゼロ交差を用いる検波器に相当する。第３曲線602
は、第３図に示す適応リミタ補償ループと共に両方のゼ
ロ交差を利用する検波器に相当する。第４曲線605は、
第４図に示す位相平均化回路と共に両方のゼロ交差を利
用する検波器に相当する。第５図の結果について、リミ
タ出力デューティ・ファクタとはリミタの非対称性を定
める。50％デューティ・ファクタは、理想電圧リミタに
相当する。
シミュレーション結果が実証するように、50％デュー
ティ・ファクタを有するリミタを具備する検波器は、両
方のゼロ交差を用いるときに改善された時間分解能を与
える。両方のゼロ交差を用いる検波器は、一方のみのゼ
ロ交差の検波器に比べてBERが1.25dB改善される。しか
し、補償なしでは、両方のゼロ交差を用いる検波器の性
能はリミタの非対称性が増加すると急速に悪化する。両
方のリミタ補償方法は、この問題を緩和する点で極めて
効果的である。第５図は、１％BERでは適応リミタ補償
ループのほうが位相平均化回路よりも約0.25dB性能がよ
いことを示している。しかし、位相平均化方法の性能の
改善は、平均化回路の精度を向上することによって実現
される。このように精度を向上することにより、位相平
均化方法の性能は第５図の曲線602に示す適応ループの
性能とほぼ等しくなる。
ティ・ファクタを有するリミタを具備する検波器は、両
方のゼロ交差を用いるときに改善された時間分解能を与
える。両方のゼロ交差を用いる検波器は、一方のみのゼ
ロ交差の検波器に比べてBERが1.25dB改善される。しか
し、補償なしでは、両方のゼロ交差を用いる検波器の性
能はリミタの非対称性が増加すると急速に悪化する。両
方のリミタ補償方法は、この問題を緩和する点で極めて
効果的である。第５図は、１％BERでは適応リミタ補償
ループのほうが位相平均化回路よりも約0.25dB性能がよ
いことを示している。しかし、位相平均化方法の性能の
改善は、平均化回路の精度を向上することによって実現
される。このように精度を向上することにより、位相平
均化方法の性能は第５図の曲線602に示す適応ループの
性能とほぼ等しくなる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−297531（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−97758（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−298255（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−269888（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 H03D 3/00 H04D 7/01 H04B 7/26
Claims (10)
- 【請求項１】受信信号の位相補償方法であって、前記受
信信号は正および負のゼロ交差と位相とを有し、前記受
信信号は電圧リミタに入力されて前記受信信号の正およ
び負のゼロ交差の非対称ひずみを発生させる、受信信号
の位相補償方法は： 前記正および負のゼロ交差において前記受信信号の位相
を標本化する段階であって、第１被標本化信号（401）
及び第２被標本化信号（403）を形成し、前記第１被標
本化信号が正のゼロ交差位相値を含み、前記第２被標本
化信号が負のゼロ交差位相値を含む、標本化段階（30
3）； 前記第１被標本化信号（401）と第２被標本化信号（40
3）とを合成して位相差信号を形成する、合成段階（40
9）； 前記位相差信号から符号信号（411）を成長する段階で
あって、前記符号信号が正又は負の信号を含む、生成段
階（425）； 符号信号のみから推定誤差信号（417）を形成する段階
（431）； および 前記推定誤差信号と第１被標本化信号と第２被標本化信
号のいずれか一つとを合成して、前記非対称ひずみを実
質的に除去する段階； によって構成されることを特徴とする位相補償方法。 - 【請求項２】推定誤差信号を生成する前記段階は： 正符号を含む前記符号信号に応答して、第１カウンタの
第１値を繰り上げる段階； 前記第１値を第１正閾値と比較する段階；および 前記比較する段階に応答して、推定誤差信号を生成する
段階； によって構成されることを特徴とする請求項１記載の位
相補償方法。 - 【請求項３】推定誤差信号を生成する前記段階は： 負符号を含む前記符号信号に応答して、第１カウンタの
第１値を繰り下げる段階； 前記第１値を第１負閾値と比較する段階；および 前記比較する段階に応答して、推定誤差信号を生成する
段階； によって構成されることを特徴とする請求項１記載の位
相補償方法。 - 【請求項４】推定誤差信号を生成する前記段階は、前記
第１値が前記第１正閾値を越えることに応答して、第２
カウンタの第２値を繰り上げる段階からなり、前記第２
カウンタの出力信号は前記推定誤差信号である、ことを
特徴とする請求項２記載の位相補償方法。 - 【請求項５】推定誤差信号を生成する前記段階は、前記
第１値が前記第１負閾値を越えることに応答して、第２
カウンタの第２値を繰り下げる段階からなり、前記第２
カウンタの出力信号は前記推定誤差信号である、ことを
特徴とする請求項３記載の位相補償方法。 - 【請求項６】推定信号を生成する前記段階は： 正符号を含む前記符号信号に応答して、第１カウンタの
第１値を繰り上げる段階； 負符号を含む前記符号信号に応答して、前記第１カウン
タの前記第１値を繰り下げる段階； 前記第１値を第１正閾値および第１負閾値と比較する段
階；および 前記比較する段階に応答して、推定誤差信号を生成する
段階； によって構成されることを特徴とする請求項１記載の位
相補償方法。 - 【請求項７】推定誤差信号を生成する前記段階は： 前記比較する段階により前記第１値が前記第１負閾値を
越えることが判明したことに応答して、第２カウンタの
第２値を繰り下げる段階； 前記比較する段階により前記第１値が前記第１正閾値を
越えることが判明したことに応答して、前記第２カウン
タの前記第２値を繰り上げる段階；および 前記第２カウンタの前記第２値に等しい値を有する前記
推定誤差信号を生成する段階； によって構成されることを特徴とする請求項６記載の位
相補償方法。 - 【請求項８】推定誤差信号を生成する前記段階は、前記
第１値が前記第１正閾値および前記第１負閾値からなる
グループから選択される値を越えることに応答して、前
記第１カウンタを所定の値に設定する段階をさらに含ん
で構成されることを特徴とする請求項７記載の位相補償
方法。 - 【請求項９】受信信号の位相補償方法であって、前記受
信信号は正および負のゼロ交差と位相とを有し、前記受
信信号は電圧リミタに入力されて前記受信信号の正およ
び負のゼロ交差の非対称ひずみを発生させる、受信信号
の位相補償方法は： 前記正および負のゼロ交差において前記受信信号の位相
を標本化する段階であって、第１被標本化信号（401）
及び第２被標本化信号（403）を形成し、前記第１被標
本化信号が正のゼロ交差位相値を含み、前記第２被標本
化信号が負のゼロ交差位相値を含む、標本化段階（30
3）； 前記第１被標本化信号（401）と第２被標本化信号（40
3）とを合成して位相差信号を形成する、合成段階（40
9）； 前記位相差信号から符号信号（411）を生成する段階で
あって、前記符号信号が正又は負の信号を含む、生成段
階（425）； 符号信号のみから推定誤差信号（417）を形成する段階
（431）であって： 正符号を含む前記符号信号に応答して、第１カウンタ
（427）の第１値（413）を繰り上げる段階（427）と、 前記第１値（429）を第１正閾値（434）と比較する段
階、および、 前記比較する段階に応答して、前記推定誤差信号を生成
する段階と からなる推定誤差信号を生成する段階；および 前記推定誤差信号と第１被標本化信号と第２被標本化信
号のいずれか一つとを合成して、前記非対称ひずみを実
質的に除去する段階； によって構成されることを特徴とする位相補償方法。 - 【請求項１０】推定誤差信号を生成する前記段階は、前
記第１値が前記第１正閾値を越えることに応答して、第
２カウンタの第２値を繰り上げる段階をさらに含んで構
成され、前記第２カウンタの出力は前記推定誤差信号で
ある、ことを特徴とする請求項９記載の位相補償方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US858,245 | 1992-03-26 | ||
| US07/858,245 US5299232A (en) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | Phase compensation method and apparatus |
| PCT/US1993/000412 WO1993019518A1 (en) | 1992-03-26 | 1993-01-21 | Phase compensation method and apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06508495A JPH06508495A (ja) | 1994-09-22 |
| JP2926988B2 true JP2926988B2 (ja) | 1999-07-28 |
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ID=25327849
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|---|---|---|---|
| JP5516525A Expired - Fee Related JP2926988B2 (ja) | 1992-03-26 | 1993-01-21 | 位相補償方法および装置 |
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| CA (1) | CA2102108C (ja) |
| FI (1) | FI112738B (ja) |
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| SE (1) | SE517138C2 (ja) |
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| US5436589A (en) * | 1994-01-31 | 1995-07-25 | Motorola, Inc. | Demodulator for frequency shift keyed signals |
| US5751242A (en) * | 1995-09-30 | 1998-05-12 | Northrop Grumman Corporation | Transmit-receive fiber-optic manifold for phase array antennas |
| US5661433A (en) * | 1996-06-27 | 1997-08-26 | Motorola, Inc. | Digital FM demodulator |
| US5903825A (en) * | 1996-06-27 | 1999-05-11 | Motorola, Inc. | Digital FM receiver back end |
| KR0183914B1 (ko) * | 1996-08-19 | 1999-04-15 | 김광호 | 3상 교류의 위상각 검출회로 |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS62298255A (ja) * | 1986-06-18 | 1987-12-25 | Fujitsu Ltd | 識別装置 |
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| JP2658221B2 (ja) * | 1988-07-27 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 位相制御方式 |
-
1992
- 1992-03-26 US US07/858,245 patent/US5299232A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
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- 1993-01-21 CA CA002102108A patent/CA2102108C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-21 WO PCT/US1993/000412 patent/WO1993019518A1/en active IP Right Grant
- 1993-01-21 GB GB9322407A patent/GB2273227B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-21 KR KR1019930703500A patent/KR0134814B1/ko not_active IP Right Cessation
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- 1993-11-26 FI FI935261A patent/FI112738B/fi not_active IP Right Cessation
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| GB9322407D0 (en) | 1994-01-26 |
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| GB2273227B (en) | 1996-07-24 |
| CA2102108C (en) | 1999-08-10 |
| US5299232A (en) | 1994-03-29 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |