JP4933624B2 - 無線受信機 - Google Patents

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Description

本発明は、互いに異なる帯域幅を持つ複数の受信帯域を切り替えて無線信号を受信する無線受信機に関する。
移動体通信システムにおいては、要求される伝送レートが高まるにつれて、送受信する無線信号の帯域幅が広くなってきている。
また、音声通信等の要求伝送レートの低い信号から画像等のデータ通信などの要求伝送レートの高い信号の送受信や、従来の移動体通信システムの信号の送受信を同一の無線機で実現することを考えた場合には、複数の無線帯域幅の送受信が必要となる。つまり，受信機としては、受信帯域幅の切り替えが必要となる。
また、従来より、自動ゲイン制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）が適用される無線受信機がある（特許文献１参照）。同文献に示されている無線受信機は、自動ゲイン制御された後にＡ／Ｄ変換部に入力される信号レベルが妨害波の影響により最適化されない問題を解決するものである。すなわち、同文献に示されている無線受信機は、自動ゲイン制御部、Ａ／Ｄ変換部、間引きフィルタ、ＡＧＣ用レベル検出部を有し、ＡＧＣ用レベル検出部が、間引きフィルタの入力信号と出力信号とのレベル差から、妨害波のレベルを検出する。そして、自動ゲイン制御部が検出された妨害波のレベルに基づいてゲイン制御を行う。
特開平１１−１１２４６１号公報
しかしながら、複数の帯域幅に適用可能であることを無線受信機に求めるシステムには、従来の自動ゲイン制御が適用される無線受信機をそのまま適用すると、次のような問題がある。
すなわち、まず、Ａ／Ｄ変換部の量子化ビット数は、帯域幅が最大となるときに合わせて固定的に設定される。そのため、帯域幅の狭い信号を受信する場合には、この量子化ビット数は過度のものとなるため、このとき無線受信機は、無駄な電流を消費してしまう。
また、Ａ／Ｄ変換部の量子化ビット数は、想定する妨害波レベルが最も大きい状況を想定して固定的に設定される。このため、妨害波レベルが続く状況では、無線受信機は、無駄な電流を消費してしまう。
本発明の目的は、アナログディジタル変換処理における消費電力を効率化することができる無線受信機を提供することである。
本発明の無線受信機は、受信信号を直交復調する直交復調手段と、所望信号以外の妨害信号のレベルを検出する妨害信号レベル検出手段と、最大量子化ビット数Ｎの各ビットとそれぞれ対応するＮ個のビット判定部を有し、設定される量子化ビット数ｋ（ｋ≦Ｎ）と同数の前記ビット判定部のみを用いて、前記直交復調後の信号をアナログディジタル変換するアナログディジタル変換手段と、前記所望信号のレベルに対する前記検出された妨害信号のレベルのレベル比に応じて、前記アナログディジタル変換手段に設定される量子化
ビット数ｋを切り換える制御手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、アナログディジタル変換処理における消費電力を効率化することができる無線受信機を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
（実施の形態１）
図１に示すように本実施の形態の無線受信機１００は、高周波部１０５と、アナログ受信部１１０と、Ａ／Ｄ変換部１２０と、間引きフィルタ部１２５と、間引き部１３０と、レベル検出部１３５と、妨害波検出部１４０と、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５と、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部１５０と、ビット数制御部１５５とを有する。無線受信機１００は、互いに異なる帯域幅を持つ複数の受信帯域を切り替えて無線信号を受信する。
高周波部１０５は、バンドパスフィルタ１０６と低雑音増幅器１０７とによって構成され、アンテナで受信した無線信号から必要帯域以外の周波数を減衰させ、必要帯域周波数を増幅する機能を備えている。すなわち、高周波部１０５は、妨害波を抑圧するとともに、希望波を増幅する。
アナログ受信部１１０は、直交復調部１１２と、アナログフィルタ部１１４と、可変利得増幅部１１６とを有する。
直交復調部１１２は、局部発振器１１２１、９０度シフト器１１２３、及び乗算器１１２５、１１２７を有する。直交復調部１１２は、高周波部１０５を介して得られる受信信号を直交復調することにより、同相成分であるＩ(In-phase)信号と直交成分であるＱ(Quadrature)信号とを生成する。
アナログフィルタ部１１４は、乗算器１１２５で得られたＩ信号をフィルタリングするアナログＬＰＦ１１４１と、乗算器１１２７で得られたＱ信号をフィルタリングするＬＰＦ１１４３とを有する。
可変利得増幅部１１６は、アナログＬＰＦ１１４１を介して得られたＩ信号をＡＧＣ信号に応じて増幅する可変利得増幅器１１６１と、アナログＬＰＦ１１４３を介して得られたＩ信号をＡＧＣ信号に応じて増幅する可変利得増幅器１１６３とを有する。
Ａ／Ｄ変換部１２０は、可変利得増幅部１１６で増幅されたＩ信号をビット数制御信号に応じてアナログディジタル変換するＡＤ変換器１２１と、可変利得増幅部１１６で増幅されたＱ信号をビット数制御信号に応じてアナログディジタル変換するＡＤ変換器１２２とを有する。
間引きフィルタ部１２５は、所望のＩ信号のみを通過させ、所望のＩ信号以外の妨害信号を除去する間引きフィルタ１２６と、所望のＱ信号のみを通過させ、所望のＱ信号以外の妨害信号を除去する間引きフィルタ１２７とを有する。
間引き部１３０は、間引きフィルタ部１２５を介して得られるＩ信号を間引いてサンプリングレートを低下させる間引き部１３１と、間引きフィルタ部１２５を介して得られるＱ信号を間引いてサンプリングレートを低下させる間引き部１３２とを有する。
レベル検出部１３５は、レベル検出部１３６と、レベル検出部１３７とを有する。レベル検出部１３５は、間引きフィルタ部１２５の入力信号のレベル、及び、間引きフィルタ部１２５の出力信号のレベルを検出する。間引きフィルタ部１２５の入力信号のレベルは、レベル検出部１３６で検出される一方、間引きフィルタ部１２５の出力信号のレベルは、レベル検出部１３７で検出される。
妨害波検出部１４０は、レベル検出部１３６で検出された間引きフィルタ部１２５の入力信号のレベル（受信レベル）と、レベル検出部１３７で検出された間引きフィルタ部１２５の出力信号のレベル（希望波レベル）との差をとることにより、妨害波のレベルを算出する。妨害波検出部１４０は、希望波のレベルと、算出した妨害波のレベルとの比を算出し、得られた希望波／妨害波レベル比をＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５に出力する。
ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、妨害波検出部１４０で検出された妨害信号のレベル、受信帯域幅、アナログディジタル変換でのサンプリング周波数、及び、所要Ｓ／Ｎ（Signal to Noise Ratio）に基づいて、Ａ／Ｄ変換部１２０に必要なダイナミックレンジを算出する。なお、ここでは、妨害信号のレベルとしては、希望波／妨害波レベル比が用いられる。
またＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、妨害波検出部１４０で検出された妨害信号のレベル、受信帯域幅、アナログディジタル変換でのサンプリング周波数、及び、所要Ｓ／Ｎに基づいて、可変利得増幅部１１６で設定される利得を算出する。
ＡＧＣ部１５０は、レベル検出部１３６で検出された受信レベル、及び、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５で算出されたダイナミックレンジに基づいて、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５で算出された利得を調整する。この調整後の利得は、ＡＧＣ信号として出力される。
ビット数制御部１５５は、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５で算出されたダイナミックレンジに基づいて、量子化ビット数を決定する。この量子化ビット数は、ビット数制御信号としてＡ／Ｄ変換部１２０に出力される。
次に上記構成を有する無線受信機１００の動作について説明する。
図２は、図１の構成要素の入力信号又は出力信号の状態を模式的に示す図である。図２Ａには、可変利得増幅部１１６の出力信号（Ａ／Ｄ変換部１２０の入力信号）が示されている。図２Ｂには、Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号が示されている。図２Ｃには、間引きフィルタ部１２５の出力信号が示されている。図２Ｄには、間引き部１３０の出力信号が示されている。
図２Ａに示すように可変利得増幅部１１６の出力信号には、所望信号（希望波）Ｓ２０１と、妨害信号（妨害波）Ｓ２０２、２０３とが含まれている。この可変利得増幅部１１６の出力信号がＡ／Ｄ変換部１２０に入力され、そこでアナログディジタル変換される。Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号には、図２Ｂに示すように、アナログディジタル変換される際に重畳される量子化雑音Ｓ２０４が含まれる。図２Ｂにおける帯域幅Ｆｓは、サンプリング周波数に対応する。
間引きフィルタ部１２５は、Ａ／Ｄ変換部１２０に含まれる、所望信号に対応する帯域のみを通過させる。そのため、図２Ｃに示すように間引きフィルタ部１２５の出力信号からは、妨害信号（妨害波）Ｓ２０２、２０３に対応する成分が除去される。間引き部１３０は、間引きフィルタ部１２５を通過してきた所望信号に対応する帯域に含まれる信号のサンプリングレートを低下させる。図２ＤにおけるＢＷは、信号帯域幅に対応する。
次に無線信号の受信に使用する使用受信帯域及び妨害波レベルと、Ａ／Ｄ変換部１２０の所要ダイナミックレンジ及びＡ／Ｄ変換部１２０に設定可能な量子化ビット数との関係性について図３を用いて説明する。
図３Ａには、使用受信帯域が狭く且つ妨害波レベルが小さいときの、Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号が示されている。この場合、使用受信帯域が狭いため、量子化雑音Ｓ２０４のうち、所望信号Ｓ２０１の帯域と重なる部分のレベルは小さい。そのため、量子化雑音が所望信号に与える影響は小さいので、量子化ビット数を少なく設定することができる。
図３Ｂには、使用受信帯域が広く且つ妨害波レベルが小さいときの、Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号が示されている。この場合、使用受信帯域が広いため、量子化雑音Ｓ２０４のうち、所望信号Ｓ２０１の帯域と重なる部分のレベルは比較的大きくなる。そのため、使用受信帯域が狭く且つ妨害波レベルが小さいときに比べると、量子化ビット数は大きく設定する必要がある。
図３Ｃには、使用受信帯域が狭く且つ妨害波レベルが大きいときの、Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号が示されている。この場合、妨害波レベルが大きいため、Ａ／Ｄ変換部１２０の所要ダイナミックレンジも大きくする必要がある一方、使用受信帯域が小さいので、量子化雑音Ｓ２０４のうち、所望信号Ｓ２０１の帯域と重なる部分のレベルは小さい。そのため、量子化雑音が所望信号に与える影響は小さいので、量子化ビット数を少なく設定することができる。
図３Ｄには、使用受信帯域が広く且つ妨害波レベルが大きいときの、Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号が示されている。この場合、妨害波レベルが大きいため、Ａ／Ｄ変換部１２０の所要ダイナミックレンジも大きくする必要があり、さらに使用受信帯域が広いため、量子化雑音Ｓ２０４のうち、所望信号Ｓ２０１の帯域と重なる部分のレベルは比較的大きくなる。そのため、使用受信帯域が狭く且つ妨害波レベルが大きいときに比べると、量子化ビット数は大きく設定する必要がある。
ここで、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５では、以下の流れで所要ダイナミックレンジが算出される。
まず、間引き後の雑音レベルｎ０は、次式で求められる。
ｎ０＝信号レベル／（Ｓ／Ｎ）＝ｄ／ａ
次にＡ／Ｄ変換部１２０の入力レベルＸは、次式で求められる。
Ｘ＝希望波＋妨害波＝ｄ＋ｄ／ｒ＝（１＋１／ｒ）・ｄ
そして、所要ダイナミックレンジは、次式で求められる。
ＤＲ＝入力レベルＸ／量子化雑音＝Ｘ／（ｎ０・（Ｆｓ／ＢＷ））＝（１＋１／ｒ）・ａ・ＢＷ／Ｆｓ
なお、以上の式において、ａは、所要Ｓ／Ｎを意味し、ｒは、希望波の受信電力Ｄと干渉波の受信電力Ｕの比を意味する。ｄは、希望波レベルを意味し、ｎ０は、間引き後の信号帯域内雑音を意味する。ＢＷは、信号帯域幅を意味し、Ｆｓは、サンプリング周波数を意味する。
またなお、上記式で算出された所要ダイナミックレンジに、信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味したものを、所要ダイナミックレンジとして用いてもよい。この信号ピーク分及びフェージング変動の影響は、２０ｄＢ程度である。
以上をまとめると、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、希望波／妨害波レベル比に応じて、所要ダイナミックレンジを算出する。具体的には、希望波／妨害波レベル比が小さくなる程、所要ダイナミックレンジの値は大きくなる。
さらに、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、使用受信帯域に応じて、所要ダイナミックレンジを算出する。具体的には、使用受信帯域が広くなる程、所要ダイナミックレンジの値は大きくなる。さらに詳細には、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、望波／妨害波レベル比の逆数と、使用受信帯域の幅との積に応じて、所要ダイナミックレンジを算出する。
所要ダイナミックレンジと量子化ビット数とは比例関係にあるので、所要ダイナミックレンジの傾向は、そのまま量子化ビット数に当てはまる。
このような傾向が反映された量子化ビット数が、ビット数制御部１５５により決定される。この決定される量子化ビット数は、検出妨害波レベル、サンプリングレート、及び使用受信帯域幅の組みに対して、所望のＳ／Ｎが得られる最小の量子化ビット数である。
ビット数制御部１５５は、希望波／妨害波レベル比に応じて、量子化ビット数を切り換える。具体的には、希望波／妨害波レベル比が小さくなる程、量子化ビット数の値は大きくなる（図４参照）。ビット数制御部１５５は、使用受信帯域に応じて、量子化ビット数を切り換える。具体的には、使用受信帯域が広くなる程、量子化ビット数の値は大きくなる。さらに詳細には、ビット数制御部１５５は、希望波／妨害波レベル比の逆数と、使用受信帯域の幅との積に応じて、量子化ビット数を切り換える。また、ＡＧＣ部１５０は、希望波／妨害波レベル比が大きい場合は、希望波／妨害波レベル比が小さい場合に比べて、可変利得増幅部１１６の利得を小さく設定する。また、ＡＧＣ部１５０は、使用受信帯域が狭帯域の場合には、広帯域の場合に比べて、可変利得増幅部１１６の利得を小さく設定する。
具体的には、ＡＧＣ部１５０は、最大量子化ビット数から１ビット減るごとに、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルが１／２になるように利得を減らしていく。図４においても、最大量子化ビット数１０から量子化ビット数９に減っているので、可変利得増幅部１１６の出力信号の振幅に関し、最大量子化ビット数１０のときの振幅は、量子化ビット数９のときの振幅の２倍となっている。こうすることにより、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルを、量子化ビット数に適したレベルにすることができる。本実施の形態では、後述するように量子化ビット数を減らす場合、最上位ビットから減らされる。そのため、量子化ビット数が１０の場合に適切に量子化できる領域のスケールは、量子化ビット数ｋが９の場合に適切に量子化できる領域のスケールの２倍である。すなわち、量子化ビット数が９のときのＡ／Ｄ変換部１２０の入力レベルは、最大量子化ビット数１０のときの入力レベルの半分が適したレベルとなる。
Ａ／Ｄ変換部１２０は、上記ビット数制御部１５５により設定される量子化ビット数でアナログディジタル変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換部１２０に認められている量子化ビット数の最大量子化ビット数よりも小さい量子化ビット数が設定される場合、アナログディジタル変換の結果は、その設定された量子化ビット数分のビット列が得られることになる。しかし、得られたままのビット列を出力すると、ＡＧＣ部１５０が必要ないのに利得を大きく設定する誤動作をしてしまう。そのため、Ａ／Ｄ変換部１２０は、得られたビット列を上位ビットに詰め、且つ、最下位ビットを０にすることにより、最大量子化ビット数にビット数を合わせたビット列を出力する。
ここで、例えばＡ／Ｄ変換部１２０は、図５に示すような構成を有している。すなわち、Ａ／Ｄ変換部１２０は、可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１と、ビット位置調整回路１２２とを有する。
可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１は、例えば図６に示すような多段階のビット判定処理機能を有している。各段階は、量子化ビット列の各ビットに対応している。以下、各段階に対応する構成をビット判定部と呼ぶことがある。可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１では、入力側から順に、最上位ビット（ＭＳＢ）に対応するビット判定部から、最下位ビット（ＬＳＢ）に対応するビット判定部が並んでいる。各ビット判定部には、制御信号が入力される。各ビット判定部は、制御信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦする。また、各ビット判定部は、Ａ／Ｄ変換して得られた量子化ビットをＤ／Ａ変換して得られるアナログ信号の加算器に対する入力を、制御信号に基づいてスイッチをＯＮ／ＯＦＦすることより制御する。量子化ビット数（１〜Ｎ）に対応する制御信号の内容を図７に示す。
本実施の形態では、図４及び図７からも分かるように、最大量子化ビット数より小さい量子化ビット数がＡ／Ｄ変換部１２０に設定される場合には、最大量子化ビット数から成るビット列の最上位のビットから削られる。そのため、図６に示す可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１のビット判定部も最上位のビットに対応するビット判定部から停止されることになる。
こうして、量子化ビット数を減少に伴い削られたビットに対応するビット判定部を停止することができるので、無線受信機１００の無駄な電力消費を防止することができる。
ビット位置調整回路１２２は、ビット数制御信号が示す量子化ビット数が最大量子化ビット数より小さい場合には、得られたビット列の後ろに、最大量子化ビット数とビット数制御信号が示す量子化ビット数との差（削られたビット数に対応）と同数の０を配置したビット列を形成し、得られたビット列を後段に出力する。
次に、所要ダイナミックレンジの算出、量子化ビット数の決定、及びＡＧＣレベルの設定について、具体的に説明する。なお、ここでは、無線受信機１００には、受信帯域幅として５ＭＨｚ及び２０ＭＨｚがあり、いずれの受信帯域幅においても所要ＳＮＲが２０ｄＢであるものとする。さらにサンプリングレートは、いずれの受信帯域幅においても、４０ＭＨｚであるものとする。
［妨害波レベルが小さく、使用受信帯域幅が５ＭＨｚの場合］
Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号のレベルを１０としたときに、間引きフィルタ後の信号レベルが１であり、妨害波のレベルが９であるとすると、妨害波レベルと希望波レベルの比であるＤＵＲは、１／９になる。
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋９）・１００／（４０／５）＝１２５（すなわち、２１ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２１＋２０＝４１ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、７ビットとなる。
最大量子化ビット数を１０ビットとすると、量子化ビット数が１０から１ビット減るごとに、可変利得増幅部１１６に設定される利得は半分になる。すなわち、この場合には、最大ビット数から３ビット削られているので、ＡＧＣレベルは、最大量子化ビット数のときのＡＧＣレベルの（１／２）３＝０．１２５倍に設定される。
［妨害波レベルが小さく、使用受信帯域幅が２０ＭＨｚの場合］
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋９）・１００／（４０／２０）＝５００（すなわち、２７ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２７＋２０＝４７ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、８ビットとなる。
よってこのときのＡＧＣレベルは、最大量子化ビット数のときのＡＧＣレベルの（１／２）２＝０．２５倍に設定される。
［妨害波レベルが大きく、使用受信帯域幅が５ＭＨｚの場合］
Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号のレベルを４０としたときに、間引きフィルタ後の信号レベルが１であり、妨害波のレベルが３９であるとすると、妨害波レベルと希望波レベルの比であるＤＵＲは、１／３９になる。
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋３９）・１００／（４０／５）＝５００（すなわち、２７ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２７＋２０＝４７ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると
、量子化ビット数は、８ビットとなる。
よってこのときのＡＧＣレベルは、最大量子化ビット数のときのＡＧＣレベルの（１／２）２＝０．２５倍に設定される。
［妨害波レベルが大きく、使用受信帯域幅が２０ＭＨｚの場合］
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋３９）・１００／（４０／２０）＝２０００（すなわち、３３ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、３３＋２０＝５３ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、９ビットとなる。
よってこのときのＡＧＣレベルは、最大量子化ビット数のときのＡＧＣレベルの１／２＝０．５倍に設定される。
以上のように本実施の形態によれば、無線受信機１００には、受信信号を直交復調する直交復調部１１２と、所望信号以外の妨害信号のレベルを検出する妨害波検出部１４０と、最大量子化ビット数Ｎの各ビットとそれぞれ対応するＮ個のビット判定部を有し、設定される量子化ビット数ｋ（ｋ≦Ｎ）と同数のビット判定部のみを用いて、直交復調後の信号をアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換部１２０と、所望信号のレベルに対する妨害信号のレベルのレベル比（希望波／妨害波レベル比）に応じて、Ａ／Ｄ変換部１２０に設定される量子化ビット数ｋを切り換えるビット数制御部１５５と、が設けられる。
こうすることにより、希望波／妨害波レベル比に応じて量子化ビット数を増減することができる。量子化ビット数を最大量子化ビット数よりも小さく設定する場合には、削減されたビットに対応するビット判定部の動作を停止することができるので、アナログディジタル変換処理における消費電力を効率化することができる。
具体的には、ビット数制御部１５５は、希望波／妨害波レベル比が大きく（小さく）なるに従って、量子化ビット数を小さく（大きく）設定する。本実施の形態では、特に、最大量子化ビット数Ｎよりも小さい値に量子化ビット数ｋを設定する場合、最上位ビットからビットが削られる。
こうすることにより、希望波／妨害波レベル比に応じた適切な量子化ビット数を設定することができる。
すなわち、例えば、希望波／妨害波レベル比が小さいときに、大きな量子化ビット数を設定すると、過剰な精度でアナログディジタル変換がなされていることになる。その理由は次の通りである。希望波／妨害波レベル比が小さいことは希望波の割合が高いことを意味するので、希望波／妨害波レベル比が小さいときには、量子化ビット数を減らすことで量子化雑音が増加しても所要のＳ／Ｎを満たすことができる。これにも関わらず、希望波／妨害波レベル比が小さいときに、大きな量子化ビット数を設定することは、必要以上の量子化ビット数でアナログディジタル変換がなされていることになるからである。
一方、希望波／妨害波レベル比が大きいときには、大きな量子化ビット数を設定する必要がある。その理由は次の通りである。希望波／妨害波レベル比が大きいことは希望波の割合が低いことを意味する。そのため、量子化ビット数を減らすことにより量子化雑音が
増大すると、希望波が量子化雑音に埋もれてしまう可能性があるからである。
また、ビット数制御部１５５は、希望波／妨害波レベル比及び受信帯域幅に応じて、量子化ビット数ｋを切り換える。
こうすることにより、受信帯域幅が変更されても適用される受信帯域幅に適した量子化ビット数でアナログディジタル変換することができる。すなわち、受信帯域幅によって最大量子化ビット数ではなくそれより小さい量子化ビット数で十分な場合には、量子化ビット数を減らすことにより、その削られたビットに対応したアナログディジタル変換処理を行う機能部を停止することができるので、アナログディジタル変換処理における消費電力を効率化することができる。
さらに、無線受信機１００には、最大量子化ビット数Ｎと量子化ビット数ｋとの差に応じた利得で、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力信号を増幅する可変利得増幅部１１６が設けられる。なお、上述のとおり、最大量子化ビット数Ｎと量子化ビット数ｋとの差に対応するビットは、最大量子化ビット数Ｎのビット列の最上位ビットから削られる。
こうすることにより、各量子化ビット数ｋについて、量子化ビット数が減るに従って狭くなる、適切に量子化できる領域のスケールと、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルのスケールと、をマッチさせることができる。すなわち、設定された量子化ビット数ｋで量子化可能なレベルに、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力信号レベルを調整することができる。
（実施の形態２）
実施の形態１では、可変利得増幅部は、Ａ／Ｄ変換部に設定される量子化ビット数が最大量子化ビット数から１ビット減るごとに、Ａ／Ｄ変換部の入力レベルを１／２に減らしている。また、Ａ／Ｄ変換部は、Ａ／Ｄ変換部に設定される量子化ビット数が最大量子化ビット数より小さい場合、上位ビットから削っていく。これに対して、本実施の形態においては、可変利得増幅部は、Ａ／Ｄ変換部の入力信号レベルが、Ａ／Ｄ変換部の許容最大入力レベルになるような利得が設定される。また、Ａ／Ｄ変換部は、Ａ／Ｄ変換部に設定される量子化ビット数が最大量子化ビット数より小さい場合、下位ビットから削っていく。
すなわち、本実施の形態において、ＡＧＣ部１５０は、レベル検出部１３６にて検出されたレベルに基づいて、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力信号レベルがＡ／Ｄ変換部１２０の許容最大入力レベルになるような利得をＡ／Ｄ変換部１２０に設定する。つまり、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルは、Ａ／Ｄ変換部１２０に設定される量子化ビット数に関わらず略一定である。ここで、量子化ビット数が減る（希望波／妨害波レベル比が大きくなることに対応）に従って、希望波の割合は高くなる。そのため、量子化ビット数に関わらずＡ／Ｄ変換部１２０の入力レベルを一定にすることは、希望波／妨害波レベル比が大きいときほど大きな利得で増幅されていることになる。後述するように、Ａ／Ｄ変換部１２０では、量子化ビット数が減るに従って、隣接するビット判定しきい値間の幅が広く設定される状態になる。そのため、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルを量子化ビット数に関わらず一定にすることで、各量子化ビット数について、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルをビット判定しきい値間の幅のスケールにマッチさせることができる。
Ａ／Ｄ変換部１２０は、ビット数制御部１５５により設定される量子化ビット数でアナログディジタル変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換部１２０に認められている量子化ビット数の最大量子化ビット数よりも小さい量子化ビット数が設定される場合、アナログディジタル変換の結果は、その設定された量子化ビット数分のビット列が得られることになる。しかし、得られたままのビット列を出力すると、ＡＧＣ部１５０が必要ないのに利得を大き
く設定する誤動作をしてしまう。そのため、Ａ／Ｄ変換部１２０は、得られたビット列を上位ビットに詰め、且つ、最下位ビットを０にすることにより、最大量子化ビット数にビット数を合わせたビット列を出力する（図８参照）。
ここでＡ／Ｄ変換部１２０の可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１は、例えば図９に示すような多段階のビット判定処理機能を有している。各ビット判定部は、制御信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦする。また、各ビット判定部は、Ａ／Ｄ変換して得られた量子化ビットをＤ／Ａ変換して得られるアナログ信号の加算器に対する入力を、制御信号に基づいてスイッチをＯＮ／ＯＦＦすることより制御する。量子化ビット数（１〜Ｎ）に対応する制御信号の内容を図１０に示す。
本実施の形態では、図８及び図１０からも分かるように、最大量子化ビット数より小さい量子化ビット数がＡ／Ｄ変換部１２０に設定される場合には、最大量子化ビット数から成るビット列の最下位のビットから削られる。そのため、図９に示す可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路１２１のビット判定部も最下位のビットに対応するビット判定部から停止されることになる。また、最下位のビットからビットが削られるので、Ａ／Ｄ変換部１２０では、量子化ビット数が減るに従って、隣接するビット判定しきい値間の幅が広く設定される状態になる（図８参照）。
次に、所要ダイナミックレンジの算出、量子化ビット数の決定、及びＡＧＣレベルの設定について、具体的に説明する。なお、ここでは、無線受信機１００には、受信帯域幅として５ＭＨｚ及び２０ＭＨｚがあり、いずれの受信帯域幅においても所要ＳＮＲが２０ｄＢであるものとする。さらにサンプリングレートは、いずれの受信帯域幅においても、４０ＭＨｚであるものとする。
［妨害波レベルが小さく、使用受信帯域幅が５ＭＨｚの場合］
Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号のレベルを１０としたときに、間引きフィルタ後の信号レベルが１であり、妨害波のレベルが９であるとすると、妨害波レベルと希望波レベルの比であるＤＵＲは、１／９になる。
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋９）・１００／（４０／５）＝１２５（すなわち、２１ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２１＋２０＝４１ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、７ビットとなる。
ＡＧＣレベルは、常に、最大量子化ビット数のときのＡＧＣレベルに設定される。
［妨害波レベルが小さく、使用受信帯域幅が２０ＭＨｚの場合］
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋９）・１００／（４０／２０）＝５００（すなわち、２７ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２７＋２０＝４７ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、８ビットとなる。
［妨害波レベルが大きく、使用受信帯域幅が５ＭＨｚの場合］
Ａ／Ｄ変換部１２０の出力信号のレベルを４０としたときに、間引きフィルタ後の信号レベルが１であり、妨害波のレベルが３９であるとすると、妨害波レベルと希望波レベルの比であるＤＵＲは、１／３９になる。
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋３９）・１００／（４０／５）＝５００（すなわち、２７ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、２７＋２０＝４７ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、８ビットとなる。
［妨害波レベルが大きく、使用受信帯域幅が２０ＭＨｚの場合］
上述の式を使って、ダイナミックレンジを求めると次のようになる。
（１＋３９）・１００／（４０／２０）＝２０００（すなわち、３３ｄＢ）
これに信号ピーク分及びフェージング変動の影響を加味すると、所要ダイナミックレンジは、３３＋２０＝５３ｄＢとなる。
ダイナミックレンジ６ｄＢごとに、１ビットずつ量子化ビット数を増やすようにすると、量子化ビット数は、９ビットとなる。
以上のように本実施の形態によれば、無線受信機１００では、可変利得増幅部１１６が、アナログディジタル変換手段の入力レベルが略一定となるように、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換部１２０が、量子化ビット数ｋがＡ／Ｄ変換部１２０の最大量子化ビット数Ｎよりも小さい場合、Ｎとｋとの差と同数のビット判定部を最下位ビットと対応する方から停止する。
こうすることにより、各量子化ビット数について、量子化ビット数が減るに従って広くなる隣接ビット判定しきい値間の幅のスケールと、Ａ／Ｄ変換部１２０の入力レベルのスケールと、をマッチさせることができる。
（他の実施の形態）
（１）高周波部１０５のバンドパスフィルタ１０６にて、妨害波が十分に抑圧されている場合には、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５及びビット数制御部１５５は、次のような動きをしてもよい。
すなわち、ビット数制御部１５５は、妨害波検出部１４０にて検出された妨害信号のレベルが所定値未満の場合、受信帯域幅が切り替えられたときにのみ、Ａ／Ｄ変換部１２０の量子化ビット数を変更する。
また、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、妨害波検出部１４０にて検出された妨害信号のレベルが所定値未満の場合、妨害信号のレベル以外の、受信帯域幅、アナログディジタル変換でのサンプリング周波数、及び、所要Ｓ／Ｎに基づいて、ダイナミックレンジを算出する。
（２）受信帯域幅が一定の状態にあり、且つ、妨害波のレベル変動が大きい場合には、
ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５及びビット数制御部１５５は、次のような動きをしてもよい。
すなわち、ビット数制御部１５５は、受信帯域幅の切り替えから次の切り替えまでにおいては、妨害波検出部１４０にて検出された妨害信号のレベルが一定レベル以上変動するときにのみ、Ａ／Ｄ変換部１２０の量子化ビット数を変更する。
また、ＡＤＣ所要ダイナミックレンジ算出部１４５は、受信帯域幅の切り替え後における前記ダイナミックレンジの初期値の算出では、妨害波検出部１４０にて検出された妨害信号のレベル、受信帯域幅、アナログディジタル変換でのサンプリング周波数、及び、所要Ｓ／Ｎに基づいてダイナミックレンジを算出し、初期値の算出の後では、妨害波検出部１４０にて検出された妨害信号のレベル及び所要Ｓ／Ｎのみを用いてダイナミックレンジを算出する。
（３）なお、以上の各実施の形態においては、受信帯域幅情報が用いられているが、受信システムから一意に受信帯域幅が決まる場合は、帯域幅情報の代わりにシステム情報が用いられてもよい。また、所要ＳＮＲとしては、通常、誤り率が規定の値以下となる信号レベル対雑音レベルの比が用いられるが、その比にフェージングによる振幅変動や変調波自体の振幅変動(ピーク対平均比など)を加味したものが用いられてもよい。
本発明の無線受信機は、アナログディジタル変換処理における消費電力を効率化することができるものとして有用である。
本発明の実施の形態１に係る無線受信機の構成を示すブロック図 図１の構成要素の入力信号又は出力信号の状態を模式的に示す図 無線信号の受信に使用する使用受信帯域及び妨害波レベルと、Ａ／Ｄ変換部の所要ダイナミックレンジ及びＡ／Ｄ変換部に設定可能な量子化ビット数との関係性の説明に供する図 可変利得増幅部及びＡ／Ｄ変換部の動作の説明に供する図 Ａ／Ｄ変換部の構成を示すブロック図 可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路の構成を示す図 図６の可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路の各ビット判定部に入力される制御信号と、その制御信号に応じた各ビット判定部の状態との関係を示す図 実施の形態２の可変利得増幅部及びＡ／Ｄ変換部の動作の説明に供する図 可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路の構成を示す図 図９の可変ビット幅アナログ−ディジタル変換回路の各ビット判定部に入力される制御信号と、その制御信号に応じた各ビット判定部の状態との関係を示す図

Claims (11)

  1. 受信信号を直交復調する直交復調手段と、
    所望信号以外の妨害信号のレベルを検出する妨害信号レベル検出手段と、
    最大量子化ビット数Ｎの各ビットとそれぞれ対応するＮ個のビット判定部を有し、設定される量子化ビット数ｋ（ｋ≦Ｎ）と同数の前記ビット判定部のみを用いて、前記直交復調後の信号をアナログディジタル変換するアナログディジタル変換手段と、
    前記所望信号のレベルに対する前記検出された妨害信号のレベルのレベル比に応じて、前記アナログディジタル変換手段に設定される量子化ビット数ｋを切り換える制御手段と、
    を具備する無線受信機。
  2. 前記無線受信機は、互いに異なる帯域幅を持つ複数の受信帯域を切り替えて無線信号を受信し、
    前記制御手段は、前記レベル比及び受信帯域幅に応じて、前記量子化ビット数ｋを切り換える、請求項１に記載の無線受信機。
  3. 前記無線受信機は、互いに異なる帯域幅を持つ複数の受信帯域を切り替えて無線信号を受信し、
    前記制御手段は、前記レベル比と前記受信帯域幅との積に応じて、前記量子化ビット数ｋを切り換える請求項２に記載の無線受信機。
  4. 前記制御手段は、前記レベル比及び前記受信帯域幅に基づいて、前記アナログディジタル変換手段に必要なダイナミックレンジを算出する算出手段と、
    前記算出されたダイナミックレンジに基づいて前記量子化ビット数ｋを決定する量子化ビット数決定手段と、
    を具備する請求項２に記載の無線受信機。
  5. 前記算出手段は、前記レベル比が所定値未満の場合には前記レベル比を用いずに前記ダイナミックレンジを算出する、請求項４に記載の無線受信機。
  6. 前記算出手段は、
    前記受信帯域幅の切り替え後における前記ダイナミックレンジの初期値の算出では、前記レベル比及び前記受信帯域幅に基づいて前記ダイナミックレンジを算出し、
    前記初期値の算出後、前記受信帯域幅の次の切り替えまでは、前記受信帯域幅を用いずに前記ダイナミックレンジを算出する、請求項４に記載の無線受信機。
  7. 前記アナログディジタル変換手段の入力信号を、前記最大量子化ビット数Ｎと前記量子化ビット数ｋとの差に応じた利得で増幅する可変利得増幅手段を具備する請求項１に記載の無線受信装置。
  8. アナログディジタル変換手段は、前記量子化ビット数ｋが前記最大量子化ビット数Ｎよりも小さい場合、Ｎとｋとの差と同数の前記ビット判定部を最上位ビットと対応する方から停止し、
    前記可変利得増幅手段は、Ｎとｋとの差が大きくなるに従って利得を小さくして、前記アナログディジタル変換手段の入力信号を増幅する、請求項７に記載の無線受信機。
  9. 前記アナログディジタル変換手段の入力レベルが略一定となるように、前記アナログディジタル変換手段の入力信号を増幅する可変利得増幅手段を具備し、
    アナログディジタル変換手段は、前記量子化ビット数ｋが前記アナログディジタル変換手段の最大量子化ビット数Ｎよりも小さい場合、Ｎとｋとの差と同数の前記ビット判定部を最下位ビットと対応する方から停止する、請求項１に記載の無線受信機。
  10. 前記無線受信機は、互いに異なる帯域幅を持つ複数の受信帯域を切り替えて無線信号を受信し、
    前記アナログディジタル変換手段は、前記レベル比が所定値未満の場合、前記受信帯域幅が切り替えられたときにのみ前記量子化ビット数ｋを変更する、請求項１に記載の無線受信機。
  11. 前記アナログディジタル変換手段は、前記受信帯域幅の切り替えから次の切り替えまでにおいては、前記検出された妨害信号のレベルが一定レベル以上変動するときにのみ前記量子化ビット数ｋを変更する、請求項１に記載の無線受信機。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011199780A (ja) * 2010-03-23 2011-10-06 Toshiba Corp 無線通信装置
WO2014136193A1 (ja) * 2013-03-04 2014-09-12 富士通株式会社 基地局装置、基地局システムおよびｉｑデータの圧縮方法
CN106209273B (zh) * 2016-07-25 2018-06-15 波达通信设备（广州）有限公司 接收机接收电平的检测方法、装置及系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09284351A (ja) * 1996-04-09 1997-10-31 Nec Corp 復調システム
JPH11112461A (ja) * 1997-08-05 1999-04-23 Sony Corp デジタル通信の受信機
JP2005159456A (ja) * 2003-11-20 2005-06-16 Nec Electronics Corp パケット通信装置、パケット受信回路およびパケット受信方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3994228B2 (ja) * 1996-01-12 2007-10-17 ブリヂストンスポーツ株式会社 ゴルフボール

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09284351A (ja) * 1996-04-09 1997-10-31 Nec Corp 復調システム
JPH11112461A (ja) * 1997-08-05 1999-04-23 Sony Corp デジタル通信の受信機
JP2005159456A (ja) * 2003-11-20 2005-06-16 Nec Electronics Corp パケット通信装置、パケット受信回路およびパケット受信方法

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