JPH08506711A - 適応型帯域幅受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機を開示する。この無線受信機は、アナログ周波数変調システムの帯域幅占有を減少させることにより、システムの容量を改善する。この無線受信機は、受信した周波数変調信号を固定中間周波信号へ変換するスーパヘテロダイン周波数手段（４０）を含む。次に、フィルタ（１１０）が、広帯域周波数変調信号に適応せしめられた第１フィルタ帯域幅により、該中間周波信号をフィルタする。該フィルタされた広帯域周波数変調信号は、復調器において周波数弁別器（２００）を用いて復調される。前記中間周波信号は、次に狭帯域周波数変調信号に適応せしめられた第２および第３フィルタ帯域幅（１９０）を用いてフィルタされる。最後に、該さらにフィルタされた中間周波信号は、周波数弁別器（２００）を用いて復調される。

Description

【発明の詳細な説明】 適応型帯域幅受信機 発明の分野 本発明は、無線電話通信システムにおいて音声を送信するための適応型アナロ グ周波数変調（ＦＭ）に関し、特に、平均復調音声品質を最適化するために適応 せしめられた帯域幅を有するアナログＦＭセルラ受信機に関する。 発明の背景 現在、セルラ移動電話システムは、音声を送信するのにアナログ周波数変調を 用いている。３つの主要なセルラ移動通信システム規格は、３０ＫＨｚのチャネ ル間間隔を有する広帯域周波数変調を用いる、米国で使用されているＡＭＰＳシ ステムと、２５ＫＨｚのチャネル間隔を用いる、英国で使用されているＴＡＣＳ システムと、１２．５ＫＨｚのチャネル間隔を有する狭帯域周波数変調を用いる 、北欧で使用されているＮＭＴシステムと、である。 現在のアナログ周波数変調システムの容量制約を緩和するための努力から、欧 州、米国、および日本において、将来のシステム用のディジタル送信が規格化さ れた。それにもかかわらず、ディジタル送信規格は複雑であり、あらゆる地域で 用いるためには適さない。その結果として、本発明は、アナログ周波数変調シス テムの帯域幅占有を減少させることによる容量改善の実現を目的とする。 帯域幅要求を減少させることによりシステム容量を増大させるもう１つの方法 は、ＮＡＭＰＳ仕様による狭帯域ＦＭシステムにおいて開示される。ＮＡＭＰＳ システムにおいては、ＡＭＰＳシステムのそれぞれの３０ＫＨｚチャネルを３部 分に分割することによって、１０ＫＨｚのチャネル間隔が実現される。減少せし められた帯域幅内の信号に適合させるために、送信信号の周波数偏移または変調 指数、および受信機の帯域幅の両者は減少せしめられる。 周波数変調通信システムのさまざまな特徴は、Ｈ．タウブ（Ｈ．Ｔａｕｂ）他 著「通信システムの原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ ｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」、マグローヒル・ブック・カン パニー（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ．）、ニューヨーク（１９７ １）、の第４章を含む従来技術において提示されている。正弦変調信号において は、少なくとも９８％の電力送信によりＦM信号を送信または受信するのに必要 な帯域幅Ｂは、カーソンの規則（Ｃａｒｓｏｎ’ｓ ｒｕｌｅ）の次式によって 与えられる。 Ｂ＝２（Δｆ＋ｆ_m） ただし、ΔｆはＦＭ信号の瞬時周波数の搬送周波数からの最大周波数偏移であり 、ｆ_mは正弦変調周波数である。変調指数βは、Δｆおよびｆ_mと次式によって関 係している。 β＝Δｆ／ｆ_m 変調指数が大きい時、すなわちΔｆ≫ｆ_mである時は、カーソンの規則による帯 域幅は、周波数偏移Δｆに比例して減少せしめられる。すなわち、周波数偏移を 減少させると、帯域幅のそれに対応する減少を生じる。 変調指数が小さい狭帯域ＦＭシステムにおいては、すなわちΔｆ≦ｆ_mである 時は、周波数偏移Δｆの減少は、帯域幅Ｂの対応する減少を生ぜしめない。従っ て、変調システムによって搬送される所望の変調信号のレベルは、周波数偏移が 減少するのに伴い受信機によって通過せしめられる雑音よりも速く減少し、ＳＮ 比は劣化する。 この問題を克服するためには、雑音レベルが高い時に、カーソンの規則の帯域 幅よりも小さい帯域幅を用いることができる。しかし、帯域幅が小さくなると、 ＦＭ信号の側波帯内のエネルギーがより多く捨てられることになるので、変調さ れた信号にひずみを生じる。しかし、これは、雑音レベルが高い時は、より多く の雑音を通過させるよりも好ましい。しかし、雑音レベルが低い時は、復調され た信号の品質がひずみ成分によって制限されるので、帯域幅を増大させることが 望ましい。実際には、移動電話によって受信される信号レベルは、運動その他の 効果によりフェードアップおよびダウンするので、狭帯域FM受信機の帯域幅は、 好ましくは連続的に変化することにより、それらの効果に適応するほうがよいの は明らかである。 さらに、隣接チャネルの信号が強い時は、その隣接チャネルの信号をもっと抑 制する、より狭い帯域幅のほうが、ひずみを避けるために帯域幅を広くするより も良い可能性がある。しかし、隣接チャネルの信号が弱いか、または存在しない 時は、ひずみを避けるために帯域幅を広くする方が好ましい。所望信号および隣 接チャネル信号の双方のレベルは、無相関的にフェードアップおよびダウンする ので、それらの比は広範囲に変化することができ、やはり適応型帯域幅のほうが 有利でありうることを示す。 シュレーダ（Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ）に対する米国特許第４，３５２，２０８号 には、中間周波（ＩＦ）段の帯域幅を狭い値と広い値との間で自動的にスイッチ する、マイクロプロセッサ制御無線受信機が説明されている。狭帯域幅は、受信 機がいくつかのチャネルを走査する通常モードの動作において用いられる。広帯 域幅は、チャネルの選択が終わり隣接チャネル上に妨害信号が存在しない、第２ モードにおいて用いられる。第２モードにおけるチャネルの選択時には、マイク ロプロセッサは、なんらかの妨害信号が存在するか否かを決定するために、周波 数シンセサイザをして、周期的に１チャネル上方へまた１チャネル下方へ走査せ しめ、その後選択されたチャネルへ復帰せしめる。もし隣接チャネル上に妨害信 号が存在しなければ、ＩＦ段は狭帯域幅から広帯域幅へスイッチされ、受信の品 質が改善される。もし十分なＩＦエネルギーの隣接チャネル信号が存在していれ ば、ＩＦ段はその狭帯域幅モードに留まる。 シュレーダ特許に説明されているシステムは、妨害局が連続的に変化する、移 動無線電話システムのような通信システムにおいては使用不可能である。そのよ うなシステムにおいては、受信機が隣接チャネルを妨害に関してチェックしてい る間に、選択されたチャネル上の信号のたとえ一時的損失でも許容することは、 不可能ではないにしても望ましくない。これに対し本発明は、受信機の連続的再 同調が不要である、チャネル内およびチャネル外エネルギーの連続的比較を提供 する。 タカハシ（Ｔａｋａｈａｓｈｉ）に対する米国特許第４，１２４，８１７号に は、中間周波増幅器段を無線電界条件によって広および狭帯域幅の間で自動的に スイッチすることにより、所望信号の明瞭な受信を保証する、ＦＭ受信機におけ る中間周波増幅器段用の帯域幅スイッチング回路が開示されている。この帯域幅 スイッチング回路は、受信信号内に含まれる妨害によるビート成分を検出する検 出器と、該検出器によって検出された信号により帯域幅スイッチング回路をスイ ッチする切替スイッチと、を含み、それによって、中間周波増幅器段の帯域幅は 、ビート成分が存在するか否かに依存して自動的にスイッチされる。 発明の要約 本発明の目的は、アナログ周波数変調システムの帯域幅占有を減少させること により、改善された容量を提供することである。特に、本発明は、１０ＫＨｚの チャネル間隔を有する狭帯域周波数変調を用いて、改善されたパフォーマンスを 与える受信機を実現することを目的とする。 本発明は、ひずみと、雑音または妨害の抑制との間の最良の妥協を得るための 、ＡＭＰＳモードまたはＮＡＭＰＳモードにおける動的に可変な帯域幅の提供に 関する。本発明の実施例は、帯域幅を、ＡＭＰＳのために必要な３０ＫＨｚ値と 、ＮＡＭＰＳのために必要な１０ＫＨｚ値との間で動的に変化させうるようにし 、従って二重モード受信機を実現する。 本発明においては、広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線 受信機が開示される。この無線受信機は、受信した周波数変調信号を固定中間周 波信号へ変換するスーパヘテロダイン周波数手段を含む。次に、フィルタが、広 帯域周波数変調信号に適応せしめられた第１フィルタ帯域幅により、該中間周波 信号をフィルタする。次に、フィルタされた広帯域周波数変調信号は、復調器に おいて周波数弁別器を用いて復調される。前記中間周波信号は、次に狭帯域周波 数変調信号に適応せしめられた第２および第３フィルタ帯域幅を用いてフィルタ される。最後に、該さらにフィルタされた中間周波信号は、周波数弁別器を用い て復調される。 図面の簡単な説明 本発明のこれらの、および他の、諸特徴および諸利点は、本技術分野において 通常の習熟度を有する者にとっては、図面と共に用いられる以下の説明から容易 に明らかになるはずである。図面において、 第１図は、従来の周波数変調（ＦＭ）受信機を概略的に示し、 第２図は、本発明による動的可変帯域幅受信機の実施例を概略的に示し、 第３図は、第２図に示されている動的可変帯域幅受信機の実施例において有用 なディジタル信号処理を概略的に示す。 詳細な説明 第１図は、ＩＦフィルタ５０の中間周波（ＩＦ）帯域幅の適切な選択により、 ＡＭＰＳまたはＮＡＭＰＳセルラ移動無線電話に適合する従来のＦＭ受信機５の ブロック図を示す。 受信信号はアンテナから、送信／受信二重フィルタ１０と、低雑音増幅器２０ と、イメージ除去フィルタ３０と、受信信号を適切な中間周波数（ＩＦ）に変換 するスーパヘテロダイン周波数装置のような、ダウンコンバータ４０と、を通過 する。ＩＦフィルタ５０は主要チャネルの帯域幅に対し、ＡＭＰＳ仕様において は３０ＫＨｚよりわずかに小さくなるように、あるいはＮＡＭＰＳ仕様において は約１０ＫＨｚになるように、制限を課す。ＩＦ増幅器６０は、大部分の増幅を 与え、また受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）を発生する。通常は、全てのＩＦ増幅 器６０は単一集積回路内に含まれ、第２周波数ダウン変換が第２ＩＦフィルタ５ ０の前の増幅プロセスにより部分的に行われて、小形で低コストのセラミックフ ィルタの使用を可能ならしめる。さらに、もし全ての増幅が２つの周波数間に分 割されれば、浮遊帰還による望ましくない発振を避けることも容易になる。 周波数弁別器７０は、最終中間周波数（ＩＦ_final）において動作し、無線信 号の、その公称中心周波数からの瞬時周波数偏移に比例する信号出力を発生し、 それは、送信機を周波数変調するのに用いられた音声信号の模写になっている。 前記弁別器の出力信号は、デエンファシスフィルタ８０において３００Ｈｚから ３．４ＫＨｚまでの音声出力範囲に帯域制限され、できるだけ多くの雑音が除去 される。周波数弁別器の雑音出力は可聴周波数帯において増加するので、送信機 におけるプレエンファシスと、受信機５のデエンファシスフィルタ８０における 、それを補償するデエンファシスとの使用が、大部分の減衰を最高雑音成分に印 加してＳＮ比を改善することもまた公知である。知覚される音声の品質は、強音 期間におけるＳＮ比よりも、無音または沈黙期間における背景雑音に関係がある ので、強音信号と沈黙信号との間の不均衡を拡大する、受信機５のデコンパンダ ９０におけるデコンパンディング即ちエクスパンジョンと、送信機におけるそれ を 補償するコンパンディングとの使用は、音声信号を変化させずに、沈黙期間内の 受信機雑音を減少せしめる。デコンパンダ９０の出力は、次に電話受話器へ供給 される。 第１図に示されている従来の公知のＦＭ受信機においては、ＩＦフィルタ５０ の帯域幅は固定されている。そのわけは、利用可能なアナログフィルタ技術は、 動的に調節しうる帯域幅を有するフィルタの構成を、容易に可能ならしめないか らである。ＡＭＰＳまたはＮＡＭＰＳシステムにおいて動作するのに適する受信 機を構成するためには、いわゆる二重モード受信機は、選択可能な３０ＫＨｚの 広さのＡＭＰＳフィルタおよび１０ＫＨｚの広さのＮＡＭＰＳフィルタを含む必 要がある。しかし、これらのフィルタの双方は、従来の解決法においては、一定 の帯域幅を有する。 第２図および第３図には、本発明の動的可変帯域幅受信機の好ましい具体化が 示されている。この動的可変帯域幅受信機は、送信／受信二重フィルタ１０と、 低雑音増幅器２０と、イメージ除去フィルタ３０と、ダウンコンバータ４０と、 を用いての、第１図におけると同様の適切な第１中間周波数（ＩＦ）への通常の ダウン変換から始まる。フィルタ１００および１１０は、ＡＭＰＳシステムに対 し３０ＫＨｚ領域のチャネル帯域幅を課す。中間周波増幅器回路１２０はシリコ ン集積回路であり、これもダウンコンバータ４５における第２ダウン変換を含む 。 最終ＩＦ増幅器６０からの厳しく制限された出力は、周波数弁別器の代わりに 、信号の瞬時位相のサンプルを発生する位相ディジタル化回路１３０へ供給され る。ＩＦ増幅器回路１２０から発生する受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）信号は 、アナログディジタル変換器１４０へ供給され、該変換器はディジタル化された 信号強度値を発生する。該ＲＳＳＩ信号は、好ましくは信号振幅の対数に直線的 に比例するものとする。８ビットの精度でディジタル化された時、その８ビット 値は、例えば、１２８ｄＢの範囲内の信号を０．５ｄＢのステップで表すか、ま たは６４ｄＢの範囲内の信号を０．２５ｄＢのステップで表す。位相ディジタイ ザ１３０は、厳しく制限されたＩＦ信号上の信号遷移すなわちエッジを、安定し た基準クロック１３５のそれと比較して、信号遷移を６ビットの位相精度で量子 化する。６ビットのモジュロ６４値は、位相角範囲０から２πまでに、両者が円 形領域内 において観察される時、正確にマップされる。円を正６４角形で近似すると、こ のマッピングは、 φ→φ_n＝（ｎπ／３２）ｍoｄ２π∀φ_n≦φ≦φ_n+1； ｎ＝０，１，２，．．． によって与えられる。ただし、円形周期性によりφ₆₄≡φ₀である。 ディジタル化された対数振幅およびディジタル化された位相は、いっしょに対 数極形式における複素ディジタル数を形成するが、これは、米国特許第５，０８ ４，６６９号に開示されている。該特許は権利者を共通とし、その明細書はここ で参照されて、その内容は本明細書に取り込まれる。適切に高いサンプル速度、 例えば２４０，０００サンプル毎秒（２４０キロサンプル毎秒すなわち２４０ｋ Ｓ／ｓ）での前記複素数の流れが、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１５０ へ供給され、そこで対数極形式−直角座標形式の変換が行われて、Ｘ＋ｊＹの形 式の複素数を生じる。ただし、ｊ＝√−１である。直角座標成分がＤＳＰ１５０ のワード長内に適合するように、この変換に際して自動的なスケーリングが行わ れる。 ＤＳＰ１５０内において、Ｘ＋ｊＹのサンプル速度は、ダウンサンプリングに よってまず低下せしめられる。すなわち、移動するウィンドウ上において隣接サ ンプルのブロックを８０ｋＳ／ｓになるように加算し、後の演算の量を減少せし める。 受信機がＡＭＰＳモードによって動作するよう要求された時は、この８０ｋＳ ／ｓの流れは、次に数値周波数弁別アルゴリズムによって処理される。好ましい アルゴリズムはディジタル位相ロックループであり、その詳細は本開示の範囲を 越えるが、数値無線信号処理の技術において通常の習熟度を有する者ならば考案 しうる。代わりに、以下のアルゴリズムが用いられうる。 １）弁別： Ｆ_n＝Ｘ_nＹ_n-1−Ｙ_nＸ_n-1；ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１ を行う。 ２）振幅２乗計算： Ｒ_sq＝Ｘ_nＸ_n＋Ｙ_nＹ_n；ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１ を行う。 ３）厳しい制限後の再スケーリング： Ｘ_n ^R＝Ｘ_n／Ｒ_sq；Ｙ_n ^R＝Ｙ_n／Ｒ_sq； ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１ を行う。 ただし、Ｘ_n ^RおよびＹ_n ^Rは、再スケーリングされた値であり、Ｎはサンプル数で ある。 もう１つの選択肢は位相の２４０，０００サンプル毎秒（２４０ｋＳ／ｓ）を 、所望の８０ＫＨｚのダウンサンプリング速度で瞬時周波数を計算するディジタ ル位相ロックループに処理させることである。高められた速度でのこれらの計算 は、プログラム可能ＤＳＰ１５０の負荷のいくらかを軽減するための、特殊なデ ィジタル論理装置の支援によって行われうる。 いったん８０ｋＳ／ｓの瞬時周波数サンプルが計算され終われば、それらは、 公知のディジタルフィルタおよびディジタル信号処理による、ディジタル弁別器 後フィルタリング、デエンファシス、ダウンサンプリング、およびデコンパンデ ィング、によって処理され、８０００サンプル毎秒（８ｋＳ／ｓ）のディジタル 化された音声を生じ、それはディジタルアナログ変換器１６０においてアナログ 信号に変換される。ＤＳＰ１５０はまた、制御の目的でＡＭＰＳシステムにおい て用いられるマンチェスターコード化信号データのデコーディングのような、他 の目的のための数値計算プログラムをも含みうる。 受信機がＮＡＭＰＳモードで動作することが所望される時は、Ｘ＋ｊＹの流れ は、８０ｋＳ／ｓへのダウンサンプリングの後、公知の理論により、第３図に示 されているＦＩＲフィルタ１９０のような、６４タップの有限インパルス応答（ ＦＩＲ）フィルタにより処理され、それは、帯域幅を、ＮＡＭＰＳシステムが必 要とする帯域幅、すなわち８ＫＨｚから１２ＫＨｚまでの範囲内にある帯域幅、 まで減少させる。さらに、ＦＩＲフィルタ１９０の出力は、必要な処理量を減少 させるために、１６ｋＳ／ｓまでさらにダウンサンプリングされる。以上に略述 された数値的周波数弁別器アルゴリズムは、次にＦＩＲフィルタ１９０の出力を 周波数復調するために適用され、通常のオーディオフィルタリング、デエンファ シス、およびデコンパンディングもまた、第３図のオーディオフィルタ／デエン ファサイザ２１０、デコンパンダ２２０、およびオーディオフィルタ／ダウンサ ンプラ２３０によって示されているように、数値的に適用される。 ６４タップフィルタ係数は、所望の帯域幅を有する理想的方形フィルタ周波数 応答の６４ポイントフーリエ変換によって計算でき、次にその結果に対して、増 加せしめられた余弦ウィンドウ関数を乗算することにより、望ましくないサイド ローブが減少せしめられる。本発明によれば、少なくとも２つの別のＮＡＭＰＳ 帯域幅、例えば８．７５ＫＨｚおよび１１．２５ＫＨｚ、に対応する少なくとも ２組のこれらの係数があらかじめ計算される。これらは、それぞれが７または９ ポイントの広さを有する６４ポイント方形周波数応答、すなわち、 ０００００００００００００００００００００００００００００１１１１１１１ ００００００００００００００００００００００００００００ または ００００００００００００００００００００００００００００１１１１１１１１ １０００００００００００００００００００００００００００ にそれぞれ対応する。そのわけは、 （７／６４）８０ｋＨｚ＝８．７５ｋＨｚ および （９／６４）８０ｋＨｚ＝１１．２５ｋＨｚ であるからである。１組の係数のみが一時に用いられる。通常は、もし隣接チャ ネルの妨害が小さければ、１１．２５ＫＨｚに対応する係数が用いられる。隣接 チャネルの妨害量は、ＦＩＲフィルタ１９０の前の８０ｋＳ／ｓのストリームに おける全信号電力を、ＦＩＲフィルタ１９０の後の１６ｋＳ／ｓのストリームに おける全信号電力と比較することによって決定される。前者は両隣接チャネルを 含む３０ＫＨｚの帯域幅内の電力を表し、一方後者は所望の、すなわち要望され ているチャネル内の電力を表す。後者を前者から減算することにより、２つの隣 接チャネル内の電力が得られる。もしこれが所望の、すなわち要望されているチ ャネル内の電力を、第１スレショルドより多く超えていれば、別の狭帯域ＦＩＲ フィルタが用いられる。 １つより多くの別の帯域幅が利用される場合は、隣接チャネル対帯域内（チャ ネル内）電力比が第２スレショルドを超えている時、より狭い帯域幅を選択して も良い。もし隣接チャネル対帯域内（チャネル内）電力比が第３スレショルドよ りも低くなれば、帯域幅は再び広くされる。ヒステリシスを与え、過度に頻繁な 帯域幅スイッチングを防止するために、帯域幅の縮小および拡大のためのスレシ ョルド間の熟慮された差が、平均信号電力を測定するための時定数τと併せて用 いられ、そうしないと、過度に頻繁な帯域幅スイッチングがオーディオ雑音を生 ぜしめる。 通常は、第１帯域幅の１１．２５ＫＨｚから、より狭い帯域幅の８．７５ＫＨ ｚへのスイッチングのための第２スレショルド電力比は１２８であり、１１．２ ５ＫＨｚへの復帰スイッチングのための第３スレショルドは３２である。所望の 、すなわち要望されているチャネルの電力および隣接チャネルの電力を決定する ための時定数τは、約１０ミリ秒（１０ｍｓ）である。従って、所望の、すなわ ち要望されているチャネルの電力は、（１６ｋＳ／ｓ）（１０ｍｓ）＝１６０サ ンプルであるから、１６０サンプル移動ウィンドウ上における１６ＫＨｚサンプ ルの２乗の和として決定され、隣接チャネルの電力は、（８０ｋＳ／ｓ）（１０ ｍｓ）＝８００サンプルであるから、８００サンプル移動ウィンドウ上における ８０ＫＨｚサンプルの２乗の和として決定される。 上述のディジタル信号処理は、さらに第３図に示されている。対数極位相およ びＲＳＳＩ値は、余弦／正弦テーブルを用いてｃｏｓφおよびｓｉｎφを計算し 、真数テーブルを用いて受信された信号強度表示器（ＲＳＳＩ）信号を、まず該 ＲＳＳＩからスケーリング値が減算された振幅に変換する、対数極形式−直角座 標形式変換ルーチン１７０へ２４０，０００サンプル毎秒（２４０ｋＳ／ｓ）で 入力される。そのようにして得られたスケーリングされた振幅Ａは、ｃｏｓφ＋ ｊｓｉｎφの値に乗算され、Ｘ＋ｊＹが得られる。ただし、Ｘ＝Ａｃｏｓφ、お よびＹ＝Ａｓｉｎφである。 前記スケーリング値は、８００サンプルにわたるＸ²＋Ｙ²の移動平均が、オー バフローまたはアンダフローの恐れなしに所望範囲内にあるように決定される。 これを保証するために、前記移動平均はスケーリングルーチンへ供給され、スケ ーリングルーチンは、もし移動平均が高すぎればスケーリング値を増加させ、も し移動平均が低すぎればスケーリング値を減少させる。 ２４０，０００サンプル毎秒（２４０ｋＳ／ｓ）のスケーリングされたＸ＋ｊ Ｙ値は、次にダウンサンプラ１８０において、前記移動平均を３連続サンプルに ついて計算し、ついで該移動平均の３連続値を加算して８０ｋＳ／ｓサンプルを 得ることにより、８０，０００サンプル毎秒（８０ｋＳ／ｓ）までダウンサンプ リングされる。この８０ｋＳ／ｓのＸ＋ｊＹ値は、次に２乗され、８００サンプ リング移動ウィンドウ上において加算される。これは、最新の２乗和を加算し、 ８００サンプル過去に計算された２乗和を減算することを含み、８００サンプル の長さの遅延メモリ８００を必要とする。ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） １５０におけるメモリの使用を減少させるために、前記移動平均は、過去のサン プルに関する過去の履歴の方形加重ではなく、指数形加重を用いて計算されうる 。指数形加重においては、新しい平均Ａｉは、古い平均Ａ（ｉ−１）および新し いサンプルＳｉから、以下に示されているようにして計算される。 Ａｉ＝Ａ（ｉ−１）＋ｄ（Ｓｉ−Ａ（ｉ−１）） ただし、ｄは小さい値、例えば１／８００である Ａｉ＝（１−ｄ）Ａ（ｉ−１）＋ｄＳｉ Ａｉ＝（７９９／８００）Ａ（ｉ−１）＋Ｓｉ／８００ 従って、古い平均に含まれている全ての古いサンプルは、それぞれの繰返しにお いて、１よりわずかに小さい値（１−ｄ）＝７９９／８００だけ次第に減少せし められるので、Ｎステップ過去に用いられたＳｉの値Ｓ（ｉ−Ｎ）は（１−ｄ）^N だけ重みを減ぜられている。従って、平均は、 Ａｉ＝Ｓｉ＋（１−ｄ）Ｓ（ｉ−１）＋（１−ｄ）²Ｓ（ｉ−２）．．．．等と なり、（１−ｄ）の累乗を含む。このシステムの利点は、Ｓ（ｉ−７９９）のよ うな古いサンプル値が不必要で、前平均および新サンプルのみが必要とされるこ とである。その場合、１６０サンプルの移動平均もまた、過去のサンプルに関す る過去の履歴の指数形加重を用いる。 ６４タップＦＩＲフィルタ１９０もまた、８．７５ＫＨｚまたは１１．２５Ｋ Ｈｚの帯域幅にそれぞれ対応する２つの別の係数の記憶の一方から選択された 係数Ｃ₁、Ｃ₂、．．．、Ｃ₆₄を用いて、Ｘ＋ｊＹ値に対して作用する。ＦＩＲフ ィルタされたＸ＋ｊＹ値は、ＦＩＲフィルタ１９０から、１６ｋＳ／ｓにダウン サンプリングされた速度で出力され、次に、周波数変調を復調するためのディジ タル位相ロックループ周波数弁別器２００において処理される。周波数弁別器２ ００の出力は、次にオーディオフィルタ／デエンファサイザ２１０においてＮＡ ＭＰＳ仕様によりオーディオフィルタが施され且つデエンファシスされ、デコン パンダ２２０においてデコンパンドされ、最後に、オーディオフィルタ／ダウン サンプラ２３０においてさらにオーディオフィルタが施され且つ８ｋＳ／ｓまで ダウンサンプリングされた後、第２図に示されているようにディジタルアナログ 変調器１６０へ出力される。 帯域幅決定器２４０は、狭または広帯域幅のいずれが用いられるべきかを決定 するアルゴリズムを使用する。移動平均および／またはＦＩＲフィルタされた信 号電力の移動和は、異なる数の加算された２乗の間の差を補償するために、スケ ーラ２５０において因子５によってスケーリングされるか、あるいは、ＦＩＲフ ィルタ１９０を経ての１でないスケーリングをも補償するための適切な他の数に よってスケーリングされる。ＦＩＲフィルタ係数Ｃ₁、Ｃ₂、．．．、Ｃ₆₄は、事 実、１６０サンプル移動平均のために必要なスケーリングが２の累乗になるよう に、慎重に選択されうる。スケーリングされた１６０サンプル移動平均は、次に 減算器２６０において８００サンプル移動平均から減算され、隣接チャネル電力 が得られる。次に、この隣接チャネル電力は、比較器２７０において、（第２ま たは第３スレショルド電力比にそれぞれ対応する）スケーラ２５５から供給され た帯域内（チャネル内）信号電力の１２８または３２倍と比較され、帯域幅が減 少せしめられるべきか否か、または増大せしめられるべきか否かが、それぞれ決 定される。 本技術分野において通常の習熟度を有する者ならば、本発明が、その精神また は本質的特徴から逸脱することなく、他の特定の形式によって実施されうること を認識するはずである。従って、ここに開示された実施例は、全ての点において 例示的なものであり、限定的なものではないと考えられる。本発明の範囲は、以 上の説明ではなく、添付の請求の範囲によって示され、それと同等のものの意味 および範囲内に属する全ての変更は、それに含まれるように意図されている。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機であって 、 該受信した周波数変調信号を固定中間周波信号へ変換するスーパヘテロダイン 周波数手段と、 広帯域周波数変調信号に適応せしめられた第１フィルタ帯域幅により、該中間 周波信号をフィルタする手段と、 該フィルタされた広帯域周波数変調信号を、周波数弁別器を用いて復調する第 １手段と、 前記中間周波信号を、狭帯域周波数変調信号に適応せしめられた第２または第 ３フィルタ帯域幅を用いてさらにフィルタする手段と、 該さらにフィルタされた中間周波信号を、周波数弁別器を用いて復調する第２ 手段と、 を含む、広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機。 ２．隣接チャネル妨害が所定の第１スレショルドより低い時は、前記第２フィ ルタ帯域幅が高信号品質を与えるようにされ、隣接チャネル妨害が所定の第２ス レショルドより高い時は、前記第３フィルタ帯域幅が高信号品質を与えるように される、請求項第１項記載の無線受信機。 ３．広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機であって 、 該受信した周波数変調信号を固定中間周波信号へ変換するスーパヘテロダイン 周波数手段と、 広帯域周波数変調信号に適応せしめられた第１フィルタ帯域幅により、該中間 周波信号をフィルタする手段と、 該フィルタされた広帯域周波数変調信号を、周波数弁別器を用いて復調する第 １手段と、 前記中間周波信号を、狭帯域周波数変調信号に適応せしめられた可変フィルタ 帯域幅を用いてさらにフィルタする手段と、 該さらにフィルタされた中間周波信号を、周波数弁別器を用いて復調する第２ 手段と、 を含む、広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機。 ４．前記可変フィルタ帯域幅が、隣接チャネル妨害レベルの関数として変化せ しめられる、請求項第３項記載の無線受信機。 ５．前記隣接チャネル妨害レベルが、前記さらなるフィルタリングの前および 後の前記中間周波信号モードのレベルの測定から推定される、請求項第４項記載 の無線受信機。 ６．前記さらにフィルタする手段が、有限インパルス応答フィルタをさらに含 む、請求項第３項記載の無線受信機。 ７．前記可変フィルタ帯域幅が変化せしめられうる周波数範囲が慎重に制限さ れる、請求項第３項記載の無線受信機。 ８．広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機であって 、 該受信した周波数変調信号を固定中間周波信号へ変換するスーパヘテロダイン 周波数手段と、 広帯域周波数変調信号に適応せしめられた第１フィルタ帯域幅により、該中間 周波信号をフィルタする手段と、 該フィルタされた中間周波信号を増幅する手段、および該増幅された中間周波 信号を、該中間周波信号の複素ベクトル値を保存しつつアナログディジタル変換 して、複素値サンプルのストリームを発生させる手段と、 前記広帯域周波数変調信号を、数値周波数弁別器アルゴリズムを用いて復調す るために、数値信号プロセッサにおいて前記複素ベクトルサンプルのストリーム を処理する手段と、 該複素値サンプルのストリームを、狭帯域周波数変調信号に適応せしめられた 可変帯域幅のディジタルフィルタを用いてさらにフィルタするために、数値信号 プロセッサにおいて処理する第２手段と、 前記さらにフィルタされた中間周波信号を、数値周波数弁別器アルゴリズムを 用いて復調するために、前記ディジタルフィルタされた複素サンプルストリーム を処理する第３手段と、 を含む、広帯域および狭帯域周波数変調信号の双方を復調する無線受信機。 ９．前記可変フィルタ帯域幅が、隣接チャネル妨害レベルの関数として変化せ しめられる、請求項第８項記載の無線受信機。 １０．前記隣接チャネル妨害レベルが、前記さらなるフィルタリングの前およ び後で作成された前記中間周波信号のレベルの測定から推定される、請求項第９ 項記載の無線受信機。 １１．前記可変フィルタ帯域幅が、第１および第２離散値の間で変化せしめら れる、請求項第９項記載の無線受信機。 １２．隣接チャネル妨害のレベルが所定の第１スレショルドより低い時は、前 記第１離散帯域幅値が高復調信号品質を与えるようにされ、隣接チャネル妨害の レベルが所定の第２スレショルドより高い時は、前記第２離散帯域幅値が高復調 信号品質を与えるようにされる、請求項第１１項記載の無線受信機。 １３．前記隣接チャネル妨害レベルが、前記さらなるフィルタリングの前およ び後に行われる前記中間周波信号のレベルの測定から推定される、請求項第１２ 項記載の無線受信機。 １４．前記さらにフィルタする手段が、有限インパルス応答フィルタをさらに 含む、請求項第８項記載の無線受信機。 １５．前記可変フィルタ帯域幅が変化せしめられうる周波数範囲が慎重に制限 される、請求項第８項記載の無線受信機。 １６．前記数値信号処理の直前に前記中間周波信号をディジタル化する前記ア ナログディジタル変換が、該中間周波信号の実数および虚数ベクトル成分を分解 する、請求項第８項記載の無線受信機。 １７．前記中間周波信号が実数および虚数成分に分解された後、該分解された 実数および虚数成分が別個にアナログディジタル変換を受ける、請求項第８項記 載の無線受信機。 １８．前記アナログディジタル変換が前記中間周波信号の位相および振幅を別 個にディジタル化し、極形式から実数および虚数ベクトル成分への変換が前記数 値信号プロセッサによって行われる、請求項第８項記載の無線受信機。 １９．前記アナログディジタル変換が、前記中間周波信号の位相と、前記中間 周波信号の振幅の対数に比例する信号と、を別個にディジタル化し、対数極形式 から実数および虚数ベクトル成分への変換が前記数値信号プロセッサによって行 われる、請求項第８項記載の無線受信機。 ２０．受信信号を便利な中間周波数へダウン変換するスーパヘテロダイン周波 数手段と、 前記中間周波信号を、所望の信号スペクトルおよび隣接チャネルスペクトルの 少なくとも一部を含む第１フィルタ帯域幅を用いてフィルタする手段と、 該フィルタされた信号の第１信号レベルを測定する第１手段と、 前記所望の信号スペクトルに適応せしめられた可変フィルタ帯域幅を用いて、 前記フィルタされた信号をさらにフィルタする手段と、 該さらにフィルタされた信号の第２信号レベルを測定する第２手段と、 前記測定された第１および第２信号レベルを処理して、所望信号レベルと比較 された隣接チャネル信号レベルを推定する手段と、 該推定された比較レベルを用いて前記可変帯域幅フィルタに対する帯域幅整定 を決定する手段と、 を含む、周波数変調信号を受信し且つ復調する無線受信機。 ２１．前記さらにフィルタする手段が、有限インパルス応答フィルタをさらに 含む、請求項第２０項記載の無線受信機。 ２２．前記可変フィルタ帯域幅が変化せしめられうる周波数範囲が慎重に制限 される、請求項第２０項記載の無線受信機。 ２３．受信信号を便利な中間周波数へダウン変換するスーパヘテロダイン周波 数手段と、 前記中間周波信号を、所望信号スペクトルおよび隣接チャネルスペクトルの少 なくともいくらかを含む第１フィルタ帯域幅を用いてフィルタする手段と、 該フィルタされた中間周波信号を、該フィルタされた中間周波信号の複素ベク トル成分を保存するアナログディジタル変換器を用いてディジタル化し、複素値 サンプルのストリームを発生させる手段と、 数値信号プロセッサにおいて前記複素値サンプルのストリームを処理する手段 と、を含み、該処理手段が、 前記フィルタされた信号の第１信号レベルを決定する手段と、 前記フィルタされた信号を、所望信号スペクトルに適応せしめられた可変フィ ルタ帯域幅を用いてさらにフィルタする第２手段と、 該さらにフィルタされた信号の第２信号レベルを決定する手段と、 前記決定された第１および第２信号レベルを用いて、所望信号レベルに関する 相対的隣接チャネル妨害レベルを推定する手段と、 該推定された相対レベルを用いて前記可変帯域幅フィルタに対する帯域幅の設 定を決定する手段と、 を含む、周波数変調信号を受信し且つ復調する無線受信機。 ２４．前記さらにフィルタする手段が、有限インパルス応答フィルタをさらに 含む、請求項第２３項記載の無線受信機。 ２５．前記可変フィルタ帯域幅が変化せしめられうる周波数範囲が慎重に制限 される、請求項第２３項記載の無線受信機。 ２６．前記数値信号処理の直前に前記中間周波信号をディジタル化する前記ア ナログディジタル変換が、該中間周波信号の実数および虚数ベクトル成分を分解 する、請求項第２３項記載の無線受信機。 ２７．前記中間周波信号が実数および虚数成分に分解された後、該分解された 実数および虚数成分が別個にアナログディジタル変換を受ける、請求項第２３項 記載の無線受信機。 ２８．前記アナログディジタル変換が前記中間周波信号の位相および振幅を別 個にディジタル化し、極形式から実数および虚数ベクトル成分への変換が前記数 値信号プロセッサによって行われる、請求項第２３項記載の無線受信機。 ２９．前記アナログディジタル変換が、前記中間周波信号の位相と、前記中間 周波信号の振幅の対数に比例する信号と、を別個にディジタル化し、対数極形式 から実数および虚数ベクトル成分への変換が前記数値信号プロセッサによって行 われる、請求項第２３項記載の無線受信機。 ３０．前記さらにフィルタする手段が、有限インパルス応答フィルタをさらに 含む、請求項第１項記載の無線受信機。 ３１．前記可変フィルタ帯域幅が、前記有限インパルス応答フィルタのタップ 係数を変化させることにより変化せしめられる、請求項第２４項記載の無線受信 機。 ３２．前記タップ係数が少なくとも２組の離散値の間で変化せしめられる、請 求項第３１項記載の無線受信機。 ３３．前記周波数制限が、前記可変フィルタ帯域幅を減少させる隣接チャネル 妨害の第１スレショルドレベルと、前記可変フィルタ帯域幅を増大させる隣接チ ャネル妨害の第２スレショルドレベルと、の間でヒステリシスを用いるヒステリ シス手段をさらに含む、請求項第２５項記載の無線受信機。 ３４．前記周波数制限が、フィルタされた信号のレベル測定と、さらにフィル タされた信号のレベル測定と、を平均する平均手段をさらに含む、請求項第２５ 項記載の無線受信機。 ３５．前記平均手段が方形ウィンドウ上における移動平均を用いる、請求項第 ３４項記載の無線受信機。 ３６．前記平均手段が過去の履歴の指数形加重を用いる、請求項第３５項記載 の無線受信機。