SE520613C2 - Mottagare med adapterbar bandbredd - Google Patents

Description

520 613 2 Principles of Communication Svstems, kap. 4, McGraw-Hill Book Co., New York (1971). För en sinusformad modulerande signal ges bandbredden B, som krävs för sända eller ta emot en FM-signal med åtminstone 98% effektöverföring, av följande uttryck enligt Carsons regel: B = 2(Af + fm) där Af är den den. momentana frekvensens maximala frekvens- deviation från bärvågsfrekvensen för FM-signalen och in är frekvensen för den sinusformade modulationsfrekvensen. Modula- tionsindex ß är relaterad till Af genom följande uttryck: ß = Af/fm När modulationsindex är dominierande, dvs. när Af > fm, minskas bandbredden i. enlighet med Carsons regel proportionellt mot frekvensdeviationen Af. Alltså resulterar minskning av frekvens- deviationen i en motsvarande minskning av bandbredden.

För smalbandiga FM-systen1i vilka modulationsindex är litet, dvs. när Af S fw resulterar minskning av frekvensdeviationen Af inte i motsvarande grad. minskning' av .bandbredden. B. Följaktligen minskar nivån för den önskade moduleringssignalen transporterad av modulationssystemet snabbare än bruset som släpps igenom av mottagaren när frekvensdeviationen minskar och resulterar i ett försämrat signal-till-brusförhållande.

För att komma förbi detta problem, kan bandbredder mindre än bandbredden enligt Carsons regel användas när brusnivån är hög.

En.mindre bandbredd orsakar emellertid distorsion.i den demodule- rade signalen eftersom mer energi i FM-signalens sidband förkastas, men detta är att föredra gentemot att släppa igenom mera brus när brusnivån är hög. När emellertid brusnivån är låg, begränsas den demodulerade signalkvaliteten av distorsionskompo- nenterna, och det är önskvärt att öka bandbredden. Eftersom i praktiken signalnivåer mottagna av en mobiltelefon fädar upp och ner beroende på förflyttning och andra effekter, är det uppenbart att bandbredden för en smalbandig FM-mottagare lämpligen skulle anpassas till dessa effekter genom att variera kontinuerligt. 520 613 3 Vidare, när signaler på närliggande kanaler är starka kan en smalare bandbredd sonlundertrycker signalerna från.den närliggan- de kanalen. vara. bättre än en större bandbredd son1 undviker distorsion. När emellertid närliggande kanalsignaler är svaga eller frånvarande är en större bandbredd som undviker distorsion att föredra. Eftersom.både nivåerna för den önskade signalen och den närliggande kanalens signaler' fädar 'upp och, ner på ett okorrelerat sätt, kan deras förhållande variera över ett brett område, vilket åter indikerar att en adaptiv bandbredd kan vara fördelaktig.

Det amerikanska patentet US-A-4 352 208 till Schroeder beskriver ett mikroprocessorstyrt radiomottagarsystem för automatisk omkoppling av bandbredden för ett mellanfrekvenssteg (MF) mellan smala och breda värden. Den smala bandbredden används vid en normal funktionsmod i vilken mottagaren avsöker flera kanaler.

Den breda bandbredden används i en andra mod i vilken en kanal har selekterats och det inte finns några interfererande signaler på närliggande kanaler. Vid selektionen av en kanal i den andra moden, fårrnikroprocessorr1periodiskt en frekvenssyntetisator att avsöka en kanal upp och en kanal ned för att fastställa om några interfererande signaler är för handen och sedan återgå till den selekterade kanalen. Om ingen interfererande signal är för handen på en närliggande kanal kopplas MF-steget från en smal bandbredd till en stor bandbredd för att förbättra mottagningens kvalitet.

Om en närliggande kanalsignal med tillräcklig MF-energi är för handen förblir MF-steget i sin smala bandbreddsmod.

Systemet beskrivet i Schroeders patent är oanvänbart i ett kommunikationssystenp säscm1ett1nobilradiotelefonsystem,i.vilket interferenssituationerna ändrar sig kontinuerligt. I sådana system är det icke önskvärt, om inte omöjligt, att tillåta till och. med en temporär förlust av signalen. på den selekterade kanalen medan mottagaren kontrollerar de närliggande kanalerna för interferenser. Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller kontinuerlig jämförelse av energi i kanalen och utanför kanalen utan att kontinuerligt stämma om mottagaren. 520 613 4 Det amerikanska patentet US-A-4 124 817 till Takahasi visar en bandbreddsomkopplingskrets för ett mellanfrekvensförstärkarsteg i en FM-mottagare som säkerställer klar mottagning av önskade signaler genom automatisk skiftning av mellanfrekvensförstärkar- steget mellan stor och liten bandbredd i enlighet med radiofält- förhållandet.Bandbreddsomkopplingskretseninnefattarealdetektor för att detektera svävningskomponenter beroende pá interferenser innefattade i mottagna signaler och en växlingsomkopplare för att koppla om bandbreddsomkopplingskretsen i enlighet med signaler detekterade av detektorn, varvid bandbredden för nællanfrek- vensförstärkarsteget automatiskt omkopplas beroende på huruvida svävningskomponenterna är närvarande eller inte.

Sammanfattning av uppfinningen Det är ett syfte med den föreliggande uppfinningen att till- handahålla förbättrad kapacitet genom minskning av bandbreddsbe- läggningen för analoga frekvensmodulationssystem_ Speciellt är det ett syfte i enlighet med den föreliggande uppfinningen att tillhandahålla en implementering avxnottagare son1ger förbättrade prestanda med användning av smalbandig frekvensmodulation med 10 kHz kanalseparation.

Den föreliggande uppfinningen avser tillhandahållande av dyna- miskt variabel bandbredd i antingen AMPS-mod eller NAMPS-mod för att erhålla den bästa kompromissen mellan distorsion och brus eller interferensundertryckning. En föredragen utföringsform av den föreliggande uppfinningen tillåter bandbredden att dynamiskt varieras mellan värdet 30 kHz som krävs för AMPS och värdet 10 kHz som krävs för NAMPS, och realiserar alltså en dubbelmod- mottagare.

I den föreliggande uppfinningen visas en radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga frekvensmo- dulerade signalerx Radiomottagaren.innefattar ett superheterodyn- frekvensorgan vilket omvandlar den mottagna frekvensmodulerade signalen till en fast mellanfrekvenssignal. Ett filter filtrerar sedan mellanfrekvenssignalen med en första filterbandbredd 520 613 5 anpassad till en bredbandigt frekvensmodulerad signal. Den filtrerade bredbandigt frekvensmodulerade signalen demoduleras sedan i en demodulator med användning av en frekvensdiskrimina- tor. Mellanfrekvenssignalen filtreras sedan med användning av en andra och tredje filterbandbredd anpassad till en smalbandigt frekvensmodulerad signal. Slutligen demoduleras den ytterligare filtrerade mellanfrekvenssignalen.med användning av en frekvens- diskriminator.

Kort beskrivning av ritningarna Dessa och andra egenskaper och fördelar med uppfinningen kommer att enkelt bli uppenbara för fackmannen ur den följande skrift- liga beskrivningen använd tillsammans med ritningarna i vilka: Fig. 1 schematiskt illustrerar en konventionell frekvensmo- dulationsmottagare (FM-mottagare), Fig. 2 schematiskt illustrerar en föredragen utföringsform.av en dynamiskt variabel bandbredd i enlighet med den föreliggande uppfinningen, samt Fig. 3 schematiskt illustrerar digital signalbearbetning användbar i den föredragna utföringsformen av en mottagare med dynamiskt variabel bandbredd visad i fig. 2.

Detalierad beskrivning Fig. 1 illustrerar ett blockschema över en konventionell FM- mottagare 5 lämplig för att anpassas till antingen AMPS eller NAMPS specifikationer för cellulär mobilradiotelefoni, med det lämpliga valet av mellanfrekvensbandbredd (MF-bandbredd) för MF- filtren 50.

Den mottagna signalen går frän antennen genom ett sändnings/- mottagningsduplexfilter 10, en lågbrusförstärkare 20, ett spegelfrekvensdämpningsfilter 30 och en nerblandare 40, såsom en superheterodynfrekvensanordning, där den mottagna signalen omvandlas till en lämplig mellanfrekvens (MF). MF-filtren 50 520 613 6 påförhuvudkanalbandbreddsrestriktionenjustnándreêhlspecifika- tionen 30 kHz för AMPS, eller omkring 10 kHz vid specifikationen för NAMPS. MF-förstårkarna 60 tillhandahåller det mesta av förstårkningen och alstrar också en mottagen styrkeindikation (RSSI). Det är vanlig praxis att alla av MF-förstårkarna inne- fattas i en enda integrerad krets, och att en andra frekvens- nedblandning används delvis igenom förstärkningsprocessen.för det andra MF-filtret 50, för att tillåta användning av små, billiga, keramiska filter. Vidare är det också enklare att undvika oönskade oscillationer beroende på läckåterkoppling'on1den totala förstärkningen delas mellan två frekvenser.

Frekvensdiskriminatorn 70 arbetar vid den slutliga mellan- frekvensen (MF&mJ och alstrar en signalutmatning proportionell mot denlnomentana frekvensdeviationen för radiosignalen från.dess nominella centerfrekvens, som är' en faksinnl av talsignalen använd för att frekvensmodulera sändaren. Diskriminatorut- matningssignalen är bandbegränsad till talfrekvensområdet 300 Hz till 3,4 kHz i ett högtonsfilter 80 för att utesluta så mycket brus som möjligt. Det är även välkänt att brusutmatningen från en frekvensdiskriminator ökar tvärs över audiofrekvensbandet så att användningen av förbetoning vid mottagaren med kompenserande avbetoning i högtonsfiltret 80 vid mottagaren 5 förbättrar signal-till-brusförhållandet genom att pàföra det mesta av dämpningen på de högsta komponenterna. Det är också välkänt att den uppfattade talkvaliteten har mer att göra.med.bakgrundsbruset under lågmälda eller tysta perioder än signal-till-brusför- hållande under högljudda perioder, så att användningen av komprimering eller expansion i en dekompander 90 vid mottagaren 5, som.förstorar skillnaden.mellan starka och svaga signaler, med kompenserande kompandering vid mottagaren, lämnar talsignalen oförändrad. medan den minskar mottagarbruset under de tysta perioderna. Utmatningen från dekompandern 90 matas sedan till telefonens öronmussla.

I den konventionella, kända FM-mottagaren illustrerad i fig. 1, är MF-filtret 50 bandbredder fasta, eftersom tillgänglig 520 613 7 filterteknologi inte enkelt tillåter konstruktionen av filter med dynamiskt justerbar bandbredd. För att konstruera en mottagare lämplig för funktion i antingen AMPS- eller NAMPS-system, skulle en så kallad dubbelmodmottagare behöva innehålla selekterbara 30 kHz breda AMPS-filter och 10 kHz breda NAMPS-filter. Båda dessa filter skulle emellertid med den konventionella lösningen ha konstant bandbredd.

En föredragen tillämpning av mottagaren med dynamiskt variabel bandbredd i enlighet med den föreliggande uppfinningen illustre- ras i fig. 2 och 3. Mottagaren med. den dynamiskt variabla bandbredden börjar med en konventionell nedblandning till en lämplig första mellanfrekvens (MF) som i fig. 1, med användning av ett sändnings/mottagningsduplexfilter 10, en lågbrusför- stärkare 20, ett spegelfrekvensdämpningsfilter 30 och en nerblandare 40. Filtren 100 och 110 fastställer en kanalbandbredd j_30kHz-områdetförlwfiß-systemet.Mellanfrekvensförstärkarkret- sen 120 är en integrerad kiselkrets som även innehåller en andra nerblandning med en nerblandare 45.

I stället för en frekvensdiskriminator, matas den.hårdvarubegrän- sade utmatningen från den sista MF-förstärkaren 60 till en fasdigitaliseringskrets som alstrar sampel av' den momentana signalfasen. Den mottagna signalstyrkeindikatorsignalen (RSSI) alstrad av MF-förstärkarkretsen 120 matas till en A/D-omvandlare 140 som alstrar ett digitalt värde för signalstyrkan. RSSI- signalen är lämpligen proportionell mot logaritmen av signalamp- lituden. När digitaliserad till en 8 bitars noggrannhet, representerar 8-bitsvärdet signaler över, till exempel, ett område 128 dB i steg om 0,5 dB, eller över ett omrâde 64 dB i steg om 0,25 dB. Fasdigitaliseraren 130 jämför signalövergångar eller flanker för den hårdvarubegränsade MF-signalen med de för en stabil referensklocka 135 för att kvantisera signalövergångar- na till 6 bitars fasnoggrannhet. Värdet modulo-64 med 64 bitar avbildar exakt fasvinkelomràdet 0 till 2n när båda ses i det cirkulära området. Vid approximering av cirkeln mmot en rektangu- lär 64-hörning, erhålls avbildningen genom: 520 613 8 zp“çpq=-š-š- IIIOdÉJÉ V (pl $ (p g (pr-d; n=0,1,2.r__ där pm E wo på grund av cirkulär periodicitet.

Den digitaliserade log-amplituden och digitaliserade faserlbildar tillsammans ett komplext tal i logpolär form, som visats i det amerikanska patentet US-A-5 084 669, vilket är allmänt till- gängligt och vars specifikation härmed inkluderas som referens.

Strömmen av komplexa tal vid en lämpligt hög samplingshastighet, till exempel 240 000 sampel per sekund (240 kilosampel per sekund eller 240 kS/s) matas till en digital signalprocessor (DSP) 150 där logpolär till kartesisk omvandling sker och som resulterar i komplexa tal av formen X+jY, där j = V-1. Automatisk skalning sker under denna omvandling så att de kartesiska komponenterna passar inom ordlängden med fast decimal för DSP 150.

Inuti DSP 150, reduceras samplingshastigheten för X+jY först genom nersampling, det vill säga, addering av block av närliggan- de sampel över ett glidande fönster, till 80 kS/s för att minska mängden av efterföljande aritmetik.

När mottagaren behöver arbeta i AMPS-moden överlämnas 80 kS/s- strömmen till en numerisk frekvensdiskrimineringsalgoritm. Den föredragna algoritmen är en digital faslàsningsslinga, vars detaljer är utanför omfattningen av denna presentation, men kan anordnas av vem som helst med ordinär kunskap i tekniken för numerisk radiosignalbearbetning. Son: alternativ' kan. följande algoritm användas: 1) Utför diskriminering; F = XY -Ynx n=1,2,...N-1 n n n-1 n-l; 2) Utför kvadratisk amplitudberäkning; RW = XQg+YQL¿ n=l,2,...N-l 3) Återskala efterhårdvarubegränsning; xf = xn/Rsq; YHR = Yn/Rsq; n=1,2, . ..N-1 där Xf och Yf är äterskalade värden och N är antalet sampel.

Ett annat alternativ är att avlämna de 240 000 samplen per sekund (240 kS/s) av fasen direkt till en digital faslåsningsslinga som 520 613 9 beräknar en momentan frekvens vid den önskade nersamplade hastigheten 80 kHz. Dessa beräkningar vid en förhöjd hastighet kan utföras med hjälp av speciell digital logik för att avlasta den programmerbara DSP 150 från något av belastningen.

När väl 80 kS/s momentana frekvenssampel har beräknats överlämnas de till digital efterdiskriminatorfiltering, avbetoning, nersampling och dekompandering i enlighet med kända digitala filter och. digital signalbearbetningsteknik för att ge 8000 sampel per sekund (8 kS/s) av digitaliserat tal som omvandlas till en analog signal i D/A-omvandlaren 160. DSP 150 kan även innehålla numeriska beräkningsprogram för andra ändamål, såsom avkodning av Manchesterkodade signaleringsdata använda i AMPS- systemet för styrändamål.

När mottagaren är avsedd att arbeta i NAMPS-moden, överlämnas strömmen av X+jY, först efter nersampling till 80 kS/s, till ett filter med ändligt gensvar med 64 uttag (FIR), såsom FIR-filtret 190 visat i fig. 3 i enlighet med känd teori, vilket reducerar bandbredden till den som behövs för NAMPS-system, nämligen en bandbredd som är i området 8 kHz till 12 kHz. Vidare nersamplas utmatningen från FIR-filtret 190 ytterligare till 16kS/s för att reducera mängden av bearbetning som.behövs. En numerisk frekvens- diskrimineringsalgoritm som den skisserad ovan tillämpas sedan för att demodulera utmatningen från FIR-filtret 190 och vanlig audiofiltrering, avbetoning och dekompandering påförs också numeriskt som visat genom audiofilter/högtonfiltreringen 210, dekompandern 220 och audiofilter/nersamplaren 230 i fig. 3.

Koefficienterna för filtret med 64 uttag kan beräknas med hjälp av en 64 punkters Fourier-transform för ett ideellt rektangulärt filtergensvar med den önskade bandbredden och sedan multiplicera resultatet med en upphöjd cosinusfönsterfunktion för att reducera oönskade sidolober. I enlighet med den föreliggande uppfinningen förberäknas åtminstone två uppsättningar av dessa koefficienter, vilka motsvarar åtminstone två alternativa NAMPS-bandbredder, till exempel 8,75 kHz och 11,25 kHz. Dessa svarar respektive mot 520 613 10 64 punkters rektangulära frekvensgensvar respektive 7 eller 9 punkter breda, det vill säga, OOOOOOOOOOOO00000000000000000lllllll00OOOOOOOOOOOOOOOOOOOOOOOOOO eller 00000000O000000000000000000OO11l1l1ll1000O00OOOOOOOOOOOOOOOOOOOO eftersom (ikna: = 815141: 64 och (lyzow: = 112511412. 64 Endast en uppsättning koefficienter används i taget. Normalt används koefficienterna motsvarande 11,25 kHz om närliggande kanalinterferensniväer är låga. Mängderlnärliggande kanalinterfe- rens fastställs genom jämförelse av totala signaleffekten i 80 kS/s-strömmen före FIR-filtret 190 med totala signaleffekten i 16 kS/s-strömmen efter FIR-filtret 190. Den förra representerar effekten i en 30 kHz bandbredd omfattande båda angränsande kanalerna medan den senare representerar effekten i den önskade eller sökta kanalen. Genom att subtrahera den senare fràn den förra erhålls effekten i de två närliggande kanalerna. Om denna överstiger effekten i den önskade eller sökta kanalen med mer än en första tröskel används ett alternativt FIR-filter med smal bandbredd.

När mer än en alternativ bandbredd är tillgänglig kan en till och med smalare alternativ bandbredd väljas när effektförhàllandet närliggande kanal till inom bandet (i kanalen) överstiger en andra tröskel. Om effektförhàllandet närliggande kanal gentemot inom bandet (i kanalen) överstiger en tredje tröskel ökas band- bredden igen. En avsiktlig skillnad mellan trösklarna för begränsning och breddning av bandbredderna används i samband med tidskonstanten T för uppmätning av signalmedelvärdeseffekt för att tillhandahålla hysteres och förhindra överdrivet frekvent 520 613 ll växling av bandbredden, vilket annars kunde orsaka audiobrus.

Typiskt skulle den andra tröskeln för att koppla om från en första bandbredd 11,25 kHz till en smalare bandbredd 8,75 kHz vara 128 och den tredje tröskeln för att koppla om tillbaka till 11,25 kHz vara 32. Tidskonstanten T för fastställande av den önskade eller sökta kanaleffekten och den närliggande kanaleffek- ten är ungefär 10 ndllisekunder (10 ms). Alltså bestäms den önskade eller sökta kanaleffekten som summan av kvadraterna för 16 kHz-samplen över ett glidande fönster med 160 sampel, eftersom (16 kS/s)(10 ms) = 160 sampel, och den närliggande kanaleffekten bestäms som summan av kvadraterna för 80 kHz-samplen över ett glidande fönster med 800 sampel, eftersom (80 kS/s)(10 ms) = 800 sampel.

Den.ovan.beskrivna.digitala bearbetningen.illustreras ytterligare i fig. 3. De logpolära fasvärdena och RSSI-värdena kommer in med 240 000 sampel per sekund (240 kS/s) in till en logpolär-till- kartesisk omvandlingsrutin 170 som använder en COSINUS/SINUS- tabell för att beräkna cosw och sina och en ANTILOGARITM-tabell för att omvandla den mottagna signalstyrkeindikatorsignalen (RSSI) till en, amplitud efter att först ha subtraherat ett skalningsvärde från RSSI-signalen. Den skalade amplituden A erhållen sålunda nmltiplicerar värdena cosp -+ isinø för att erhålla värdena X + jY, där X = Acosø och Y = Asinø.

Skalningsvärdet bestäms så att det glidande medelvärdet X2 + Y2 över 800 sampel är inom ett önskat område utan risk för höger- eller vänsterspill. För att säkerställa detta matas ett glidande medelvärde till skalningsrutinen vilken ökar skalningsvärdet om det glidande medelvärdet är alltför högt och sänker skalnings- värdet om det glidande medelvärdet är alltför lågt.

De skalade värdena X+jY vid 240 00 sampel per sekund (240 kS/s) nersamplas sedan till 80 000 sampel per sekund (80 kS/s) i nersamplaren 180 genonlberäkning av det glidande medelvärdet över tre konsekutiva sampel och sedan addera tre konsekutiva värden 520 613 12 för det glidande medelvärdet för att erhålla varje 80 kS/s- sampel. 80 kS/s-samplen X+jY kvadreras sedan och summeras över ett glidande fönster med 800 sampel. Detta inbegriper addering av de nyaste kvadratsummorna och subtraktion av kvadratsummorna beräknade 800 sampel tidigare, vilket kräver ett fördröjnings- minne 800 sampel långt. För att minska användningen av minne i den digitala signalprocessorn (DSP) 150, kan det glidande medelvärdet beräknas med exponentiell snarare än rektangulär viktning av den tidigare historien för tidigare sampel. Vid exponentiell viktning beräknas det nya medelvärdet Ai ur det gamla medelvärdet A(i-1) och det nya samplet Si som visas nedan Ai=A(i-l)+d(Si-A(i-l)) där d är ett litet värde, t.ex. 1/800 Ai=(1-d)A(i-1) + dSi Ai=(799/800)A(i-l) + Si/800 Alltså alla de äldre samplen innefattade i det gamla medelvärdet minskas progressivt med värdet (1-d)=799/800, vilket är något mindre än 1 vid varje iteration, så att ett värde Si som användes N steg tidigare (Si-N) har blivit avviktat med (1-d)". Medelvär- dec är alltså Ai=si + (1-d)s(i-1) + (1-d)2S(1-2) etc, med ökande potens (l-d). Fördelen med detta system är att inga gamla sampelvärden liksom S(i-799) behövs, utan snarare endast det föregående medelvärdet och det nya samplet. I detta fall skulle det glidande medelvärdet med 160 sampel även.använda exponentiell viktning av den tidigare historien för tidigare sampel.

FIR-filtren 190 med 64 uttag opererar också på värdena X+jY med användning av koefficienter CU C2, ..., CH vilka selekteras från en av två alternativa koefficientlagringar motsvarande en 8,75 kHz respektive en 11,25 kHz bandbredd. De FIR-filtrerade värden X+jY utmatas från FIR-filtren 190 med en hastighet nersamplad till 16 kS/s och bearbetas sedan i en frekvensdiskriminator 200 med digital fasläst slinga för att demodulera frekvensmodulatio- nen. Frekvensdiskriminatorns 200 utmatning audiofiltreras sedan och avbetonas i enlighet med specifikationen för NAMPS i ett audio filter/högtonsfilter 210, dekompanderas i en dekompander 520 613 13 220 och audiofiltreras slutligen ytterligare och nersamplas till 8 kS/s i ett audiofilter/en nersamplare 230 innan den utmatas till en D/A-omvandlare 160, som visat i fig. 2.

Bandbreddsbestämmaren 240 använder en algoritm för att bestämma huruvida den breda eller smala bandbredden skall användas. Det glidande medelvärdet och/eller den glidande summan av FIR- filtrerad signaleffekt skalas med en faktor 5 i en skalningsa- nordning 250 för att kompensera för skillnaden mellan de olika kvadrattalen summerade, eller alternativt, med något annat tal lämpligt för att genom FIR-filtren 190 kompensera lika väl för en skalning skild från ett. Skalningen av FIR-filterkoefficien- terna Cl, C2, ..., CH kan faktiskt avsiktligt väljas så att den krävda skalningen för det glidande medelvärdet med 160 sampel är en kvadrat. Det skalade glidande medelvärdet med 160 sampel subtraheras sedan från det glidande medelvärdet med 800 sampel i en subtraktionsanordning 260 för att erhålla närliggande kanaleffekt. Den närliggande kanaleffekten jämförs då i en komparator 270 med antingen 128 eller 32 gånger inbandsignalef- fekten (i kanalen), matad av en skalningsanordning 255 (motsva- rande antingen det andra respektive tredje tröskeleffektför- hállandet) för att fastställa huruvida bandbredden skall minskas respektive ökas.

Det kommer att inses av fackmannen att den föreliggande upp- finningen kan gestaltas i andra specifika former utan att avvika från dess andemening eller dess väsentliga karaktär. De för närvarande visade utföringsformerna betraktas därför' i alla avseenden att vara illustrativa och inte begränsande. Omfatt- ningen av uppfinningen indikeras av de bifogade patentkraven snarare än av den föregående beskrivningen och alla ändringar som kommer inom betydelsen och räckvidden för ekvivalenter av denna avses vara omfattade av denna.

Claims (36)

520 613 14 PATENTKRAV

1. Anordning vid radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga modulerade signaler innefattande: superheterodynfrekvensorgan (30,40) för omvandling av en mottagenrekvensmodulerad signal till en fast mellanfre- kvenssignal, organ (100) för bredbandsfiltrering av mellanfrekvens- signalen med en första filterbandbredd för att skapa en första filtrerad signal, där den första filterbandbredden innefattar åtminstone en bredbandsinformationskanal och ett flertal smal- bandsinformationskanaler, organ för demodulering av den första filtrerade signa- len för att extrahera information, organ (l40,l50,l60) för digitalisering av den första filtrerade signalen med användande av ett komplext vektorvärde hos den fasta mellanfrekvenssignalen upprätthålls för att ska- pa en ström av komplexa talsampel, organ (l30,l50) för smalbandsfiltrering av sagda ström av komplexa talsampel genom användning av ett digitalt filter (l90,240) för att skapa en andra filtrerad signal, där det di- gitala filtret har en justerbar filterbandbredd, vilken är in- ställd på en andra filterbandbredd eller en tredje filterband- bredd beroende pà graden av signalinterferens, och organ för demodulering av den andra filtrerade signalen för att extrahera information.

2. Anordning enligt krav l, i vilken den andra filterband- bredden är anpassad för att tillhandhålla hög signalkvalitet när närliggande kanalinterferens är lägre än en på förhand fastställd tröskel och den tredje filterbandbredden är anpas- 520 613 15 _sad att tillhandahålla hög signalkvalitet när närliggande ka- nalinterferens är högre än en på förhand fastställd tröskel.

3. Anordning vid radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga frekvensmodulerade signaler inne- fattande: superheterodynfrekvensorgan (30,40) för omvandling av den mottagna frekvensmodulerade signalen till en fast mellan- frekvenssignal, organ (100) för bredbandsfiltrering av mellanfrekvens- signalen med en första filterbandbredd för att skapa en första filtrerad signal, där den första filterbandbredden innefattar åtminstone en bredbandsinformationskanal och ett flertal av smalbandsinformationskanaler, organ för demodulering av den första filtrerade signa- len för att extrahera information, organ (l40,l50,l60) för digitalisering av den första signalen med användande av ett komplext vektorvärde hos den fasta mellanfrekvenssignalen upprätthålls för att skapa en ström av komplexa talsampel, organ (l30,l50) för smalbandsfiltrering av strömmen av komplexa talsampel med användning av ett digitalfilter (l90,240) med en variabel filterbandbredd för att skapa en andra filtrerad signal, samt organ för demodulering av den andra filtrerade signalen för att extrahera information. 520 613 16

4. Anordning enligt krav 3, i vilken den variabla filterband- bredden varieras sonxen funktion av närliggande kanalinterferens- nivåer.

5. , Anordning enligt krav 4, i vilken de närliggande kanalin- terferensniváerna uppskattas ur' mätningar av Inellanfrekvens- signalens nivå före och efter den ytterligare filtreringen.

6. Anordning enligt krav 3, i vilken organet för ytterligare filtrering innefattar ett pulsfilter med ändligt svar.

7. Anordning enligt krav 3, i vilken ett frekvensomràde, inom vilket det variabla filtret kan varieras, är medvetet begränsat.

8. Anordning vid radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga frekvensmodulerade signaler in- nefattande: superheterodynfrekvensorgan för omvandling av den mottagna frekvensmodulerade signalen till en fast mellanfrekvenssignal, organ för filtrering av mellanfrekvenssignalen.med en första filterbandbredd anpassad till en bredbandig frekvensmodulerad signal, organ för förstärkning av den filtrerade mellanfrekvens- signalen och organ för analog-till-digital omvandling av den förstärktanællanfrekvenssignalennædanbibehållandedet}«m@lexa vektorvärdet för mellanfrekvenssignalen för att alstra en sampelström av komplexa tal, ett första organ för bearbetning av strömmen av komplexa vektorsampel i en numerisk signalprocessor för att demodulera den bredbandiga frekvensmodulerade signalen med användning av en 520 613 17 numerisk frekvensdiskrimineringsalgoritm, ett andra organ för bearbetning av strömmen av komplexa vektorsampel i en numerisk signalprocessor för att ytterligare filtrera sampelströmmen av komplexa tal med användning av variabel bandbredd anpassad till en smalbandig frekvensmodulerad signal, samt ett tredje organ för bearbetning av den digitalt filtrerade sampelströmmen för att demodulera den ytterligare filtrerade mellanfrekvenssignalen med användning av en numerisk frekvens- diskrimineringsalgoritm.

9. , Anordning enligt krav 8, i vilken den variabla filterband- bredden varieras soulen funktion.av närliggande kanalinterferens- nivåer.

10. Anordning enligt krav 9, i vilken de närliggande kanalin- terferensnivàerna uppskattas ur* mätningar av Inellanfrekvens- signalens nivá före och efter den ytterligare filtreringen.

11. Anordning enligt krav 9, i vilken den variabla filterband- bredden varieras mellan första och andra diskreta värden.

12. Anordning enligt krav 11, i. vilken det första diskreta bandbreddsvärdet är anpassat att tillhandahålla hög demodulerad signalkvalitet när närliggande kanalinterferensnivàer är lägre än en på förhand fastställd första tröskel och det andra diskreta bandbreddsvärdet är anpassat att tillhandahålla hög demodulerad signalkvalitet när närliggande kanalinterferensnivàer är högre än en på förhand fastställd andra tröskel.

13. Anordning enligt krav 12, i vilken de närliggande kanalin- terferensnivåerna uppskattas ur xnätningar av rnellanfrekvens- signalens nivå före och efter den ytterligare filtreringen.

14. Anordning enligt krav 8, i vilken organet för ytterligare filtrering innefattar ett pulsfilter med ändligt svar. 520 613 18

15. Anordning enligt krav 8, i vilken ett frekvensomráde, inom vilket det variabla filtret kan varieras, är medvetet begränsat.

16. Anordning enligt krav 8, i vilken den analoga-till-digitala omvandlingendigitaliserarnællanfrekvenssignalendirektföreden numeriska signalbearbetningen upplöser mellanfrekvenssignalens reella och imaginära vektorkomponenter.

17. Anordning enligt krav 8, i vilken mellanfrekvenssignalen upplöses i reella och imaginära komponenter före separat analog- till-digital omvandling av de upplösta reella och imaginära vektorkomponenterna.

18. Anordning enligt krav 8, i vilken den analoga-till-digitala omvandlingen separat digitaliserar mellanfrekvenssignalens fas och amplitud och i vilken omvandling från polär form till reella och imaginära vektorkomponenter utförs av den numeriska signal- prOCeSSOrIl .

19. Anordning enligt krav 8, i vilken den analoga-till-digitala omvandlingen separat digitaliserar mellanfrekvenssignalens fas och en signal proportionell mot logaritmen av mellanfrekvensens amplitud och i vilken omvandling frán logpolär form till reella och imaginära vektorkomponenter utförs av den numeriska signal- prOCeSSOIIl . 520 613 19

20. Anordning vid radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga frekvensmodulerade signaler inne- fattande: superheterodynfrekvensorgan (30,40) för nerblandning av en mottagen signal till en praktisk mellanfrekvenssignal, organ (100) för filtrering av mellanfrekvenssignalen med användning av en första filterbandbredd omspännande ett första smalbandkanalspektrum och åtminstone del av ett närlig- gande smalkanalspektrum för att skapa en första filtrerad sig- nal, där en kombination av det första smalbandkanalspektrat och sagda åtminstone del av ett närliggande kanalspektrum mot- svarar ett bredbandskanalspektrum, ett första organ för mätning av en första signalnivå för den filtrerade signalen, organ (l40,l50,l60) för digitalisering av den första filtrerade signalen med användande avett komplext vektorvärde hos mellanfrekvenssignalen upprätthålls för att skapa en ström av komplexa talsampel, organ(l30,l50) för filtrering av strömmen av komplexa talsampel med användning av ett digitalt filter (l90,240) med en variabel bandbredd vilken endast innefattar det första sig- nal-spektrat för att skapa en andra filtrerad signal, ett andra organ för mätning av en andra signalnivå för den andra filtrerade signalen, organ för bearbetning av den första och andra signalni- vån för att uppskatta en nivå för en närliggande kanalsignal jämförd med en önskad signalnivå, samt organ för fastställande av en bandbreddsinställning för det variabla bandbreddsfiltret med användning av den uppskat- tade jämförbara nivån. 520 615 20

21. Anordning enligt krav 20, i vilken organet för ytterligare filtrering innefattar ett pulsfilter med ändligt svar.

22. Anordning enligt krav 20, i vilken ett frekvensomràde, inom vilket det variabla filtret kan varieras, är medvetet begränsat.

23. Anordning vid radiomottagare för demodulering av både bredbandiga och smalbandiga frekvensmodulerade signaler in- nefattande: superheterodynfrekvensorgan för nerblandning av en mottagen signal till en praktisk mellanfrekvens, organ för filtrering av mellanfrekvenssignalen. med an- vändning av en första filterbandbredd omspännande ett önskat signalspektrum och åtminstone del av ett närliggande kanalspekt- rum, organ för digitalisering av den filtrerade mellanfrek- venssignalen med användning av analog-till-digital omvandlare som bevarar komplexa vektorkomponenter för den filtrerade mellan- frekvenssignalen för att alstra en sampelström av komplexa tal, samt organ för bearbetning av sampelströmmen av komplexa tal i en numerisk signalprocessor, varvid processororganet innefattar organ för fastställande av en första signalnivà för den 520 613 21 filtrerade signalen, ett andra organ för ytterligare filtrering av den filtrerade signalen med användning av en variabel filterbandbredd anpassad till önskat signalspektrum, organ för fastställande av en andra signalnivá för den ytterligare filtrerade signalen, organ för utnyttjande av den fastställda första och andra signalnivàn för att uppskatta en nivà för närliggande kanalinter- ferens i förhållande till en önskad signalnivà, samt organ för utnyttjande av den uppskattade nivàn för att fastställa bandbreddsinställningen för det variabla bandbredds- filtret.

24. Anordning enligt krav 23, i vilken organet för ytterligare filtrering innefattar ett pulsfilter med ändligt svar.

25. Anordning enligt krav 23, i vilken ett frekvensomráde, inom vilket det variabla filtret kan varieras, är medvetet begränsat.

26. Anordning enligt krav 23, i vilken.den analoga-till-digitala omvandlingmidigitaliserarnællanfrekvenssignalendirektföreden numeriska signalbearbetningen upplöser reella och imaginära vektorkomponenter för mellanfrekvenssignalen.

27. Anordning enligt krav 23, i vilken mellanfrekvenssignalen upplöses i reella och imaginära komponenter före separat analog- till-digital omvandling' av' de upplösta reella och imaginära komponenterna.

28. Anordning enligt krav 23, i vilken den analoga-till-digitala omvandlingen separat digitaliserar mellanfrekvenssignalens fas och amplitud, samt i vilken omvandling från polär form till reella och imaginära vektorkomponenter utförs av den numeriska signalprocessorn.

29. Anordning enligt krav 23, i vilken den analoga-till-digitala omvandlingen separat digitaliserar mellanfrekvenssignalens fas 520 613 22 och en signal proportionell mot logaritmen av mellanfrekvensens amplitud, samt i vilken omvandling frán logpolär form till reella och imaginära vektorkomponenter utförs av den numeriska signalp- rocessorn.

30. Anordning enligt krav 1, i vilken organet för ytterligare filtrering ytterligare innefattar ett pulsfilter med ändligt Svar .

31. Anordning enligt krav 24, i vilken den variabla filterband- bredden varieras genom att variera uttagskoefficienter för pulsfiltret med ändligt svar.

32. Anordning enligt krav 31, i vilken uttagskoefficienterna varieras mellan åtminstone tvà uppsättningar av diskreta värden.

33. Anordning enligt krav 25, i vilken frekvensbegrànsningen vidare innefattar hysteresisorgan för användning av hysteres mellan en första tröskelnivà för närliggande kanalinterferens som får den variabla filterbandbredden att minskas och en andra tröskelnivà för närliggande kanalinterferens som får den variabla filterbandbredden att ökas.

34. Anordning enligt krav 25, i vilken frekvensbegränsningen vidare innefattar' medelvàrdesbildande organ för* medelvärdes- bildning av en filtrerad signalnivàmätning och en ytterligare filtrerad signalnivàmätning.

35. Anordning enligt krav 34, i vilken det medelvärdesbildande organet använder ett, över ett rektangulärt fönster, glidande medelvärde.

36. Anordning enligt krav 34, i vilken det medelvärdesbildande organet använder exponentiell viktning av tidigare historia