FR2711293A1

FR2711293A1 - Radiorécepteur à largeur de bande adaptative.

Info

Publication number: FR2711293A1
Application number: FR9412244A
Authority: FR
Inventors: Dent Paul
Original assignee: Ericsson GE Mobile Communications Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1993-10-14
Filing date: 1994-10-13
Publication date: 1995-04-21
Anticipated expiration: 2014-10-13
Also published as: DE4497810B4; GB9511577D0; AU7931394A; AU678626B2; SE9502106L; IT1271255B; WO1995010889A1; GB2288936A; JPH08506711A; FR2711293B1; US5745856A; KR950704861A; SE520613C2; ITMI942079A1; ITMI942079A0; SG43121A1; DE4497810T1; SE9502106D0; GB2288936B

Abstract

L'invention concerne la démodulation de signaux modulés en fréquence. Un radiorécepteur capable de démoduler des signaux à large bande comme des signaux à bande étroite, comprend un dispositif de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) qui convertit le signal reçu en un signal à fréquence intermédiaire fixe. Un filtre (100, 110) filtre ensuite le signal à fréquence intermédiaire avec une première largeur de bande adaptée à un signal à large bande. Le signal à large bande filtré est ensuite démodulé tandis que le signal à fréquence intermédiaire est filtré par un processeur de signal numérique (150) en utilisant des deuxième et troisième largeurs de bande de filtre qui sont adaptées à un signal modulé en fréquence à bande étroite. Application à la radiotéléphonie.

Description

La présente invention concerne la modulation de fréquence (ou FM) analogique adaptative pour la transmission de la parole dans des systèmes de télécommunication radiotéléphoniques, et elle concerne plus particulièrement des récepteurs cellulaires à modulation de fréquence de type analogique ayant des largeurs de bande qui sont adaptées de façon à optimiser la qualité vocale moyenne après démodulation.

A l'heure actuelle, des systèmes téléphoniques mobiles cellulaires utilisent la modulation de fréquence analogique pour transmettre la parole. Les trois principaux standards de systèmes de télécommunication mobiles cellulaires sont le système AMPS utilisé aux Etats-Unis, qui emploie une modulation de fréquence à large bande avec un écartement entre canaux de 30 kHz, le système TACS utilisé au Royaume-Uni qui emploie des écartements entre canaux de 25 kHz, et le système NMT utilisé en Scandinavie qui emploie une modulation de fréquence à bande étroite avec des écartements entre canaux de 12, 5 kHz.

Dans le cadre d'un effort visant à atténuer les restrictions de capacité des systèmes de modulation de fréquence analogiques actuels, la transmission numérique a été normalisée pour des systèmes futurs en Europe, aux
E.U.A. et au Japon. Néanmoins, les normes de transmission numérique sont complexes et ne conviennent pas pour l'utilisation en tous lieux. Il en résulte qu'un objet de la présente invention est de réaliser des améliorations de capacité par la réduction de l'occupation de largeur de bande de systèmes de modulation de fréquence de type analogique.

Une autre technique pour augmenter la capacité d'un système par la réduction des exigences de largeur de bande est décrite dans un système de modulation de fréquence à bande étroite conforme à la spécification NAMPS.

Dans le système NAMPS, on parvient à un écartement entre canaux de 10 kHz en divisant en trois sections chaque canal de 30 kHz du système AMPS. Pour loger le signal dans la largeur de bande réduite, on réduit à la fois l'excursion de fréquence, ou l'indice de modulation, du signal émis, et la largeur de bande du récepteur.

Divers aspects de systèmes de télécommunication à modulation de fréquence sont décrits dans l'art antérieur, comme par exemple dans l'ouvrage de H. Taub et al.,
Principles of Communication Systems, chapitre 4, McGraw
Hill Book Co., New York (1971). Pour un signal modulant sinusoîdal, la largeur de bande B nécessaire pour émettre ou recevoir un signal à modulation de fréquence avec une transmission de puissance d'au moins 98% est donnée par l'expression suivante de la règle de Carson
B = 2( t f + dans laquelle A f est l'excursion de fréquence maximale de la fréquence instantanée du signal à modulation de fréquence, par rapport à la fréquence porteuse, et m est la fréquence du signal modulant sinusoidal. L'indice de modulation p est lié à Af et f par l'expression
m suivante 0 tf/fm
Lorsque l'indice de modulation est dominant, c'est-à-dire lorsque ss f fm la largeur de bande définie conformément à la règle de Carson est réduite proportionnellement à l'excursion de fréquence df. Ainsi, le fait de réduire l'excursion de fréquence entraîne une réduction du même ordre de grandeur en ce qui concerne la largeur de bande.

Pour des systèmes à modulation de fréquence à bande étroite dans lesquels l'indice de modulation est faible, c'est-à-dire lorsque ss f < fm des réductions de l'excursion de fréquence ss f n'entraînent pas des réductions du même ordre de grandeur en ce qui concerne la largeur de bande B. Par conséquent, le niveau du signal modulant désiré qui est transporté par le système de modulation diminue plus rapidement que le bruit qui est transmis par le récepteur lorsque l'excursion de fréquence diminue, et il en résulte une dégradation du rapport signal à bruit.

Pour résoudre ce problème, on peut utiliser des largeurs de bande inférieures à la largeur de bande de la règle de Carson lorsque le niveau de bruit est élevé.

Cependant, une plus petite largeur de bande occasionne une distorsion dans le signal démodulé, du fait qu'une plus grande quantité d'énergie dans les bandes latérales du signal à modulation de fréquence est rejetée, mais ceci est préférable à la transmission d'une plus grande quantité de bruit lorsque le niveau de bruit est élevé.

Cependant, lorsque le niveau de bruit est faible, la qualité du signal démodulé est limitée par les composantes de distorsion, et il est souhaitable d'augmenter la largeur de bande. Du fait qu'en pratique, des niveaux de signal qui sont reçus par un téléphone mobile augmentent et diminuent à cause du mouvement et d'autres effets, on voit qu'il est préférable que la largeur de bande d'un récepteur à modulation de fréquence à bande étroite s'adapte à ces effets en variant continuellement.

De plus, lorsque des signaux sur des canaux adjacents ont un niveau élevé, une largeur de bande plus étroite qui atténue davantage les signaux des canaux adjacents peut être meilleure qu'une plus grande largeur de bande qui évite la distorsion. Cependant, lorsque des signaux de canaux adjacents sont faibles ou absents, une plus grande largeur de bande qui évite la distorsion est préférable. Du fait que les niveaux du signal désiré comme des signaux des canaux adjacents augmentent et diminuent d'une manière non corrélée, leur rapport peut varier sur une plage étendue, ce qui indique à nouveau qu'une largeur de bande adaptative peut être avantageuse.

Le brevet des E.U.A. n" 4 352 208 délivré à
Schroeder décrit un système de radiorécepteur commandé par microprocesseur, pour commuter automatiquement la largeur de bande d'un étage à fréquence intermédiaire (FI) entre des valeurs étroite et large. La largeur de bande étroite est utilisée dans un mode de fonctionnement normal dans lequel le récepteur balaie plusieurs canaux. La largeur de bande large est utilisée dans un second mode dans lequel un canal a été sélectionné et il n'y pas de signaux brouilleurs sur des canaux adjacents. Au moment de la sélection d'un canal dans le second mode, le microprocesseur commande périodiquement un synthétiseur de fréquence de façon que ce dernier effectue un balayage d'un canal vers le haut et d'un canal vers le bas, pour déterminer si un signal brouilleur quelconque est présent, et retourne ensuite au canal sélectionné. Si aucun signal brouilleur n'est présent sur un canal adjacent, l'étage FI est commuté d'une largeur de bande étroite vers une largeur de bande large, pour améliorer la qualité de la réception. Si un signal d'un canal adjacent ayant une énergie FI suffisante est présent, l'étage FI reste dans son mode à largeur de bande étroite.

Le système qui est décrit dans le brevet de
Schroeder est inutilisable dans un système de télécommunication, tel qu'un système radiotéléphonique mobile, dans lequel des situations de brouillage changent continuellement. Dans de tels systèmes, il est indésirable, ou même impossible, d'autoriser une perte du signal, même temporaire, sur le canal sélectionné, pendant que le récepteur vérifie les canaux adjacents pour détecter un brouillage.

La présente invention procure une comparaison continue de l'énergie dans le canal et hors du canal, sans réaccorder continuellement le récepteur.

Le brevet des E.U.A. n" 4 124 817 délivré à
Takahashi, décrit un circuit de commutation de largeur de bande pour un étage amplificateur à fréquence intermédiaire dans un récepteur à modulation de fréquence, qui garantit une réception claire de signaux désirés en commutant automatiquement l'étage amplificateur à fréquence intermédiaire entre les largeurs de bande large et étroite, conformément aux conditions de champs radioélectriques. Le circuit de commutation de largeur de bande comprend un détecteur qui est destiné à détecter des composantes de battements qui sont dues au brouillage présent dans des signaux reçus, et un commutateur pour commuter le circuit de commutation de largeur de bande conformément aux signaux détectés par le détecteur, grâce à quoi la largeur de bande de l'étage amplificateur à fréquence intermédiaire est automatiquement commuté sous la dépendance du fait que les composantes de battements sont présentes ou non.

Un objetlde:la la présente invention est d'améliorer la capacité par la réduction de l'occupation de largeur de bande de systèmes de modulation de fréquence de type analogique. En particulier, un objet de la présente invention est de réaliser un récepteur procurant de meilleures performances en utilisant une modulation de fréquence à bande étroite avec un écartement entre canaux de 10 kHz.

La présente invention concerne l'incorporation d'une largeur de bande variant de façon dynamique dans le mode AMPS ou le mode NAMPS, pour obtenir le meilleur compromis entre l'atténuation de la distorsion et l'atténuation du bruit ou du brouillage. Un mode de réalisation préféré de la présente invention permet de faire varier la largeur de bande de façon dynamique entre la valeur de 30 kHz qui est nécessaire pour le mode AMPS, et la valeur de 10 kHz qui est nécessaire pour le mode NAMPS, pour réaliser ainsi un récepteur à deux modes.

La présente invention décrit un radiorécepteur destiné à démoduler à la fois des signaux modulés en fréquence à large bande et à bande étroite. Le radiorécepteur comprend des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne qui convertissent le signal modulé en fréquence reçu pour donner un signal à fréquence intermédiaire fixe. Un filtre filtre ensuite le signal à fréquence intermédiaire avec une première largeur de bande de filtre qui est adaptée à un signal modulé en fréquence à large bande. Le signal modulé en fréquence à large bande et filtré est ensuite démodulé dans un démodulateur utilisant un discriminateur de fréquence. Le signal à fréquence intermédiaire est ensuite filtré en utilisant une duexième et une troisième largeurs de bande de filtre, adaptées à un signal modulé en fréquence à bande étroite. Enfin, le signal à fréquence intermédiaire ayant subi le filtrage supplémentaire est démodulé en utilisant un discriminateur de fréquence.

Ces caractéristiques et avantages de l'invention, ainsi que d'autres, apparaîtront aisément à l'homme de l'art en lisant la description écrite qui suit et en se référant conjointement aux dessins, dans lesquels
1-a figure 1 représente schématiquement un récepteur à modulation de fréquence (FM) classique;
la figure 2 représente schématiquement un mode de réalisation préféré d'un récepteur à largeur de bande variable de façon dynamique, conforme à la présente invention; et
la figure 3 représente schématiquement un traitement de signal numérique qui est utile dans le mode de réalisation préféré d'un récepteur à largeur de bande variable de façon dynamique qui est représenté sur la figure 2.

La figure 1 montre un schéma synoptique d'un récepteur à modulation de fréquence 5 de type classique, capable de se conformer aux spécifications des systèmes radiotéléphoniques mobiles cellulaires AMPS ou NAMPS, avec le choix approprié de la largeur de bande de fréquence intermédiaire (FI) de filtres FI 50.

Le signal reçu qui provient de l'antenne passe par un filtre duplexeur d'émission/réception 10, un amplificateur à faible bruit 20, un filtre de réjection de fréquence image 30 et un convertisseur de fréquence en sens descendant 40, tel qu'un dispositif de conversion de fréquence superhétérodyne, dans lequel le signal reçu est converti en une fréquence intermédiaire (FI) appropriée.

Les filtres FI 50 fixent la restriction de largeur de bande du canal principal à une valeur juste inférieure à 30 kHz pour la spécification AMPS, ou au voisinage de 10 kHz pour la spécification NAMPS. Les amplificateurs FI 60 assurent la majeure partie de l'amplification et ils génèrent également une indication de niveau de signal reçu (INSR). Il est de pratique courante d'incorporer tous les amplificateurs FI 60 dans un seul circuit intégré, et d'employer une seconde conversion de fréquence en sens descendant dans une position intermédiaire dans le processus d'amplification avant le second filtre FI 50, pour permettre l'utilisation de filtres céramiques petits et économiques. De plus, il est également plus aisé d'éviter des oscillations parasites dues à une réaction parasite si l'amplification totale est divisée entre deux fréquences.

Le discriminateur de fréquence 70 fonctionne à la fréquence intermédiaire finale (FIfinale) et il produit un signal de sortie proportionnel à l'écart de fréquence instantané du signal radioélectrique par rapport à sa fréquence centrale nominale, ce signal de sortie étant une copie du signal de parole qui est utilisé pour moduler en fréquence l'émetteur. Le signal de sortie du discriminateur subit une limitation de bande à la gamme de fréquences de parole de 300 Hz-3,4 kHz, dans un filtre de désaccentuation 80, pour éliminer le plus de bruit possible. Il est bien connu que le bruit de sortie d'un discriminateur de fréquence augmente sur la bande audiofréquence, ce qui fait que l'utilisation d'une préaccentuation dans l'émetteur, avec une désaccentuation de compensation dans le filtre de désaccentuation 80 dans le récepteur 5, améliore le rapport signal à bruit en appliquant la majeure partie de l'atténuation aux composantes de bruit les plus élevées. Il est également bien connu que la qualité perçue de la parole dépend davantage du bruit de fond pendant des périodes de silence ou de faible volume sonore de la parole, que du rapport signal à bruit pendant des périodes de volume sonore de parole élevé, ce qui fait que l'utilisation de la compression ou de l'expansion dans un expanseur 90 dans le récepteur 5, qui augmente la disparité entre des signaux de volume sonore élevé et de volume sonore faible, avec une compression de compensation dans l'émetteur, laisse le signal vocal inchangé tout en réduisant le bruit du récepteur dans les périodes de faible volume sonore. Le signal de sortie de l'expanseur 90 est ensuite appliqué à l'écouteur du téléphone.

Dans le récepteur à modulation de fréquence connu classique, qui est représenté sur la figure 1, les largeurs de bande du filtre FI 50 sont fixes, du fait que la technologie disponible concernant les filtres analogiques ne permet pas de construire aisément des filtres ayant une largeur de bande réglable de façon dynamique.

Pour construire un récepteur qui convienne pour le fonctionnement dans le système AMPS ou dans le système NAMPS, un récepteur dit à deux modes devrait contenir des filtres
AMPS d'une largeur de 30 kHz et des filtres NAMPS d'une largeur de 10 kHz, pouvant être sélectionnés. Cependant, dans la solution classique, ces deux types de filtres auraient des largeurs de bande constantes.

Les figures 2 et 3 représentent une forme de réalisation préférée du récepteur à largeur de bande variable de façon dynamique de la présente invention. Le récepteur à largeur de bande variable de façon dynamique effectue tout d'abord une conversion de fréquence en sens descendant classique, vers une première fréquence intermédiaire (FI) appropriée, comme sur la figure 1, en utilisant un filtre duplexeur d'émission/réception 10, un amplificateur à faible bruit 20, un filtre de réjection de fréquence image 30 et un convertisseur de fréquence en sens descendant 40. Les filtres 100 et 110 imposent une largeur de bande de canal dans la région de 30 kHz pour le système AMPS. Le circuit amplificateur à fréquence intermédiaire 120 est un circuit intégré au silicium dans lequel une seconde conversion de fréquence en sens descendant est également incorporée au moyen d'un convertisseur de fréquence en sens descendant 45.

Au lieu d'être appliqué à un discriminateur de fréquence, le signal de sortie écrêté de l'amplificateur
FI final 60 est appliqué à un circuit de numérisation de phase qui produit des échantillons de la phase instantanée du signal. Le signal d'indicateur de niveau de signal reçu (INSR) qui est généré par le circuit amplificateur FI 120 est appliqué à un convertisseur A/N 140 qui produit une valeur de niveau de signal numérisée. Le signal INSR est de préférence linéairement proportionnel au logarithme de l'amplitude de signal. Dans le cas d'une numérisation avec une précision de 8 bits, la valeur à 8 bits représente des signaux qui s'étendent par exemple sur une dynamique de 128 dB par pas de 0,5 dB, ou sur une dynamique de 64 dB par pas de 0,25 dB. Le numériseur de phase 130 compare des transitions ou des fronts de signal dans le signal FI écrêté, avec ceux d'une horloge de référence stable 135, pour quantifier les transitions de signal avec une précision de phase de 6 bits. La valeur modulo 64 à 6 bits couvre exactement la plage d'angle de phase de O à 2T lorsque les deux sont observées dans le domaine circu laire. Lorsqu'on définit une approximation du cercle avec un polygone régulier à 64 côtés, l'application est donnée par
" + = n32 mod2 V tn > t = 0, 1, 2, avec #4 # #0 du fait de la périodicité circulaire.

L'amplitude logarithmique numérisée et la phase numérisée forment ensemble un nombre complexe sous forme polaire logarithmique, qui est envisagé dans le brevet des
E.U.A. n 5 084 669, qui a été cédé à la demanderesse. Le train de nombres complexes à une cadence d'échantillonnage élevée de façon appropriée, par exemple 240 000 échantillons par seconde (240 kilo-échantillonspar seconde ou 240 kéch./s), est appliqué à un processeur de signal numérique 150 dans lequel une conversion de la forme polaire logarithmique à la forme cartésienne a lieu, ce qui donne des nombres complexes de la forme X + jY, avec j =
Un cadrage automatique a lieu pendant cette conversion, de façon que les composantes cartésiennes tiennent dans la longueur de mot à virgule fixée du processeur de signal numérique 150.

Dans le processeur de signal numérique 150, la cadence des échantillons X + jY est tout d'abord réduite à 80 kéch./s par sous-échantillonnage, c'est-à-dire que l'on additionne ensemble des blocs d'échantillons adjacents sur une fenêtre mobile, dans le but de réduire le volume de calculs arithmétiques ultérieurs.

Lorsque le récepteur doit fonctionner dans le mode AMPS, le train à 80 kéch./s est ensuite traité par un algorithme de discrimination de fréquence numérique.

L'algorithme préféré est une boucle d'asservissement de phase numérique, dont les détails sortent du cadre de cette description, mais qui peut être conçue par n'importe quel spécialiste du traitement numérique de signaux radioélectriques. Selon une variante, on peut employer l'algorithme suivant
1) Effectuer la discrimination
F = X Y - Y X ; n = 1, 2 N-1
n n n-l n n n-1
2) Effectuer le calcul de carré d'amplitude
Rsq = XnXn + YnYn; n = 0, 1, 2 ..., N-1
3) Effectuer un recadrage après écrêtage
Xn Yn
XnR = ; YnR = ; n = 0, 1, 2, ..., N-1
Rsq Rsq
R R en désignant par Xn et Y des valeurs recadrées, et par N
n n le nombre d'échantillons.

Une autre possibilité consiste à soumettre directement les 240 000 échantillons par seconde (240 kéch./s) de phase à l'action d'une boucle d'asservissement de phase numérique qui calcule une fréquence instantanée à la cadence de sous-échantillonnage de 80 kHz désirée. Ces calculs à une cadence élevée peuvent être effectués à l'aide d'une logique numérique spéciale dans le but de soulager le processeur de signal numérique programmable 150 en absorbant une partie de la charge.

Une fois que des échantillons de fréquence instantanée à la cadence de 80 kéch./s ont été calculés, ils sont soumis à un filtrage numérique après le discriminateur, à une désaccentuation, à un sous-échantillonnage et à une expansion conformément à des techniques connues de filtre numérique et de traitement de signal numérique, pour donner 8000 échantillons par seconde (8 kéch./s) de parole numérisée qui est convertie en un signal analogique dans un convertisseur N/A 160. Le processeur de signal numérique 150 peut également contenir certains programmes de calcul pour d'autres buts, comme le décodage des données de signalisation en code Manchester qui sont utilisées pour des fonctions de commande dans le système AMPS.

Lorsqu'on désire que le récepteur fonctionne dans le mode NAMPS, après un premier sous-échantillonnage faisant descendre à 80 kéch./s, le train de nombres X + iY est soumis à l'action d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) à 64 prises, tel que le filtre FIR 190 qui est représenté sur la figure 3, conformément à la théorie connue, ce filtre réduisant la largeur de bande à celle nécessaire pour le système NAMPS, c'est-à-dire une largeur de bande qui est dans la plage de 8 kHz à 12 kHz. En outre, l'information de sortie du filtre FIR 190 est soumise à un sous-échantillonnage supplémentaire réduisant la cadence d'échantillonnage à 16 kéch./s, dans le but de réduire le volume de traitement nécessaire. Comme indiqué ci-dessus, un algorithme de discriminateur de fréquence numérique est ensuite appliqué pour effectuer une démodulation de fréquence de l'information de sortie du filtre
FIR 190, et les traitements habituels de filtrage audio, de désaccentuation et d'expansion sont également appliqués de façon numérique, comme le montrent le filtre audio/ désaccentuateur 210, l'expanseur 220 et le filtre audio/ sous-échantillonneur 230 sur la figure 3.

Les coefficients du filtre à 64 prises peuvent être calculés au moyen d'une transformation de Fourier à 64 points d'une réponse en fréquence de filtre de forme rectangulaire idéale, ayant la largeur de bande désirée, et en multipliant ensuite le résultat par une fonction d'application de fenêtre en cosinus augmenté d'une constante, pour réduire des lobes latéraux parasites. Conformément à la présente, on peut précalculer au moins deux jeux de ces coefficients qui correspondent à au moins deux largeurs de bande NAMPS possibles, comme par exemple 8,75 kHz et 11,25 kHz. Ces largeurs de bande correspondent à des réponses en fréquence rectangulaires à 64 points ayant respectivement une largeur de 7 ou de 9 points, c'est-à-dire 0000000000000000000000000000011111110000000000000000000000000000 ou 0000000000000000000000000000111111111000000000000000000000000000 du fait que
7
(64)80 kHz = 8,75 kHz et
9
(64)80 kHz = 11,25 kHz
Un seul jeu de coefficients est utilisé à la fois. Normalement, les coefficients correspondant à la largeur de bande de 11,25 kHz sont utilisés si des niveaux de brouillage de canaux adjacents sont faibles. On détermine le niveau de brouillage de canaux adjacents en comparant la puissance de signal totale dans le train de 80 kéch./s avant le filtre FIR 190 avec la puissance de signal totale dans le train à 16 kéch./s après le filtre FIR 190. La puissance mentionnée en premier représente la puissance dans une largeur de bande de 30 kHz qui engloge les deux canaux adjacents, tandis que celle qui est mentionnée en second représente la puissance dans le canal désiré. En soustrayant la seconde de la première, on obtient la puissance dans les deux canaux adjacents. Si cette puissance dépasse la puissance dans le canal désiré avec un écart supérieur à un premier seuil, on utilise un autre filtre
FIR, qui est un filtre à largeur de bande étroite.

Lorsque plusieurs autres largeurs de bande sont disponibles, on peut sélectionner une autre largeur de bande encore plus étroite lorsque le rapport entre la puissance dans les canaux adjacents et la puissance dans la bande (dans le canal) dépasse un deuxième seuil. Si le rapport entre la puissance dans les canaux adjacents et la puissance dans la bande (dans le canal) tombe au-dessous d'un troisième seuil, la largeur de bande est élargie à nouveau. On utilise une différence délibérée entre les seuils pour le rétrécissement et l'élargissement des largeurs de bande, en association avec la constante de temps I pour la mesure des puissances moyennes de signal, dans le but d'introduire une hystérésis et d'éviter une commutation de largeur de bande excessivement fréquente, qui pourrait par ailleurs produire du bruit audio.

De façon caractéristique, le second rapport de puissance de seuil pour la commutation d'une première largeur de bande de 11,25 kHz à une largeur de bande plus étroite de 8,75 kHz serait de 128, et le troisième seuil pour la commutation ramenant à 11,25 kHz serait de 32. La constante de temps r pour la détermination de la puissance du canal désiré et de la puissance des canaux adjacents est approximativement de 10 millisecondes (10 ms). Par conséquent, la puissance du canal désiré est déterminée sous la forme de la somme des carrés d'échantillons à 16 kHz sur une fenêtre mobile de 160 échantillons, du fait que (16 kéch./s) (10 ms) = 160 échantillons, et la puissance dans les canaux adjacents est déterminée sous la somme des carrés d'échantillons à 80 kHz sur une fenêtre mobile de 800 échantillons, du fait que (80 kéch./s) (10 ms) = 800 échantillons.

Le traitement de signal numérique décrit cidessus est illustré davantage sur la figure 3. Les valeurs polaires logarithmiques de phase et d'INSR entrent à la cadence de 240 000 échantillons par seconde (240 kéch./s) dans un sous-programme de conversion de coordonnées polaires logarithmiques en coordonnées cartésiennes 170, qui utilise une table COSINUS/SINUS pour calculer cos? et sine , et une table ANTILOGARITHME pour convertir le signal d'indicateur de niveau de signal reçu (INSR) en une amplitude, après qu'une valeur de cadrage a été soustraite initialement du signal INSR. L'amplitude cadrée A qui est ainsi obtenue multiplie les valeurs cos w + isin q pour obtenir des valeurs X + jY, avec X = AcosT , et Y = Asinf
La valeur de cadrage est déterminée de façon que
2 2 la moyenne mobile de X + Y sur 800 échantillons soit dans une plage désirée, sans risque de dépassement par le haut ou par le bas. Pour garantir ceci, la moyenne mobile est appliquée au sous-programme de cadrage qui augmente la valeur de cadrage si la moyenne mobile est trop élevée, et qui diminue la valeur de cadrage si la moyenne mobile est trop basse.

Les valeurs X + jY cadrées à 240 000 échantillons par seconde (240 kéch./s) sont ensuite sous-échantillonnées pour réduire leur cadence à 80 000 échantillons par seconde (80 kéch./s) dans le sous-échantillonneur 180, par le calcul de la moyenne mobile sur trois échantillons consécutifs, et ensuite l'addition de trois valeurs consécutives de la moyenne mobile pour obtenir chaque échantillon à 80 kéch./s. Les valeurs X + jY à 80 kéch./s sont ensuite élevées au carré et sommées sur une fenêtre mobile de 800 échantillons. Ceci comprend l'addition de la somme de carrés la plus récente et la soustraction de la somme de carrés qui a été calculée 800 échantillons plus tôt, ce qui exige une mémoire de retard d'une longueur de 800 échantillons. Pour réduire la mémoire qui est utilisée dans le processeur de signal numérique 150, on peut calculer la moyenne mobile avec une pondération exponentielle, au lieu d'une pondération rectangulaire, de l'historique d'échantillons passés. Avec une pondération exponentielle, la nouvelle moyenne Ai est calculée à partir de l'ancienne moyenne A(i-1) et du nouvel échantillon Si, comme indiqué ci-dessous
Ai = A(i-1) + d(Si-A(i-l)) en désignant par d une valeur
faible, par exemple 1/800
Ai = (l-d)A(i-l) + dSi
Ai = (799/800)A(i-1) + Si/800
Par conséquent, tous les anciens échantillons qui sont contenus dans l'ancienne moyenne sont progressivement réduits, à chaque itération, de la valeur (l-d) = 799/800, qui est légèrement inférieure à 1, ce qui fait qu'une valeur de Si qui a été utilisée N étapes plus tôt, (Si-N),
N a subi une réduction de pondération de (l-d) . La moyenne est donc Ai = Si + (l-d)S(i-l) + (l-d) S(i-2) ... etc., avec des puissance croissantes de (l-d). L'avantage de ce système consiste en ce que des anciennes valeurs d'échantillons telles que S(i-799) ne sont pas nécessaires, et seuls sont nécessaires le nouvel échantillon et la moyenne précédente. Dans ce cas, la moyenne mobile à 160 échantillons doit également utiliser une pondération exponentielle de l'historique d'échantillons passés.

Les filtres FIR à 64 prises 190 travaillent également sur les valeurs X + jY en utilisant des coefficients C1, C2, ..., C64 qui sont sélectionnés dans l'une de deux mémoires de coefficients possibles, correspondant respectivement à une largeur de bande de 8,75 kHz ou de 11,25 kHz. Les valeurs X + jY filtrées en mode FIR sont émises en sortie par les filtres FIR 190 à une cadence réduite à 16 kéch./s, et elles sont ensuite traitées dans un discriminateur de fréquence à boucle d'asservissement de phase numérique, 200, pour démoduler la modulation de fréquence. Le signal de sortie du discriminateur de fréquence 200 est ensuite soumis à un filt largeur de bande large ou étroite doit être utilisée. La moyenne mobile et/ou la somme mobile de la puissance de signal après filtrage FIR fait l'objet d'un cadrage d'un facteur de 5 dans un dispositif de cadrage 250, pour compenser la différence entre les nombres différents de carrés qui sont sommés, ou bien d'un autre nombre approprié pour compenser également un cadrage différent de l'unité au passage à travers les filtres FIR 190. Le cadrage des coefficients de filtres FIR C1, C2 ..., C64 peut en fait être choisi délibérément de façon que le cadrage exigé pour la moyenne mobile à 160 échantillons soit une puissance de deux. La moyenne mobile à 160 échantillons cadrée est ensuite soustraite de la moyenne mobile à 800 échantillons dans un soustracteur 260, pour obtenir la puissance des canaux adjacents. Ensuite, la puissance des canaux adjacents est comparée dans un comparateur 270 avec 128 ou 32 fois la puissance de signal dans la bande (dans le canal), qui est fournie par un dispositif de cadrage 255 (correspondant respectivement au deuxième ou au troisième rapport de puissance de seuil), pour déterminer si la largeur de bande doit être respectivement diminuée ou augmentée.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS

1. Radiorécepteur pour démoduler à la fois des signaux modulés en fréquence à large bande et à bande étroite, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) pour convertir le signal modulé en fréquence reçu en un signal à fréquence intermédiaire fixe; des moyens (100, 110) pour filtrer ce signal à fréquence intermédiaire avec une première largeur de bande de filtre adaptée à un signal modulé en fréquence à large bande; des premiers moyens pour démoduler le signal modulé en fréquence à large bande filtré, en utilisant un discriminateur de fréquence; des moyens (190) pour appliquer un filtrage supplémentaire au signal à fréquence intermédiaire en utilisant une deuxième ou une troisième largeur de bande de filtre adaptée à un signal modulé en fréquence à bande étroite; et des seconds moyens (200) pour démoduler le signal à fréquence intermédiaire ayant subi le filtrage supplémentaire, en utilisant un discriminateur de fréquence.

2. Radiorécepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la deuxième largeur de bande de filtre est adaptée pour procurer une qualité de signal élevée lorsque le brouillage par canaux adjacents est inférieur à un premier seuil prédéterminé, et la troisième largeur de bande de filtre est adaptée pour procurer une qualité de signal élevéelorsqu'un brouillage par canaux adjacents est supérieur à un second seuil prédéterminé.

3. Radiorécepteur pour démoduler à la fois des signaux modulés en fréquence à large bande et à bande étroite, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) pour convertir le signal modulé en fréquence reçu en un signal à fréquence intermédiaire fixe; des moyens (100, 110) pour filtrer le signal à fréquence intermédiaire fixe avec une première largeur de bande de filtre adaptée à un signal modulé en fréquence à large bande; des premiers moyens pour démoduler le signal modulé en fréquence à large bande filtré, en utilisant un discriminateur de fréquence; des moyens (190) pour appliquer un filtrage supplémentaire au signal à fréquence intermédiaire, en utilisant une largeur de bande de filtre variable adaptée à un signal modulé en fréquence à bande étroite; et des seconds moyens (200) pour démoduler le signal à fréquence intermédiaire ayant subi le filtrage supplémentaire, en utilisant un discriminateur de fréquence.

4. Radiorécepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la largeur de bande de filtre variable est modifiée en fonction de niveaux de brouillage de canaux adjacents.

5. Radiorécepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les niveaux de brouillage de canaux adjacents sont estimés à partir de mesures du niveau du signal à fréquence intermédiaire qui sont effectuées avant et après le filtrage supplémentaire.

6. Radiorécepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens destinés à effectuer le filtrage supplémentaire comprennent en outre un filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

7. Radiorécepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'une plage de fréquences dans laquelle la largeur de bande de filtre variable peut varier est délibérément restreinte.

8. Radiorécepteur pour démoduler à la fois des signaux en modulation de fréquence à large bande et à bande étroite, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) pour convertir le signal modulé en fréquence reçu en un signal à fréquence intermédiaire fixe; des moyens (100, 110) pour filtrer le signal à fréquence intermé diaire d'une première largeur de bande de filtre adaptée à un signal modulé en fréquence à large bande; des moyens (120) pour amplifier le signal à fréquence intermédiaire filtré, et des moyens (130) pour effectuer une conversion analogique-numérique du signal à fréquence intermédiaire amplifié, tout en préservant la valeur vectorielle complexe du signal à fréquence intermédiaire, de façon à produire un train d'échantillons à valeurs complexes; des premiers moyens pour traiter le train d'échantillons de vecteurs complexes dans un processeur de signal numérique (150) dans le but de démoduler le signal modulé en fréquence à large bande, en utilisant un algorithme de discriminateur de fréquence numérique; des seconds moyens (190) pour traiter le train d'échantillons de vecteurs complexes dans un processeur de signal numérique (150), dans le but d'appliquer un filtrage supplémentaire au train d'échantillons à valeurs complexes, en utilisant un filtre numérique de largeur de bande variable, adaptée à un signal modulé en fréquence à bande étroite; et des troisièmes moyens (200) pour traiter le train d'échantillons complexes qui a subi un filtrage numérique, pour démoduler le signal à fréquence intermédiaire soumis au filtrage supplémentaire, en utilisant un algorithme de discriminateur de fréquence numérique.

9. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la largeur de bande de filtre variable est modifiée en fonction de niveaux de brouillage de canaux adjacents.

10. Radiorécepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les niveaux de brouillage de canaux adjacents sont estimés à partir de mesures du niveau de signal à fréquence intermédiaire qui sont effectuées avant et après le filtre supplémentaire.

11. Radiorécepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que la largeur de bande de filtre variable est changée entre des première et seconde valeurs discrètes.

12. Radiorécepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que la première valeur de largeur de bande discrète est adaptée pour procurer une qualité de signal démodulé élevée lorsque des niveaux de brouillage de canaux adjacents sont inférieurs à un premier seuil prédéterminé, et la seconde valeur de largeur de bande discrète est adaptée pour procurer une qualité de signal démodulé élevée lorsque des niveaux de brouillage de canaux adjacents sont supérieurs à un second seuil prédéterminé.

13. Radiorécepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que les niveaux de brouillage de canaux adjacents sont estimés à partir de mesures du niveau du signal à fréquence intermédiaire qui sont effectuées avant et après le filtrage supplémentaire.

14. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens destinés à effectuer un filtrage supplémentaire comprennent en outre un filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

15. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'une plage de fréquences dans laquelle la largeur de bande de filtre variable peut varier est délibérément restreinte.

16. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérise le signal à fréquence intermédiaire directement avant que le traitement de signal numérique ne sépare les composantes vectorielles réelles et imaginaires du signal à fréquence intermédiaire.

17. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le signal à fréquence intermédiaire est séparé en composantes réelles et imaginaires avant une conversion analogique-numérique séparée des composantes réelles et imaginaires qui ont été séparées.

18. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérise séparément la phase et l'amplitude du signal à fréquence intermédiaire, et en ce que la conversion de la forme polaire à la forme de composantes vectorielles réelles et imaginaires est effectuée par le processeur de signal numérique (150).

19. Radiorécepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérise séparément la phase du signal à fréquence intermédiaire et un signal proportionnel au logarithme de l'amplitude du signal à fréquence intermédiaire, et en ce que la conversion de la forme polaire logarithmique à la forme de composantes vectorielles réelles et imaginaires est effectuée par le processeur de signal numérique (150).

20. Radiorécepteur pour recevoir et démoduler des signaux modulés en fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) pour effectuer une conversion de fréquence en sens descendant d'un signal reçu, pour l'amener à une fréquence intermédiaire commode; des moyens (100, 110) pour filtrer le signal à fréquence intermédiaire en utilisant une première largeur de bande de filtre qui englobe un spectre de signal désiré et au moins une partie d'un spectre de canaux adjacents; des premiers moyens (140) pour mesurer un premier niveau de signal du signal filtré; des moyens (190) pour appliquer un filtrage supplémentaire au signal filtré, en utilisant une largeur de bande de filtre variable adaptée au spectre de signal désiré; des seconds moyens pour mesurer un second niveau de signal du signal qui a subi le filtrage supplémentaire; des moyens (150) pour traiter les premier et second niveaux de signal mesurés, de façon à estimer un niveau d'un signal de canaux adjacents, comparé à un niveau de signal désiré; et des moyens (150) pour déterminer un réglage de largeur de bande pour le filtre à largeur de bande variable, en utilisant le niveau comparatif estimé.

21. Radiorécepteur selon la revendication 20, caractérisé en ce que les moyens destinés à appliquer un filtrage supplémentaire comprennent en outre un filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

22. Radiorécepteur selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'une plage de fréquences dans laquelle la largeur de bande de filtre variable peut varier est délibérément restreinte.

23. Radiorécepteur pour recevoir et démoduler des signaux modulés en fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens de conversion de fréquence de type superhétérodyne (30, 40) pour appliquer une conversion de fréquence en sens descendant à un signal reçu, de façon à l'amener à une fréquence intermédiaire commode des moyens (100, 110) pour filtrer le signal à fréquence intermédiaire en utilisant une première largeur de bande de filtre qui englobe un spectre de signal désiré et au moins une partie d'un spectre de canaux adjacents; des moyens (130) pour numériser le signal à fréquence intermédiaire filtré, en utilisant des convertisseurs analogique-numérique qui préservent des composantes vectorielles complexes du signal à fréquence intermédiaire filtré, de façon à produire un train d'échantillons à valeurs complexes; et des moyens pour traiter le train d'échantillons à valeurs complexes dans un processeur de signal numérique (150), ces moyens de traitement comprenant : des moyens pour déterminer un premier niveau de signal du signal filtré, des seconds moyens (190) pour appliquer un filtrage supplémentaire au signal filtré, en utilisant une largeur de bande de filtre variable qui est adaptée au spectre de signal désiré, des moyens pour déterminer un second niveau de signal du signal ayant subi le filtrage supplémentaire, des moyens pour employer les premier et second niveaux de signal déterminés de façon à estimer un niveau de brouillage de canaux adjacents, par rapport à un niveau de signal désiré, et des moyens pour employer le niveau relatif estimé de façon à déterminer le réglage de largeur de bande pour le filtre à largeur de bande variable.

24. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce que les moyens destinés à effectuer un filtrage supplémentaire comprennent en outre un filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

25. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce qu'une plage de fréquences dans laquelle la largeur de bande de filtre variable peut varier est délibérément restreinte.

26. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérise le signal à fréquence intermédiaire directement avant que le traitement de signal numérique ne sépare les composantes vectorielles réelles et imaginaires du signal à fréquence intermédiaire.

27. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce que le signal à fréqence intermédiaire est séparé en composantes réelles et imaginaires avant une conversion analogique-numérique séparée des composantes réelles et imaginaires séparées.

28. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérisé séparément l'amplitude et la phase du signal à fréquence intermédiaire, et en ce que la conversion de la forme polaire à la forme de composantes vectorielles réelles et imaginaires est effectuée par le processeur de signal numérique (150).

29. Radiorécepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce que la conversion analogique-numérique numérise séparément la phase du signal à fréquence intermédiaire et un signal proportionnel au logarithme de l'amplitude du signal à fréquence intermédiaire, et en ce que la conversion de la forme polaire logarithmique à la forme de composantes vectorielles réelles et imaginaires est effectuée par le processeur de signal numérique (150).

30. Radiorécepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens destinés à appliquer un filtrage supplémentaire comprennent en outre un filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

31. Radiorécepteur selon la revendication 24, caractérisé en ce que la largeur de bande de filtre variable est modifiée en faisant varier des coefficients de prises du filtre à réponse impulsionnelle finie (190).

32. Radiorécepteur selon la revendication 31, caractérisé en ce que les coefficients de prises sont changés entre au moins deux jeux de valeurs discrètes.

33. Radiorécepteur selon la revendication 25, caractérisé en ce que la restriction de fréquence comprend en outre des moyens à hystérésis qui sont destinés à introduire une hystérésis entre un premier niveau de seuil de brouillage de canaux adjacents qui provoque la diminution de la largeur de bande de filtre variable, et un second niveau de seuil de brouillage de canaux adjacents qui provoque une augmentation de la largeur de bande de filtre variable.

34. Radiorécepteur selon la revendication 25, caractérisé en ce que la restriction de fréquence comprend en outre des moyens de calcul de moyenne qui sont destinés à faire la moyenne d'une mesure de niveau de signal filtré et d'une mesure de niveau de signal ayant subi le filtrage supplémentaire.

35. Radiorécepteur selon la revendication 34, caractérisé en ce que les moyens de calcul de moyenne utilisent une moyenne mobile sur une fenêtre rectangulaire.

36. Radiorécepteur selon la revendication 35, caractérisé en ce que les moyens de calcul de moyenne utilisent une pondération exponentielle de l'historique d'échantillons.