DE4497810B4

DE4497810B4 - Funkempfänder und Verfahren zum Demodulieren sowohl von breitbandigen frequenzmodulieten Signalen, als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen

Info

Publication number: DE4497810B4
Application number: DE4497810A
Authority: DE
Inventors: Paul W. Dent
Original assignee: Ericsson GE Mobile Communications Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1993-10-14
Filing date: 1994-10-07
Publication date: 2009-10-08
Anticipated expiration: 2014-10-08
Also published as: GB9511577D0; AU678626B2; ITMI942079A1; GB2288936B; WO1995010889A1; US5745856A; AU7931394A; GB2288936A; JPH08506711A; FR2711293A1; SE9502106D0; ITMI942079A0; KR950704861A; IT1271255B; FR2711293B1; SE9502106L; DE4497810T1; SG43121A1; SE520613C2

Abstract

Funkempfänger zum Demodulieren sowohl von breitbandigen frequenzmodulierten Signalen, als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen, der aufweist:
– eine Überlagerungsfrequenzeinrichtung (30, 40) zum Konvertieren eines empfangenen frequenzmodulierten Signals in ein festes Zwischenfrequenzsignal;
– eine Einrichtung (100, 110) zum Breitbandfiltern des Zwischenfrequenzsignals mit einer ersten Filterbandbreite, um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen, wobei die erste Filterbandbreite in dem 30 kHz Bereich für ein Advanced Mobile Phone Service-AMPS-System liegt;
– eine Einrichtung zum Demodulieren des ersten gefilterten Signals zum Extrahieren von Information;
– eine Einrichtung (130, 140) zum Digitalisieren des ersten gefilterten Signals, wobei die Einrichtung eine digitale log Amplitude und eine digitale Phase bereitstellt, welche zusammen eine komplexe Zahl in der Logpolar-Form jedes Abtastwertes bilden, um einen Strom von komplexen Zahlen der Abtastwerte zu erzeugen;
– eine Einrichtung zum Schmalbandfiltern des Stroms komplexwertiger Momentanwerte, die ein digitales Finite Impulse Response Filter-FIR-(190) verwendet, um ein zweites gefiltertes...

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung geht aus von einem Funkempfänger zum Demodulieren sowohl von breitbandigen frequenzmodulierten Signalen, als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen.
Sie betrifft adaptive analoge Frequenzmodulation (FM) zur Sprachübermittlung bei Funktelefon-Kommunikationssystemen, und spezieller analoge FM-Zellular-Empfänger, die Bandbreiten aufweisen, die angepaßt sind, um die durchschnittliche demodulierte Sprachqualität zu optimieren.
Hintergrund der Erfindung
Zur Zeit verwenden zellulare mobile Telefonsysteme Analog-Frequenzmodulation zur Sprachübermittlung. Die drei grundlegenden zellularen mobilen Kommunikationssystemstandards sind das in den Vereinigten Staaten verwendete Advanced Mobile Phone Service-AMPS-System, welches eine Breitband-Frequenzmodulation mit einem Abstand von 30 kHz zwischen den einzelnen Kanälen verwendet, das im Vereinigten Königreich verwendete Total Access Communication System – TACS-System, welches Kanalabstände von 25 kHz verwendet, und das in Skandinavien verwendete Nordic Mobile Telephone – NMT-System, welches Schmalband-Frequenzmodulation mit Kanalabständen von 12,5 kHz verwendet.
In einem Versuch, die Kapazitätsbeschränkungen der gegenwärtigen Analog-Frequenzmodulations-Systeme zu mindern, ist die digitale Übertragung für zukünftige Systeme in Europa, den USA und Japan standardisiert worden. Trotzdem sind die digitalen Übertragungsstandards kompliziert und nicht dazu geeignet, überall verwendet zu werden. Daraus folgernd ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Kapazitätsverbesserungen durch Reduzierung der Bandbreitenbelegung von Analog-Frequenzmodulations-Systemen durchzuführen.
Eine andere Möglichkeit zur Erhöhung der Systemkapazität durch Reduzierung der Bandbreitenanforderungen ist in einem Schmalband-FM-System entsprechend der Narrowband Advanced Mobile Phone System – NAMPS-Spezifikation offenbart. In dem NAMPS-System wird ein Kanalabstand von 10 kHz durch Aufspalten jedes 30 kHz-Kanals des AMPS-Systems in drei Bereiche erzielt. Um das Signal innerhalb der reduzierten Bandbreite unterzubringen wurden sowohl die Frequenzabweichun gen, auch Modulations-Index genannt, des übermittelten Signals als auch die Bandbreite des Empfängers reduziert.
Verschiedene Aspekte der Frequenzmodulations-Kommunikationssysteme werden im Stand der Technik dargelegt, dabei auch H. Taub et. al., „Principles of Communication Systems”, Kapitel 4, McGraw-Hill Book Co., New York (1971). Für ein sinusförmiges Modulationssignal ist die Bandbreite B, die für ein Übertragen oder Empfangen eines FM-Signals mit einer wenigstens 98%igen Energieübertragung erforderlich ist, gegeben durch den folgenden Ausdruck der Carson-Regel: B = 2(Δf + fm)wobei Δf die maximale Frequenzabweichung der momentanen Frequenz des FM-Signals von der Trägerfrequenz und f_m die Frequenz der sinusförmigen Modulationsfrequenz ist. Der Modulationsindex β ist mit Δf und f_m durch den folgenden Ausdruck verknüpft: β = Δf/fm
Wenn der Modulationsindex dominant ist, das heißt wenn Δf >> als f_m, wird die Bandbreite gemäß der Carson-Regel proportional zur Frequenzabweichung Δf reduziert. Demzufolge führt eine Reduzierung der Frequenzabweichung zu einer entsprechenden Reduzierung der Bandbreite.
Bei Schmalband-FM-Systemen, in denen der Modulationsindex klein ist, das heißt, wenn Δf ≤ f_m, führt die Reduktion der Frequenzabweichung Δf nicht zu einer entsprechenden Reduktion der Bandbreite B. Demzufolge nimmt der durch das Modulationssystem transportiere Pegel des gewünschten Modulationssignals mit einer Abnahme der Frequenzabweichung schneller ab als das dem Empfänger weitergegebene Rauschen, was zu einer Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses führt.
Um dieses Problem zu lösen, können Bandbreiten, die schmaler sind als die Bandbreiten gemäß der Carson-Regel, verwendet werden, wenn der Rauschpegel hoch ist. Eine schmalere Bandbreite jedoch führt zur Verzerrung in dem demodulierten Signal, weil mehr Energie in den Seitenbändern des FM-Signals verloren geht, aber dies ist vorzuziehen, anstatt mehr Rauschen weiterzugeben, wenn der Rauschpegel hoch ist. Wenn der Rauschpegel jedoch niedrig ist, ist die Qualität des demodulierten Signals begrenzt durch die Verzerrungskomponenten und es ist wünschenswert, die Bandbreite zu erhöhen. Weil in der Praxis die durch ein mobiles Telefon empfangenen Signalpegel aufgrund von Bewegung und anderen Effekten auf und ab wandern, ist es offensichtlich, daß sich die Bandbreite eines schmalbandigen FM-Empfängers vorzugsweise durch ständiges Variieren an diese Effekte anpassen würde.
Zusätzlich, wenn Signale in benachbarten Kanälen stark sind, kann eine schmalere Bandbreite, die die benachbarten Kanalsignale mehr unterdrückt, besser sein als eine breitere Bandbreite, die Verzerrung vermeidet. Wenn jedoch benachbarte Kanalsignale schwach oder gar nicht vorhanden sind, ist eine größere Bandbreite, die Verzerrungen vermeidet, vorzuziehen.
Da beide Pegel, sowohl der des gewünschten Signals als auch der des Signals des benachbarten Kanals, sich in einer unkorrelierten Art und Weise auf und ab bewegen, kann ihr Verhältnis über einen weiten Bereich variieren, was wiederum verdeutlicht, daß eine adaptive Bandbreite vorteilhaft sein kann.
Das Patent US 4,352,208 von Schroeder beschreibt ein mikroprozessorgesteuertes Funkempfängersystem zum automatischen Umschalten der Bandbreite einer Zwischenfrequenz-(ZF)-Stufe zwischen schmalen und breiten Werten. Die schmale Bandbreite wird in einem normalen Operationsmodus verwendet, in dem der Empfänger verschiedene Kanäle abtastet. Die breite Bandbreite wird in einem zweiten Modus verwendet, in dem ein Kanal ausgewählt wurde, und keine interferierenden Signale auf benachbarten Kanälen vorhanden sind. Bei der Auswahl eines Kanals in dem zweiten Modus läßt der Mikroprozessor regelmäßig einen Frequenzerzeuger einen Kanal hinauf und einen Kanal hinunter abtasten, um zu entscheiden, ob ein interferierendes Signal vorhanden ist, und ihn dann zu dem ausgewählten Kanal zurückzukehren. Wenn kein interferierendes Signal auf einem benachbarten Kanal vorhanden ist, wird die ZF-Stufe von einer schmalen Bandbreite zu einer breiten Bandbreite umgeschaltet, um die Empfangsqualität zu verbessern. Wenn ein Signal eines benachbarten Kanals mit ausreichender ZF-Energie vorhanden ist, bleibt die ZF-Stufe in ihrem Modus der schmalen Bandbreite.
Das System, welches in Schroeders Patent beschrieben ist, ist in einem Kommunikationssystem, wie einem mobilen Funktelefonsystem, in dem Interferenz-Situationen sich ständig ändern, unbrauchbar. In solch einem System ist es nicht wünschenswert, wenn nicht unmöglich auch nur einen zeitweisen Verlust des Signals auf dem ausgewählten Kanal zu erlauben, während der Empfänger anliegende Kanäle auf Interferenzen überprüft. Die vorliegende Erfindung ermöglicht einen kontinuierlichen Vergleich der Energie innerhalb des Kanals und der Energie außerhalb des Kanals ohne ständige Neuabstimmung des Empfängers.
Das Paten US 4,124,817 von Takahashi offenbart eine Schaltung zum Bandbreitenwechseln für eine Zwischenfrequenzverstärkerstufe in einem FM-Empfänger, die einen klaren Empfang des gewünschten Signals durch ein automatisches Umschalten der Zwischenfrequenzverstärkerstufe zwischen einer breiten und einer schmalen Bandbreite, entsprechend der Funkfeldbedingungen, sicherstellt. Die Bandbreitenwechselschaltung umfaßt einen Detektor zum Empfangen von auf Interferenzen zurückführende Überlagerungskomponenten, die in dem empfangenen Signal enthalten sind, und eine Wechselschaltung zum Schalen des Bandbreitenschaltkreises entsprechend den von dem Detektor erfaßten Signalen, wobei die Bandbreite der Zwischenfrequenzverstärkerstufe abhängig davon, ob die Überlagerungskomponenten vorhanden sind oder nicht, automatisch geschaltet wird.
US 5,095,534 offenbart einen Funkempfänger, der einen Frequenzumformer aufweist, welcher ein Funkfrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal frequenzumformt. Der dortige Empfänger ist nicht für das Filtern eines breitbandmodulierten Signals mit einer ersten Bandbreite oder eines schmalbandmodulierten Signals mit einer zweiten Bandbreite eingerichtet.
US 4,972,455 ist auf ein Kommunikationssystem ausgerichtet, welches zwischen analogen Filtern unterschiedlicher Bandbreite schaltet, um eine Anpassungsfähigkeit zwischen unterschiedlichen Kommunikationsstandards (zum Beispiel AMPS und NAMPS) zu schaffen oder um sich unterschiedlichen Störungskonditionen benachbarter Kanäle anzupassen. Dieses Kommunikationssystem arbeitet lediglich mit analogen Filtern.
DE 34 28 318 C3 offenbart einen Empfänger, der ein analoges Empfangssignal in seine im Basisband befindlichen Digitalquadraturkomponenten umsetzt und demoduliert, wobei das analoge Empfangssignal durch Mischen in ein ZF-Signal überführt wird, welches mit einem analogen Bandpaß bandbegrenzt wird, und das bandbegrenzte ZF-Signal derart abgetastet wird, daß ein zweites, niederfrequentes ZF-Signal entsteht, dessen Zwischenfrequenz mindestens gleich der Bandbreite des analogen Bandpasses ist. Das niederfrequente ZF-Signal wird dann in ein digitales Signal gewandelt und mit einem komplexen Signal eines Oszillators multipliziert, wodurch die im Basisband befindlichen Quadraturkomponenten (QI) entstehen und die Multiplikation des digitalen Signals mit komplexen Signalen in mehreren digitalen Signalprozessoren erfolgt, die gleichzeitig verschiedene, im Empfangssignal enthaltene Nachrichtensignale verarbeiten. Der Wandler für die Analog/Digital-Konvertierung kann ein digitaler Multiplizierer sein, dem ein digitaler Tiefpaß nachgeschaltet ist, so daß die Berechnung der Quadraturkomponenten (QI) verschiedener Nachrichtensignale nach und nach erfolgt. Dort ist jedem Signalprozessor ein digitaler Kanalwähler zugeordnet, mit welchem die Band breite eines Tiefpasses und die Frequenz des zu empfangenen Nachrichtensignals einstellbar sind. Dieser Empfänger weist mehrere Signalprozessoren für die Berechnung der Quadraturkomponenten auf.
Chester D B et al: „Digital-Down-Converter vereinfacht DSP bei RF” in: Elektronik-Information, Band 25, Heft 3, beschreibt einen DDC, der eine Ausgangs-Bandbreite hat, die eine Funktion ist einer Eingangs-Abtastrate, eines HDF-Dezimierungs-Koeffizienten und eines Frequenzganges eines FIR-Filters.
DE 42 08 605 A1 betrifft das dynamische Einstellen von Bandbreiten in einem mobilen Funkempfänger basierend auf der Nachbarkanalstörung und offenbart einen Schaltkreis zum Unterdrücken von Nachbarkanalstörungen.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der Erfindung ist es, einen Funkempfänger zum Demodulieren sowohl von breitbandigen als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen anzugeben, der Kapazitätsverbesserungen durch Reduzieren der Bandbreitenbelegung von analogen Frequenzmodulationssystemen durchführt.
Insbesondere ist es Aufgabe der Erfindung eine Verwirklichung eines Empfängers bereitzustellen, der eine verbesserte Wirksamkeit bei der Verwendung von Schmalbandfrequenzmodulationen mit 10 kHz Kanalabständen ermöglicht.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Funkempfänger zum Demodulieren sowohl von breitbandigen als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen anzugeben, der ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis aufweist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, einen Funkempfänger anzugeben, der eine adaptive Bandbreite hat.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale in Patentanspruch 1 und in Patentanspruch 24 gelöst. Weiterbildungen sind in den abhängigen Patentansprüchen angegeben.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Bereitstellung einer dynamisch veränderbaren Bandbreite entweder im AMPS-Modus oder im NAMPS-Modus, um den besten Kompromiß zwischen Verzerrung und Rausch- oder Interferenzunterdrückung zu erzielen. Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erlaubt es, die Bandbreite dynamisch zwischen dem 30 kHz Wert, der für AMPS notwendig ist, und dem 10 kHz Wert, der für NAMPS notwendig ist, zu realisieren, womit ein Zwei-Modi-Empfänger realisiert wird.
In der vorliegenden Erfindung wird ein Funkempfänger zur Demodulation von sowohl breitbandigen als auch schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen offenbart. Der Funkempfänger umfaßt eine Überlagerungsfrequenzeinrichtung, welche das empfangene frequenzmodulierte Signal in ein festes Zwischenfrequenzsignal konvertiert. Danach filtert ein Filter das Zwischenfrequenzsignal mit einer ersten Filterbandbreite, die an ein breitbandiges frequenzmoduliertes Signal angepaßt ist. Das gefilterte, breitbandige und frequenzmodulierte Signal wird dann in einem Demodulator, der einen Frequenzdiskriminator verwendet, demoduliert. Das Zwischenfrequenzsignal wird dann unter Verwendung einer zweiten und einer dritten Filterbandbreite, die an ein frequenzmoduliertes schmalbandiges Signal angepaßt sind, gefiltert. Zum Schluß wird das weiter gefilterte Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung eines Frequenzdiskriminators demoduliert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden einem durchschnittlichen Fachmann auf einfache Weise aus der folgenden schriftlichen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen deutlich, in denen:
1 schematisch einen herkömmlichen Frequenzmodulations-(FM)-Empfänger darstellt;
2 schematisch eine bevorzugte Ausführungsform eines Empfängers mit dynamisch variabler Bandbreite gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt; und
3 schematisch die digitale Signalverarbeitung, die bei der bevorzugten Ausführungsform eines Empfängers mit dynamisch variabler Bandbreite, wie er in 2 gezeigt ist, nützlich ist, darstellt.
Ausführliche Beschreibung
1 stellt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen FM-Empfängers 5 dar, der geeignet ist, mit der geeigneten Wahl der Bandbreite der Zwischenfrequenz (ZF) des ZF-Filters 50 entweder die AMPS- oder die NAMPS-Spezifikation für zellulare mobile Funktelefone zu erfüllen.
Das empfangene Signal läuft von der Antenne durch ein Sende/Empfangsduplexfilter 10, einen rauscharmen Verstärker 20, ein Spiegelfrequenzunterdrückungsfilter 30 und einen Abwärtswandler 40 wie eine Überlagerungsfrequenzvorrichtung, in der das empfangene Signal in eine passende Zwischenfrequenz (ZF) konvertiert wird. Das ZF-Filter 50 erzwingt die Hauptkanalbandbreitenbeschränkung auf gerade weniger als 30 kHz für die AMPS-Spezifikation, oder auf etwa 10 kHz für die NAMPS-Spezifikation. Die ZF-Verstärker 60 stellen den größten Anteil der Verstärkung zur Verfügung und erzeugen eine Empfangssignal-Stärkeanzeige (RSSI). Es ist gängige Praxis für alle ZF-Verstärker 60 in einem einzelnen integrierten Schaltkreis enthalten zu sein, und für eine zweite Frequenzabwärtswandlung, die auf halbem Wege durch den Verstärkungsprozeß vor dem zweiten ZF-Filter 50 durchgeführt wird, die Verwendung von kleinen, billigen Keramikfiltern zuzulassen. Zusätzlich ist es auch einfacher, um ungewollte Oszillationen aufgrund von Streu-Rückkopplung zu vermeiden, wenn die gesamte Verstärkung zwischen zwei Frequenzen aufgespalten ist.
Der Frequenzdiskriminator 70 arbeitet auf der letzten Zwischenfrequenz (ZF_final) und produziert eine Signalausgabe, die proportional zu der momentanen Frequenzabweichung des Funksignals von seiner nominalen Mittelfrequenz ist, was ein Bild des Sprachsignals darstellt, was zur Frequenzmodulation des Senders verwendet wird. Das Diskriminatorausgabesignal wird auf den 300 Hz bis 3,4 kHz Sprachfrequenzbereich in einem Rückentzerr-Filter 80 bandbeschränkt, um so viel Rauschen wie möglich auszuschließen. Es ist außerdem bekannt, daß die Rauschausgangsleistung eines Frequenzdiskriminators über das Ton-Frequenzband zunimmt, so daß die Verwendung einer Vorentzerrung bei dem Sender mit einer kompensierenden Rückentzerrung in dem Rückentzerr-Filter 80 an den Empfänger 5 das Signal-Rausch-Verhältnis durch Aufgeben des größten Teils der Dämpfung auf die höchsten Rausch-Komponenten verbessert. Es ist auch wohl bekannt, daß die wahrgenommene Qualität der Sprache mehr mit dem Hintergrundrauschen während der Stille oder während ruhiger Perioden als mit dem Signal-Rausch-Verhältnis während lauter Perioden zu tun hat, so daß die Verwendung von Dekompandierung oder Expansion in einem Dekompandierer 90 an dem Empfänger 5, was den Unterschied zwischen lauten und ruhigen Signalen vergrößert, mit einer kompensierenden Kompandierung an dem Sender, das Sprachsignal unverändert läßt, während das Empfangsrauschen in den ruhigen Perioden reduziert wird. Das Ausgangssignal des Dekompandierers 90 wird dann zu der Telefonhörermuschel geführt.
Bei dem bekannten herkömmlichen FM-Empfänger, der in 1 dargestellt ist, sind die Bandbreiten der ZF-Filter 50 festgelegt, weil die zur Verfügung stehende Analogfilter- Technologie nicht auf einfachem Wege die Herstellung von Filtern mit dynamisch einstellbaren Bandbreiten erlaubt. Um einen Empfänger herzustellen, der für eine Verwendung entweder in dem AMPS-System oder in dem NAMPS-System geeignet ist, würde ein sogenannter Zwei-Modi-Empfänger gebraucht, der auswählbare 30 kHz breite AMPS-Filter und 10 kHz breite NAMPS-Filter beinhaltet. Von diesen Filtern hätten jedoch beide in der konventionellen Lösung konstante Bandbreiten.
Eine bevorzugte Verwirklichung des Empfängers mit dynamisch variabler Bandbreite gemäß der vorliegenden Erfindung ist in den 2 und 3 dargestellt. Der Empfänger mit dynamisch variabler Bandbreite beginnt mit einer konventionellen Abwärtswandlung auf eine passende erste Zwischenfrequenz (ZF), wie in 1, unter Verwendung eines Sende/Empfangs-Duplexfilters 10, eines rauscharmen Verstärkers 20, eines Spiegelfrequenzunterdrückungsfilters 30 und eines Abwärtswandlers 40. Die Filter 100 und 110 erzwingen eine Kanalbandbreite in dem 30 kHz Bereich für das AMPS-System. Der Zwischenfrequenz-Verstärker-Schaltkreis 120 ist ein integrierter Schaltkreis aus Silizium, der auch eine zweite Abwärtswandlung an einem Abwärtswandler 45 beinhaltet.
Anstatt zu einem Frequenzdiskriminator wird die strikt begrenzte Ausgangsleistung von dem letzten ZF-Verstärker 60 zu einem phasendigitalisierenden Schaltkreis geleitet, der Momentanwerte der augenblicklichen Phase des Signals liefert. Das Signal der Empfangssignal-Stärkeanzeige (RSSI), welches durch den ZF-Verstärker-Schaltkreis 120 erzeugt wird, wird zu einem A/D-Konverter 140 geleitet, der einen digitalisierten Wert der Signalstärke erzeugt. Das RSSI Signal ist vorzugsweise linear proportional zu dem Logarithmus der Signalamplitude. Bei einer Digitalisierung zu einer 8-Bit Genauigkeit stellt der 8-Bit Wert Signale über, zum Beispiel, einen 128 dB Bereich in Schritten von 0,5 dB oder über einen 64 dB Bereich in Schritten von 0,25 dB dar. Der Phasendigitalisierer 130 vergleicht Signalübergänge oder -flanken auf dem strikt begrenzten ZF-Signal mit solchen eines stabilen Referenz-Taktgebers 135, um die Signalübergänge zu 6-Bit Phasengenauigkeit zu quantisieren. Die 6-Bit modulo 64 Werte bilden exakt den Phasenwinkelbereich 0 bis 2 π ab, wenn beide in dem kreisförmi gen Bereich betrachtet werden. Nähert man den Kreis durch ein 64-Eck an, dann ist die Abbildung gegeben durch:
wobei φ₆₄ ≡ φ₀
wegen der kreisförmigen Periodizität.
Die digitalisierte log-Amplitude und die digitalisierte Phase zusammen bilden eine komplexe digitale Zahl in Log-Polarform, was in dem US-Patent Nr. 5,084,669 , welches gemeinsam übertragen ist, offenbart ist; die Spezifikation von diesem ist hiermit durch die Bezugnahme aufgenommen. Der Strom von komplexen Zahlen mit einer ausreichend hohen Übertragungsrate, zum Beispiel 240.000 Momentanwerte pro Sekunde (240 Kilomomentanwerte pro Sekunde oder 240 kS/s) wird zu einem Digitalsignalprozessor (DSP) 150 geführt, wo eine Transformation logpolar-zu-kartesisch stattfindet, die zu komplexen Zahlen der Form X + jY führt, wobei j = √–1 ist. Während der Transformation findet eine automatische Skalierung statt, so daß die kartesischen Komponenten in die Festpunkt-Wortlänge des DSP 150 passen.
Innerhalb des DSP 150 wird die Übertragungsrate der X + jY Momentanwarte zuerst reduziert durch ein Abwärtssampling, das heißt, Aufaddieren von Blocks von benachbarten Momentwerten über ein sich bewegendes Fenster, auf 80 kS/s, um den Aufwand nachfolgender Arithmetik zu reduzieren.
Wenn der Empfänger in dem AMPS Modus arbeiten soll, wird der 80 kS/s Strom zu einem numerischen Frequenzdiskriminations-Algorithmus übermittelt. Der bevorzugte Algorithmus ist ein digitaler Phasenregelkreis, dessen Details über den Umfang dieser Offenbarung hinausgehen, die aber von jedem, der ein durchschnittliches Wissen in der Technik der Verarbeitung von numerischen Funksignalen aufweist, erdacht bzw. entwickelt werden kann. Als Alternative kann der folgende Algorithmus angewendet werden:

1) Ausführung der Diskrimination: Fn = XnYn-1 – YnXn-1; n = 1, 2, ..., N – 1
2) Ausführung der Quadratamplitudenberechnung: Rsq = XnXn + YnYn; n = 0, 1, 2, ...,, N – 1
3) Neuskalierung der nachträglichen strikten Begrenzung:

_n

^R

_n

^R

Eine andere Alternative ist es, die 240.000 Momentanwerte pro Sekunde (240 kS/s) der Phase direkt zu einem digitalen Phasenregelkreis zu übermitteln, der eine momentane Frequenz auf der gewünschten 80 kHz abwärtsgesampelten Rate errechnet. Diese Berechnungen mit einer erhöhten Rate können mit der Hilfe von spezieller digitaler Logik ausgeführt werden, um den programmierbaren DSP 150 von einem Teil Belastungen zu befreien.
Wenn einmal die 80 kS/s der Augenblicksfrequenz-Momentanwerte errechnet sind, werden sie zu einem digitalen Nach-Diskriminator-Filter übermittelt, rückentzerrt, abwärtsgesampelt und dekompandiert, gemäß dem bekannten Digitalfilter und den bekannten Digitalverarbeitungstechniken, um 8000 Momentanwerte pro Sekunde (8 kS/s) digitalisierter Sprache zu erreichen, die wiederum in einem D/A-Konverter 160 zu einem analogen Signal verarbeitet werden. Der DSP 150 kann außerdem numerische Kalkulationsprogramme für andere Anwendungen enthalten, wie das Dekodieren der Manchester-kodierten Signaldaten, die in dem AMPS-System für Kontrollanwendungen verwendet werden.
Wenn gewünscht wird, daß der Empfänger in dem NAMPS Modus arbeitet, wird der X + jY Strom, nach einem ersten Abwärtssampeln auf 80 kS/s, zu einem 64-Tap-Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR) übermittelt, wie dem FIR Filter 190, das in 3 gezeigt ist, gemäß der bekannten Theorie, welches die Bandbreite so weit reduziert, wie sie für das NAMPS System gebraucht wird, also auf eine Bandbreite, die in dem Bereich zwischen 8 kHz bis 12 kHz liegt. Darüberhinaus wird ein Ausgangssignal des FIR Filters 190 weiter auf 16 kS/s abwärtsgesampelt, um die Anzahl der benötigten Prozeßschritte zu reduzieren. Ein numerischer Frequenzdiskriminator-Algorithmus, wie oben beschrieben, wird dann angewendet, um das Ausgangssignal des FIR Filters 190 zu frequenzdemodulieren, und das gewöhnliche Ton-Filtern, Rückentzerren und Dekompandieren wird ebenso numerisch angewendet, wie in 3 durch den Ton-Filter/Rückentzerrer 210, den Dekompandierer 220 und den Ton-Filter/Abwärtssampler 230 gezeigt ist.
Die 64-Tap-Filterkoeffizienten können mittels einer 64-Punkt Fourier Transformation einer ideal rechteckigen Filterfrequenzantwort, die die gewünschte Bandbreite aufweist, und dann durch ein Multiplizieren des Ergebnisses mit einer erhöhten Cosinus-Fensterungs-Funktion zur Reduktion ungewollter Nebenkeulen errechnet werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind wenigstens zwei Gruppen von diesen Koeffizienten, die zu wenigstens zwei verschiedenen NAMPS Bandbreiten gehören, zum Beispiel 8,75 kHz und 11,25 kHz, vorberechnet. Diese beziehen sich auf 64-Punkt recheckige Frequenzantworten, jeweils 7 oder 9 Punkte breit, das heißt
0000000000000000000000000000011111110000000000000000000000000000
oder
0000000000000000000000000000111111111000000000000000000000000000
weil
Gleichzeitig wird jeweils nur eine Gruppe von Koeffizienten verwendet. Normalerweise werden die Koeffizienten, die zu der 11,25 kHz Bandbreite gehören, verwendet, wenn die Interferenzpegel der benachbarten Kanäle niedrig sind. Die Größe der benachbarten Kanalinterferenz wird durch einen Vergleich der Gesamt-Signalenergie in dem 80 kS/s Strom vor dem FIR-Filter 190 mit der Gesamt-Signalenergie in dem 16 kS/s Strom nach dem FIR-Filter 190 bestimmt. Die erste Signalenergie repräsentiert die Energie in einer 30 kHz Bandbreite, die beide benachbarten Kanäle umfaßt, während die zweite für eine Energie in dem gewünschten oder gewollten Kanal steht. Durch eine Subtraktion der zweiten von der ersten Energie wird die Energie in den beiden benachbarten Kanälen bestimmt. Wenn diese die Energie in dem gewünschten oder gewollten Kanal stärker überschreitet als ein erster Schwellwert, wird ein anderes FIR-Filter mit schmaler Bandbreite verwendet.
Wenn mehr als eine andere Bandbreite zur Verfügung steht, kann eine noch schmalere, andere Bandbreite ausgewählt werden, wenn das anliegende Kanal-zu-Inband (In-Kanal) Energieverhältnis einen zweiten Schwellwert überschreitet. Wenn das anliegende Kanal-zu-Inband (In-Kanal) Kanalverhältnis unter einen dritten Schwellwert fällt, wird die Bandbreite wieder erweitert. Es wird eine absichtliche Differenz zwischen den Schwellwerten für die Verkleinerung und die Vergrößerung der Bandbreite in Verbindung mit der Zeitkonstanten τ für die Messung der durchschnittlichen Signalenergie vorgesehen, um eine Hysterese zur Verfügung zu stellen und ein übertrieben häufiges Bandbreitenschalten zu verhindern, was ansonsten zu einem Tonfrequenz-Rauschen führen könnte.
Typischerweise würde der zweite Schwellwert für das Energieverhältnis zum Schalten von einer ersten Bandbreite von 11,25 kHz zu einer schmaleren Bandbreite von 8,75 kHz bei 128 liegen und ein dritter Schwellwert für ein Zurückschalten auf 11,25 kHz würde bei 32 liegen. Die Zeitkonstante τ für das Festlegen der gewünschten Kanalenergie und der Nachbarkanalenergie beträgt etwas 10 Millisekunden (10 ms). Demzufolge ist die gewünschte Kanalenergie als die Summe der Quadrate der 16 kHz Momentanwerte über ein gleitendes Fenster von 160 Momentanwerten, da (16 kS/s) (10 ms) = 160 Momentanwerte und die Nachbarkanalenergie als eine Summe der Quadrate der 80 kHz Momentanwerte über ein gleitendes Fenster von 800-Momentanwerten bestimmt, da (80 kS/s) (10 ms) = 800 Momentanwerte.
Die oben beschriebene digitale Signalverarbeitung ist weiter in 3 verdeutlicht. Die logpolaren Werte der Phase und des RSSI gelangen mit 240.000 Momentanwerten pro Sekunde (240 kS/s) in eine logpolar/kartesisch-Konvertierungsroutine 170, die eine COSINUS/SINUS-tabelle verwendet, um cosφ und sinφ zu berechnen, und eine ANTILOGARITHMUStabelle verwendet, um das Signal des Empfangssignal-Stärkeanzeigers (RSSI) zu einer Amplitude zu konvertieren, wobei zuerst ein Skalierungswert von dem RSSI Signal abgezogen wurde. Die so erhaltene skalierte Amplitude A wird mit den cosφ + isinφ Werten multipliziert, um die X + jY-Werte zu erhalten, wobei X = Acosφ und Y = Asinφ.
Der Skalierungswert wird so bestimmt, daß der gleitende Durchschnitt von X² + Y² über 800 Momentanwerte sich in einem gewünschten Bereich ohne das Risiko einer Bereichsüberschreitung oder einer Bereichsunterschreitung befindet. Um das sicherzustellen, wird der gleitende Durchschnitt einer Skalierungsroute zugeführt, die den Skalierungswert erhöht, wenn der gleitende Durchschnitt zu groß ist, und den Skalierungswert vermindert, wenn der gleitende Durchschnitt zu niedrig ist.
Die skalierten X + jY Werte mit 240.000 Momentanwerten pro Sekunde (240 kS/s) werden dann in dem Abwärtssampler 180 auf 80.000 Momentanwerte pro Sekunde (80 kS/s) abwärtsgesampelt durch die Berechnung des gleitenden Durchschnitts über drei aufeinanderfolgende Momentanwerte und ein darauffolgendes Addieren von drei aufeinanderfolgenden Werten des gleitenden Durchschnitts, um jeden 80 kS/s Momentanwert zu erhalten. Die 80 kS/s X + jY Werte werden dann quadriert und über ein gleitendes Fenster von 800 Momentanwerten aufsummiert. Dies beinhaltet das Addieren der neuesten Summe der Quadrate und ein Subtrahieren der Summe der Quadrate, die vor 800 Momentanwerten berechnet wurde, was einen Verzögerungsspeicher von einer Länge von 800 Momentanwerten erfordert. Um die Verwendung von Speicher in dem digitalen Signalprozessor (DSP) 150 zu vermindern, kann der gleitende Durchschnitt eher mit einer exponentiellen als mit einer rechteckigen Gewichtung der Vorgeschichte der vorangegangenen Momentanwerte berechnet werden. Bei einer exponentiellen Gewichtung wird der neue Durchschnitt Ai aus dem alten Durchschnitt A(i – 1) und dem neuen Momentanwert Si, wie unten gezeigt, berechnet werden:
Ai = A(i – 1) + d(Si – A(i – 1)), wobei d ein kleiner Wert ist, z. B. 1/800
Ai = (1 – d)A(i – 1) + dSi
Ai = (799/800)A(i – 1) + Si/800
Demzufolge werden alle alten Meßwerte, die in dem alten Durchschnitt enthalten sind, progressiv um den Wert (1 – d) = 799/800 reduziert, was nur geringfügig weniger als 1 in jeder Iteration ist, so daß ein Wert von Si, der vor N Schritten verwendet wurde (Si – N), um (1 – d)^N weniger stark gewichtet wird. Der Durchschnitt ist demzufolge Ai = Si + (1 – d) S(i – 1) + (1 – d)²S(i – 2) ... etc. mit einer ansteigenden Potenz von (1 – d). Der Vorteil bei diesem System ist, daß keine alten Momentanwerte S(i – 799) benötigt werden, sondern nur noch der bisherige Durchschnitt und der neue Momentanwert. In diesem Falle sollte der gleitende Durchschnitt von 160 Momentanwerten auch eine exponentielle Gewichtung der Vorgeschichte der vorangegangenen Momentanwerte verwenden.
Die 64 Tap FIR-Filter 190 arbeiten an den X + jY Werten ebenfalls durch Verwendung der Koeffizienten C₁, C_s ..., C₆₄, die aus einem von zwei alternativen Koeffizientenspeichern, die entsprechend zu einer 8,75 kHz oder 11,25 kHz Bandbreite gehören, ausgesucht sind. Die FIR-gefilterten X + jY Werte werden von den FIR-Filtern 190 mit einer Rate, die auf 16 kS/s abwärtsgesampelt worden ist, ausgegeben und werden dann in einem digitalen Phasenregelkreis-Frequenzdiskriminator 200 verarbeitet, um die Frequenzmodulation zu demodulieren. Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators 200 wird dann gemäß der NAMPS Spezifikation in einem Ton-Filter/Rückentzerrer 210 tongefiltert und rückentzerrt, in einem Dekompandierer 220 dekompandiert und schließlich weiter in einem Ton-Filter/Abwärtssampler 330 tongefiltert und abwärtsgesampelt auf 8 kS/s bevor es zu einem D/A Konverter 160 ausgegeben wird, wie in 2 gezeigt ist.
Der Bandbreitenermittler 240 verwendet einen Algorithmus zur Bestimmung, ob die breite oder die schmale Bandbreite verwendet werden soll. Der gleitende Durchschnitt und/oder die gleitende Summe der FIR-gefilterten Signalenergie wird durch einen Faktor 5 (80 kS/s:16 kS/s = 5) in einem Skalierer 250 skaliert, um den Unterschied zwischen den verschiedenen Anzahlen von aufsummierten Quadraten zu kompensieren, oder, alternativ, durch eine andere Anzahl, die geeignet ist, genauso gut ein uneinheitliches Skalieren durch das FIR-Filter 190 zu kompensieren. Die Skalierung der FIR-Filterkoeffizienten C₁, C₂ ... C₆₄ kann tatsächlich absichtlich so gewählt werden, daß die gewünschte Skalierung für einen gleitenden 160-Momentanwertedurchschnitt die zweite Potenz ist. Der skalierte, gleitende 160-Momentanwertedurchschnitt wird dann in einem Subtrahierer 260 von dem gleitenden 800-Momentanwertedurchschnitt abgezogen, um die Energie des benachbarten Kanals zu erhalten. Dann wird die Energie des benachbarten Kanals im einem Vergleichsmittel 270 mit entweder dem 128 oder dem 32-fachen der Inband (In-Kanal) Signalenergie, die durch einen Skalierer 255 (der sich entweder auf das zweite oder das dritte Schwellwertenergieverhältnis entsprechend bezieht) verglichen, um zu bestimmen, ob die Bandbreite dementsprechend vermindert oder erhöht werden soll.
Es soll hier angemerkt werden, daß die vorliegende Erfindung durch Personen, die ein durchschnittliches Wissen auf diesem Gebiet aufweisen, in anderen spezifischen Ausführungen ohne Abweichungen von der Idee oder dem wesentlichen Charakter der Erfindung verwirklicht werden können. Die vorliegend offenbarten Ausführungen werden demnach als Veranschaulichungen und nicht als Einschränkungen auf diese speziellen Ausführungen angesehen. Der Umfang dieser Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche anstatt durch die vorangegangene Beschreibung erfaßt, und alle Veränderungen, die in die Bedeutung und den Bereich von äquivalenten Verwirklichungen fallen, sollen damit umfaßt sein.

Claims

Funkempfänger zum Demodulieren sowohl von breitbandigen frequenzmodulierten Signalen, als auch von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen, der aufweist: – eine Überlagerungsfrequenzeinrichtung (30, 40) zum Konvertieren eines empfangenen frequenzmodulierten Signals in ein festes Zwischenfrequenzsignal; – eine Einrichtung (100, 110) zum Breitbandfiltern des Zwischenfrequenzsignals mit einer ersten Filterbandbreite, um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen, wobei die erste Filterbandbreite in dem 30 kHz Bereich für ein Advanced Mobile Phone Service-AMPS-System liegt; – eine Einrichtung zum Demodulieren des ersten gefilterten Signals zum Extrahieren von Information; – eine Einrichtung (130, 140) zum Digitalisieren des ersten gefilterten Signals, wobei die Einrichtung eine digitale log Amplitude und eine digitale Phase bereitstellt, welche zusammen eine komplexe Zahl in der Logpolar-Form jedes Abtastwertes bilden, um einen Strom von komplexen Zahlen der Abtastwerte zu erzeugen; – eine Einrichtung zum Schmalbandfiltern des Stroms komplexwertiger Momentanwerte, die ein digitales Finite Impulse Response Filter-FIR-(190) verwendet, um ein zweites gefiltertes Signal zu erzeugen, wobei das digitale Finite Impulse Response Filter-FIR-(190) alternativ – eine einstellbare Filterbandbreite hat, die auf eine an ein schmalbandiges frequenzmoduliertes Signal angepaßte zweite Filterbandbreite oder eine an ein schmalbandiges frequenzmoduliertes Signal angepaßte dritte Filterbandbreite in Abhängigkeit von dem Pegel der Signalinterferenz eingestellt werden kann; oder – eine variable Filterbandbreite hat; und – eine Einrichtung (200) zum Demodulieren des zweiten gefilterten Signals, um Informationen zu extrahieren.
Funkempfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch – eine Einrichtung (120) zum Verstärken des ersten gefilterten Signals und eine Einrichtung (130, 140) zum Analog/Digital-Konvertieren des verstärkten ersten gefilterten Signals, wobei die Einrichtung eine digitale log Amplitude und eine digitale Phase bereitstellt, welche zusammen eine komplexe Zahl in der Logpolar-Form jedes Abtastwertes bilden; – eine erste Einrichtung zum Verarbeiten des Stroms komplexer Vektor-Momentanwerte in einem numerischen Signalprozessor (150), um das erste gefilterte Signal unter Verwendung eines numerischen Frequenzdiskriminator-Algorithmus zu demodulieren; – eine zweite Einrichtung zum Verarbeiten des Stroms komplexer Vektor-Momentanwerte in einem numerischen Signalprozessor (150), um den Strom komplexwertiger Momentanwerte unter Verwendung eines digitalen Filters (190) variabler Bandbreite zu schmalbandfiltern, um ein schmalbandgefiltertes Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; und – eine dritte Einrichtung (200) zum Verarbeiten des Stroms digital gefilterter, komplexer Momentanwerte, um das schmalbandgefilterte Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung eines numerischen Frequenzdiskriminator-Algorithmus zu demodulieren.
Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch – eine erste Einrichtung zum Messen eines ersten Signalpegels des ersten gefilterten Signals; – eine Einrichtung zum Filtern des Stroms komplexer Zahlen unter Verwendung eines digitalen Filters (190) mit variabler Bandbreite, die nur das erste Signalspektrum umfaßt, um ein zweites gefiltertes Signal zu erzeugen; – eine zweite Einrichtung zum Messen eines zweiten Signalpegels des zweiten gefilterten Signals; – eine Einrichtung zum Verarbeiten der gemessenen ersten und zweiten Signalpegel, um den Signalpegel eines benachbarten Kanals im Vergleich mit einem gewünschten Signalpegel zu berechnen; und – eine Einrichtung (240) zum Bestimmen der Bandbreiteneinstellung für den digitale Filter (190) mit variabler Bandbreite unter Verwendung des berechneten Vergleichspegels.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Verarbeiten des Stroms komplexwertiger Momentanwerte in einem numerischen Signalprozessor (150) umfaßt: – eine Einrichtung zum Bestimmen eines ersten Signalpegels des ersten gefilterten Signals, – eine Einrichtung zum weiteren Filtern des gefilterten Signals unter Verwendung eines Filters (190), das eine variable Bandbreite hat, welche lediglich das erste Signalspektrum umfaßt, um ein zweites gefiltertes Signal zu erzeugen, – eine Einrichtung zum Bestimmen eines zweiten Signalpegels des zweiten gefilterten Signals, – eine Einrichtung zum Verarbeiten der bestimmten ersten und zweiten Signalpegel, um einen Interferenzpegel benachbarter Kanäle zu berechnen, relativ zu dem gewünschten Signalpegel, und – eine Einrichtung (240) zum Verarbeiten des berechneten relativen Pegels, um die Bandbreiteneinstellungen für das Filter mit variabler Bandbreite zu bestimmen.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter ein Filter (190) mit endlicher Impulsantwort ist.
Funkempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Filterbandbreite durch Variieren der Tap-Koeffizienten des Filters (190) mit endlicher Impulsantwort variiert wird.
Funkempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Tap-Koeffizienten zwischen mindestens zwei Gruppen von diskreten Werten variiert werden.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Filterbandbreite gewählt wird, wenn die benachbarte Kanalinterferenz niedriger als ein vorbestimmter erster Schwellwert ist, und die dritte Filterbandbreite gewählt wird, wenn die benachbarte Kanalinterferenz höher als ein vorbestimmter zweiter Schwellwert ist, und daß die zweite Filterbandbreite höher ist als die dritte Filterbandbreite.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Filterbandbreite als eine Funktion der Interferenzpegel benachbarter Kanäle variiert wird.
Funkempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Interferenzpegel benachbarter Kanäle durch vor und nach dem Schmalbandfiltern realisier Messungen des Pegels des Zwischenfrequenzsignals berechnet werden.
Funkempfänger nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzbereich, innerhalb dessen die variable Filterbandbreite variiert werden kann, absichtlich begrenzt ist.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Filterbandbreite zwischen einem ersten und einem zweiten diskreten Wert variiert wird.
Funkempfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste diskrete Bandbreitenwert verwendet wird, wenn die Interferenzpegel benachbarter Kanäle niedriger als ein vorbestimmter erster Schwellwert sind, und der zweite diskrete Bandbreitenwert verwendet wird, wenn die Interferenzpegel benachbarter Kanäle höher als ein vorbestimmter zweiter Schwellwert sind.
Funkempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Bandbreitenwert größer ist als der zweite Bandbreitenwert.
Funkempfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Bandbreitenwert 11,25 kHz beträgt und der zweite Bandbreitenwert 8,75 kHz beträgt.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbegrenzung ferner Mittel zur Bestimmung des Durchschnitts einer Messung eines gefilterten Signalpegels und einer Messung eines weiter gefilterten Signalpegels umfaßt.
Funkempfänger nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel einen gleitenden Durchschnitt über ein rechteckiges Fenster verwenden, wobei das rechteckige Fenster durch Multiplizieren des gefilterten Signals mit einer Cosinus-Fensterungs-Funktion erzielt wird.
Funkempfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel für die Mittelwertbildung eine exponentielle Gewichtung der vergangenen Momentanwerte verwendet.
Funkempfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung für die Analog/Digitalkonvertierung (130, 140) das Zwischenfrequenzsignal digitalisiert direkt bevor die erste Signalverarbeitungseinrichtung (150) das Zwischenfrequenzsignal mittels einer logpolar/kartesischen-Konverter-Tabelle (170) in reale und imaginäre Vektorkomponenten auflöst.
Funkempfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Zwischenfrequenzsignal in reale und imaginäre Komponenten aufgelöst wird vor einer separaten Analog/Digitalkonvertierung der realen und imaginären Komponenten.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung für die Analog/Digitalkonvertierung (130, 140) die Phase und die Amplitude des Zwischenfrequenzsignals separat digitalisiert und wobei die Konvertierung von einer polaren Form zu realen und imaginären Vektorkomponenten durch die erste Signalverarbeitungseinrichtung (150) ausgeführt wird.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (130, 140) für die Analog/Digitalkonvertierung die Phase des Zwischenfrequenzsignals und ein Signal (RSSI), das proportional zu dem Logarithmus der Amplitude des Zwischenfrequenzsignals ist, separat digitalisiert und wobei die Konvertierung von einer logpolaren Form zu realen und imaginären Vektorkomponenten von der ersten Signalverarbeitungseinheit (150) durchgeführt wird.
Funkempfänger nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbegrenzung ferner Hysteresemittel zur Verwendung einer Hysterese zwischen einem ersten Schwellwertpegel von Interferenzen benachbarter Kanäle, welcher verursacht, daß die variable Filterbandbreite erniedrigt wird, und einem zweiten Schwellwertpegel von Interferenzen benachbarter Kanäle, welcher verursacht, daß die variable Filterbandbreite erhöht wird, umfaßt, wobei eine Differenz zwischen dem Schwellwert für die Verkleinerung der Bandbreite und dem Schwellwert für die Vergrößerung der Bandbreite in Verbindung mit der Zeitkonstanten τ für die Messung der durchschnittlichen Signalenergie vorgesehen ist.
Verfahren zum selektiven Demodulieren von breitbandigen frequenzmodulierten und schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen, das folgende Schritte aufweist: – Abwärtskonvertieren eines empfangenen Signals auf ein Zwischenfrequenzsignal; – Breitbandfiltern des Zwischenfrequenzsignals durch Verwenden eines analogen Filters (110), das eine analoge Filterbandbreite im 30 KHz-Bereich hat, um ein analoges breitbandiges Signal zu erzeugen; – Digitalisieren des analogen breitbandigen Signals, wobei ein Strom komplexer Zahlen der Abtastwerte erhalten wird; – Filtern des Stroms der komplexwertigen Abtastwerte durch Verwenden eines digitalen Finite Impulse Response Filter-FIR-(190), um ein digital gefiltertes Signal zu erzeugen; – Einstellen einer digitalen Filterbandbreite des digitalen Finite Impulse Response Filter-FIR-(190), abhängig von dem Pegel der Signalinterferenz in dem Strom komplexer Zahlen; und – selektives Demodulieren, entweder des analogen Breitbandsignals oder des digital gefilterten Signals, um ein Informationssignal zu extrahieren.
Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Einstellens der digitalen Filterbandbreite des digitalen Filters (190) folgende Schritte umfaßt: – Messen der Störung des benachbarten Kanals in dem Strom komplexer zahlen der Abtastwerte; – Einstellen der digitalen Filterbandbreite auf eine zweite vorbestimmte Bandbreite, wenn die gemessene Interferenz eines benachbarten Kanals kleiner ist als ein erster voreingestellter Schwellwert; und – Einstellen der digitalen Filterbandbreite auf eine dritte vorbestimmte Bandbreite, wenn die gemessene Interferenz eines benachbarten Kanals größer ist als ein zweiter voreingestellter Schwellwert.