DE69926869T2

DE69926869T2 - Verfahren und einrichtung zur detektion eines frequenzsynchronisierungssignales

Info

Publication number: DE69926869T2
Application number: DE69926869T
Authority: DE
Inventors: Roozbeh Atarius; Berthold Kjell GUSTAFSSON
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-02-20
Filing date: 1999-02-05
Publication date: 2006-06-08
Anticipated expiration: 2019-02-06
Also published as: CN1297611A; WO1999043085A1; AU3281399A; BR9908123B1; KR100567290B1; EE200000469A; EP1057260B1; ATE303017T1; CN1154231C; US6226336B1; BR9908123A; KR20010041149A; MY118566A; DE69926869D1; EP1057260A1; AU753183B2; HK1037432A1

Description

HINTERGRUND
Diese wie in den unabhängigen Ansprüchen bestimmte Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein Verfahren und eine Einrichtung zum Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals. Genauer gesagt, bezieht sich diese Erfindung auf ein Verfahren und eine Einrichtung zum Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals, welches in einem Kommunikationssystem von einem Übertrager übertragen wird und von einem Empfänger empfangen wird.
In jedem Kommunikationssystem ist es für einen Empfänger wichtig, mit einem Sender synchronisiert zu sein, so dass Meldungen zwischen dem Übertrager und dem Empfänger erfolgreich ausgetauscht werden können. In einem Funkkommunikationssystem ist es für den optimalen Empfang im einzelnen wichtig, dass ein Empfänger auf die Frequenz des Übertragers abgestimmt ist.
Der Inhalt des Dokuments GB-A-2 300 093 bezieht sich auf dieses Problem
In einem typischen Funkkommunikationssystem kommunizieren Fernstationen mit einer oder mit mehreren Basisstationen über eine Funk-Luftschnittstelle. Es wurden verschiedene Ansätze entwickelt, um zu vermeiden, dass sich Übertragungen zwischen den verschiedenen Basisstationen und den Fernstationen gegenseitig stören.
In einigen Funkkommunikationssystemen sind benachbarten Basisstationen jeweils eine unterschiedliche Trägerfrequenz zugeordnet, um mit dieser mit Fernstationen zu kommunizieren, so dass Übertragungen von einer Basisstation nicht Übertragungen von einer benachbarten Basisstation stören. Zusätzlich wurden dazu der Frequenzvielfachzugriff (FDMA) und der Zeitvielfachzugriff (TDMA) entwickelt.
In Systemen, die TDMA verwenden, kann eine Basisstation jeder Fernstation einen bestimmten Zeitschlitz oder Zeitschlitze innerhalb eines Rahmens auf einem Träger zuweisen. Einige Fernstationen können zwar die gleiche Trägerfrequenz, jedoch verschiedene Zeitschlitze zum Kommunizieren mit der Basisstation verwenden.
In weiteren Funkkommunikationssystemen wurde das Code-Multiplex-Vielfachzugriffverfahren (CDMA Verfahren) verwendet. Gemäß dem CDMA Verfahren wird jeder Fernstation ein bestimmtes digitales Codewort (Codewörter) zugeordnet, welches orthogonal zu den Codewörtern ist, die anderen Stationen zugeordnet sind. Benachbarte Basisstationen können mit Fernstationen Meldungen austauschen, indem zwar die gleiche Frequenz jedoch unterschiedliche, digitale, orthogonale Codewörter verwendet werden, um anzuzeigen, für welche Fernstation die Nachrichten vorgesehen sind.
Unabhängig davon, ob ein Funkkommunikationssystem FDMA, TDMA, CDMA, eine Kombination dieser Ansätze oder einen anderen Ansatz verwendet, ist es für eine Fernstation wichtig, mit jener Basisstation hinsichtlich Zeit und Frequenz synchronisiert zu sein, die die Fläche versorgt, von welcher es gewünscht ist, zu kommunizieren. Anders ausgedrückt, bedeutet dies, dass die lokale Frequenzreferenz der Fernstation auf die Trägerfrequenz der Basisstation abgestimmt sein muss, und dass die lokale Zeitreferenz der Fernstation mit der Zeitreferenz der Basisstation synchronisiert sein muss. Typischerweise wird zu diesem Zwecke ein periodisches Synchronisationssignal von der Basisstation zu der Fernstation übertragen.
Bei einem System, welches mit dem European Global System for Mobile Communication (GSM) Standard übereinstimmt, wird eine Information von der Basisstation an eine Fernstation übertragen, indem der Träger der Basisstation beispielsweise mit einem Normalpuls (NB) an Daten moduliert wird. Um die Mobilstation mit der Basisstation zu synchronisieren, wird ebenfalls der Träger der Basisstation von Zeit zu Zeit mit einem Frequenz-Korrekturpuls (Frequency Correction Burst FCB) und einem Synchronisationspuls (SB) moduliert, um ein Frequenz-Synchronisationssignal auszubilden.
Der Träger der Basisstation wird typischerweise mit dem FCB moduliert, indem das Gaußsche Modulationsverfahren Minimum Shift Keying (GMSK) eingesetzt wird. In einem GSM System ist ein FCB eine Sequenz von 148 Symbolen, wobei jedes Symbol eine Null ist, die sich nach der Modulation in ein reines Sinussignal umwandelt. Die Frequenz des resultierenden Frequenz-Synchronisations-Signals ist demnach gleich 1/4 Hz, wobei T eine Symboldauer darstellt. T beträgt typischerweise 48/13 Mikrosekunden (μs), so dass das Frequenz-Synchronisationssignal eine Frequenz von etwa 67,7 kHz aufweist. Der FCB wird für die ersten vier Zeiten an jedem zehnten Rahmen wiederholt, und dann wird für die fünfte Zeit der FCB am elften Rahmen wiederholt. Dann wird diese Rahmensequenz undefiniert wiederholt, um die Synchronisation zwischen der Fernstation und der Basisstation beizubehalten.
Anhand der Information im FCB ist die Fernstation in der Lage, sich selbst mit dem ihr zugeordneten Zeitschlitz(en) grob zu synchronisieren. Diese grobe Zeitsynchronisation ist dann soweit hinreichend, um den SB aufzufinden, welcher typischerweise acht Bursts nach dem FCB angeordnet ist, und um die Information, die er trägt, zu dekodieren. Die durch die Dekodierung des SB erzielte Information wird dann dazu verwendet, um die lokale Frequenzreferenz der Fernstation auf die Trägerfrequenz der Basisstation fein abzustimmen, und um die lokale Zeitreferenz der Fernstation auf den Zeitschlitz(e) einzustellen, der ihr über die Basisstation zugeordnet ist.
In Systemen, die CDMA verwenden, überträgt jede Basisstation ein Frequenz-Synchronisationssignal in der Gestalt von beispielsweise einer Pilotsequenz auf jeder der Frequenzen, die dieser bestimmten Basisstation zugeordnet sind, sowie wenn möglich auf einigen Frequenzen oder allen Frequenzen jener Frequenzen, die nicht dieser bestimmten Basisstation zugeordnet sind. Wenn die Frequenz der Basisstation zugeordnet wurde, kann die entsprechende Pilotsequenz mit etwas höherer Leistung als bei den anderen von der Basisstation verwendeten Frequenzen übertragen werden. Jede Fernstation, die den durch die Pilotsequenz modulierten Träger empfängt, demoduliert das Signal. Als ein Ergebnis hiervon kann jede Fernstation Signale empfangen, die für sie bestimmt sind, und simultan die Signalstärke von benachbarten Basisstationen messen, die unterschiedliche Piloten oder Träger verwenden. Diese Information wird von der Fernstation dazu verwendet, um zu ermitteln, welche empfangene Pilotsequenz die höchste Signalstärke aufweist, und die lokale Frequenzreferenz der Fernstation wird demgemäss auf die entsprechende Trägerfrequenz eingestellt.
In dem demodulierten Frequenz-Synchronisationssignal wird leicht jeglicher Frequenzunterschied zwischen der lokalen Frequenzreferenz der Fernstation und der Trägerfrequenz der Basisstation erfasst. Beispielsweise ist in Systemen, die dem GSM Standard entsprechen, die Differenz zwischen der Frequenz des modulierten Frequenz-Synchronisationssignals, welche als 67,7 KHz bekannt ist, und der Frequenz des empfangenen, auf das Basisband demodulierten Frequenz-Synchronisationssignals ein direktes Maß des Fehlers in der lokalen Frequenzreferenz der Fernstation. In Systemen, die CDMA verwenden, wird die Differenz zwischen der bekannten Frequenz der am stärksten übertragenen Pilotsequenz und der Frequenz der demodulierten Pilotsequenz von der Fernstation als ein Maß des Fehlers in der lokalen Frequenzreferenz der Fernstation verwendet.
Um eine Fernstation mit einer Basisstation zu synchronisieren, ist es daher wichtig, das von der Basisstation übertragene Frequenz-Synchronisationssignal genau zu erfassen. Es wurden viele Techniken vorgeschlagen um das Frequenz-Synchronisationssignal zu erfassen, wobei eine derer in C. Fjelner und E. Swärd, Implementation of Digital Freqeuncy Correction Burst Detector with Field Programmable Gate Arrays (1994) (Mater thesis, Lund University) offenbart ist. Diese Technik ist zur Erfassung eines FCB modulierten Signals in einem GSM System entworfen. Gemäß dieser Technik kann das FCB modulierte Signal durch Messen der Phase des von der Basisstation empfangenen Signals als eine Zeitfunktion und Differenzieren dieser Phase erfasst werden. Da sich das FCB nach Modulation in ein Sinussignal umwandelt, steigt die Phase des von der Basisstation übertragenen FCB modulierten Signals linear als Zeitfunktion an. Daher führt eine Differenzierung der Phase eines empfangenen Signals entsprechend des FCB zu einer Konstante. Ungleich der Phase eines mit FCB moduliertem Signal, steigt die Phase eines beispielsweise mit NB moduliertem Signal nicht linear als Zeitfunktion an. Daher führt eine Differenzierung einer Phase eines empfangenen Signals, welches dem FCB nicht entspricht, nicht zu einer Konstanten. Durch Differenzierung der Phase eines empfangenen Signals und Untersuchung der Ergebnisse kann somit bestimmt werden ob das empfangene Signal einem FCB entspricht.
1 zeigt eine Implementierung dieser Technik. Wie in 1 gezeigt, wird die Phase eines empfangenen Signals y(n) zur Zeit n in einer Phasenmessschaltung 10 gemessen, welche die Phase Φ_y(n) des empfangenen Signals als eine Zeitfunktion n ausgibt. Die Phase Φ_y(n) wird in einem Differentiator/Entpacker 20 differenziert und entpackt. Die Phase kann zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen bei einer Größe zwischen 0 und 2π schwanken. Um die differenzierte Phase im Intervall (–π, π) eingebunden zu halten, und somit die Erfassungsverarbeitung zu vereinfachen, kann die Phase Φ_y(n) verschoben, das heißt, "entpackt", werden, und zwar vor Differenzierung, um die 2π Sprünge zu beseitigen. Abwechselnd kann die Phase nach Differenzierung entpackt werden, und zwar beispielsweise durch Verschiebung der differenzierten Phase um 2π oder –2π, wenn die differenzierte Phase jeweils größer oder kleiner als π oder –π ist.
Die differenzierte und entpackte Phase ΔΦ_i wird in einem Tiefpassfilter (LP) 30 gefiltert. Die Ausgabe (ΔΦ_i)_LP des LP-Filters 30 erfährt eine Abnahme oder einen Sprung bei einer eingegebenen differenzierten Phase entsprechend einem FCB. Somit kann FCB einfach unter Erfassung einer Abnahme oder eines Sprungs in der Ausgabe (ΔΦ_i)_LP erfasst werden.
Eine modifizierte Version der herkömmlichen, auf Differenzierung basierenden Erfassungstechnik ist ebenfalls in 1 dargestellt. Gemäß dieser modifizierten Technik kann ein Frequenzauswahlfilter 5, welcher in 1 durch gestrichelte Linien gezeigt ist, zur Herausfilterung von Störrauschen v(n) aus dem Frequenzbereich verwendet werden, welches die Trägerfrequenz des FCB umgibt. Diese modifizierte Annäherung verbessert das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des Erfassungssystems.
Obwohl die Implementierung einfach ist, können die modifizierten und nicht modifizierten, herkömmlichen, auf Differenzierung basierenden Techniken von 1 fälschlicherweise Signale als FCBs klassifizieren, welche keine FCBs sind. Die linear ansteigende Phase eines FCB rührt aus der Tatsache heraus, dass das FCB typischerweise durch Modellierung des Trägers mit einer Sequenz an Nullen (0, 0, 0, ...) erlangt wird. Es kann ebenfalls eine lineare Phase für Signale erlangt werden, welche keinem FCB entsprechen, beispielsweise eine Sequenz an Einsen (1, 1, 1, ...) oder abwechselnden Bits (1, 0, 1, 0, ...). Unter Verwendung der in 1 dargestellten Annäherung, führen diese Sequenzen zur selben LP-Filterausgabe wie ein FCB. Jedoch ist es unwahrscheinlich, dass 148 Bits in einer Zeile 111 ... oder 1010 ... sind. Somit, wenn eine 148 Bit lange Sequenz nur aus Nullen, welches einer linearen Phase entspricht, erlangt wird, ist dies ein Anzeichen dafür, dass das erfasste Signal ein FCB ist.
Es gibt daher eine Notwendigkeit nach einer Technik zum genauen Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals, welches die oben erwähnten Nachteile überwindet.
ÜBERSICHT
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren und eine Einrichtung zum genauen Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals bereitzustellen.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird bei einem Kommunikationssystem, welches zumindest einen Übertrager und zumindest einen Empfänger enthält, ein vom Übertrager zum Empfänger übertragenes Frequenz-Synchronisationssignal erfasst. Ein phasengleicher Bestandteil eines vom Empfänger empfangenen Signals wird verzögert, und der verzögerte phasengleiche Bestandteil wird mit einem Quadratur-Bestandteil des empfangenen Signals multipliziert. Die Schritte des Verzögerns und Multiplizierens werden für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals wiederholt, und die Produkte werden geglättet, um einen abgeschätzten Kreuz-Korrelationswert zu erzeugen. Es wird eine Bestimmung getroffen, ob der abgeschätzte Kreuz-Korrelationswert zumindest so groß wie ein vorbestimmter Schwellwert ist, welches anzeigt, dass das vom Übertrager übertragene Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform werden die phasengleichen und Quadratur-Bestandteile vor der Multiplikation normalisiert. Es werden Produkte für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen gebildet, welche der Anzahl an Symbolen im Frequenz-Synchronisationssignal entspricht. Gemäß einer weiteren Ausführungsform werden Kreuz-Korrelationswerte für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen abgeschätzt, welche einer ungefähren Anzahl an Symbolen im Frequenz-Synchronisationssignal entspricht. Gemäß einer weiteren Ausführungsform werden die phasengleichen Bestandteile und Quadratur-Bestandteile gefiltert, um Umgebungsrauschen zu entfernen.
Wenn das empfangene Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist, kann ein Frequenzversatz zwischen einer lokalen Frequenzreferenz des Empfängers und einer Trägerfrequenz des Übertragers basierend auf dem abgeschätzten Kreuz-Korrelationswert bestimmt werden. Der Frequenzversatz kann zur Abstimmung der lokalen Frequenzreferenz des Empfängers an die Trägerfrequenz des Übertragers verwendet werden. Die Qualität des abgeschätzten Frequenzversatzes kann gemessen werden, welches anzeigt, ob es notwendig ist, dass der Frequenzversatz neu berechnet werden muss, und/oder ob die Erfassung genau ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden durch Studium dieser Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen deutlich, in welchen gleiche Bezugsziffern sich auf gleiche Elemente beziehen, und in denen:
1 eine herkömmliche Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals darstellt;
2 ein Kommunikationssystem darstellt, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert werden kann;
3 eine Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
4 eine Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
5 eine Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 eine Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ein System darstellt, welches zur Simulierung einer Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals verwendet wird;
8A–8F Erfassungsfehler-Wahrscheinlichkeiten bei einem System darstellen, welches dem GSM Standard entspricht; und
9A–9F Erfassungsfehler-Wahrscheinlichkeiten bei einem System darstellen, welches dem Cordless Telephony System (CTS) Standard entspricht.
GENAUE BESCHREIBUNG
Zu anschaulichen Zwecken ist die nachfolgende Beschreibung auf ein Funk-Kommunikationssystem gerichtet, welches dem GSM Standard entspricht. Es wird verstanden werden, dass die Erfindung nicht derart eingeschränkt ist, sondern dass sie auch bei anderen Arten von Kommunikationssystemen angewendet werden kann, die verschiedene Standards verwenden.
2 stellt ein beispielhaftes Kommunikationssystem dar, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert werden kann. Das System enthält zumindest einen Übertrager 100 und zumindest einen Empfänger 150. Obwohl der Übertrager 100 und der Empfänger 150 in der 2 jeweils als eine Basisstation und eine Mobilstation dargestellt sind, ist es ersichtlich, dass der Übertrager auf viele Arten implementiert werden kann, beispielsweise als eine terrestrische oder satellitengestützte Zwischenstelle, und dass der Empfänger auf viele verschiedene Weisen implementiert werden kann, beispielsweise als festes zellulares Terminal (drahtlose lokale Schleife). Es werden in 2 eine Basisstation und eine Mobilstation dargestellt und im Nachfolgenden nur zum Zwecke der Darstellung beschrieben.
Die Basisstation 100 und das Mobiltelefon 150 kommunizieren über eine Funk-Luftschnittstelle 125. Jeder benachbarten Basisstation 100 ist eine bestimmte Trägerfrequenz zugeordnet, und jede Basisstation 100 ordnet spezielle Zeitschlitze für jedes Mobiltelefon 150 zu.
Um mit einer Basisstation 100 zu kommunizieren, muss ein Mobiltelefon 150 hinsichtlich Zeit und Frequenz mit der Basisstation 100 synchronisiert sein. Anders ausgedrückt bedeutet dies, dass jeweils die lokale Frequenzreferenz und Zeitreferenz des Mobiltelefons 150 mit der Trägerfrequenz, die der Basisstation 100 zugeordnet ist, und mit dem Zeitschlitz bzw. den Zeitschlitzen, der bzw. die durch die Basisstation zugeordnet werden, synchronisiert sein müssen. In einem CDMA-System muss das Mobiltelefon 150 mit der Trägerfrequenz der Basisstation und mit den übertragenen Codewörtern synchronisiert sein.
Um das Mobiltelefon 150 synchronisieren, überträgt die Basisstation 100 ein Frequenz-Synchronisationssignal an die Basisstation. Beispielsweise in Systemen, die dem GSM Standard entsprechen, moduliert die Basisstation 100 ihre Trägerfrequenz mit einem FCB, um ein Frequenz-Synchronisationssignal auszubilden.
Das modulierte Frequenz-Synchronisations-Signal x_c(t) kann durch den folgenden Ausdruck dargestellt werden: xc(t) = √Pcos(Ωct + Φc(t) + Θ), (1)wobei √P, Ω_ct, Φ_c(t) und Θ jeweils zur Zeit t die Trägeramplitude, die Trägerfrequenz, die Trägerphase und eine Anfangsphase bezeichnen.
Die Mobilstation 150 empfängt und demoduliert Signale, welche von der Basisstation 100 übertragen werden, welche das Frequenz-Synchronisationssignal x_c(t) enthalten.
Das im Basisband erfasste Frequenz-Synchronisationssignal kann als ein komplexwertiges, abgetastetes Signal x(n) wie folgt ausgedrückt werden: x(n) = √Pexp{j(Φx(n) + Θ)} ∀n ∊ ψ (2)wobei Φ_x(n) die Phase des Basisbandsignals x(n) darstellt, und wobei Ψ auf den Satz der diskreten Zeitindizes Bezug nimmt, die dem FCB entsprechen, beispielsweise n₀, n₀ + 1, ..., n₀ + N₀ – 1, wobei N₀ die Gesamtzahl an Abtastungen in dem FCB darstellt.
Bei einem FCB kann die Trägerphase Φ_c(t) als
ausgedrückt werden, wobei T_S die Symboldauer von ungefähr 48/13 μs darstellt. Indem Φ_x(n) substituiert wird, und bei einer Rate von F_S = 1/T_S oder 270,833 KHz abgetastet wird, kann Gleichung 2 umgeschrieben werden zu:
Ein jedweder Frequenzversatz ΔF zwischen der lokalen Frequenzreferenz des Mobiltelefons und der Trägerfrequenz der Basisstation ändert die Gleichung 3 in folgenden Ausdruck um:
Das Signalmodell von Gleichung 4 berücksichtigt kein Rauschen. Das tatsächlich empfangene Frequenz-Synchronisationssignal y(n), welches Rauschen v(n) enthält, kann wie folgt ausgedrückt werden: y(n) = x(n) + v(n) (5)
Das komplexwertige Rauschen v(n) kann wie folgt umgeschrieben werden: v(n) = vI(n) + jvQ(n) (6)wobei v_I(n) und v_Q(n) jeweils die phasengleiche Rauschkomponente und die Rauschkomponente der Quadraturphase darstellen. Es kann angenommen werden, dass das Rauschen v(n) eine weiße Gauß-Verteilung v(n) ∊ N(0, σ 2 / v) aufweist, so dass die Komponenten v_I(n) und v_Q(n) reelle Werte mit Varianzen
sind und als nicht-korreliert angenommen werden.
Die phasengleichen und Quadratur-Bestandteile des empfangenen Signals y(n) können dargestellt werden als:
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die Ähnlichkeit der phasengleichen und Quadratur-Bestandteile y_I(n) und y_Q(n) dazu verwendet werden, um das FCB zu erfassen. Wenn die Mobilstation mit der Basisstation synchronisiert ist, das heißt, wenn gilt ΔF = 0, enthält jede Periode der Sinuskurve des FCB vier Abtastungen. Darüber hinaus sind die y_I(n) und y_Q(n) Bestandteile des FCB um π/2 phasenverschoben, und unterscheiden sich somit um eine Abtastung voneinander. Somit kann für ein empfangenes Signal, welches einem FCB entspricht, das y_Q(n) durch Verzögerung von y_I(n) um einen Zeitindex erlangt werden.
Wenn die Mobilstation nicht mit der Basisstation synchronisiert ist, das heißt, wenn gilt ΔF ≠ 0, dann gleicht y_Q(n) nicht y_I(n – 1), da gilt:
Bei einem Signal, welches einem FCB entspricht, erzeugt eine Kreuz-Korrelation von y_I(n – 1) und y_Q(n) den folgenden Kreuz-Korrelationswert r_IQ(1):
wobei die allgemeine Kreuz-Korrelation von zwei Signalen, beispielsweise w(n) und v(n) gegeben wird durch: rwv = E{w(n – k)v(k)} (11)
Wie anhand von Gleichung 10 zu erkennen, führt eine Kreuz-Korrelation von y_I(n – 1) und y_Q(n) zu einem Spitzenwert, wann immer das empfangene Signal einem FCB entspricht. Die Größe des Spitzenwertes hängt von der Trägeramplitude und dem Frequenzversatz ΔF ab. Wenn ΔF anwächst, nimmt die Größe des Spitzenwertes ab. Wenn ein Signal, welches beispielsweise einem NM oder Rauschen entspricht, empfangen wird, gibt es keine Korrelation zwischen y_I(n – 1) und y_Q(n). Somit kann durch Bestimmen ob der Kreuz-Korrelationswert einen Spitzenwert hat, welcher zumindest so groß ist wie ein vorbestimmter Erfassungs-Schwellwert, bestimmt werden, ob das von der Basisstation übertragene Signal einem FCB entspricht oder nicht.
Es gibt mehrere potentielle Probleme, welche in Betracht gezogen werden müssen, wenn eine Kreuz-Korrelation zur Erfassung des FCB implementiert wird. Ein Problem ist die Schwankung der Trägeramplitude auf Grund von Schwund oder Übertragungsverlust. Die Schwankung in der Trägeramplitude beeinflusst den Spitzenwert von Gleichung 10 und gestaltet es schwierig einen Erfassungs-Schwellwert auszuwählen.
Um die Wirkung der Trägeramplituden-Schwankung zu reduzieren, können die eingehenden Daten y(n) normalisiert werden, und zwar beispielsweise indem y(n) durch seine 2-Norm
dividiert wird. Die Hardware-Implementierung dieser Division kann jedoch teuer sein.
Eine weniger teure Alternative besteht darin, das empfangene Signal y(n) aus der kartesischen Ebene in die Polarebene umzuwandeln und dann das Signal zurück zur kartesischen Ebene zurückzuwandeln. Dies kann durch zwei Tabellen implementiert werden, wobei eine zur Umwandlung von der kartesischen Ebene zur Polarebene dient, und die andere zur Umwandlung von der Polarebene zur kartesischen Ebene dient. Die Normalisierung wird unter Verwendung der ersten Tabelle, um die Signalphase zu erlangen, welche den phasengleichen und Quadratur-Bestandteilen des empfangenen Signals entspricht, und der zweiten Tabelle durchgeführt, um die normalisierten phasengleichen und Quadratur-Bestandteile von der Signalphase und Einheitsamplitude zu erlangen.
Um das FCB unter Verwendung der oben beschriebenen Kreuz-Korrelationstechnik zu erfassen, muss die Größe der rechten Seite von Gleichung 10 zunächst bestimmt werden. Ein Weg zum Bestimmen dieses Wertes liegt in der Abschätzung des Kreuz-Korrelationswertes r_IQ(1), wie folgt:
wobei e{r_IQ(1)} einen abgeschätzten Kreuz-Korrelationswert kennzeichnet, und Länge (ψ) der Länge des FCB entspricht, das heißt der Anzahl an Symbolen im FCB. Somit kann durch Multiplizieren von y_I(n – 1) mit y_Q(n) bei jeder Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals entsprechend der Länge eines FCB und einem Mitteln dieser Produkte der Kreuz-Korrelationswert von Gleichung 10 abgeschätzt werden.
3 stellt eine Einrichtung zum Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Die Einrichtung enthält einen Normalisierer 310, in welchem phasengleiche und Quadratur-Bestandteile y_I(n) und y_Q(n) eines von einer Basisstation empfangenen Signals y(n) zu einer vorgegebenen Zeit n eingegeben werden.
Diese Bestandteile können gemäß jeglicher geeigneter Technik erlangt werden, wie beispielsweise jene, welche im U.S. Patent No. 5,276,706 von Critchlow offenbart ist.
Der Normalisierer 310 normalisiert die Bestandteile y_I(n) und y_Q(n), wodurch Wirkungen, beispielsweise von Schwund, reduziert werden. Wie in 3 gezeigt und oben beschrieben, kann der Normalisierer 310 durch herkömmliche Tabellen implementiert werden. Der normalisierte phasengleiche Bestandteil wird durch einen Verzögerer 320 passiert und um eine Abtastung verzögert. Der verzögerte phasengleiche Bestandteil und der normalisierte Quadratur-Bestandteil werden durch den Multiplizierer 330 miteinander multipliziert und beispielsweise durch einen Mittler 340 gemittelt, um einen abgeschätzten Kreuz-Korrelationswert e{r_IQ(1)} zu erzeugen. Der Mittler 340 kann beispielsweise durch einen LP-Filter implementiert werden, welches dieses Verfahren weniger kompliziert gestaltet, als bei einem Mitteln durch einen FIR-Filter. Wenn der abgeschätzte Kreuz-Korrelationswert einen Spitzenwert hat, welcher zumindest so groß ist wie ein vorbestimmter Erfassungs-Schwellwert, dann entspricht das von der Basisstation übertragene Signal einem FCB. Der Erfassungs-Schwellwert kann wie im folgenden mit Bezug auf 8A–9F beschrieben vorgewählt sein.
Ein weiteres Problem, welches beim Implementieren einer Kreuz-Korrelation zur Erfassung des FCB in Betracht gezogen werden muss, ist das störende additive Rauschen v(n), welches das SNR verschlechtert und somit die Erfassungs-Leistung beeinflusst. Gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das empfangene Signal y(n) durch einen Frequenzauswahlfilter vorgefiltert werden, welcher das Frequenzband entsprechend dem FCB auswählt, um das FCB vom umgebenden Rauschen zu unterscheiden und somit das SNR zu verbessern.
Wie oben beschrieben, beträgt bei einem System, welches den GSM Standard verwendet, die Frequenz des übertragenen Frequenz-Synchronisationssignals ungefähr 67,7 KHz. Die Frequenz des empfangenen Frequenz-Synchronisationssignals kann von 67,7 KHz abweichen, und zwar auf Grund ausbleibender Synchronisation zwischen der Trägerfrequenz der Basisstation und der lokalen Frequenzreferenz der Mobilstation. Die Größe an Frequenzabweichung, welche toleriert werden kann, hängt von der Genauigkeit des internen Quarzoszillators des Erfassers in der Mobilstation ab. Wenn beispielsweise angenommen wird, dass die Genauigkeit dieses Quarzes ±16 Teile pro Million (ppm) im GSM 900 MHZ Band beträgt, kann ein Frequenzversatz von bis zu ±14,4 KHz im empfangenen Frequenz-Synchronisationssignal vorliegen. Somit kann theoretisch die Bandbreite eines Frequenzauswahlfilters auf bis zu ±14,4 KHz um 67,7 KHz eingestellt werden, das heißt, zwischen 53,3 KHz und 82,1 KHz, um das Hintergrundrauschen zu unterdrücken. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform kann herkömmlicherweise eine etwas schmalere Bandbreite verwendet werden, beispielsweise ±13 KHz um 67,7 KHz, welches ungefähr 0,05 F_s entspricht.
Die Bandbreite des Frequenzauswahlfilters kann an den Standard des Kommunikationssystems angepasst werden. Für ein System, welches beispielsweise den Standard des drahtlosen Telefonsystems (CTS) verwendet, kann die Frequenzabweichung das Doppelte von dem eines Systems betragen, welches den GSM Standard verwendet. Dies rührt aufgrund der Addition des Frequenzfehlers des Mobiltelefons und der Heimatbasisstation im CTS Standard her. Von daher kann in einem System, welches den CTS Standard verwendet, eine Frequenzabweichung von bis zu ±28,8 kHz toleriert werden. Die Filterbandbreite in solch einem System kann von daher theoretisch auf bis zu ±28,8 kHz um die Frequenz des übertragenen Frequenz-Synchronisationssignals herum ausgewählt werden. Wenn tatsächlich der Auswahlfilter verwendet wird, kann die Bandbreit geeignet auf ±27 kHz um die Frequenz des übertragenen Frequenz-Synchronisationssignals gemäß etwa 0,1 F_S ausgewählt werden.
Unabhängig von der Frequenzabweichung, welche durch ein System toleriert werden kann, gibt es eine Notwendigkeit, eine sehr breite Filterbandbreite auszuwählen, da die Kanalfilterung das empfangene Signal auf ungefähr [0 ... 85] KHz beschränken ist. Um das FCB zu erfassen wenn ΔF sehr groß ist, kann eine Erfassung unter Verwendung einer progressiv größeren Erfassungs-Bandbreite durchgeführt werden, das heißt, unter Erzeugung einer progressiv größeren Frequenz im Lokaloszillator.
Der Frequenzauswahlfilter kann mit einem Bandpass (BP) Filter, beispielsweise einem Filter mit unbegrenztem Impulsansprechverhalten (IIR) oder einem LP-Filter mit geeigneter Verschiebung implementiert werden. Es ist für gewöhnlich einfacher, einen LP-Filter zu implementieren, als einen BP-Filter, wenn die Filter ähnliche Bandbreiten haben, weil ein BP-Filter für gewöhnlich zweimal mehr Koeffizienten als ein LP-Filter hat. Dies ist jedoch nicht so, wenn die Mittenfrequenz des BP-Filters ein Viertel der Abtastfrequenz beträgt. In diesem Fall, sind die Hälfte der Filterkoeffizienten, das heißt, die ungeraden Koeffizienten, des BP-Filters gleich Null, so dass sowohl der BP-Filter als auch der LP-Filter eine gleiche Anzahl an Koeffizienten haben. Somit gestaltet eine Auswahl der Mittenfrequenz von 67,7 KHz für den FB, welches ¼ der Abtastfrequenz entspricht, einen BP-Filter ebenso einfach zu implementieren, wie einen LP-Filter. Jedoch erfordert ein BP-Filter zweimal mehr Verzögerung als ein LP-Filter, so dass die Verwendung eines BP-Filters als den Frequenzauswahlfilter, verglichen mit der Verwendung eines LP-Filters, die doppelte Anzahl an Taktzyklen erfordern wird.
Natürlich erfordert die Verwendung eines LP-Filters, dass das vor einer Filterung zum Basisband zu verschiebende Signal dann nach der Filterung wieder verschoben wird. Dies fügt eine Komplexität bei der Verwendung eines LP-Filters hinzu. Es ist möglich, das Basisbandsignal direkt zu verwenden, so dass die Notwendigkeit zum Verschieben beseitigt wird, welches die Implementierung eines LP-Filters sogar praktischer gestaltet. Aus Gründen der Vollständigkeit, und da eine Verschiebung relativ günstig zu implementieren ist, beschreibt die folgende Ausführungsform einen LP-Filter mit geeigneter Verschiebung.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform kann das empfangene Signal von der Mittenfrequenz von 67,7 KHz aus auf das Basisband verschoben werden, wobei das verschobene Signal tiefpassgefiltert werden kann, und dann das gefilterte Signal wieder zurück zur Mittenfrequenz verschoben werden kann. Die Verschiebung kann durch Multiplizieren der phasengleichen und Quadratur-Bestandteile y_I(n) und y_Q(n) des empfangenen Frequenz-Synchronisationssignals y(n) mit exp(–2Πjn 67,7/270,833) = exp(–Πjn/2) implementiert werden, welches in der realen und imaginären Ebene eine Sequenz von {1, 0 –1, 0} ist.
Die Verschiebung kann wie folgt durchgeführt werden: (yI(n) + jyQ(n))e–Πjn/2 = yI(n) + jyQ(n) n = 0, 4, 8, ...; yI(n) + jyQ(n) n = 1, 5, 8, ...; yI(n) + jyQ(n) n = 2, 6, 10, ...; yI(n) + jyQ(n) n = 3, 7, 11, ... (13)
Die Verschiebung kann durch Änderung des Vorzeichens von y_I(n) und y_Q(n) und dann einer Zusammenfassung dieser Bestandteile durchgeführt werden. Die Zurückschiebung kann auf dieselbe Weise vorgenommen werden.
Diese Annäherung kann bei der in 4 gezeigten Einrichtung implementiert werden. Die in 4 gezeigten Elemente sind dieselben wie jene in 3, mit Ausnahme der Hinzufügung eines Derotators 322, eines LP-Filters 325 und eines Rotators 327. Der Derotator 322 verdreht, d.h. verschiebt, den verzögerten und normalisierten phasengleiche Bestandteil und den normalisierten Quadratur-Bestandteil auf das Basisband, der LP-Filter 325 tiefpassfiltert die verdrehten Bestandteile um Umgebungsrauschen zu entfernen, und der Rotator 327 dreht, d.h. wiederverschiebt, die tiefpassgefilterten Bestandteile zurück zur Mittenfrequenz. Dann werden die Bestandteile multipliziert und gemittelt, um den Kreuz-Korrelationswert wie oben mit Bezug auf 3 beschrieben abzuschätzen.
Obwohl der in 4 gezeigte Frequenzauswahlfilter zwischen dem Verzögerer 320 und dem Multiplizierer 330 angeordnet ist, sollte es verständlich sein, dass der Frequenzauswahlfilter an jeglicher weiteren geeigneten Stelle, beispielsweise vor dem Normalisierer 310, angeordnet sein kann.
Der Frequenzauswahlfilter gemäß der zweiten Ausführungsform verbessert das SNR, indem das Rauschen außerhalb des Frequenzbandes von Interesse, d.h. das Rauschen, welches die Frequenz 67,7 KHz des empfangenen FCB umgibt, verringert wird. Theoretisch wird das Rauschen außerhalb des interessierten Frequenzbandes auf Null herabgesetzt, und das SNR wächst in Systemen, die den GSM Standard und den CTS Standard verwenden, um jeweils 10log(0,5/0,05) = 10 dB und 10log(0,5/0,1) = 7 dB an. In der Realität wird das Rauschen nicht auf Null herabgesetzt, statt dessen ist das Verringern des Rauschens noch hinreichend, um die gewünschten SNRs zu erzeugen.
Bei den vorhergehenden Ausführungsformen erfordert eine Abschätzung des Kreuz-Korrelationswertes ein Glätten des Produktes von y_I(n – 1) und y_Q(n) über eine Länge eines FCBs. Da ein FCB 148 Symbole enthält, ist ein Speicher erforderlich, welcher lang genug ist, um 148 phasengleiche Bestandteile und 148 Quadratur-Bestandteile zu speichern, um diese Mittelung über die Länge des FCBs zu implementieren. Dies kann teuer sein.
Das Verfahren der Abschätzung in Gleichung 12 kann als eine gleitende Durchschnitts-(MA)Verarbeitung mit der Übertragungsfunktion: B(z) = b0 + b1z–1 + ... + b147z–147 (14)modelliert werden, wobei alle Koeffizienten {b_k} gleich 1/148 sind. Diese MA-Verarbeitung kann durch einen Filter mit einem Speicher implementiert werden, welcher 148 Abtastungen lang ist.
Die MA-Verarbeitung kann als eine autoregressive (AR) Verarbeitung umgeschrieben werden, welche die Übertragungsfunktion:
hat, wobei A(z) ein Polynom mit einer Ordnung kleiner als B(z) ist, und R(z) ein Restwert ist. Die Größe des Restwertes R(z), welcher ebenfalls als Verzerrung bezeichnet wird, hängt davon ab, wie nahe 1/A(z) sich B(z) annähert. Idealer Weise sollte sich 1/A(z) nicht wesentlich B(z) abweichen, und die Verzerrung R(z) sollte klein sein. Gleichung 15 kann wie folgt abgeschätzt werden:
Obwohl diese Abschätzung zu einem Wert für 1/A(z) führt, welcher exakt gleich B(z) ist, tendiert Gleichung 16 dazu unstetig zu sein. Zusätzlich verbleibt der Restwert R(z) bei dieser Abschätzung groß. Eine weniger genaue aber stabile Abschätzung für B(z) lautet:
wobei 0 < α < 1 gilt, und die Konstante C wird zur Einstellung des Gewinns bei z = 0 zur Einheit verwendet. Eine einfache Wahl für α lautet 1 – 1/128, welches C gleich 1/128 gestaltet. Der Vorteil davon, dass α einer zweiten Potenz entspricht, liegt darin, dass die Teilung durch 128 durch eine einfache Rechtsverschiebung um sieben Bits implementiert werden kann. Die Abschätzung in Gleichung 17 ist eine exponentielle Mittelung, welche durch einen Filter implementiert werden kann, welcher einen Speicher hat, der ungefähr (1 – α)^–1 = 128 Abtastungen lang ist.
Gemäß einer dritten Ausführungsform kann diese abgeschätzte Mittelung in der in 5 dargestellten Einrichtung implementiert werden. Die Bauteile in 5 sind ähnlich jenen, welche in 3 und 4 dargestellt sind, mit Ausnahme, dass der Mittler 340 durch einen gleitenden Mittler 345 ersetzt ist. Der gleitende Mittler 345 hat die Übertragungsfunktion:
welches der Substitution von C = 1/128 und α = 1 – 1/128 in Gleichung 17 entspricht.
Der abgeschätzte Kreuz-Korrelationswert e{r_IQ(1)} kann anstelle des tatsächlichen Kreuz-Korrelationswertes r_IQ(1) verwendet werden, um den Frequenzversatz zwischen der Trägerfrequenz der Basisstation und der lokalen Frequenzreferenz der Mobilstation zu bestimmen. Der Frequenzversatz ΔF verhält sich zum Kreuz-Korrelationswert und der Trägeramplitude auf die folgende Weise:
Unter Verwendung des Frequenzversatzes ΔF kann die Trägerfrequenz der Basisstation hergeleitet werden.
Um die Abschätzung für den Frequenzversatz zu verbessern, kann die folgende Beziehung verwendet werden:
Im Zusammenhang mit der Eigenschaft, dass sin²(α) + cos²(α) = 1 ist kann der Frequenzversatz abgeschätzt werden als:
Es können weitere Abschätzungs-Techniken verwendet werden um den Frequenzversatz ΔF abzuschätzen, beispielsweise die Abschätzungs-Technik, welche in der anhängigen U.S. Patentanmeldung mit dem Titel „Method and Apparatus for Estimating a Frequency Offset", eingereicht am 17. November 1997, von Roozbeh Atarius und Dr. Georg Frank beschrieben ist, und welche hier unter Bezugnahme einbezogen ist.
Es kann ebenfalls ein Qualitätsfaktor δ abgeschätzt werden, welcher die Genauigkeit des abgeschätzten Frequenzversatzes anzeigt, und ob es notwendig ist den Frequenzversatz neu zu berechnen oder nicht und/oder ob die Erfassung genau ist. Der abgeschätzte Qualitätsfaktor e{δ} kann wie in der anhängigen U.S. Patentanmeldung beschrieben berechnet werden.
6 stellt ein beispielhaftes Verfahren zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Das Verfahren beginnt bei Schritt 6100, bei welchem die phasengleichen (I) und Quadratur(Q)-Bestandteile eines empfangenen Signals normalisiert werden. Bei Schritt 6200 werden die normalisierten I- und Q-Bestandteile gefiltert, um Umgebungsrauschen zu entfernen. Dann wird bei Schritt 6300 der gefilterte und normalisierte I-Bestandteil verzögert. Die Reihenfolge der Schritte 6200 und 6300 kann umgekehrt werden, das heißt, dass die normalisierten I- und Q-Bestandteile gefiltert werden können, nachdem der I-Bestandteil verzögert ist. Bei Schritt 6400 wird der normalisierte und gefilterte Q-Bestandteil mit dem verzögerten, gefilterten und normalisierten I-Bestandteil multipliziert. Bei Schritt 6500 wird eine Bestimmung getroffen, ob diese Bestandteile für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals, beispielsweise eine Anzahl an Abtastungen, welche der Länge des FCB entspricht, multipliziert wurden. Wenn dies nicht zutrifft, kehrt der Ablauf auf Schritt 6100 zurück. Wenn die Bestandteile für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen multipliziert wurden, werden die Multiplikationsprodukte bei Schritt 6600 geglättet, beispielsweise gemittelt, um einen abgeschätzten Kreuz-Korrelationswert zu erzeugen. Bei Schritt 6700 wird eine Bestimmung getroffen, ob das Ergebnis größer als ein vorbestimmter Schwellwert ist. Wenn dies nicht zutrifft, entspricht das erfasste Signal nicht einem Frequenz-Synchronisationssignal, und das Verfahren kehrt zu Schritt 6100 zurück. Wenn der abgeschätzte Kreuz-Korrelationswert größer als ein vorbestimmter Schwellwert ist, entspricht das erfasste Signal einem Frequenz-Synchronisationssignal, und der Erfassungsablauf endet bei Schritt 6800. Das erfasste Frequenz-Synchronisationssignal kann zur Abschätzung des Frequenzversatzes im empfangenen Frequenz-Synchronisationssignal verwendet werden, und die Mobilstation kann basierend auf dem abgeschätzten Frequenzversatz mit der Mobilstation synchronisiert werden. Sobald die Mobilstation mit der Basisstation synchronisiert ist, kann das in 6 gezeigte Verfahren wiederholt werden, um eine Synchronisation aufrecht zu erhalten.
7 stellt ein System dar, welches zur Ergebnissimulation einer Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals verwendet wird, welches eine herkömmliche Technik, eine modifizierte herkömmliche Technik und eine Technik gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet. Zur Simulation wurden ein Strahl an FCBs und NBs durch einen Multiplexer (MUXI) 710 gemultiplext und auf einem Träger gemäß der GSM Spezifikation und der CTS Spezifikation durch einen Modulator (GSM/CTS Mod) 720 moduliert. Das modulierte Signal wurde dann durch ein standardisiertes Kanalmodell 730 geführt. Es wurde weißes additives Gauß-Rauschen v(t) über einen Addierer 740 hinzugefügt, und es wurde ein Frequenzversatz ΔF durch einen Frequenzversatz-Addierer 750 hinzugefügt. Die Ausgabe des Frequenzversatz-Addierers 750, welche ein empfangenes Signal darstellte, wurde durch einen Kanalfilter 760 gefiltert, durch einen Dezimator 770 auf die gewünschte Abtastrate (270,833 KHz) dezimiert, und schließlich durch einen Prozessor 780 verarbeitet, um das Frequenz-Synchronisationssignal zu erfassen.
Der Prozessor 780 wurde mit Bauteilen zur Simulierung der herkömmlichen Erfassungs-Technik ohne den Filter 5, und der modifizierten herkömmlichen Erfassungs-Technik mit dem Filter, wie in 1 dargestellt, und der Erfassungs-Technik gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie in 5 dargestellt, implementiert. Der Frequenzauswahlfilter wurde mit einem Bessel IIR-Filter zweiter Ordnung implementiert. Es wurden zwei unterschiedliche Bandbreiten für diesen Filter gewählt, nämlich 0,05 und 0,1 der Abtastrate (jeweils 13,5 und 27 KHz), jeweils entsprechend dem GSM Standard und dem CTS Standard.
Der bei den Simulierungen verwendete Übertragungskanal war ein typischer Stadt-Kanal. In Abhängigkeit von der Anzahl an Hindernissen zwischen einer Mobilstation und einer Basisstation kann der Übertragungskanal ein typischer Stadt-Kanal oder Rayleigh-Kanal sein. Der Rayleigh-Kanal wird typischerweise verwendet, wenn die Mobilstation in einem ländlichen Bereich ist.
In einem System, welches den GSM Standard verwendet, liegt eine typische Geschwindigkeit eines Mobiltelefons, das einen Rayleigh-Kanal verwendet, zwischen 110 und 250 Kilometer pro Stunde (km/h). Dieses entspricht einem Mobiltelefon in einem Fahrzeug, welches sich auf einer Autobahn bewegt, oder einem Mobiltelefon in einem schnellen Zug. Wenn die Anzahl der Störungen in der ländlichen Gegend zunimmt, nimmt der Störungsfaktor der Rayleigh-Überblendung zu, und anstelle des Rayleigh-Kanals wird der typische ländliche Kanal verwendet. Eine typische Geschwindigkeit für ein Mobiltelefon, das den typischen ländlichen Kanal verwendet, liegt zwischen 3 km/h und 50 km/h. Dieses entspricht einer Mobilstation, welche von einer Person verwendet wird, die jeweils in einem Stadtgebiet umhergeht, oder sich in einem Fahrzeug befindet, welches sich auf einer Stadtstraße bewegt.
In einem System, welches den CTS Standard verwendet, wird für die Geschwindigkeit der Mobilstation typischerweise 3 km/h für sowohl den Rayleigh-Kanal als auch den typischen ländlichen Kanal angenommen. Dieses entspricht einer Mobilstation, die sich in einer ländlichen Gegend mit einer Geschwindigkeit von 3 km/h bewegt.
Die statistischen Unsicherheiten der Simulationsergebnisse wurden reduziert, indem eintausend Simulationen gefahren wurden. Es wurden die Möglichkeit der Erfassung des übertragenen FCB von der Basisstation (Alarm), und die Möglichkeit einer falschen Erfassung eines weiteren Signals als das FCB (Fehleralarm) untersucht. Die Ergebnisse sind für beide Kanäle bei unterschiedlichen Geschwindigkeiten sehr ähnlich. Deshalb wird hier nur ein Fall dargestellt. Es wurde der typische Stadt-Kanal mit der Benutzer- Geschwindigkeit bei 3 km/h gewählt, da er ein schwieriges Szenario darstellt.
8A–8F und 9A–9F stellen Erfassungsfehler-Wahrscheinlichkeiten unter Verwendung der Kreuz-Korrelationstechnik gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, einer herkömmlichen Erfassungs-Technik und einer modifizierten Version der herkömmlichen Erfassungs-Technik bei unterschiedlichen Erfassungs-Schwellwerten dar. 8A–8F zeigen Erfassungsfehler-Wahrscheinlichkeiten bei einem System, welches den GSM Standard verwendet, und 9A–9F zeigen Erfassungsfehler-Wahrscheinlichkeiten bei einem System, welches den CTS Standard verwendet. Die durchgängige, gestrichelte und strichpunktierte Kurve von links nach rechts in jeder Figur stellen jeweils die Erfassungs-Wahrscheinlichkeiten unter Verwendung der Erfassungs-Technik gemäß der vorliegenden Erfindung, der herkömmlichen Erfassungs-Technik und der modifizierten herkömmlichen Erfassungs-Technik dar. Bei jedem Satz an Kurven entsprechend einer bestimmten Erfassungs-Technik stellt bei jedem Satz an Kurven entsprechend einer bestimmten Erfassungs-Technik der ganz linke Teilsatz an Kurven die Wahrscheinlichkeit einer korrekten Erfassung dar, und der ganz rechte Teilsatz an Kurven stellt die Wahrscheinlichkeit einer unkorrekten Erfassung dar. Drei Kurven für jeden Teilsatz an Kurven stellen jeweils von oben nach unten die SNRs von 3; 7,5 und 11 dB dar.
Wie anhand von 8A–8F und 9A–9F zu erkennen, haben unkorrekte und korrekte Erfassungskurven bei der Technik gemäß der vorliegenden Erfindung (durchgängige Kurven), und bei der modifizierten herkömmlichen Technik (strichpunktierte Kurven) Überschneidungspunkte bei niedrigeren Wahrscheinlichkeitswerten, als die entsprechenden Kurven bei der unmodifizierten herkömmlichen Technik (gestrichelte Kurven) haben. Dies bedeutet, dass eine unkorrekte Erfassung und korrekte Erfassung besser unterschieden werden, wenn die Erfassungs-Technik gemäß der vorliegenden Erfindung oder die modifizierte herkömmliche Technik verwendet werden, und zwar verglichen mit der unmodifizierten herkömmlichen Erfassungs-Technik. Zusätzlich sind die Kurven der Erfassungs-Technik gemäß der vorliegenden Erfindung weiter voneinander beabstandet, als jene der modifizierten herkömmlichen Technik. Dies vereinfacht es einen Erfassungs-Schwellwert auszuwählen.
Die Leistung der Technik gemäß der vorliegenden Erfindung und die Leistung der modifizierten herkömmlichen Technik verschlechtern sich bei einem höheren Frequenzversatz. Beim Vergleich von 8A–8F mit 9A–9F liegt diese Verschlechterung deutlicher in einem System vor, welches den GSM Standard verwendet, als in einem System, welches den CTS Standard verwendet. Dies hängt mit der Bandbreite des Frequenzauswahlfilters zusammen, welcher jeweils 13,5 KHz und 27 KHz bei GSM und CTS beträgt.
Anhand von 8A–9F ist zu erkennen, dass mit geringerem Erfassungs-Schwellwert eine größere Wahrscheinlichkeit einer unkorrekten Erfassung einhergeht. Somit kann unter Verwendung von Kurven, wie beispielsweise jene die in diesen Figuren gezeigt sind, der Erfassungs-Schwellwert derart eingestellt werden, dass die Wahrscheinlichkeit einer unkorrekten Erfassung bei einem gewünschten niedrigen Pegel ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden ein Verfahren und eine Einrichtung zur Erfassung eines Frequenz-Synchronisationssignals durch Abschätzung eines Kreuz- Korrelationswertes bereitgestellt. Der Kreuz-Korrelationswert wird durch Berechnung des Produktes des Quadratur-Bestandteils und des verzögerten phasengleichen Bestandteils bei einer vorbestimmten Anzahl an Abtastungen für ein empfangenes Signal und durch Glätten der Produkte abgeschätzt. Es können Speichererfordernisse minimiert werden, indem zur Glättung eine exponentielle Mittelung verwendet wird. Das empfangene Signal kann vorgefiltert werden, um eine Erfassung zu verbessern. Das Glätten, Multiplizieren, Filtern, usw. welches in den obigen Gleichungen dargestellt ist, kann insgesamt beispielsweise in einem ASIC-Chip durchgeführt werden.
Obwohl bei einer Anwendung auf ein GSM und ein CTS System beschrieben, wird es dem Fachmann deutlich sein, dass diese Erfindung in anderen spezifischen Formen ausgeführt werden kann, ohne von ihrer wesentlichen Eigenschaft abzuweichen. Beispielsweise ist die Erfindung auf weitere Mobil-Kommunikationssysteme, beispielsweise Systeme, welche den Digital Cellular System (DCS) Standard oder den Personal Communication Services (PCS) Standard verwenden, oder auf jegliches System anwendbar, bei welchem es notwendig ist ein Frequenz-Synchronisationssignal zu erfassen. Die oben beschriebenen Ausführungsformen sollten daher in jeglicher Hinsicht als darstellhaft und nicht als beschränkend angesehen werden.

Claims

Verfahren zum Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals, welches zusammen mit weiteren Signalen von einem Übertrager an einen Empfänger übertragen wird, in einem Kommunikationssystem, welches zumindest einen Übertrager und zumindest einen Empfänger enthält, wobei die Signale einen phasengleichen (y_I(n)) und einen Quadratur-(y_Q(n))Bestandteil enthalten, wobei das Verfahren die Schritte enthält: Verzögern (320) des phasengleichen Bestandteils eines empfangenen Signals; Berechnen von Produkten aus dem phasengleichen Bestandteil und dem Quadratur-Bestandteil für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen der empfangenen Signale; Glätten (340) der Produkte aus dem verzögerten phasengleichen Bestandteil und dem Quadratur-Bestandteil, um einen abgeschätzten Kreuzkorrelationswert zu erzeugen; Bestimmen ob der abgeschätzte Kreuzkorrelationswert zumindest so groß wie ein vorbestimmter Schwellwert ist, welches anzeigt, dass das übertragene Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem der Schritt des Glättens ein Mitteln (340) der Produkte über die vorbestimmte Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, welches ferner einen Schritt eines Normalisierens des phasengleichen (y_I(n)) und des Quadratur-(y_Q(n))Bestandteils enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, welches ferner einen Schritt eines Filterns des phasengleichen (y_I(n)) und des Quadratur-(y_Q(n))Bestandteils enthält, um Umgebungsrauschen zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem die vorbestimmte Anzahl an Abtastungen gleich der Länge des Frequenz-Synchronisationssignals entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem die vorbestimmte Anzahl an Abtastungen gleich einer ungefähren Länge des Frequenz-Synchronisationssignals entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, welches ferner einen Schritt enthält: Bestimmen eines Frequenzversatzes zwischen einer Lokalfrequenzreferenz des Empfängers und einer Trägerfrequenz des Übertragers, wenn das Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist, und zwar basierend auf dem abgeschätzten Kreuzkorrelationswert (e{r_IQ(1)}).
Einrichtung zum Erfassen eines Frequenz-Synchronisationssignals, welches zusammen mit weiteren Signalen von einem Übertrager an einen Empfänger übertragen wird, in einem Kommunikationssystem, welches zumindest einen Übertrager und zumindest einen Empfänger enthält, wobei die Signale einen phasengleichen und einen Quadratur-Bestandteil enthalten, wobei die Einrichtung enthält: ein Verzögerungselement (320) zum Verzögern des phasengleichen Bestandteils des empfangenen Signals; einen Multiplizierer (330) zum Ausbilden eines Produkts des verzögerten phasengleichen Bestandteils und des Quadratur-Bestandteils für eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals; eine Schaltung (340) zum Glätten der Produkte, um einen abgeschätzten Kreuzkorrelationswert zu erzeugen; eine Bestimmungsschaltung zum Bestimmen ob der abgeschätzte Kreuzkorrelationswert zumindest so groß wie ein vorbestimmter Schwellwert ist, welches anzeigt, dass das übertragene Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist.
Einrichtung nach Anspruch 8, bei welcher die Glättungsschaltung (340) das Produkt über eine vorbestimmte Anzahl an Abtastungen des empfangenen Signals mittelt.
Einrichtung nach Anspruch 8 oder 9, welche ferner einen Normalisierer zum Normalisieren des phasengleichen und Quadratur-Bestandteils enthält.
Einrichtung nach Anspruch 8, 9 oder 10, welche ferner einen Filter (325) zum Beseitigen von Umgebungsrauschen im phasengleichen und Quadratur-Bestandteil enthält.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei welcher die vorbestimmte Anzahl an Abtastungen gleich der Länge des Frequenz-Synchronisationssignals entspricht.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei welcher die vorbestimmte Anzahl an Abtastungen gleich einer ungefähren Länge des Frequenz-Synchronisationssignals entspricht.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, welche ferner eine Frequenz-Abschätzungsschaltung zum Bestimmen des Frequenzversatzes zwischen einer Trägerfrequenz des Übertragers und einer Lokalfrequenzreferenz des Empfängers enthält, wenn das übertragene Signal ein Frequenz-Synchronisationssignal ist, und zwar basierend auf dem abgeschätzten Kreuzkorrelationswert (e{r_IQ(1)}).