KR100567290B1 - 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

적어도 하나의 송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함하는 통신 시스템에서, 송신기에서 수신기로 전송되는 주파수 동기 신호가 검출된다. 수신기에 의해 수신된 신호의 동상 성분이 지연되고, 지연된 동상 성분은 수신된 신호의 직교 성분과 곱해진다. 지연시키고 곱하는 단계는 수신된 신호의 소정의 샘플 갯수 동안 반복되어서, 추정된 교차 상관 값을 제공한다. 추정된 교차 상관 값이 적어도 소정의 임계치만큼 큰지가 대한 판단이 행해져서, 전송된 신호가 주파수 동기 신호임을 가리킨다.

교차 상관 값, 주파수 동기 신호, 동상 성분, 직교 성분, 샘플 갯수, 송신기, 수신기

Description

주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETECTING A FREQUENCY SYNCHRONIZATION SIGNAL}

본 발명은 대략적으로, 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 자세하게는, 본 발명은 통신 시스템에서, 송신기로부터 송신되고 수신기에 의해 수신되는 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

어떠한 통신 시스템에서도 수신기와 송신기가 동기가 맞추어져서, 메세지가 송신기와 수신기 사이에서 성공적으로 교환될 수 있는 것이 중요하다. 무선 통신 시스템에서, 특히 최적의 수신력을 위해 수신기의 주파수가 송신기의 주파수에 튜닝(tuning)되는 것은 중요하다.

통상의 무선 통신 시스템에서, 원격지국(remote station)들은 무선 인터페이스를 통해 하나 이상의 기지국과 통신한다. 여러 기지국들과 원격지국들 간의 송신으로 인해 서로 방해받는 것을 방지하기 위해 다양한 접근 방법들이 도입되어왔다.

어떤 무선 통신 시스템에서는, 인접 기지국들에 원격지국들과 통신하는 데에 서로 다른 반송 주파수가 할당되어서, 하나의 기지국으로부터의 송신이 인접 기지국으로부터의 송신을 방해하지 않을 수 있다. 이러한 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 기술에 더하여, 시 분할 다중 접속(TDMA)이 도입되어왔다. TDMA 방식을 사용하는 시스템에서, 기지국은 반송파(carrier) 상의 프레임내의 특정 시간 슬롯(slot) 또는 시간 슬롯들을 할당할 수 있다. 어떤 원격지국들은 상이한 시간 슬롯으로 동일한 반송 주파수를 사용하여, 기지국들과 통신할 수 있다.

다른 무선 통신 시스템에서는, 코드 분할 다중 접속(CDMA)이 채택되었다. CDMA 방법에 따라서, 각 원격지국에는 다른 지국들에 할당된 코드 워드와 오쏘고널한(orthogonal) 특정 디지털 코드 워드(들)가 할당된다. 인접 기지국들은 메세지들이 어떤 원격지국에 지정되는 지를 가리키기 위하여, 상이한 디지털 오쏘고널 코드 워드로 동일한 주파수를 사용하여, 원격지국들과 메세지를 교환할 수 있다.

무선 통신 시스템이 FDMA, TDMA, CDMA, 이들 방식의 조합, 또는 어떤 다른 방식을 도입하든지 간에, 원격지국은 통신하고 싶은 장소에 서비스를 제공하는 기지국과 시간 및 주파수의 동기가 맞추어지는 것이 중요하다. 다시 말해서, 원격지국의 로컬 주파수 기준이 기지국의 반송 주파수에 튜닝되어야만 하며, 원격지국의 로컬 시간 기준이 기지국의 시간 기준에 동기가 되어야만 한다. 이러한 목적을 위해, 통상 주기적 동기 신호가 기지국으로부터 원격지국으로 송신된다.

이동 통신을 위한 유럽 글로벌 시스템(European Global System for Mobile Communication; GSM) 표준을 따르는 시스템에서는, 예를 들어 데이터의 정규 버스트(Normal Burst; NB)로 기지국의 반송파를 변조함으로써, 정보가 기지국에서 원격지국으로 전송된다. 이동국을 기지국과 동기를 맞추기 위해, 기지국의 주파수는 또한, 주파수 정정 버스트(Frequency Correction Burst) 및 동기 버스트(Synchronization Burst)로 시간마다 변조되어서, 주파수 동기 신호를 형성한다.

기지국의 반송파는 통상, 가우시안 미니멈 시프트 키잉(GMSK)를 사용하여, FCB로 변조된다. GSM 시스템에서, FCB는 148개 심볼의 열이며, 각 심볼은 제로(zero)이고, 변조 후에는 순수 사인파 신호로 변환된다. 따라서, 결과적인 주파수 동기 신호의 주파수는 1/4T Hz이며, T는 심볼 존속 기간을 나타낸다. T는 통상, 48/13 마이크로초(㎲)이므로, 주파수 동기 신호는 대략 67.7 KHz의 주파수를 갖는다. FCB는 처음 4회 동안 10번째 프레임마다 반복되며, 그 후 5번째에서 FCB는 11번째 프레임마다 반복된다. 이러한 프레임 열은 그 후, 무한 반복되어서, 원격지국과 기지국 간의 동기를 유지시켜준다.

FCB의 정보로부터, 원격지국은 원격지국에 할당된 시간 슬롯(들)으로 자기 자신이 대략 동기를 맞출 수 있다. 이러한 대략적인 시간의 동기는 그 후, SB를 위치시키는 데 충분하며, SB는 통상, FCB 이후 8개의 버스트로 위치되고, SB가 반송(carry)하는 정보를 디코딩하기에 충분하다. SB를 디코딩함으로써 얻어진 정보는 그 후, 원격지국의 로컬 주파수 기준을 기지국의 반송 주파수에 정확하게 튜닝하고, 원격지국의 로컬 시간 기준을 기지국에 의해 원격지국에 할당된 시간 슬롯(들)에 맞추는 데 사용된다.

CDMA 방식을 채택하는 시스템에서, 각 기지국은 예를 들어, 특정 기지국에 할당되지 않은 가능하면 일부의 또는 모든 주파수들상에 뿐 아니라, 특정 기지국에 할당된 각각의 주파수상에서 파일롯(pilot) 열의 형태로, 주파수 동기 신호를 전송한다. 기지국에 주파수가 할당되었다면, 해당하는 파일롯 열은 기지국에 사용된 다른 주파수보다 약간의 전력을 더 가진 채 전송될 수 있다. 파일롯 열에 의해 변조된 반송파를 수신하는 각각의 원격지국은 신호를 복조한다. 그 결과로서, 각 원격지국은 원격지국에 지정된 신호를 수신할 수 있고, 동시에 상이한 파일롯들 또는 반송파를 사용한 인접 기지국의 신호 세기를 측정할 수 있다. 이러한 정보는 원격지국에 의해 이용되어서, 어떠한 수신 파일롯 열이 가장 강한 신호 세기를 갖는지가 판단될 수 있고, 따라서 원격지국의 로컬 주파수 기준이 적당한 반송 주파수로 조정된다.

원격지국의 로컬 주파수 기준과 기지국의 반송 주파수 간의 임의의 주파수 차는 복조된 주파수 동기 신호에서 쉽게 검출된다. 예를 들어, GSM 표준을 따르는 시스템에서는 67.6 KHz로 공지된 변조된 주파수 동기 신호의 주파수와 기저 대역(baseband)에서 복조된 수신된 주파수 동기 신호의 주파수 간의 차이가 원격지국의 로컬 주파수 기준에서의 직접적 에러 측정으로 사용된다. CDMA 방식을 채택한 시스템에서는 가장 강하게 수신된 파일롯 열의 공지된 주파수와 복조된 파일롯 열의 주파수 간의 차이가 원격지국에 의해 원격지국의 로컬 주파수 기준에서의 에러 측정으로서 사용된다.

기지국에 원격지국의 동기를 맞추기 위해서, 기지국으로부터 전송된 주파수 동기 신호를 정확하게 검출하는 것이 중요하다. 주파수 동기 신호를 검출하기 위해 많은 기술들이 제시되었는데, 그 중의 하나가 C.Fjelner과

의, "Implementation of Digital Frequency Correction Burst Detector with Field Programmable Gate Array"(1994)(Master thesis, Lund University)에 개시되었다. 이 기술은 GSM 시스템에서 FCB 변조 신호 검출을 위해 고안되었다. 이 기술에 따라서, FCB 변조 기술은 기지국으로부터의 수신된 신호의 위상(phase)을 측정함으로써, 시간과 이 위상의 미분간의 함수로서 검출될 수 있다. FCB는 변조후 사인파 신호로 변형되기 때문에, 기지국으로부터 전송된 FCB 변조 신호의 위상은 시간의 함수로 선형으로 증가한다. 따라서, FCB에 해당하는 수신 신호 위상의 미분은 일정한 것으로 결과된다. FCB로 변조된 신호 위상과는 달리, 예를 들어 NB로 변조된 신호 위상은 시간의 함수로 선형으로 증가하지 않는다. 그래서, FCB에 해당하지 않는 수신된 신호 위상의 미분은 일정한 것으로 결과되지 않는다. 수신된 신호의 위상을 미분하고 그 결과를 실험함으로써, 수신된 신호가 FCB에 해당하는지를 판단할 수 있다.

삭제

도 1은 이 기술의 실시를 나타낸다. 도 1에 나타난 바에 같이, 시간 n에서 수신 신호 y(n)의 위상은 시간 n의 함수로서 수신된 신호의 위상 φ_y(n)을 출력하는 위상 측정 회로(10)에서 측정된다. 위상 φ_y(n)은 미분기/언랩퍼(unwrapper)(20)에서 미분되고 언랩핑된다. 위상은 0과 2π사이의 양으로 연속 샘플들 사이에서 변화할 수 있다. 미분된 위상을 간격(-π,π)으로 제한하여서, 검출 처리를 간략화하기 위해서, 위상 φ_y(n)은 미분하기 전에 시프팅 즉, "언랩핑"되어서, 2π만큼의 점프를 제거할 수 있다. 또 다른 방법으로, 위상은 예를 들어, 미분된 위상이 π또는 -π보다 각각 크거나 또는 더 작을 때, 2π또는 -2π만큼 미분된 위상을 시프 팅함으로써, 미분 후에 언랩핑할 수 있다.

미분되고 언랩핑된 위상 Δφ_i는 저역 통과(LP) 필터(30)에서 필터링된다. LP 필터(30)의 출력 (Δφ_i)_LP는 FCB에 해당하는 입력 미분 위상을 위해 딥(dip)하거나 점프을 행한다. 그래서, FCB는 출력 (Δφ_i)_LP에서 딥 또는 점프를 검출함으로써 간단히 검출될 수 있다.

종래의 미분-기저 검출 기술의 변형된 형태가 또한, 도 1에 도시된다. 이 변형된 기술에 따라서, 점선(dash) 라인으로 도 1에 지시된 주파수 선택 필터(5)는 FCB의 반송 주파수 주위의 주파수 영역 외부의 방해(corrupting) 잡음 v(n)을 필터링하는 데 사용될 수 있다. 이러한 변형된 접근은 검출 시스템의 신호-대-잡음 비(SNR)를 향상시킨다.

그러나 이 실시는 간단하지만, 도 1의 변형되고 변형되지 않은 종래의 미분-기저 기술은 FCB가 아닌 FCB를 제대로 구별하지 분류하지 못한다. FCB의 선형적으로 증가하는 위상은 FCB는 통상, 제로의 열(0, 0, 0, ...)로 반송파를 변조함으로써 얻어진다는 사실로부터 결과된다. 또한, 선형의 위상은 FCB에 해당하지 않는 예를 들어, '1'의 열(1, 1, 1,...) 또는 교대로 다른 비트(1. 0, 1, 0,...)의 신호로부터 얻어질 수 있다. 도 1에 도시된 접근 방식을 이용할 때, 이들 열들은 FCB로서 동일한 LP 필터 출력에서 결과된다. 그러나, 행에서의 148 비트(bit)가 111... 또는 1010...이다는 것이 다르다. 그래서, 선형 위상에 해당하는 모두 제로인 148-비트-길이가 얻어질 때, 이것은 검출된 신호가 FCB임을 가리키는 것이다.

그래서, 상기 주목하였던 결점들을 극복하는 주파수 동기 신호를 정확하게 검출하기 위한 방법이 필요하게 되었다.

<발명의 개요>

그래서, 본 발명의 목적은 주파수 동기 신호를 정확하게 검출하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 에시적 실시예에 따라서, 적어도 하나의 송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함하는 통신 시스템에서, 송신기에서 수신기로 전송된 주파수 동기 신호가 검출된다. 수신기에 의해 수신된 신호의 동상(in-phase) 성분이 지연되며, 지연된 동상 성분은 수신된 신호의 직교(quadrature) 성분과 곱해진다. 지연시키고 곱하는 단계가 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플 동안 반복되어, 곱(product)이 평활화(smoothe)하게 되어서, 추정된 상호 상관(cross-correlation) 값을 제공한다. 추정된 교차 상관 값이 적어도 소정의 임계치만큼 커서, 송신기로부터 전송된 신호가 주파수 동기 신호이다는 것을 가리키는 지가 결정된다.

예시적 실시예에 따라서, 동상과 직교 성분은 곱해지기 전에 정규화된다. 주파수 동기 신호에서의 심볼 갯수에 해당하는 소정 샘플 갯수에 대해서 곱이 형성된다. 다른 실시예에 따라서, 주파수 동기 신호에서의 대략적 심볼 갯수에 해당하는 소정 샘플 갯수에 대해서, 교차 상관 값이 추정된다. 또한, 다른 실시예에 따라서, 동상 및 직교 성분이 필터링되어서, 주변 잡음을 제거시킨다.

만일 수신된 신호가 주파수 동기 신호라면, 수신기의 로컬 주파수 기준과 송신기의 반송 주파수 간의 주파수 오프셋(offset)은 추정된 교차 상관 값에 기초하여 결정될 수 있다. 주파수 오프셋은 송신기의 반송 주파수와 수신기의 로컬 주파수 기준을 튜닝시키는 데 사용될 수 있다. 추정된 주파수 오프셋의 질이 측정될 수 있어서, 주파수 오프셋이 재계산될 필요가 있는지 및/또는 검출이 정확한지가 지시된다.

본 발명의 특성, 목적, 및 이점은 첨부하는 도면-유사한 참조 부호는 유사한 원소를 가리킴-에 대한 다음 설명을 읽음으로써 명백해질 것이다.

도 1은 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 종래의 장치를 도시한 도.

도 2는 본 발명이 실시될 수 있는 통신 시스템을 도시한 도.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 장치를 도시한 도.

도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 장치를 도시한 도.

도 5는 본 발명의 제3 실시예에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 장치를 도시한 도.

도 6은 본 발명의 일례의 실시예에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법을 도시한 도.

도 7은 주파수 동기 신호의 검출을 시뮬레이팅하기 위해 사용된 시스템을 도시한 도.

도 8a 내지 도 8f는 GSM 표준을 따르는 시스템에 대한 검출 에러 확률을 도 시한 도.

도 9a 내지 도 9f는 코드리스 텔레포니 시스템(Cordless Telephony System; CTS)을 따르는 시스템에 대한 검출 에러 확률을 도시한 도.

예시적 목적을 위해, 다음 설명은 GSM 표준을 따르는 무선 통신 시스템에 초점을 둔다. 본 발명은 제한적이지 않아서, 다른 표준을 채택하는 다른 유형의 통신 시스템에 적용될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

도 2는 본 발명이 실시될 수 잇는 일례의 통신 시스템을 도시한다. 시스템은 적어도 하나의 송신기(100)와 적어도 하나의 수신기(150)를 포함한다. 송신기(100)와 수신기(150)는 도 2에서 기지국과 이동국으로서 각각 도시되었으나, 송신기는 여러 방식 예를 들어, 지상 또는 위성 중계기로서 실시될 수 있으며, 수신기는 여러 방식 예를 들어, 고정된 셀룰러 단자(무선 로컬 루프(wireless local loop))로서 실시될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 기지국과 이동국은 도 2에 도시되었으며, 예시적 목적으로만 다음에서 설명된다.

기지국(100) 및 이동국(150)은 무선 인터페이스(125)를 통해 통신한다. 각각의 인접 기지국(100)에는 특정 반송 주파수가 할당되며, 각 기지국(100)은 각 이동국(150)에 대한 특정 시간 슬롯들을 할당한다.

기지국(100)과 통신하기 위하여, 이동국(150)은 기지국(100)에 시간과 주파수가 동기되어야만 한다. 다시 말해서, 이동국(150)의 로컬 주파수 기준 및 시간 기준이 기지국(100)에 할당된 반송 주파수와 기지국에 의해 할당된 시간 슬롯들에 각각 동기되어야만 한다. CDMA 시스템에서, 이동국(150)은 전송된 기지국의 반송 주파수와 코드 워드와 동기되어야만 한다.

이동국(150)과 동기되기 위해, 기지국(100)은 이동국으로 주파수 동기 신호를 전송한다. 예를 들어, GSM 표준을 채택한 시스템에서, 기지국(100)은 FCB로 기지국의 반송 주파수를 변조하여서, 주파수 동기 신호를 형성한다.

주파수 동기 신호 x_c(t)는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

및 θ는 시간 t에서의 반송파의 진폭, 반송파 주기, 반송파 위상, 및 초기 위상을 각각 나타낸다.

이동국(150)은 주파수 동기 신호 x_c(t)를 포함하여, 기지국(100)으로부터 전송된 신호를 수신하고 복조한다. 기저 대역에서 검출된 주파수 동기 신호는 복소수-값인 샘플링 신호 x(n)으로 나타낼 수 있다.

여기서 φ_x(n)는 기저 대역 신호 x(n)의 위상을 나타내며, ψ는 FCB 예를 들어, n₀, n₀ +1,..., n₀ +N₀ -1에 해당하는 이산 시간 인덱스(discrete time index) 셋트를 가리키며, N₀는 FCB에서의 총 샘플 갯수를 나타낸다.

FCB에 대해서, 반송파 위상 φ_c(t)는

로 표현될 수 있으며, Ts는 대략 48/13 ㎲의 심볼 존속 기간을 나타낸다. φ_x(n)을 치환하고, Fs = 1/Ts, 또는 270.833 KHz에서 샘플링하여서, 수학식 2는 다음과 같이 표현될 수 있다.

이동국의 로컬 주파수 기준과 기지국의 반송 주파수 간의 임의의 주파수 오프셋 ΔF을 이용하여 수학식 3을 수학식 4로 바꾸었다.

수학식 4의 신호 모델은 계산식에 잡음을 넣지 않았다. 잡음 v(n)을 포함하는 실제의 수신되는 주파수 동기 신호 y(n)은 다음과 같이 표현될 수 있다.

복소수-값의 잡음 v(n)은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, v_I(n)과 v_Q(n)은 동상 및 직교 잡음 성분을 각각 나타낸다. 잡음 v(n)은 백색 가우시안 분포

을 갖는다고 가정될 수 있으며, 성분 v_I(n)과 v_Q(n)은 분산은

인 실수이며, 상관되지 않았다고(uncorrelate) 가정된다.

수신된 신호 y(n)의 동상 및 직교 성분은 다음과 같이 표현될 수 있다.

본 발명의 예시적 실시예에 따라서, 동상과 직교 성분인 y_I(n)과 y_Q(n)은 FCB를 검출하는 데 사용될 수 있다. 이동국은 기지국에 동기되는 즉, ΔF = 0이면, FCB의 모든 사인파 주기는 4개의 샘플을 포함한다. 또한, FCB의 y_I(n)과 y_Q(n) 성분은 π/2만큼 위상이 시프팅되어서, 하나의 샘플만큼 다른 샘플과 차이가 난다. 그래서, FCB에 해당하는 수신된 신호에 대해서, y_Q(n)은 하나의 시간 인덱스만큼 y_I(n)을 지연시킴으로써 얻어진다.

만일 이동국이 기지국에 동기가 되지 않은 즉, ΔF ≠ 0이면, 수학식 9에서 보듯 y_Q(n)은 y_I(n-1)과 같지 않다.

FCB에 해당하는 신호에 대해서, 상호 상관하는 y_I(n-1)과 y_Q(n)은 다음의 교차 상관 값 r_IQ(1)을 제공한다.

여기서, 2개의 신호 예를 들어, w(n)과 v(n)의 일반적 교차 상관은 다음과 같이 주어진다.

수학식 10으로부터 알 수 있듯이, 상호 상관하는 y_I(n-1)과 y_Q(n)은 수신된 신호가 FCB에 해당할 때마다 피크(peak)를 결과한다. 피크의 크기는 반송파의 진폭과 주파수 오프셋 ΔF에 관계한다. ΔF가 커지면, 피크의 크기는 감소한다. 예를 들어, NB에 해당하는 신호 또는 잡음이 수신되면, y_I(n-1)과 y_Q(n) 간에는 어떠한 상관(correlation)도 없다. 그래서, 교차 상관 값이 적어도 소정의 검출 임계치만큼의 피크를 갖는지를 결정함으로써, 기지국으로부터 전송된 신호가 FCB에 해당하는지 그렇지 않은지가 결정될 수 있다.

FCB를 검출하기 위해 교차 상관을 실시할 때,고려해야할 여러 잔존하는 문제들이 있다. 하나의 문제로는 페이딩(fading) 및 전파 손실 둘 다를 이유로 하여 반송파의 진폭의 변화를 들 수 있다. 반송파의 진폭에서의 변화는 수학식 10의 피크 값에 영향을 주어서, 검출 임계치를 선택하는 것을 어렵게 한다.

반송파 진폭 변화의 영향을 줄이기 위해서, 들어오는 데이터 y(n)은 예를 들어, y(n)을 이것의 2-norm

으로 분할함으로서, 정규화될 수 있다. 그러나, 이러한 분할의 하드웨이 구현은 비용이 많이 들 수 있다.

비용이 적게드는 대안으로는 수신된 신호 y(n)을 직교(Cartesian) 도메인에서 극 도메인(polar domain)으로 변환한 후, 신호를 다시 직교 도메인으로 재변환시키는 것이다. 이것은 2개의 테이블(table)로 실시될 수 있는 데, 하나는 직교 도메인에서 극 도메인으로의 변환을 위한 것이고, 다른 하나는 극 도메인에서 직교 도메인으로의 변환을 위한 것이다. 수신된 신호의 동상과 직교 성분에 해당하는 신호 위상을 얻기 위한 제1 테이블과, 신호 위상과 1(unity)이 되는 진폭으로부터 정규화된 동상과 직교 성분을 얻기 위한 제2 테이블을 사용함으로서, 정규화가 행해진다.

상술된 교차 상관 기술을 사용하여, FCB를 검출하기 위해, 수학식 10의 우변상의 수량이 우선 결정되어야만 한다. 이 값을 결정하는 하나의 방법으로는 다음과 같이, 교차 상관 값 r_IQ(1)을 추정하는 것이다.

여기서, e{r_IQ(1)}은 추정된 교차 상관 값을 가리키며, 길이(length)(ψ)는 FCB의 길이, 즉 FCB에서의 심볼 갯수에 해당한다. 그래서, FCB의 길이에 해당하는 수신된 신호의 각 샘플 갯수에 대해 y_I(n-1)과 y_Q(n)을 곱하고, 이들 곱을 평균함으로써, 수학식 10의 교차 상관 값이 추정될 수 있다.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 장치를 도시한다. 장치는 정규화기(normalizer)(310)를 포함하며, 기지국으로부터 수신된 신호 y(n)의 동상과 직교 성분 y_I(n)과 y_Q(n)은 주어진 시간 n에서 정규화기에 입력된다. 이들 성분은 critchlow로의 미국 특허 출원 번호 5,276,706에 개시된 기술처럼 임의의 적절한 기술에 따라 얻을 수 있다.

정규화기(310)는 성분 y_I(n)과 y_Q(n)을 정규화하여서, 예를 들어 페이딩 효과를 감소시킬 수 있다. 도 3에 도시되고 상술된 바와 같이, 정규화기(310)는 변환 테이블로 실시될 수 있다. 변환된 동상 성분은 지연기(320)를 통과하여서, 하나의 샘플만큼 지연된다. 지연된 동상 성분과 정규화된 직교 성분은 곱셈기(330)에 의해 함께 곱해지며, 예를 들어, 평균기(averager)(340)에 의해 평균화되어서, 추정된 교차 상관 값 e{r_IQ(1)}을 제공한다. 평균기(340)는 예를 들어, LP 필터로 구현될 수 있으며, LP 필터는 FIR 필터로 평균화하는 방법보다 덜 복잡하게 한다. 추정된 교차 상관 값이 적어도 소정의 검출 임계치만큼 큰 피크를 갖는다면, 기지국으로부터 전송된 신호는 FCB에 해당한다. 검출 임계치는 도 8a 내지 도 9f를 참조하여 후술되는 바와 같이 미리 선택될 수 있다.

FCB를 검출하기 위한 교차 상관을 구현할 때, 고려해야할 다른 문제로는 SNR을 감소시켜서, 검출기의 성능에 영향을 주는 방해 부가 잡음(corrupting additive noise) v(n)을 들 수 있다. 본 발명의 제2 실시예에 따라서, 수신된 신호 y(n)은 FCB에 해당하는 주파수 대역을 선택하는 주파수 선택 필터에 의해 미리 필터링될 수 잇어서, FCB와 주변 잡음을 판별할 수 있어서 SNR을 향상시킬 수 있다.

상술된 바와 같이, GSM 시스템을 채택한 시스템에서, 전송된 주파수 동기 신호의 주파수는 대략 67.7 KHz이다. 수신된 주파수 동기 신호의 주파수는 기지국의 반송 주파수와 이동국의 로컬 주파수 기준과의 동기가 맞지 않아서, 67.7 kHz를 벗어날 수 있다. 허용될 수 있는 주파수 편차(deviation)의 양은 이동국에서의 검출기의 내부 크리스털 오실레이터(oscillator)의 정교한 정도에 영향을 받는다. 예를 들어, 이 크리스털의 정교함이 GSM 900 MHz 대역에서 백만(million) 당 ±16 부분(ppm)으로 가정할 때, 수신된 주파수 동기 신호에서는 ±14.4 KHz까지의 주파수 오프셋이 존재할 수 있다. 그래서, 이론적으로 주파수 선택 필터의 대역폭을 67.7 KHz 부근의 ±14.4 KHz로 설정하는 즉, 53.3 kHz와 82.1 KHz 사이에 있도록 하여서, 배경(background) 잡음을 억제할 수 잇다. 예시적 실시예에 따라서, 이보다 약간 더 좁은 대역폭, 예를 들어 67.7 KHz 부군의 ±13 KHz가 편리하게 사용될 수 있는 데, 대략 0.05 F_s에 해당한다.

주파수 선택 필터의 대역폭은 통신 시스템의 표준을 따를 수 있다. 예를 들어, CTS 표준을 사용하는 시스템에 대해 주파수 편차는 GSM 표준을 사용한 시스템의 주파수 편자의 2배가 될 수 있다. 이것은 CTS 표준에서의 이동국과 홈(home) 기지국의 주파수 에러가 더해졌기 때문이다. 따라서, ±28.8 KHz까지의 주파수 편차는 CTS 펴준을 도입하는 시스템에서 허용될 수 있다. 이러한 시스템에서의 필터 대역폭은 따라서, 이론적으로는 전송된 주파수 동기 신호의 주파수 부근의 ±28.8 KHz까지로 선택될 수 있다. 선택 필터를 실제로 구현할 때, 대역폭은 전송된 주파수 동기 신호의 주파수 부근의 ±27 KHz로 편리에 따라 선택될 수 있으며, 이것은 대략 0.1 F_s에 해당한다.

시스템에 의해 허용될 수 있는 주파수 편차와 상관없이, 채널 필터링은 수신 신호를 대략 [0 ... 85] KHz로 제한할 것이기 때문에, 아주 넓은 대역폭을 선택할 필요가 없다. ΔF가 매우 클 때 FCB를 검출하기 위해, 점진적으로 큰 검출 대역폭을 사용함으로써, 즉 로컬 오실레이터에서 점진적으로 큰 주파수를 발생시킴으로써 검출을 행할 수 있다.

주파수 선택 필터는 밴드패스(BP) 필터, 예를 들어 무한 임펄스 응답(IIR) 필터 또는 적절한 시프팅을 갖는 LP 필터로 구현될 수 있다. 필터들이 유사한 대역폭을 갖는다면, BP 필터보다는 LP 필터를 구현하는 것이 보통 더 간단한 데, 그 이유는 BP 필터는 보통 LP 필터가 갖는 여러 계수들의 2배만큼을 갖기 때문이다. 그러나, BP 필터의 중앙 주파수가 샘플링 주파수의 1/4일 때는 이것은 사실이 아니다. 이 경우에, 필터 계수들의 절반, 즉 BP 필터의 홀수 계수들이 제로가 되어서, BP 필터와 LP 필터 둘 다 같은 계수 갯수를 갖는다. 그래서, 샘플링 주파수의 1/4에 해당하는 FCB에서의 67.7 KHz의 중앙 주파수를 선택하면, BP 필터를 LP 필터를 설계하는 것만큼 간단하게 구현할 수 있다. 그러나, BP 필터는 LP 필터의 여러 지연들의 2배만큼의 지연량을 요구하여서, 주파수 선택 필터로서 BP 필터를 사용하면 LP 필터를 사용하는 것에 비해, 클럭 사이클 갯수의 2배만큼을 필요로할 것이다.

물론, LP 필터를 사용하면 신호가 필터링되기 전에 기저 대역으로 시프팅된 후, 필터링 후에는 다시 시프팅될 것이 요구된다. 이것은 LP 필터를 사용할 때의 복잡성을 가중한다. 기저 대역 신호를 직접 사용하여서, 시프팅할 필요가 없어져서, LP 필터가 구현하기에는 훨씬 더 실용적이 되도록하는 것이 가능하다. 그 완성을 위해 시프팅하는 것이 구현하는 데 비용이 상대적으로 적게 들기 때문에, 다음의 실시예는 적당한 시프팅을 갖는 LP 필터를 설명한다.

예시적 실시예에 따라서, 수신된 신호는 67.7 KHz의 중앙 주파수에서 기저대역으로 시프팅될 수 있으며, 시프팅된 신호는 저역 통과 필터링되며, 그 후 필터링된 신호는 다시 중앙 주파수로 시프팅되어질 수 있다. 시프팅은 수신된 주파수 동기 신호 y(n)의 동상과 직교 성분인 y_I(n)과 y_Q(n)을, 실수축과 허수축에서 {1. 0, -1, 0}의 열을 나타내는 exp(-2πjn67.7/270.833) = exp(-πjn/2)와 곱함으로써 구현될 수 있다.

시프팅은 다음에 따라서 행해질 수 있다.

시프팅은 y_I(n)과 y_Q(n)의 부호(sign)를 바꾼 후, 이들 성분을 조합함으로써, 행해질 수 있다.

이러한 접근은 도 4에 도시된 장치에서 구현될 수 있다. 도 4에 도시된 성분은 디로테이터(derotatotr)(322), LP 필터(325), 및 로테이터(rotator)(327)를 추가한 것을 제외하고는 도 3의 장치와 동일하다. 디로테이터(322)는 디로테이팅하는 즉, 지연되고 정규화된 동상 성분과 정규화된 직교 성분을 기저 대역으로 시프팅시키고, LP 필터(325)는 디로테이팅된 성분을 저역 통과 필터링해주어서, 주변 잡음을 제거하고, 로테이터(327)는 로테이팅하는 즉, 저역 통과 필터링된 성분을 중앙 주파수로 다시 시프팅시켜준다. 그 후, 그 성분들은 곱해지고 평균화되어서(averaged), 도 3을 참조하여 상술된 바와 같이 교차 상관 값을 추정한다.

도 4에 도시된 주파수 선택 필터가 지연기(delay)(320)와 곱셈기(330) 사이에 배치되지만, 주파수 선택 필터는 임의의 다른 적절한 위치, 예를 들어 정규화기(310) 앞에 배치될 수 있음을 이해해야할 것이다.

제2 실시예에 따른 주파수 선택 필터는 관련 주파수 대역 바깥의 잡음 즉, 수신된 FCB의 주파수 67.7 KHz 주변의 잡음을 줄여줌으로써, SNR을 향상시킨다. 이론적으로는, GSM 표준과 CTS 표준을 도입하는 시스템에서, 잡음이 관련 주파수 대역 바깥에서 제로로 줄어들어서, SNR이 10log(0.5/0.05) = 10dB와 10log(0.5/0.1) = 7dB까지 각각 증가한다. 실제로는, 주파수가 제로로 줄어들지 않지만, 주파수 감소는 희망하는 SNR을 제공하기에 여전히 충분하다.

앞서의 실시예에서, 교차 상관 값의 추정은 FCB의 길이에 대해 y_I(n-1)과 y_Q(n)의 곱(product)의 평활화(smoothung)를 요구한다. FCB는 148개의 심볼을 포함하기 때문에, 147개의 동상 성분과 148개의 직교 성분을 저장하여서 FCB의 길이에 대한 이러한 평균을 실시하기에 충분히 긴 메모리가 요구된다. 이것은 비용이 들 수 있다.

수학식 12에서의 추정 방법은 전달 함수(transfer function)로 이동 평균(Moving Average; MA) 처리를 함으로써 모델(model)링될 수 있다.

여기서, 모든 계수 {b_k}는 1/48이다. 이러한 MA 처리는 148개의 샘플 길이 메모리를 갖는 필터로 구현될 수 있다.

MA 처리는 전달 함수(transfer function)를 갖는 자동 복귀(Auto Regressive; AR)로 다시 쓰여질 수 있다.

여기서, A(z)는 B(z)의 차수보다 낮은 다항식이며, R(z)는 나머지 항이다. 또한 바이어스(bias)로도 불리는 나머지 항 R(z)의 수량은 B(z)와 가까운 1/A(z)에 따라 바뀐다. 이상적으로는, 1/A(z)는 B(z)에서 크게 벗어나지 않아야만 하며, 바이어스 R(z)는 그 크기가 작아야만 한다. 수학식 15는 다음과 같이 근사될 수 있다.

이 근사가 B(z)와 정확히 같은 1/A(z)에 대한 값으로 결과되더라도, 수학식 16은 불안정한 경향이 있다. 게다가, 나머지 항 R(z)은 이 근사에서 큰 값으로 남아있다. B(z)에 대해서 덜 정확하지만 안정된 근사는 다음과 같다.

여기서, 0< α<1 이며, 상수 C는 z=0에서의 이득(gain)이 1(unity)이 되도록 조정하는 데 사용된다. α에 대한 간단한 선택으로 C의 값을 1/128로 하는 1-1/128로 한다. 2의 거듭 제곱수와 관련된 α값을 갖는 이점은 128로의 나누는 것이 7 비트만큼 간단히 오른쪽으로 시프팅함으로써 구현될 수 있다. 수학식 17에서 의 근사는 대략 (1-α)^-1 = 124 샘플 길이의 메모리를 갖는 필터로 구현될 수 있는 지수 함수의 평균화이다.

제3 실시예에 따라서, 이렇게 근사된 평균화는 도 5에 도시된 장치에서 구현될 수 있다. 도 5에서의 성분은 평균기(340)가 이동 평균기(Moving Averager)(345)로 대체되었다는 것을 제외하고는 도 3 및 도 4에 도시된 성분들과 유사하다. 이동 평균기(345)는 전달 함수를 갖는다.

수학식 18은 수학식 17에 C = 1/128과 α=1-1/128을 대입한 것에 해당한다.

추정된 교차 상관 값 e{r_IQ(1)}은 실제 교차 상관 값 r_IQ(1)로 사용될 수 있어서, 기지국의 반송 주파수와 이동국의 로컬 주파수 기준과의 주파수 오프셋을 결정할 수 있다. 주파수 오프셋 ΔF는 다음의 방식으로 교차 상관 값과 반송파 진폭에 연관된다.

주파수 오프셋 ΔF을 사용하면, 기지국의 반송 주파수를 얻을 수 있다.

주파수 오프셋에 대한 추정을 향상시키기 위해서, 다음의 관계가 사용될 수 있다.

sin²(α) + cos²(α) = 1라는 특징과 조합하여서, 주파수 오프셋이 다음과 같이 추정될 수 있다.

다른 추정 기술 예를 들어, 함께 계류중인 Roozbeh Atarius와 Dr. Georg Frank의 이름으로 1997, 11, 17에 "Method and Apparatus for Estimating a Frequency Offset"의 명칭으로 미국 특허 출원에서 설명된 추정 기술이 주파수 오프셋 ΔF를 추정하는 데 사용되며, 참조로 본 발명에서 일체화되었다.

추정된 주파수 오프셋의 정확성과, 주파수 오프셋이 재계산될 필요가 있는지 여부와, 검출이 정확한지 여부를 가리키는 품질 요인(quality factor) δ 또한, 추정될 수 있다. 추정된 품질 요인 e{δ}는 함께 계류중인 미국 특허 출원에서 설명된 바와 같이 계산될 수 있다.

도 6은 본 발명에 따른 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 예시적 방법을 도시한다. 방법은 정규화된 수신된 신호의 동상(I)과 직교(Q) 성분이 있는 단계 6100에서 시작한다. 단계 6200에서, 정규화된 I와 Q 성분은 필터링되어서, 주변 잡음을 제거한다. 그 후, 단계 6300에서, 필터링되고 정규화된 I 성분을 지연시킨다. 단계 6200과 6300의 순서가 바뀌어서, 즉 정규화된 I와 Q 성분이 I 성분이 지연된 후에 필터링된다. 단계 6400에서, 정규화되고 필터링된 Q 성분은 지연되고, 필터링되고, 정규화된 I 성분과 곱해진다. 단계 6500에서, 이들 성분이 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플, 예를 들어 FCB의 길이에 해당하는 샘플의 갯수 동안 곱해졌었는지에 대한 판단이 행해진다. 만일 곱해지지 않은 경우, 처리는 단계 6100으로 되돌아간다. 성분들이 소정 갯수의 샘플 동안 곱해졌을 때, 단계 6600에서 곱셈을 평활화시켜서, 예를 들어 평균화되어서 추정된 교차 상관 값을 제공한다. 단계 6700에서, 그 결과가 소정의 임계치보다 더 큰지에 대한 판단이 행해진다. 만일 소정의 임계치보다 작은 경우, 검출된 신호는 주파수 동기 신호에 해당하지 않아서, 방법은 단계 6100으로 되돌아간다. 만일 추정된 교차 상관 값이 소정의 임계치보다 더 크다면, 검출된 신호는 주파수 동기 신호에 해당하여서, 검출 과정이 단계 6800에서 종료한다. 검출된 주파수 동기 신호는 수신된 주파수 동기 신호의 주파수 오프셋을 추정하는 데 사용될 수 잇어서, 이동국은 추정된 주파수 오프셋에 기초하여 기지국과 동기가 맞추어질 수 있다. 일단 이동국이 기지국과 동기가 맞추어지면, 도 6에 도시된 바와 같은 방법은 동기를 유지하기 위해 반복될 수 있다.

도 7은 종래의 기술, 변형된 종래의 기술, 및 본 발명의 예시적 실시예에 따른 기술을 도입한 주파수 동기 신호 검출 결과를 시뮬레이팅하기 위해 사용된 시스템을 도시한다. 시뮬레이션시, FCB들 및 NB(Normal Burst)들의 스트림(stream)이 멀티플렉서(MUXI)(710)에 의해 멀티플렉싱되고, 변조기(GSM/CTS Mod)(720)에 의한 GSM 스펙(specification)과 CTS 스펙에 따른 반송파로 변조된다. 변조된 신호는 그 후, 표준 채널 모델(Channel Model)(730)을 통해 보내진다. 백색 부가 가우시안 잡음 v(t)은 덧셈기(740)를 통과하여 더해지며, 주파수 오프셋 ΔF는 주파수 오프셋 덧셈기(750)에 의해 더해진다. 수신된 신호를 나타내는 주파수 오프셋 덧셈기(750)의 출력은 채널 필터(Channel Filter)(760)에 의해 필터링되고, 데시메이터(Decimator)(770)에 의해 희망된 샘플 속도(270.833 KHz)로 데시메이팅되며, 최종적으로 프로세서(790)에 의해 프로세싱되어서, 주파수 동기 신호를 검출한다.

프로세서(780)는 필터(5)가 없는 종래의 검출 기술과, 도 1에 도시된 바와 같이, 필터(5)가 있는 변형된 종래의 검출 기술과, 도 5에 도시된 바와 같은 본 발명의 제3 실시예에 따른 검출 기술을 시뮬레이팅하기 위한 성분들로 구현되었다. 주파수 선택 필터는 베셀(Bessel) 2차(second order) IIR 필터로 구현된다. 2개의 다른 대역폭이 이 필터용으로 선택되는데, 0.05와 0.1의 샘플 속도(13.5와 27 KHz)는 GSM 표준과 CTS 표준에 각각 해당한다.

시뮬레이션에서 사용된 전송 채널은 통상 티피컬 어번 채널(Typical Urban Channel)이다. 이동국과 기지국 간의 방해물(obstacle) 갯수에 따라서, 전송 채널이 티피컬 어번 또는 레일리(Rayleigh)가 될 수 있다. 이동국이 시골(rural) 영역내에 있을 때, 레일리 채널이 통상 사용된다.

GSM 표준을 사용하는 시스템에서, 레일리 채널을 사용하는 이동국의 보통 속도는 시간 당 110에서 250 ㎞(km/h) 사이이다. 이것은 자동차가 고속도로나 고속 열차를 타고 이동할 때의 이동국에 해당한다. 시골 영역에서의 방해물 갯수가 증가할 때, 레일리 페이딩의 방해 요인이 증가하여서, 티피컬 어번 채널이 레일리 채널 대신 사용된다. 티피컬 어번 채널을 사용하는 이동국에 대한 보통 속도는 3에서 50 km/h 사이이다. 이것은 사람이 시골 영역에서 걷거나, 또는 자동차가 도시에서 이동함으로써 사용된 이동국에 각각 해당한다.

CTS 표준을 사용하는 시스템에서, 이동국의 속도는 통상 레일리와 티피컬 어번 채널 둘 다에 대해서 3 km/h로 가정된다. 이것은 3 km/h의 속도로 시골 영역을 이동할 때의 이동국에 해당한다.

시뮬레이션 결과의 통계적 불확실성은 일천번의 시뮬레이션을 돌림으로써 줄여질 수 있다. 기지국으로부터 전송된 FCB를 검출하는 확률(알람(alarm))과, 다른 신호를 FCB로서 잘못 검출하는 확률(false alarm)이 연구되었다. 그 결과는 다른 속도의 채널 모두 다에 대해서 매우 유사하다. 그래서, 하나의 경우만이 여기서 존재한다. 티피컬 어번 채널은 다른 시나리오(scenario)를 나타내기 때문에, 3 km/h에서의 사용자 속도를 갖는 티피컬 어번 채널이 선택되었다.

도 8a 내지 도 8f와, 도 9a 내지 도 9f는 본 발명의 예시적 실시예에 따른 교차 상관 기술, 종래의 검출 기술, 및 여러 검출 임계치에서 종래의 검출 기술의 변형된 형태를 사용한 검출 에러 확률을 도시한다. 도 8a 내지 도 8f는 GSM 표준을 도입한 시스템에서의 검출 에러 확률을 나타내며, 도 9a 내지 도 9f는 CTS 표준을 도입한 시스템에서의 검출 에러 확률을 나타낸다. 각 그림에서 왼쪽에서 오른쪽으로 실선(solid), 점선(dashed), 일점 쇄선(dash-dotted)으로 된 커브들은 본 발명에 다른 검출 기술, 종래의 검출 기술, 및 변형된 종래의 검출 기술 각각을 사용한 검출 확률을 나타낸다. 특정 검출 기술에 해당하는 각각의 커브들 셋트에 대해서, 커브들 중의 맨 왼쪽 서브셋트(subset)는 올바른 검출 확률을 나타내며, 커브들 중의 맨 오른쪽 서브셋트는 틀린 검출 확률을 나타낸다. 커브들 중의 각 서브셋트에 해당하는 3개의 커브들이 위에서 아래의 순서로 각각, SNR이 3, 7.5, 11 dB을 나타낸다.

도 8a 내지 도 8f와, 도 9a 내지 도 9f에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 기술(점선 커브)과 변형된 종래의 기술(일점 쇄선 커브)에 대한 올바르고 틀린 검출 커브들은 변형되지 않은 종래의 기술(점선 커브)에 해당하는 커브보다 낮은 확률 값에서 교점을 갖는다. 이것은 변형되지 않은 종래의 검출 기술에 비해, 본 발명에 따른 검출 기술 또는 변형된 종래의 기술을 사용할 때, 틀린 검출과 올바른 검출이 더 잘 구별됨을 의미한다. 게다가, 본 발명에 따른 검출 기술의 커브는 변형된 종래의 기술의 커브보다 서로 잘 분리되어 있다. 이것은 검출 임계치를 선택하기 쉽게한다.

본 발명에 다른 기술의 성능과 변형된 종래의 기술에 성능은 더 높은 주파수 오프셋에서 열화된다. 도 8a 내지 도 8f와, 도 9a 내지 도 9f를 비교할 때, 이러한 열화는 CTS 표준을 도입한 시스템보다 GSM 표준을 도입한 시스템에서 더 심각하다. 그 이유는 GSM과 CTS에 대해 각각 13.5 kHz와 27 kHz가 되는 주파수 선택 필터의 대역폭 때문이다.

도 8a 내지 도 9f로부터, 검출 임계치가 낮츨수록, 틀린 검출 확률이 높음이 명백하다. 그래서, 이들 그림에 도시된 바와 같은 커브들을 사용할 때, 틀린 검출 확률이 희망적으로 낮은 레벨이 되도록 검출 임계치가 조정될 수 있다.

본 발명에 따라서, 교차 상관 값을 추정함으로써, 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플 동안 직교 성분과 지연된 동상 성분의 곱을 계산하고, 그 곱을 평활화하게 함으로써, 교차 상관 값이 추정된다. 평활화 동안 지수 함수 평균화를 사용함으로써, 메모리에 대한 필요성이 최소화될 수 있다. 수신된 신호는 검출을 향상시키도록 미리 필터링될 수 있다. 상술된 수학식에 나타난 모든 평활화, 곱하기, 필터링 등이 예를 들어, ASIC 칩에서 행해질 수 있다.

GSM과 CTS 시스템에 적용하여 설명되었으나, 기술에서의 보통의 숙련자라면 본 발명은 본 발명의 기본적 특성과 동떨어지지는 않는다면, 다른 특정 형태에서 실시될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명은 다른 이동 통신 시스템, 예를 들어 디지털 셀룰러 시스템(DCS) 표준 또는 퍼스널 통신 서비스(PCS) 표준을 도입한 시스템이나, 또는 주파수 동기 신호를 검출할 필요가 있는 임의의 시스템에 응용 가능하다. 상술된 실시예들은 따라서, 한정적 측면이 아닌 예시적 측면에서 고려되어야할 것이다.

Claims (14)

1. 적어도 하나의 송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함하는 통신 시스템에서, 동상(in-phase) 및 직교(quadrature) 성분을 포함하는 다른 신호와 함께, 상기 송신기에서 상기 수신기로 전송되는 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 방법에 있어서,

   수신된 신호의 상기 동상 성분을 지연시키는 단계와,

   상기 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플들에 대해 상기 동상 성분과 상기 직교 성분의 곱(product)을 계산하는 단계와,

   지연된 상기 동상 성분과 상기 직교 성분의 곱을 평활화(smoothing)하여서 추정된 교차 상관(cross-correlation) 값을 생성하는 단계와,

   상기 추정된 교차 상관 값이 적어도 소정의 임계치만큼 큰지를 판정하는 단계 -상기 교차 상관값이 적어도 하나의 상기 소정의 임계치만큼 크다는 것은 상기 전송된 신호가 주파수 동기 신호임을 나타냄- 를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 평활화하는 단계는 상기 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플들에 대한 곱을 평균화(averaging)하는 단계를 포함하는 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 동상 및 직교 성분을 정규화(normalizing)하는 단계를 더 포함하는 방법.
4. 제1항에 있어서, 주변 잡음을 제거하기 위해 상기 동상 및 직교 성분을 필터링하는 단계를 더 포함하는 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 소정 갯수의 샘플들은 상기 주파수 동기 신호의 길이(length)에 대응하는 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 소정 갯수의 샘플들은 상기 주파수 동기 신호의 근사 길이에 대응하는 방법.
7. 제1항에 있어서, 상기 신호가 주파수 동기 신호라면, 상기 추정된 교차 상관 값에 기초하여 상기 수신기의 로컬 주파수 기준치(local frequency reference)와 상기 송신기의 반송 주파수(carrier frequency) 간의 주파수 오프셋(offset)을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
8. 적어도 하나의 송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함하는 통신 시스템에서, 동상(in-phase) 및 직교(quadrature) 성분을 포함하는 다른 신호와 함께, 상기 송신기에서 상기 수신기로 전송되는 주파수 동기 신호를 검출하기 위한 장치에 있어서,

   상기 수신된 신호의 상기 동상 성분을 지연시키기 위한 지연 소자와,

   상기 수신된 신호의 상기 소정 갯수의 샘플에 대해, 상기 지연된 동상 성분과 상기 직교 성분의 곱을 형성하기 위한 곱셈기(multiplier)와,

   상기 교차 상관 값을 생성하도록 상기 곱을 평활화하게 하는 평활화 회로와,

   상기 추정된 교차 상관값이 적어도 소정의 임계치만큼 큰지를 판정하는 결정 회로 -상기 추정된 교차 상관값이 적어도 상기 소정의 임계치만큼 크다는 것은 상기 전송된 신호가 주파수 동기 신호임을 나타냄- 를 포함하는 장치.
9. 제8항에 있어서, 상기 평활화 회로는 상기 수신된 신호의 소정 갯수의 샘플 들에 대해 상기 곱을 평균화하는 장치.
10. 제8항에 있어서, 상기 동상 및 직교 성분을 정규화하기 위한 정규화기(normalizer)를 더 포함하는 장치.
11. 제8항에 있어서, 상기 동상 및 직교 성분에서의 주변 잡음을 제거하기 위한 필터를 더 포함하는 장치.
12. 제8항에 있어서, 상기 소정 갯수의 샘플들은 상기 주파수 동기 신호의 길이에 대응하는 장치.
13. 제8항에 있어서, 상기 소정 갯수의 샘플들은 상기 주파수 동기 신호의 대략의 길이에 대응하는 장치.
14. 제8항에 있어서, 상기 전송된 신호가 주파수 동기 신호이면, 상기 추정된 교차 상관 값에 기초하여 상기 송신기의 반송 주파수와 상기 수신기의 로컬 주파수 기준과의 주파수 오프셋을 결정하기 위한 주파수 추정 회로를 더 포함하는 장치.

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