KR100567699B1 - 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법 - Google Patents

주파수 옵셋 추정 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100567699B1
KR100567699B1 KR1020007005352A KR20007005352A KR100567699B1 KR 100567699 B1 KR100567699 B1 KR 100567699B1 KR 1020007005352 A KR1020007005352 A KR 1020007005352A KR 20007005352 A KR20007005352 A KR 20007005352A KR 100567699 B1 KR100567699 B1 KR 100567699B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
frequency offset
phase
phase differences
estimated
Prior art date
Application number
KR1020007005352A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20010032165A (ko
Inventor
루쯔뻬 아타리우스
게오르그 프랑크
Original Assignee
텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘) filed Critical 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Publication of KR20010032165A publication Critical patent/KR20010032165A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100567699B1 publication Critical patent/KR100567699B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
    • H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
    • H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
    • H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
    • H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/18—Automatic scanning over a band of frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0065—Frequency error detectors

Abstract

최소한 하나 이상의 송신기와 최소한 하나 이상의 수신기를 포함하는 통신시스템에 있어서, 상기 송신기의 반송파 주파수와 상기 수신기의 국부 주파수 기준(local frequency reference)간의 주파수 옵셋이 추정된다. 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 검출된 주파수 동기 신호의 연속적으로 수집된 샘플간 위상 차이가 계산된다. 상기 위상 차이는 누적 위상차(accumulated phase differences)에 합산된다. M개의 누적 위상차(M accumulated phase differences)가 계산될 때까지, 연속적으로 수집된 샘플들간의 위상 차이가 계산되고, 누적 위상차에 합산된다. M개의 위상 차이의 합산값은 덤프되어(dumped), 누적 위상차가 0이 되도록 한다. M개의 위상 차이의 N 개의 합산값들이 덤프될 때까지, 연속적으로 수집된 샘플들간의 위상 차이는 계산되고, 상기 위상 차이는 누적 위상차에 합산되고, M개의 위상 차이의 상기 합산 값은 덤프된다. 상기 M개의 위상 차이의 상기 N개의 합산값은 상기 추정 주파수 옵셋을 생성하기 위해 합산된다.
주파수 옵셋, 위상 차이, 누적 위상차, 위상 차이의 합산값, 주파수 옵셋의 추정, 양호도의 추정

Description

주파수 옵셋 추정 장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR ESTIMATING A FREQUENCY OFFSET}
본 발명은 일반적으로 주파수 옵셋을 추정(estimating the frequency offset)하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 통신 시스템에서 송신기의 반송파 주파수(carrier frequency)와 수신기의 국부 주파수 기준(local frequency reference) 간의 주파수 옵셋을 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
모든 통신시스템에 있어서, 송신기와 수신기간 메시지가 성공적으로 교환되기 위해, 수신기를 송신기에 동기시키는 것이 중요하다. 무선 통신 시스템에서, 특히, 최적의 수신을 위하여 수신기를 송신기의 주파수에 동조(tune)하는 것이 중요하다.
전형적인 무선 통신시스템에서, 원격국(remote station)는 무선 공중 인터페이스(radio air interface)를 통해 하나 이상의 기지국(base station)과 통신한다. 여러 기지국들과 원격국들간의 전송이 상호 간섭을 일으키지 않도록 하기 위하여, 다양한 방법이 사용되어왔다.
어떤 무선 통신시스템에서는, 이웃한 기지국들에게 원격국과 통신하는데 사용되는 반송파 주파수를 각각 다르게 할당하여, 한 기지국으로부터의 전송이 이웃한 기지국의 전송을 간섭하지 않도록 한다. 게다가, 각각의 원격국들과 특정 기지국간의 전송이 상호 간섭을 일으키지 않도록 하기 위하여, 주파수 분할 다원접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access) 및 시분할 다원접속(TDMA: Time Division Multiple Access) 방법이 사용되어 왔다. FDMA를 사용하는 무선통신 시스템에 있어서, 각각의 원격국은 기지국과 통신할 수 있는 특정 주파수를 할당받는다. TDMA를 사용하는 무선통신 시스템에서는, 기지국은 각각의 원격국에게 한 프레임내의 특정 시간 슬로트 또는 슬로트들(time slot or slots)을 할당한다. 어떤 원격국들은 기지국과 통신하기 위하여, 같은 주파수를 사용하되 다른 시간 슬로트를 사용할 수 있다.
다른 통신시스템에서는, 부호분할 다원접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 방식을 사용한다. CDMA 방식에 의하면, 각각의 원격국은 다른 원격국에 할당되는 부호어(code words)와 직교인(orthogonal) 특정 디지털 부호어(들)를 할당받는다. 메시지가 전달될 원격국을 표시하기 위하여, 이웃한 기지국들은 동일한 주파수를 사용하되 다른 디지털 직교 부호어(digital orthogonal code word)를 사용하여 원격국과 메시지를 교환할 수 있다.
무선통신 시스템이 FDMA, TDMA, CDMA, 상기 세 가지 방식의 결합, 어떤 다른 방식 중 어떠한 방식을 사용하든지 간에, 원격국과, 원격국이 통신을 희망하는 영역을 관리하는 기지국을 시간 및 주파수 동기화하는 것이 중요하다. 다시 말하면, 원격국의 국부 주파수 기준은 기지국의 반송파 주파수와 동조되어야 하며, 원격국의 국부 시간 기준(local time reference)은 기지국의 시간 기준(time reference)과 동기되어야 한다. 상기 목적을 위하여, 일반적으로 기지국으로부터 원격국으로 주기적 동기 신호(periodic synchronization signal)가 전송된다.
유럽의 이동통신을 위한 범세계 시스템(GSM: Global System for Mobile Communication) 표준을 채택한 시스템에서 초기 동기화를 위하여, 기지국의 반송파 주파수는, 주파수 동기 신호(frequency synchronization signal)를 생성하기 위하여 때때로 주파수 정정 버스트(FCB: Frequency Correction Burst)와 동기 버스트(SB: Synchronization Burst)로 변조된다. 기지국의 반송파 주파수는 일반적으로 가우스 MSK(GMSK: Gaussian Minimum Shift Keying)를 사용하여 FCB로 변조된다. 전형적인 FCB는 148개의 심볼들의 열인데, 각각의 심볼은 0이고 변조후 순수한 사인 신호로 변환된다. 그러므로, 사인 신호의 심볼 간격(symbol duration)을 T라 할 때, 최종 주파수 동기 신호의 최종 주파수는 1/4T ㎐와 같게 되며, 사인 신호의 주기당 네 개의 심볼이 있게 된다. 일반적으로 T는 48/13㎲이므로, 주파수 동기 신호는 약 67.7㎑의 주파수를 갖게 된다. FCB는 최초 네 번까지 열 프레임당 한번 반복되며, 다섯 번째부터는 열한 프레임당 한번 반복된다. 상기 프레임열은 원격국과 기지국간의 동기화를 유지하기 위하여 무한히 반복된다.
FCB에 포함된 정보로부터, 원격국은 자신에게 할당된 시간 슬로트에 개략적으로 동기시킬 수 있다. 상기한 개략적인 시간 동기로 인하여, 일반적으로 FCB 이후 여덟 개의 버스트에 위치하는 SB를 위치시키고, SB가 전달하는 정보를 복호화하는 것이 가능하다. 이제, SB를 복호화하여 얻은 정보는, 원격국의 국부 주파수 기준을 기지국의 반송파 주파수에 미세하게 동조하고, 원격국의 국부 시간 기준을 기지국에 의해 원격국에 할당된 시간 슬로트로 조절하는데 사용된다.
CDMA를 사용하는 시스템에서, 각각의 기지국은, 예를 들면, 특정 기지국에 할당되지 않은 주파수 중 가능한 일부 또는 모든 주파수뿐만 아니라 특정 기지국에 할당된 각각의 주파수 상에 파일럿 열(pilot sequence)의 형태를 갖는 주파수 동기 신호를 전송한다. 기지국에 특정 주파수가 할당된 경우, 이에 상응하는 파일럿 열은 기지국에 의해 사용되는 다른 주파수보다 약간 높은 파워를 사용하여 전송될 수 있다. 파일럿 열에 의해 변조된 반송파를 수신한 각각의 원격국은, 상기 신호를 복조한다. 결과적으로, 각각의 원격국은 자신에게 지정된 신호들을 수신할 수 있으며, 동시에 다른 반송파들을 사용하는 이웃한 기지국들의 신호의 세기를 측정할 수 있다. 상기 정보는 원격국에 의해 수신된 파일럿 열 중 가장 강한 신호 세기를 갖는 것을 결정하는데 사용되며, 이에 따라서, 원격국의 국부 주파수 기준은 적절한 반송파 주파수로 조절된다.
원격국의 국부 주파수 기준과 기지국의 반송파 주파수간의 임의의 주파수 차이는 복조된 주파수 동기화 신호로부터 쉽게 검출된다. 예를 들면, GSM 표준을 사용하는 시스템에서, 67.7㎑를 갖는다고 알려진 변조된 주파수 동기 신호의 주파수와, 기저대역으로 복조된 수신 주파수 동기 신호 간의 차이는, 원격국의 국부 주파수 기준이 갖는 오류의 직접적인 측정값이다. CDMA를 사용한 시스템에서, 가장 강한 전송 파일럿 열의 알려진 주파수와 복조된 파일럿 열의 주파수간의 차이는 원격국에 의해 원격국의 국부 주파수 기준이 갖는 오류의 측정값으로 사용된다.
원격국의 국부 주파수 기준과 기지국의 반송파 주파수간의 주파수 차이를 추정하기 위한 몇 가지 방법이 제안되었는데, 이는 변조에 의해 전송된 주파수 동기 신호에 발생할 수 있는 위상 변화(phase variations)를 고려한다. 상기 추정된 주파수 차이로부터, 기지국의 반송파 주파수가 유도될 수 있다.
예를 들면, 헤스펠트 등에 허여된 미합중국 특허번호 제4,847,872호에서, 디지털 전송 시스템에서 수신기들을 동기화시키기 위한 장치 및 방법에 관하여 개시하고 있다. 수신 신호가 코사인 형태를 갖도록 하는 프리앰블 패턴(preamble pattern)이 전송되고 복조된다. 주파수 및/또는 반송파의 위상이 추정되고, 수신 신호의 개별적인 스펙트럼 선들이 필터링을 통해 얻어진다. 상기 스펙트럼 선들에 관한 주파수 및 위상들은 선형회귀(linear regression)에 의해 결정되고, 상기 주파수 및 위상값들을 근거로 반송파 주파수 옵셋이 추정된다.
프랭클린에 허여된 미합중국 특허번호 제5,416,800호에서, FCB를 포함한 주파수 동기 신호의 펄스들을 검출하고, 선형회귀 방법을 사용하여 상기 검출된 펄스들로부터 시간 위치 신호(time position signal)를 유도하는 인식 회로(recognition circuit)를 포함하는 무선 전송 시스템을 위한 이동 무선 수신기를 개시하고 있다. 또한, 상기 무선 수신기는 수신 신호를 바탕으로 주파수 편차(frequency deviation)를 추정하는 주파수 추정회로(frequency estimating circuit)를 포함한다. 시간 위치 신호와 주파수 편차 신호는 반송파의 주파수를 추적하는데 사용된다. 상기 특허에 따르면, 전체 FCB는 주파수 편차를 추정하는데 사용된다.
상기 두 개의 특허에 기재된 방법들은 동일한 문제점을 갖고 있다. 즉, 주파수 옵셋을 추정하기 위해 사용되는 샘플의 수와 이에 상응하는 계산량으로 인하여, 상당한 메모리를 필요로 한다. 계산을 단순화 하기 위하여, 상기 발명들은, 수신 신호의 위상 변이를 ±π로 제한하는 "위상 언랩핑(phase unwrapping)"을 개시하고 있다. 만일 연속된 샘플간의 위상 차이가 (-π, π)의 범위를 넘어서면, 가장 최근에 수집된 샘플은 "언랩"되고(unwrapped), 즉, -2π 또는 2π만큼 위상이 천이되고, 상기 위상 천이는, 예를 들면, 대응 샘플과 관련되는 메모리에 저장됨으로써 추적된다(tracked). 상기 방법은 더 많은 메모리를 필요로하며, 시스템의 복잡화를 초래한다.
대용량의 메모리 요구조건(large memory requirements)으로 인하여, 상기 발명들에 개시된 방법들은 일반적으로 소프트웨어로 구현된다. 이것은 많은 양의 파워를 소비한다. 시간 동기는 원격국이 휴지 대기 모드(idle stand-by mode)일때 수행되어야 하며, 많은 경우 원격국은 배터리 파워를 사용하므로, 파워의 소비는 중요한 고려사항이 된다. 더 많은 파워를 소비할수록, 이용 가능한 대기 시간이 줄어들게 된다.
그러므로, 최소한의 파워와 메모리를 사용하고, 상기한 문제점들을 극복할 수 있는 주파수 옵셋의 추정방법이 필요하다.
따라서, 본 발명의 하나의 목적은 최소의 파워와 메모리를 필요로하는 주파수 옵셋 추정을 위한 장치 및 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 또다른 목적은 하드웨어로 구현될 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 일실시예에 따를 때, 통신시스템에서 송신기의 반송파 주파수와 수신기의 국부 주파수 기준간의 주파수 옵셋을 추정하기 위한 장치 및 방법이 제공된다. 주파수 동기화 신호의 연속된 샘플은 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 수신되며, 연속적으로 수집된 샘플간의 위상 차이(phase difference)가 계산된다. 수신기에 의해 수신된 신호는 검출(detection)을 향상시키기 위해 선필터링(prefiltering)될 수 있다. 위상 차이는 누적 위상차(accumulated phase differences)에 합산된다. M개의 누적 위상차가 합산될 때까지, 연속적으로 수집된 샘플의 위상 차이가 계산되어 누적 위상차에 더해진다. M개의 위상 차이(M phase differences)의 합산값(sum)이 덤프(dump)되고, 누적 위상차가 0이 되도록 한다. M개의 위상 차이의 N개 합산값이 덤프될 때까지, 연속적으로 수집된 위상 차이가 계산되고, 위상 차이는 누적 위상차에 합산되고, M개의 위상 차이의 합산값이 덤프된다. M개의 위상 차이의 N개 합산값은 각각 가중되고(weighted), 가중된 N개의 합산값들은 더해져서 추정 주파수 옵셋을 생성한다. 상기 방법에 의해, 위상변이를 추적하는 메모리를 사용하지 않고, 검출된 주파수 동기 신호의 주파수 변화를 보상하는 것인 위상 언랩핑이 달성된다. 추정 주파수 옵셋의 정확도를 결정하기 위해, 양호도(quality factor)가 추정될 수 있다.
동일 구성요소에 동일 부제번호를 사용하는 첨부된 도면과 함께, 본 발명의 상세한 설명을 통하여 본 발명의 특징, 목적 및 장점이 분명해질 것이다.
도 1은 본 발명이 구현될 수 있는 통신 시스템의 일실시예를 나타낸다.
도 2는 선형회귀를 사용하여 주파수 옵셋을 추정하기 위한 장치의 일실시예를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른, 변형된 선형회귀(modified linear regression)를 사용한 주파수 옵셋을 추정하는 장치의 일실시예를 나타낸다.
도 4a는 본 발명의 제2 실시예에 따른, 변형된 선형회귀를 사용한 주파수 옵셋을 추정하는 장치의 일실시예를 나타낸다.
도 4b는 본 발명의 제3 실시예에 따른, 양호도(quality factor)를 추정하기 위한 장치의 일실시예를 나타낸다.
도 5a는 본 발명에 따른, 주파수 옵셋을 추정하기 위한 방법의 일실시예를 나타낸다.
도 5b는 본 발명에 따른, 양호도를 추정하기 위한 방법의 일실시예를 나타낸다.
도 6a 내지 도 6d 및 도 7a 내지 도 7d는 GSM 표준을 채용한 시스템에서 다양한 주파수 옵셋 추정 기술을 사용한 경우, 추정 오류 확률(estimation error probability)을 나타낸다.
도 8a 내지 도 8d 및 도 9a 내지 도 9d는 CTS(Cordless Telephony System) 표준을 채택한 시스템에서 다양한 주파수 옵셋 추정 기술을 사용한 경우, 추정 오류 확률을 나타낸다.
도 10a 내지 도 10d는 GSM 표준을 채용한 시스템에서, 다양한 SNR(Signal to Noise Ratio)에서 추정 주파수 옵셋을 함수로하는 추정 양호도를 나타낸다.
도 11a 내지 도 11d는 CTS를 채용한 시스템에서, 다양한 SNR 에서 추정 주파수 옵셋을 함수로하는 추정 양호도를 나타낸다.
설명의 편의를 위하여, 앞으로의 설명은 GSM 표준을 채용한 무선시스템을 바탕으로 한다. 본 발명은 GSM 시스템으로 제한되는 것이 아니라 다른 표준을 채택한 다른 형태의 통신 시스템에도 적용될 수 있음을 알 수 있다.
도 1은 본 발명이 구현될 수 있는 통신시스템의 일실시예를 나타낸다. 상기 시스템은 하나 이상의 송신기(100)와 하나 이상의 수신기(150)를 포함한다. 도 1에서, 송신기(100)와 수신기(150)는 각각 기지국과 이동국(mobile station)로 도시되어 있지만, 송신기는, 예를 들면, 지상 또는 위성의 리피터(repeater)와 같은 다양한 방법으로 구현될 수 있으며, 수신기는, 예를 들면, 고정 셀룰러 단말(fixed cellular terminal)(무선 가입자 회선: wireless local loop)과 같은 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 도 1에는 기지국과 이동국이 도시되어 있는데, 설명의 목적만을 위해 다음에 기술한다.
기지국(100)과 이동국(150)은 무선 공중 인터페이스(radio air interface)(125)를 통하여 통신한다. 각각의 이웃한 기지국(100)은 특정의 반송파 주파수를 할당받고, 각 기지국(100)은 각각의 이동국(150)에게 특정 시간 슬로트를 할당한다.
기지국(100)과 통신하기 위해, 이동국(150)의 시간 및 주파수는 기지국(100)과 동기되어야 한다. 즉, 이동국(100)의 국부 주파수 기준 및 시간 기준은 기지국(100)에 할당된 반송파 주파수 및 기지국에 의해 할당된 시간 슬로트와 각각 동기되어야 한다. CDMA 시스템에서, 이동국(150)은 기지국의 반송파 주파수 및 전송된 부호어와 동기되어야 한다.
이동국(150)을 동기화하기 위하여, 기지국(100)은 이동국에 주파수 동기 신호를 전송한다. 예를 들면, GSM 표준을 채택한 시스템에서, 기지국(100)은 주파수 동기 신호를 생성하기 위하여, FCB로 반송파 주파수가 변조된다.
변조된 주파수 동기 신호 xc(t)는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00001
Figure 112000009820610-pct00002
, Ωct, φc(t), 그리고, θ는 각각 시간 t에서 반송파 진폭, 반송파 주파수, 반송파 위상, 그리고 초기 위상을 나타낸다.
이동국(150)는 소정의 적절한 방법으로 전송된 주파수 동기 신호 xc(t)를 수신하여 복호화한다. 예를 들면, 본 명세서의 일부로서 참조되는, 루즈베 아타리우스와 크젤 구스타프슨의 이름으로 본 출원과 동일자로 출원된 "주파수 정정 버스트를 위한 장치 및 방법"이란 제목을 갖는 계류중인(copending) 미국 특허에서 기재된 방법을 사용하여 주파수 동기 신호를 검출할 수 있다. 기저대역에서 검출된 주파수 동기 신호(detected frequency synchronization signal)는 다음의 복소값을 갖는 샘플신호(complex-valued sampled signal) x(n)으로 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00003
φx(n)은 기저대역신호 x(n)의 위상을, Ψ는 FCB, n0, n0+1, …n0+N0-1에 대응하는 이산 시간 색인(discrete time indices)의 집합을, 그리고, N0는 FCB 샘플의 총 개수를 나타낸다.
FCB에 대하여, 반송파 위상 φc(t)은 (π/2Ts)t로 쓸 수 있는데, Ts는 심볼의 간격으로서 약 48/13㎲를 갖는다. φx(n)에 대입하고 Fs=1/Ts 또는 270.833로 샘플링하면, 수학식 2는 다음과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00004
이동국의 국부 주파수 기준과 기지국의 반송파 주파수간의 주파수 옵셋 △F를 사용하면, 수학식 3은 다음과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00005
수학식 4를 단순화하기 위하여, 복조된 주파수 동기 신호의 반송파 진폭
Figure 112005065896115-pct00006
는 상수로 가정한다. 일반적으로 FCB의 간격이 5.546㎲로 상대적으로 짧고, 따라서, 반송파 진폭
Figure 112005065896115-pct00007
는 페이딩(fading)에 큰 영향을 받지 않으므로, 상기 가정은 합리적이다. 수학식 4는 초기 위상 θ를 0으로 설정하여 더욱 단순화될 수 있다.
수학식 4의 신호 모델에서, 잡음(noise)은 고려되지 않았다. 잡음 v(n)을 포함하는 실제 수신된 주파수 동기 신호 y(n)은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00008
복소값을 갖는 잡음 v(n)은 다음과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00009
vI(n)과 vQ(n)은 각각 동위상(in-phase) 및 직교위상(quadrature phase) 잡음 성분을 나타낸다. 잡음 v(n)은 v(n)∈N(0, σv 2)인 백색 가우스 분포(white Gaussian distribution)를 갖는다고 가정할 수 있는데, vI(n) 및 vQ(n) 성분은 분산 (variance)이 σv 2/2인 실수값이며, 상호 상관성이 없다(uncorrelated)고 가정한다.
신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)가 P/ σv 2 》1인 경우, 수학식 5는 다음과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00010
수학식 7에서, φy(n)은 초기 위상 θ가 0인 실제 수신 신호 y(n)의 위상을, vφ(n)은 평균 0을 갖는 백색 가우즈 잡음(zero-mean white Gaussian noise)을 나타낸다. 위상 잡음 vφ(n)의 분산 V{vφ(n)}은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00011
실제 수신된 신호 y(n)에 주파수 옵셋 ΔF가 있다고 가정하면, 수학식 7은 다음과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00012
수학식 9는 백색 잡음을 갖고, 2π(ΔF/Fs +1/4)의 기울기를 갖는 직선에 해당한다. 그러므로, 주파수 옵셋 ΔF의 추정은 수학식 9의 추정과 관련된다. 알려진 요소인 2π/4를 빼면, 다음의 수학식 10의 제곱 오류 합(sum of squared errors)을 최소화하는 선형회귀방법을 사용하여 기울기를 추정할 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00013
수학식 10에서, e{ΔF}는 추정 주파수 옵셋을, φ(n)=φy(n)-2πn/4를 나타낸다. 상기 추정은 vφ(n)이 가우시안인 경우, 최대 가능성 추정(maximum likelihood estimate)이 된다.
시간 색인(time indices)의 집합 Ψ는 초기 시간 n0의 선택에 따라 달라진다. 색인의 집합 Ψ가, 예를 들면, 샘플의 갯수가 홀수인 Ψ={-(N0-1)/2, …, 0, (N0-1)/2}와 같이, 비대칭이 되는 n0를 선택하는 것이 편리하다. 상기한 시간 색인을 사용하면, 주파수 옵셋은 다음과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00014
추정값 e{ΔF0}는 바이어스되지 않았으며(unbiased), 분산 V{e{ΔF0}}는 다음과 같다.
Figure 112000009820610-pct00015
추정된 주파수 옵셋 e{ΔF0}을 사용하여, 기지국의 반송파 주파수가 결정될 수 있으며, 이동국의 국부 주파수 기준은 기지국과 동기될 수 있다.
도 2는 선형회귀를 사용한 주파수 옵셋 추정을 위한 장치의 일실시예를 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, 검출된 주파수 동기 신호 y(n)은 검출 신호의 동작영역(dynamic range)을 제한하는 정규화기(normalizer)(160)에서 정규화되고, 정규화된 신호의 위상은 위상측정 유니트(phase measuring unit)(170)에서 결정되고, 결정된 위상은 위상 언랩핑 회로(phase unwrapping circuit)(180)에서 언랩된다(unwarpped). 덧셈기(185)에서, 언랩된 위상 신호 φy(n)으로부터 2πn/4만큼 빼고, 주파수 옵셋 추정 회로(190)에서, 주파수 옵셋 e{ΔF0}이 추정된다.
주파수 옵셋 추정 회로(190)는 지연 요소(delay element) D와 계수 ak를 갖는 FIR 필터(Finite Impulse Response filter)를 사용하여 구현될 수 있는데, 계수 ak는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00016
상기한 선형회귀법을 사용하여 양호한 주파수 옵셋 추정을 얻을 수 있다. 그러나, FCB의 각 심벌에 대하여 샘플을 수집한 경우, FCB는 148개의 심벌을 갖으므로, 148개의 계수를 계산해야 한다. 상기 계산은 많은 양의 메모리와 프로세싱 자원을 소비한다.
본 발명의 제2 실시예에 따르는 경우, FCB의 N0 샘플들을 각각 M 위상 차이(M phase differences)를 갖는 N개의 그룹들로 그룹화하고, 각 그룹의 합산값(sum)을 계산하여 주파수 옵셋을 추정하는데 필요한 메모리의 양을 줄일 수 있다. 즉, 연속적으로 수집된 샘플들간의 개별적인 위상 차이를 사용하는 것이 아니라, 검출된 주파수 동기 신호의 연속적으로 수집된 샘플들간의 위상 차이의 블록 합산값(block sums of phase differences)을 사용하여, 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 상기 방법으로, 주파수 옵셋 추정에 필요한 계산 횟수를 줄일수 있다.
FCB의 위상 샘플들을 개별 블록으로 분할하는 경우, 수학식 11의 합산값은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00017
N과 M은 각각 블록들의 수와 각 블록에서 샘플들의 수를 각각 나타낸다. 샘플의 총 개수는 N0=NM이 된다.
수학식 14의 우변은 j = (M-1)/2로 설정할 때 Mi+j-(N0-1)/2로 근사될 수 있다. 블록 위상 합산값
Figure 112000009820610-pct00018
을 도입하면, 수학식 14는 다음과 같이 근사된다.
Figure 112000009820610-pct00019
수학식 15를 수학식 11에 대입하면, 주파수 옵셋 ΔFM은 다음과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00020
샘플 주파수 Fs/M, 샘플 주기 TsM, 그리고, 위상 합산값의 갯수 N0/M를 수학 식 12에 대입하면, 추정 주파수 e{ΔFM}의 분산 V{e{ΔFM}}은 다음의 식으로 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00021
M 위상 차이들의 그룹화 및 평균을 통해, 주파수 옵셋 추정에 필요한 메모리 및 프로세싱 자원의 크기를 줄일 수 있다. 감소의 크기는 M의 크기에 비례한다. 그러나, 더 큰 M을 사용할수록, N의 값은 작아지고, 수학식 16의 근사값은 수학식 11의 값에서 더욱 벗어나게 된다. 이러한 사실은 M을 증가시키고, 이에 따라 N을 감소시킴으로써 분산 V{e{ΔFM}}이 증가함을 나타내는 수학식 17로부터 알 수 있다. 따라서, M의 선택은 정확성과 메모리 요구조건 간의 트레이드오프(trade-off)이다.
이와 더불어, N0=NM의 값이 FCB의 총 샘플의 개수와 가능한 근접하도록 N과 M의 값을 선택하는 것이 중요하다. N0은 FCB 밖의 샘플들을 배제할 수 있을 정도로 작고, 동시에 가능한 많은 FCB 샘플을 포함할 수 있도록 커야한다. FCB는 148 심볼 길이이고, 각각의 FCB 샘플마다 하나의 샘플을 수집하는 경우, NM이 148보다 작거나 같도록 N과 M을 선택해야 한다. 예를 들면, N은 17, M은 8로 설정될 수 있는데, 샘플의 총 개수는 NM=136이 된다. 상기 방법을 사용하면, 검출 오류에 대하여 12 위상 샘플의 여유가 남아서, 주파수 옵셋 추정에 있어 FCB 밖의 데이터가 사용되지 않는 것을 보장한다.
N과 M을 적절히 선택함으로써, 다른 형태의 변조방식을 통해 얻어진 다른 형태의 주파수 동기 신호에도 상기 방법을 적용할 수 있음을 유의해야 한다.
도 2를 참조하여 앞서 설명한 선형회귀법의 또다른 문제는, 샘플간 위상 변화가 ±π로 한정되도록하는 위상 언랩핑이 필요하다는 것이다. 통상의 위상 언랩핑 방법에서, ±2π만큼 샘플의 위상천이(phase shifting of samples)와 상기 위상 천이를 추적할 메모리가 필요하다. 상기 메모리는 FCB가 검출될때마다 리셋(reset)될 수 있지만, 메모리는 FCB 각 샘플의 위상 변이를 저장할 정도로 커야한다. 요구되는 메모리의 양을 줄이기 위하여, 각 샘플을 천이시키고 메모리를 사용하여 위상 천이를 추적하지 않고 위상 변화를 보상할 수 있도록 선형회귀 방법을 수정할 수 있다. 본 발명의 제2 실시예를 따를 때, 상기 목적을 위하여 연속적으로 수집된 FCB 샘플간의 위상 차를 이용할 수 있다.
연속된 위상 합산값(successive phase sums) φM(k)는 다음과 같이 상호 관련되어 있다.
Figure 112000009820610-pct00022
위상 샘플들은 동일 거리에 위치하므로(equidistant), φM(k)는 초기값 φM(k0) 및 연속적으로 수집된 FCB 샘플들간의 위상차의 합 ΔφM(j)과 관련되며, 다음의 식으로 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00023
φM(k)의 수학식 19의 결과를 수학식 16에 대입하면, 주파수 옵셋 e{ΔFM}은 다음과 같이 추정된다.
Figure 112000009820610-pct00024
위상 초기값 φM(k0)는
Figure 112000009820610-pct00025
이므로, 수학식 20에 영향을 미치지 않는다. 상기한 방법에 의해 주파수 옵셋 추정을 수행함으로써, 위상 천이들을 추적하기 위한 메모리 없이 FCB의 연속된 샘플들간의 위상 변화를 보상, 즉 위상 언랩핑을 수행할 수 있다. 상기 방식은 도 3에 도시된 장치에 의해 구현될 수 있다.
비록 단순화를 위하여 도 3으로부터 정규화기(160)와 위상 측정 유니트(170)를 생략하였지만, 도 3에 도시된 장치는 도 2에서 도시된 것과 유사하다. 그러나, 덧셈기(185) 대신, 도 3에 도시된 장치는 미분기(differentiator)(200)와 덧셈 및 덤프 회로(sum & dump circuit)(210)를 포함한다. 이와 함께, 도 3에 도시된 장치는 위상 언랩퍼(180)를 포함하지 않는다.
도 3을 참조하면, 수신되고 복조된 주파수 동기 신호의 연속적으로 수집된 샘플들간의 위상 차이 Δφy(n)은 미분기(200)에서 알려진 방법에 의해 계산된다. 미분기(200)는, 예를 들면 고주파 통과 필터(high pass filter)에 의해 간단히 구현될 수 있다. 각 위상 차이는 덧셈 및 덤프 회로(210)에서 누적된 이전 위상 차이(accumulated previous phase differences)와 합산된다.
덧셈 및 덤프 회로(210)는 덧셈기와, M개의 계수들이 단위값(unity)으로 설정된 FIR 필터와 같은 필터에 의해 구현될 수 있다. 이와 달리, 위상 차이는, 예를 들면, 적분 및 덤프회로(integrate and dump circuit), 리셋가능한(resettable) 적분기(integrator) 또는 저주파 통과 필터(low pass filter)와 같은 다른 장치에 의해 합산될 수 있다. M 위상 차이가 합산되면, 합산값은 덤프(dump), 즉, 덧셈 및 덤프 회로(210)에 의해 주파수 옵셋 추정 회로(220)로 출력된다.
주파수 추정 회로(220)는, 주파수 옵셋을 추정하기 위해 검출된 주파수 동기 신호의 연속적으로 수집된 샘플간의 위상 차이 그룹들(groups of phase differences)의 가중치합을 계산한다. 따라서, 주파수 동기 신호의 연속적으로 수집된 샘플들간의 위상 변화를 보상하는데, 즉, 위상 천이를 추적하기 위한 메모리 없이 위상 언랩핑을 수행하게 된다. 주파수 추정 회로(220)는 지연 요소 D, 누산기(accumulator), 그리고 수학식 21로 표현되는 계수 bk에 의해 구현될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00026
도 3에 도시된 장치를 단순화하기 위하여, 계수 bk대신 수학식 22로 표현되는 계수 ck를 사용할 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00027
상기 방법에 의할 때, 도 3에 도시된 누산기가 필요없다.
상기 방법에 의한 구현이 도 4a에 도시되어 있다. 도 4a에 도시된 장치는 주파수 추정 회로(220)대신 주파수 추정 회로(230)가 사용된다는 점을 제외하고 도 3에 도시된 것과 유사하다. 주파수 추정 회로(230)는 지연 요소 D와 계수 c0, c1,…, cN-2, cN-1를 갖는 FIR 필터로 구현될 수 있다. 도 4a로부터 알 수 있듯이, 주파수 옵셋 추정 회로(230)는 주파수 추정 회로(220)보다 간단하다.
상술한 실시예들은, 수신된 주파수 동기 신호로부터 어떻게 주파수 옵셋이 추정될 수 있는지를 보여준다. 예를 들면 잡음, 페이딩 등과 같이 상기 추정에 영향을 미치는 다른 종류의 장애요인들(disturbances)이 있다. 만일 추정된 주파수 옵셋이 정확하지 않은 경우, 이동국의 국부 주파수 기준은 기지국의 반송파 주파수에 적절히 동기되지 않을 것이다. 그러므로, 필요한 경우 추정 주파수 옵셋을 조정할 수 있도록 하기 위해, 추정된 주파수 옵셋의 정확성을 결정할 수 있는 것이 중요하다.
추정 주파수 옵셋의 정확성을 결정하는 한 가지 방법으로, 수학식 17로 표현된 분산을 사용할 수 있다. 그러나, 이 경우 SNR을 알아야 한다.
본 발명의 제3 실시예에 의하면, SNR을 필요로하지 않는 다른 기법이 제공된다. 제3 실시예에 의하면, 추정 주파수 옵셋의 정확성을 나타내는 양호도(quality factor) δ가 추정될 수 있다. 추정 양호도 e{δ}는, 예를 들면, M 위상 차이의 N개의 합산값 각각과 추정 주파수 옵셋 e{ΔFM}과의 차이값의 절대값을 합산함으로써 계산될 수 있는데, 다음과 같이 표현된다.
Figure 112000009820610-pct00028
이상적으로, 상기 차이값들과 그에 따른 최종 추정 양호도(resulting estimated quality factor) e{δ}는 0이 되어야 한다. 편차의 발생은 잡음의 존재 및/또는 추정 오류가 있음을 나타낸다. 그러므로, 추정 양호도 e{δ}의 값이 작을수록, 추정 주파수 옵셋은 더욱 정확해진다.
도 4b는, 본 발명의 제3 실시예에 따른, 주파수 옵셋 ΔFM과 추정값 e{ΔFM}의 값을 얻기 위한 양호도 δ를 추정하기 위한 장치를 나타낸다. 양호도 추정회로(quality factor estimation circuit)(240)를 포함한다는 점을 제외하면 도 4b에 도시된 장치는 도 4a에 도시된 것과 동일하다. 양호도 추정회로(240)는 상기한 수학식 23에 따라 양호도 추정치 e{δ}를 계산한다. 추정된 양호도 e{δ}가 추정 주파수 옵셋이 충분히 정확하지 않음을 가리키면, 즉, 추정 양호도가 기설정된 문턱값보다 큰 경우, 예를 들면 다시 계산하여 추정 주파수 옵셋을 조정할 수 있다.
양호도 추정회로(240)는, M개의 위상 차이의 N개의 그룹 각각과 추정 주파수 옵셋간의 N개 차이값을 계산하기 위한 N개의 뺄셈기들, N개의 차이들에 대한 절대값을 계산하기 위한 N개의 절대값 회로들, 그리고, 추정 양호도 e{δ}를 얻기위해 N개의 절대값들을 더하기 위한 덧셈기에 의해 구현될 수 있다. 도시와 설명의 편의를 위해 주파수 옵셋 추정회로(240)로부터 분리된 것으로 도시되어 있지만, 양호도 추정회로(240)와 주파수 옵셋 추정회로(230)는 하나의 장치로 결합될 수 있음을 알아야 한다.
최적의 주파수 옵셋 추정을 위하여, 이상적으로는 FCB의 샘플만을 사용해야 한다. 본 발명의 제4 실시예에 따르면, 신호대잡음비를 향상시키기 위해, 잡음으로부터 FCB를 분리하여 FCB 대역에 상응하는 주파수 대역을 선택하는 주파수 선택 필터(frequency selective filter)를 통해 수신신호를 선필터링(prefilter) 할 수 있다.
상기한 바와 같이, GSM 표준을 채용한 시스템에서, 전송 주파수 동기 신호의 주파수는 대략 67.7㎑이다. 수신 주파수 동기 신호의 주파수는, 기지국의 반송파 주파수와 이동국의 국부 주파수 기준간의 동기화가 이루어지지 않아 67.7㎑에서 벗어날 수 있다. 허용될 수 있는 주파수 편차의 범위는, 이동국에서 검출기의 내부 수정 발진기(internal crystal oscillator)의 정확도에 따라 달라진다. 예를 들면, GSM 900㎒ 대역에서 상기 수정의 정확도가 ±16ppm인 경우, 수신 주파수 동기 신호는 ±14.4㎑까지의 주파수 옵셋을 가질 수 있다. 그러므로, 이론적으로 주파수 선택 필터의 대역은 67.7㎑ 주변 ±14.4㎑까지, 즉, 배경 잡음(background noise)을 억제하기 위해 53.3㎑와 82.1㎑사이에 설정될 수 있다. 또다른 실시예에 따르면, 예컨대 약 0.05 Fs에 해당하는 67.7㎑ 주변 ±13㎑로, 편리하게 약간 더 협대역을 사용할 수 있다.
주파수 선택 필터의 대역은 통신 시스템의 표준에 맞춰질 수 있다. 예를 들면, CTS(cordless telephone system)를 사용하는 시스템에 있어, 이동국과 홈 기지국(home base station)의 주파수 오류가 합쳐져, GSM을 사용하는 시스템의 오류의 두배가 될 수 있다. 그러므로, CTS 표준을 채용한 시스템에서, ±28.8㎑까지의 주파수 편차가 허용될 수 있다. 그러므로 이론적으로, 전송 주파수 동기 신호의 주파수 주변의 ±28.8㎑까지, 상기 시스템의 필터의 대역을 선택할 수 있다. 실제로 선택 필터를 구현하는 경우, 약 0.1Fs에 해당하는 전송 주파수 동기 신호의 주파수 주변 ±27㎑까지 대역을 편리하게 선택할 수 있다.
상기 주파수 선택 필터를 구현하기 위해, 수신신호는 중심 주파수 67.7㎑로부터 기저대역으로 천이될 수 있으며, 천이된 신호는 저역 필터링될 수 있다. 수신 주파수 동기화 신호의 동위상 및 직교위상 성분들에 복소평면(the real and imaginary domains)에서 {1, 0, -1, 0}의 열인 exp(-2πjn67.7/270.833) = exp(-πjn/2)를 곱하여 천이를 구현한다.
천이는 수학식 24에 의해 구현될 수 있다.
Figure 112000009820610-pct00029
yI(n) 및 yQ(n)은 각각 실제 수신 주파수 동기 신호인 y(n)=yI(n)+jyQ(n)의 동위상 및 직교위상 성분을 나타낸다. 그러므로, yI(n) 및 yQ(n)의 부호를 바꾸고, 신호들의 성분을 결합하여, 천이를 수행할 수 있다.
상기 방법은 도 4c에 도시된 장치에 의해 구현될 수 있다. 저역 필터(low pass filter)(165)와 천이기(shifter)(162)를 부가한 점을 제외하면, 도 4c에 도시된 구성요소들은 도 4b에 도시된 구성요소들과 동일하다. 이와 함께, 도 4c는 도 4b에서 생략된 정규화기(160)와 위상 측정 회로(170)를 도시하고 있다.
도 4c에 도시되어 있듯이, 정규화된 주파수 동기 신호는 천이기(162)에 의해 천이된다. 천이기(162)는 수학식 24에 따라 정규화된 주파수 동기 신호를 천이시키는데, 예를 들면, 곱셈기에 의해 구현될 수 있다. 천이된 신호는 저주파 필터(165)에서 저역 필터링되고, 필터링된 신호 yLP(n)의 위상 φyLP(n)은 위상 측정 회로(170)에서 측정된다. 상기 지점으로부터, 도 4a 및 4b를 참조하여 설명한 방법에 의해, 주파수 옵셋과 양호도가 추정된다.
제4 실시예에 따른 주파수 선택 필터는 관심의 대상인 주파수 대역 외부의 잡음을 감소시켜 SNR을 증가시킨다. 이론적으로, 관심의 대상인 주파수 대역 외부의 잡음은 0이 되며, SNR은, GSM을 채용한 시스템에서 10log(0.5/0.05)=10dB, CTS를 채용한 시스템에서 10log(0.5/0.1)=7dB 만큼 각각 증가한다. 그러므로, SNR은 수학식 7에서의 가정을 합리적으로 만들기에 충분하다. 실제로 잡음이 0으로 줄어들지는 않지만, 원하는 SNR을 충분히 얻을 만큼 잡음을 감소시킬 수 있다.
주파수 선택 필터의 사용으로, 백색 가우스 잡음 v(n)의 분포에 영향을 미치고, 따라서, 선형회귀의 결과에 영향을 미칠 수 있다. 그러나, 예를 들면, 관심의 대상이 되는 주파수 대역보다 수 ㎑ 더 큰 경우처럼, 필터 대역폭이 상대적으로 넓은 경우, 백색 잡음을 갖는다는 가정은 여전히 유효하다.
도 5a는 본 발명에 따른 주파수 옵셋을 추정하는 방법의 일실시예를 나타낸다. 상기 방법은 주파수 동기 신호의 검출을 향상시키기 위해 수신 신호를 선필터링하는 단계(500)로부터 시작된다. 다음으로, 단계(510)에서, 검출 주파수 동기 신호의 샘플을 수집한다. 단계(520)에서, 연속된 샘플들이 수집된다. 단계(530)에서, 연속적으로 수집된 샘플간의 위상 차이가 계산된다. 단계(540)에서, 위상 차이는 다른 누적 위상차에 합산된다. 단계(550)에서, M개의 위상 차이들이 합산되었는지 판단한다. 합산되지 않은 경우, 단계(520)로 돌아간다. 만약 M개의 위상 차이가 합산된 경우, 단계(560)에서, M개의 위상 차이의 합산값이 덤프된다. 다음으로 단계(570)에서, M개의 위상 차이의 N개의 합산값들이 덤프되었는지 결정한다. 덤프되지 않은 경우, 단계(510)로 돌아가, 새로운 샘플을 수집한다. 덤프된 경우, 단계(580)에서 N개의 합산값이 합산된다. 또 다른 실시예에서, 상기 단계(580)는 ,예컨대 선형회귀를 사용한 N개의 합산값의 가중 평균을 계산하여 구현될 수 있는데, 그 결과는 추정 주파수 옵셋이다.
도 5b는 본 발명에 의한 양호도를 추정하기 위한 방법의 일실시예를 나타낸다. 주파수 옵셋이 추정된 후, 프로세스가 시작된다. 단계(590)에서, N개의 차이값을 생성하기 위해 M개의 위상 차이들의 N개의 합산값의 각각에 대하여 M으로 가 중된 추정 주파수 옵셋을 감산된다. 다음으로, 단계(600)에서, N개의 차이값들에 대한 절대값이 계산된다. 마지막으로, 단계(610)에서, 추정 양호도를 생성하기 위해 N개의 절대값들이 합산된다.
다른 방법들을 사용한 주파수 옵셋 및 양호도 추정의 시뮬레이션 결과가 도 6a 내지 도 9d 및 도 10a 내지 도 11d에 각각 도시되어 있다. 다음의 시뮬레이션에서 적용가능한 전송 채널은 전형적 도시 채널(Typical Urban channel)이다. 이동국과 기지국간의 장애물의 수에 따라서, 전송 채널은 전형적 도시채널 또는 레일리 채널(Rayleigh channel)이 될 수 있다. 이동국이 시골지역에 있는 경우, 레일리 채널이 일반적으로 사용된다.
GSM 표준을 사용하는 시스템에서, 레일리 채널을 사용하는 이동국의 전형적인 속도는 110 내지 250㎞/h이다. 이것은 고속도로 또는 고속 철도에서 이동하는 이동국에 해당한다. 시골지역에서 장애물의 개수가 증가하면, 레일리 페이딩의 방해 요인이 증가하여, 레일리 채널 대신 전형적 도시 채널이 사용된다. 전형적인 도시 채널을 사용하는 이동국의 전형적인 속도는 3 내지 55㎞/h이다. 이것은 각각 도시지역에서 도보하는 사람이나 도심 거리에서 이동하는 자동차에서 사용되는 이동국에 해당한다.
CTS 시스템에서, 일반적으로 이동국의 속도는 레일리 및 전형적 도시 채널 모두에서 3㎞/h로 가정된다. 이것은 시골지역에서 3㎞/h의 속도로 이동하는 이동국에 해당한다.
다른 속도들에서 양 채널에 대한 주파수 옵셋 추정의 결과들은 유사하다. 그러므로, 한가지 경우에 대하여 후술한다. 다음의 시뮬레이션에서, 속도 3㎞/h에서 전형적 도시 채널을 사용하는 이동국에 대한 결과들이 설명되는데, 상기 조건은 어려운 시나리오(difficult scenario)를 나타내기 때문이다.
도 6a 내지 도 6d는 기본적 선형회귀, 본 발명에 따른 수정된 선형회귀, 종래의 기법, 그리고 선필터링을 수행하는 종래의 기법을 사용하는 경우 주파수 옵셋 추정의 오류 확률(error probability)을 각각 나타낸다. 1000번의 시뮬레이션을 통하여, 상기 결과들의 통계적 불확실성들을 감소시켰다.
도 6a 내지 6d에서, SNR이 약 7.5dB인 GSM 표준을 사용한 시스템의 오류 확률들이 도시되어 있다. 각 도면에 다섯개의 다른 곡선들이 있는데, 곡선들은 위에서 아래 순서로 각각 추정 오류 50, 100, 200, 400, 그리고 800㎐를 갖는 확률을 나타낸다.
도 6a 및 도 6b와 도 6c 및 도 6d의 비교로부터 알 수 있듯이, 기존의 기법을 사용하는 것보다 선형회귀를 사용하는 경우, 오류의 확률이 더 낮아진다. 도 6c에 나타나 있듯이, 기존의 기법에 선필터링을 포함한다해도, 선형회귀를 사용하여 얻은 결과만큼 좋은 결과를 얻지 못한다. 도 6a와 도 6b의 비교로부터 알 수 있듯이, 본 발명에 의한 수정된 선형 회귀 기법은 선형회귀 기법만큼 좋은 결과를 나타낸다.
도 7a 내지 도 7d는 SNR이 약 11dB인 경우 오류 확률이라는 점을 제외하면, 도 6a 내지 6d와 유사하다. 도 7a 및 도 7b와 도 7c 및 도 7d의 비교로부터 분명히 알수 있듯이, 상기 SNR에서도 주파수 옵셋을 추정하기 위해 선형회귀를 사용하면, 기존의 기법보다 좋은 결과를 얻는다. 게다가, 도 7a와 도 7b의 비교로부터 분명하듯이, 본 발명에 의한 수정된 선형회귀 기법은 기본 선형 회귀 기법만큼 좋은 결과를 산출한다.
도 6a 내지 도 7d로부터 알 수 있듯이, 도 4c의 저주파 통과 필터(165)의 사용으로 ΔF가 15㎑를 초과하는 경우, 주파수 옵셋 추정의 성능은 저하된다. 그러나, 위에서 알 수 있듯이, 정확도 ±16ppm을 갖는 수정 발진기를 구비한 GSM 900을 사용하는 시스템에서, 주파수 옵셋 ΔF는 ±14.4㎑를 초과하지 않는다.
도 8a 내지 8d, 그리고 9a 내지 9d에 나타나 있듯이, CTS 표준을 사용하는 시스템에서 유사한 결과들이 나타난다. 도 6a 내지 6d와 같이, 8a 내지 8d는, 선형회귀, 본 발명에 따른 수정된 선형회귀, 기존의 기법, 그리고 선필터링을 수행하는 기존의 기법을 사용하는 경우, 주파수 옵셋의 오류 확률을 각각 나타낸다. 도 8a 내지 8d에서, SNR 7.5dB를 갖는 시스템에 대한 오류확률이 도시되어 있다. 도 9a 내지 9d는, 적용되는 SNR이 약 11dB란 점을 제외하고 도 8a 내지 도 8d와 유사하다.
상기 도면의 비교로부터 알 수 있듯이, 주파수 옵셋 추정을 위한 선형 회귀 기법의 결과는 기존의 기법에 의한 결과보다 양호하며, 본 발명에 의한 수정된 선형회귀 기법은 기본 선형 회귀 기법만큼 좋을 결과를 나타낸다.
도 8a 내지 도 8d와 도 6a 내지 도 7d를 비교하면, GSM 표준을 사용하는 시스템에 대해 CTS 표준을 사용하는 시스템에서, 더 높은 주파수 옵셋에 대하여 주파수 옵셋 추정의 성능이 약간 향상된다. 그러나, GSM 표준을 사용하는 시스템에 대해 CTS 표준을 사용하는 시스템의 주파수 옵셋 추정 성능은 전체적으로 약간 떨어 지는 것도 분명하다.
도 10a 내지 10d 및 도 11a 내지 11d는, GSM 표준을 사용하는 시스템과 CTS 표준을 사용하는 시스템에서 양호도 추정의 예시적 결과를 각각 나타낸다. 도 10a와 도 11a, 도 10b와 도 11b, 도 10c와 도 11c, 그리고 도 10d와 도 11d에서 적용되는 SNR은 각각 7.5, 11, 15, 그리고, 20dB이다. 통계적 불확실성으로 인하여, 각각의 시뮬레이션을 200번 반복하였다.
상기 도면들에서, 추정된 양호도는 주파수 옵셋의 함수로서 도시되는데, "+"는 검출된 주파수 동기 신호에 대한 추정 양호도를, "o"는 FCB 이외의 신호들에 대한 추정 양호도를 나타낸다. 상기 시뮬레이션을 위하여, 검출된 주파수 동기 신호의 주파수 옵셋은 7㎑로 설정하였다.
상기 도면들로부터 알 수 있듯이, "+"에서 추정 양호도 e{δ}는 작은 값과 작은 분산을 갖는다. 이와 대조적으로, "o"로 표시된 추정 양호도 e{δ}의 값과 분산은 큰 값을 갖는다. 그러므로, 문턱값을 설정함으로써, 추정 주파수 동기 신호 및 다른 신호들의 추정 양호도를 두개의 다른 군집(cluster)으로 분리할 수 있다. 도 10a 내지 도 10d와 도 11a 내지 도 11d의 비교로부터 알 수 있듯이, 상기 군집들은 CTS 표준을 사용한 시스템에서보다 GSM 표준을 사용한 시스템에서 서로 더 가깝게 분포한다. 그러나, 추정된 양호도 e{δ}는 GSM 표준을 사용하는 시스템보다 CTS 표준을 사용하는 시스템에서 더 큰 분산을 갖는다.
또한, 도 10a 내지 도 11d로부터 알 수 있듯이, 주파수 동기화 신호의 선필터링으로 인하여 추정 주파수 옵셋 ΔF은 검출할 주파수 동기 신호가 없는 경우에 도 검출기의 허용범위에 속한다. 그러므로, 주파수 옵셋 ΔF의 합리적인 값들도 신호가 주파수 동기 신호인지를 판단하는 근거가 될 수 없다. 그러므로, 양호도는 검출 신호가 주파수 동기 신호인지를 판단하는데 있어 매우 중요하다.
본 발명에 따르면, 복조된 주파수 동기 신호를 M개 위상들을 갖는 N개의 그룹으로 분할함으로써, 검출된 주파수 동기 신호로부터 주파수 옵셋을 추정하기 위한 메모리 요구조건이 완화된다. 상기 방법은 또한 위상 언랩핑을 사용하지 않으므로, 메모리 요구조건을 더욱 완화한다. 주파수 동기 신호는, 검출을 향상시키기 위해 선필터링될 수 있다. 상기한 공식으로 표현된 모든 미분, 합산, 필터링 등은, 예를 들면, 하나의 ASIC 칩에 의해 수행될 수 있다. 메모리 요구조건을 완화함으로써, 본 발명은 파워의 소비를 줄이는 하드웨어로 구현될 수 있다.
이동국이 새로운 기지국에 의해 서비스되는 새로운 지역으로 진입한 경우, 초기 동기화가 특히 중요하지만, 본 발명은 이동국(mobile station) 또는 다른 형태의 원격국과 기지국간에 동기를 유지하는데도 적용될 수 있다. 동기를 방해하는 주파수 옵셋은, 예를 들면, 대기 온도의 차이, 시스템 구성요소의 노화, 핸드오프(handoff)등에 의해 발생할 수 있기 때문에, 동기를 유지하는 것이 중요하다.
이에 더하여, 비록 GSM 이동 무선 통신 시스템에서의 적용을 참조하여 위에서 기술하였지만, 본 기술분야의 당업자라면 상기 발명은 발명의 본질적 특성을 벗어나지 않고, 다른 특정의 형태로 실시될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 예를 들 면, 본 발명은 다른 통신 시스템 또는 동기화를 위해 변조된 주기 신호를 사용하는 모든 시스템에 적용할 수 있다. 그러므로, 상기한 발명의 실시예들은, 모든 면에 있어서 예시적인 것이지 한정적인 것으로 인식되어서는 안된다.

Claims (18)

  1. 하나 이상의 송신기 및 하나 이상의 수신기를 포함한 통신시스템에서, 상기 송신기의 반송파 주파수(carrier frequency)와 상기 수신기의 국부 주파수 기준(local frequency reference)간의 주파수 옵셋(frequency offset)을 추정하기 위한 방법에 있어서,
    a. 상기 송신기에 의해 전송되고 상기 수신기에 의해 수신된 주파수 동기 신호(frequency synchronization signal)의 연속적인 샘플들 간의 위상 차이를 결정하는 단계와,
    b. 누적 위상차(accumulated phase differences)에 상기 위상 차이를 합산하는 단계와,
    c. M개의 누적 위상차가 합산될 때까지, 상기 a 내지 b단계를 반복하는 단계와,
    d. 상기 M개의 누적 위상차의 합산값(sum)을 덤핑하여(dumping) 누적 위상 차가 0이 되게 하는 단계와,
    e. M개의 누적 위상 차의 N개의 합산값들이 덤프될 때까지, 상기 a 내지 d 단계를 반복하는 단계와,
    f. 상기 M개의 누적 위상 차의 상기 N개의 합산값들을 합산하여 추정 주파수 옵셋(estimated frequency offset)을 생성하는 단계
    를 포함하는 주파수 옵셋 추정 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 N개 합산값들을 합산하는 단계는,
    상기 N개의 합산값들의 각각을 가중하는(weighting)단계와
    상기 가중된 N개의 합산값들을 합산하는 단계
    를 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 합산값들을 합산하는 단계는, N개 합산값들의 가중 평균을 계산하는 단계를 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 합산값들을 합산하는 단계는, 선형회귀(linear regression)를 사용하여 수행되는 주파수 옵셋 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 합산값들을 합산하는 단계는, 상기 검출 주파수 동기 신호(detected frequency synchronization signal)에서 위상 변화(phase variations)를 보상하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 N개 합산값들을 합산하는 단계는, 위상 언랩핑(phase unwrapping)을 달성하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 추정 주파수 옵셋의 정확성을 판단하기 위한 양호도(quality factor)를 추정하는 단계를 더 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 양호도를 추정하는 단계는,
    각각이 상기 M개의 누적 위상차의 상기 N개의 합산값들 중 하나와 상기 추정 주파수 옵셋간의 차이인 N개의 차이값들(N differences)을 계산하는 단계와,
    상기 N개의 차이값의 절대값을 계산하는 단계와,
    상기 N개의 절대값을 합산하여 추정 양호도를 생성하는 단계
    를 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 수신기에 의해 수신된 신호를 선필터링(prefiltering)하는 단계를 더 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  10. 하나 이상의 송신기와 하나 이상의 수신기를 포함한 통신시스템에서, 상기 송신기의 반송파 주파수와 상기 수신기의 국부 주파수 기준간의 주파수 옵셋을 추정하기 위한 장치에 있어서,
    상기 송신기에 의해 전송되고 상기 수신기에 의해 수신된 주파수 동기 신호의 연속된 샘플들간의 위상 차이를 계산하기 위한 미분기와,
    누적 위상차에 상기 위상 차이를 합산하는 덧셈기와 - M개의 누적 위상차가 합산될 때까지, 연속된 샘플들의 위상 차이들이 계산되고 누적 위상차에 합산되며, 상기 덧셈기는 M개의 위상 차이의 합산값을 덤프(dump)하여 누적 위상차가 0이 되게 함 -,
    M개의 위상 차이의 상기 덤프된 합산값을 수신하기 위한 주파수 옵셋 추정 회로를 포함하고,
    M개의 위상 차이의 N개의 합산값들이 덤프(dumped)될 때까지 - 이때, 상기 주파수 옵셋 추정 회로가 상기 M개의 위상 차이의 상기 N개의 합산값들을 합산하여 상기 추정 주파수 옵셋을 생성함 -, 상기 미분기는 연속된 샘플들의 위상 차이의 계산을 계속하고, 상기 덧셈기는 위상 차이의 누적(accumulating)과 합산, 그리고 M개의 위상 차이의 상기 합산값(sum)의 덤핑을 계속하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 추정 회로는, 상기 N개 합산값들의 각각을 가중하고, 상기 가중된 N개의 합산값들(weighted N sums)을 합산함으로써 상기 N개의 합산값들을 합산하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 추정 회로는, 가중 평균을 계산함으로써 상기 N개 합산값들을 합산하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 추정 회로는, 선형회귀를 사용하여 상기 N개 합산값들을 합산하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 추정 회로는, 상기 검출 주파수 동기 신호의 위상 변화(phase variations)를 보상하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 추정 회로는 상기 N개 합산값을 합산함으로써 위상 언랩핑(phase unwrapping)을 수행하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 추정 주파수 옵셋의 정확도를 판단하기 위한 양호도 추정 회로를 더 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 양호도 추정 회로는,
    각각이 상기 M개의 누적 위상 차이의 상기 N개 합산값 중 하나와 상기 추정 주파수 옵셋간의 차이인 N개의 차이값들(N differences)을 계산하기 위한 N개의 뺄셈기와,
    상기 N개의 차이값들의 절대값을 계산하기 위한 N개의 회로들과,
    상기 N개의 절대값들을 합산하여 추정 양호도를 생성하는 덧셈기
    를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 수신기에 의해 수신된 신호는 선필터링되는 주파수 옵셋 추정 장치.
KR1020007005352A 1997-11-17 1998-11-13 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법 KR100567699B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/971,666 US6104767A (en) 1997-11-17 1997-11-17 Method and apparatus for estimating a frequency offset
US8/971,666 1997-11-17
US08/971,666 1997-11-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010032165A KR20010032165A (ko) 2001-04-16
KR100567699B1 true KR100567699B1 (ko) 2006-04-05

Family

ID=25518677

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020007005352A KR100567699B1 (ko) 1997-11-17 1998-11-13 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법

Country Status (16)

Country Link
US (1) US6104767A (ko)
EP (1) EP1032975B1 (ko)
JP (1) JP4016373B2 (ko)
KR (1) KR100567699B1 (ko)
CN (1) CN1120571C (ko)
AR (1) AR016149A1 (ko)
AT (1) ATE266276T1 (ko)
AU (1) AU749532B2 (ko)
BR (1) BR9814875A (ko)
DE (1) DE69823693T2 (ko)
EE (1) EE200000295A (ko)
HK (1) HK1029232A1 (ko)
IL (1) IL136173A (ko)
MY (1) MY114973A (ko)
PL (1) PL340496A1 (ko)
WO (1) WO1999026338A1 (ko)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3462175B2 (ja) * 1997-09-30 2003-11-05 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト パイロットトーンをサーチする方法
FI105629B (fi) * 1997-12-22 2000-09-15 Nokia Networks Oy Menetelmä taajuusvirheen estimointiin
FR2782222B1 (fr) * 1998-08-06 2002-05-17 Alsthom Cge Alkatel Estimation du decalage en frequence pour la demodulation d'un paquet de symboles modules en phase
DE19854167C2 (de) * 1998-11-24 2000-09-28 Siemens Ag Frequenzstabilisierte Sende-/Empfangsschaltung
US6587695B1 (en) * 1999-10-27 2003-07-01 Nokia Mobile Phones Limited Method and apparatus for distinguishing a compact control channel from a classic control channel
EP1279266A1 (en) * 2000-05-05 2003-01-29 TELEFONAKTIEBOLAGET L M ERICSSON (publ) Method and apparatus to estimate frequency offset in a receiver
US7047435B2 (en) * 2000-12-19 2006-05-16 Siemens Corporate Research, Inc. System and method for clock-synchronization in distributed systems
DE10108110A1 (de) * 2001-02-21 2002-08-29 Philips Corp Intellectual Pty Empfänger und Verfahren zum anfänglichen Synchronisieren eines Empfängers auf die Trägerfrequenz eines gewünschten Kanals
GB2375272B (en) * 2001-04-30 2003-11-19 Lucent Technologies Inc A frequency estimator for use in a receiver of packetised data, the receiver and a method of reception
JP2005509372A (ja) * 2001-11-06 2005-04-07 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 位相アンラッピングを用いたｄａｔ支援型周波数オフセット検出
US6861900B2 (en) * 2001-12-27 2005-03-01 Proxim Corporation Fast timing acquisition for multiple radio terminals
GB2394628B (en) * 2002-10-25 2005-10-19 Siemens Plc A method of determining a timing offset between a first clock and a second clock in a communications network
US7203254B2 (en) * 2003-03-25 2007-04-10 Motorola, Inc. Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver
JP4555287B2 (ja) * 2003-06-25 2010-09-29 エヌエックスピー ビー ヴィ 狭帯域干渉信号を相殺する方法
US20050129149A1 (en) * 2003-12-12 2005-06-16 Kuntz Thomas L. Detecting GSM downlink signal frequency correction burst
US20050238060A1 (en) * 2004-04-23 2005-10-27 Kuntz Thomas L Synchronizing to GSM RF downlink signal frame timing
CN1707980B (zh) * 2004-06-11 2010-12-08 联芯科技有限公司 收发信机与仪器之间信号同步的方法及系统
KR100665100B1 (ko) * 2004-11-18 2007-01-04 한국전자통신연구원 디지털 초협대역 단말기용 주파수 옵셋 자동 보상 장치 및그 방법과 그를 이용한 수신 시스템
JP4621046B2 (ja) * 2005-03-25 2011-01-26 日本無線株式会社 周波数誤差検出装置および受信装置
US20070058752A1 (en) * 2005-07-29 2007-03-15 Faraday Technology Corp. Methods and systems for estimating sampling frequency offset of OFDM symbols
CN1968234B (zh) * 2005-11-15 2010-11-10 凌阳科技股份有限公司 频率偏移测算电路及方法
KR100653181B1 (ko) * 2005-12-07 2006-12-05 한국전자통신연구원 주파수 옵셋 보상 기능을 가지는 넌­코히런트 동기직접변환 수신 장치
KR100723528B1 (ko) * 2006-04-21 2007-05-30 삼성전자주식회사 옵셋 주파수 추정 방법 및 장치
CN101267417B (zh) * 2007-03-14 2011-10-05 卓胜微电子（上海）有限公司 数字通信系统整数频偏的估计方法
US8345804B2 (en) * 2007-06-14 2013-01-01 Alcatel Lucent Simplified RACH preamble detection receiver
KR101339424B1 (ko) * 2007-07-16 2013-12-09 삼성전자주식회사 샘플링 주파수 오프셋 추정 방법, 샘플링 주파수 오프셋추정 장치 및 그 장치를 구비하는 샘플링 타이밍 복원 루프
JP4588061B2 (ja) * 2007-09-28 2010-11-24 シャープ株式会社 デジタル復調装置、その制御方法、プログラム、そのプログラムを記録した記録媒体、及び、デジタル受信装置
CN101553028B (zh) * 2009-04-30 2011-06-15 西南交通大学 Td-scdma通信系统接收同步中基于差分相位的频偏与相位估计方法
KR101306552B1 (ko) * 2009-12-17 2013-09-09 한국전자통신연구원 이차 미분 위상 벡터를 이용한 심볼 추정 장치 및 방법
CN101820298B (zh) * 2010-01-11 2014-04-30 华为技术有限公司 利用频偏的通信方法、装置以及基站和基站控制设备
CN104009952B (zh) * 2013-02-22 2018-01-02 中国科学院深圳先进技术研究院 一种降低窄带频移键控解调误码率的方法
US9712316B2 (en) * 2013-02-27 2017-07-18 Panasonic Corporation Reception apparatus, phase error estimation method, and phase error correction method
US9037092B2 (en) * 2013-09-30 2015-05-19 Broadcom Corporation Method, apparatus and computer program for determining whether a received signal comprises a first signal component
US9621205B2 (en) * 2015-03-26 2017-04-11 Vt Idirect, Inc. Apparatus and method for frequency estimation ambiguity removal of a burst signal
CN108768909B (zh) * 2018-06-15 2021-11-26 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种基于最小方差的2fsk符号同步方法和系统
EP3591851A1 (en) * 2018-07-02 2020-01-08 Semtech Corporation Relative frequency hops in low-power, wide-area network
CN109633709B (zh) * 2018-12-28 2020-05-15 四川安迪科技实业有限公司 一种卫星通信系统中实用高效的频偏估计方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4847872A (en) * 1987-01-09 1989-07-11 Ant Nachrichtentechnik Gmbh Method and arrangement for synchronizing a receiver in digital transmission systems

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4447910A (en) * 1981-06-02 1984-05-08 Harris Corporation Phase tracking correction scheme for high frequency modem
US4661769A (en) * 1985-01-23 1987-04-28 North Carolina State University Measurement of magnitude and phase angle of voltage and current phasors and frequency deviation in power systems
US4849991A (en) * 1988-06-29 1989-07-18 Bell Communications Research, Inc. Method and circuitry for determining symbol timing for time division multiple access radio systems
US4983906A (en) * 1989-08-17 1991-01-08 Hewlett-Packard Company Frequency estimation system
US4941155A (en) * 1989-11-16 1990-07-10 Bell Communications Research, Inc. Method and circuitry for symbol timing and frequency offset estimation in time division multiple access radio systems
FR2661792A1 (fr) * 1990-05-04 1991-11-08 Alcatel Radiotelephone Dispositif d'evaluation d'ecart de frequence.
EP0455893B1 (en) * 1990-05-11 1995-02-01 Alcatel N.V. Telecommunication line circuit
US5303269A (en) * 1990-11-01 1994-04-12 Chirp Corporation Optically maximum A posteriori demodulator
US5299235A (en) * 1991-09-10 1994-03-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Time synchronization of a receiver in a digital radio telephone system
SG44793A1 (en) * 1991-12-07 1997-12-19 Philips Electronics Nv Mobile radio receiver for a radio transmission system
US5295153A (en) * 1992-04-13 1994-03-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson CDMA frequency allocation
US5588026A (en) * 1992-06-04 1996-12-24 Kokusai Denshin Denwa Co., Ltd. Method of compensating phase shift keying frequency offset
JP2773562B2 (ja) * 1992-07-28 1998-07-09 日本電気株式会社 信号系列検出方法
KR950004878B1 (ko) * 1992-12-29 1995-05-15 재단법인 한국전자통신연구소 미세 주파수 편이 검출방법
JP3214159B2 (ja) * 1993-01-22 2001-10-02 三菱電機株式会社 キャリア検出器
US5590158A (en) * 1993-01-28 1996-12-31 Advantest Corporation Method and apparatus for estimating PSK modulated signals
US5315307A (en) * 1993-06-18 1994-05-24 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Doppler frequency angle measurement technique
US5425058A (en) * 1993-07-28 1995-06-13 Martin Marietta Corporation MSK phase acquisition and tracking method
JP2643792B2 (ja) * 1993-09-14 1997-08-20 日本電気株式会社 復調装置
US5473637A (en) * 1993-10-05 1995-12-05 Pacific Communication Sciences, Inc. Open-loop phase estimation methods and apparatus for coherent demodulation of phase modulated carriers in mobile channels
US5504786A (en) * 1993-10-05 1996-04-02 Pacific Communication Sciences, Inc. Open loop phase estimation methods and apparatus for coherent combining of signals using spatially diverse antennas in mobile channels
US5497400A (en) * 1993-12-06 1996-03-05 Motorola, Inc. Decision feedback demodulator with phase and frequency estimation
US5519625A (en) * 1994-02-16 1996-05-21 Hewlett-Packard Company System for characterizing phase-modulated signals using a time interval analyzer
KR0157500B1 (ko) * 1994-03-25 1998-11-16 김광호 자동주파수조절방법 및 그 장치
FI96257C (fi) * 1994-04-13 1996-05-27 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä radiotaajuisen signaalin vaihevirheen määrittämiseksi, sekä vastaanotin
JP2659060B2 (ja) * 1994-07-06 1997-09-30 日本電気株式会社 周波数誤差検出方法
US5519399A (en) * 1994-12-05 1996-05-21 Alliedsignal Inc. Method for measuring the frequency of continuous wave and wide pulse RF signals
SE504787C2 (sv) * 1994-12-14 1997-04-28 Hd Divine Ab Metod vid OFDM-mottagning för korrigering av frekvens, tidsfönster, samplingsklocka och långsamma fasvariationer

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4847872A (en) * 1987-01-09 1989-07-11 Ant Nachrichtentechnik Gmbh Method and arrangement for synchronizing a receiver in digital transmission systems
JP2804034B2 (ja) * 1987-01-09 1998-09-24 アー・エヌ・テー・ナツハリヒテンテヒニーク・ゲゼルシヤフト・ミツト・ベシユレンクテル・ハフツング デイジタル伝送装置における受信機の同期方法および同期回路装置

Also Published As

Publication number Publication date
EE200000295A (et) 2001-06-15
PL340496A1 (en) 2001-02-12
DE69823693D1 (de) 2004-06-09
ATE266276T1 (de) 2004-05-15
US6104767A (en) 2000-08-15
EP1032975A1 (en) 2000-09-06
WO1999026338B1 (en) 1999-06-24
KR20010032165A (ko) 2001-04-16
AU1267599A (en) 1999-06-07
BR9814875A (pt) 2000-10-03
IL136173A0 (en) 2001-05-20
DE69823693T2 (de) 2004-10-21
MY114973A (en) 2003-02-28
IL136173A (en) 2004-05-12
AU749532B2 (en) 2002-06-27
WO1999026338A1 (en) 1999-05-27
HK1029232A1 (en) 2001-03-23
CN1120571C (zh) 2003-09-03
CN1286825A (zh) 2001-03-07
JP2001523909A (ja) 2001-11-27
EP1032975B1 (en) 2004-05-06
AR016149A1 (es) 2001-06-20
JP4016373B2 (ja) 2007-12-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100567699B1 (ko) 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법
KR100614553B1 (ko) 주파수 동기 신호의 위치 결정 방법, 장치 및 시스템
Bernier et al. Low complexity LoRa frame synchronization for ultra-low power software-defined radios
RU2144733C1 (ru) Пакет канала сигнализации для системы связи с опорным сигналом, модулированным по закону, зависящему от времени
US5343497A (en) Method and device for the synchronization between a base radio station and a mobile radio station in a digital radiomobile system
AU753183B2 (en) Method and apparatus for detecting a frequency synchronization signal
US5835530A (en) Bit characteristics measurement system for digitally modulated signals
CN1282479A (zh) 无线通信的同步技术及系统
US9001933B2 (en) Receiving apparatus and method in smart utility network communication system
US8537713B2 (en) Carrier frequency acquisition method and apparatus having improved reliability for detecting carrier acquisition or loss thereof
US6249518B1 (en) TDMA single antenna co-channel interference cancellation
WO2001086904A1 (en) Method and apparatus to estimate frequency offset in a receiver
KR100795716B1 (ko) 주파수 에러 경감용 멀티모드 수신기
Obata et al. Carrier frequency offset estimation scheme for IEEE 802.15. 4g based wide area Wi-SUN systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130312

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140312

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150310

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160310

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170320

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180312

Year of fee payment: 13

EXPY Expiration of term