JP2001523909A - 周波数オフセットを評価する方法、及び装置 - Google Patents
周波数オフセットを評価する方法、及び装置Info
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Abstract
Description
特に、本発明は通信システムにおける送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数
基準との間の周波数オフセットを評価する方法及び装置に関する。
く送信機と受信機との間で交換できることは重要である。特に、無線通信システ
ムでは、受信機が最適な受信のために送信機の周波数に同調されていることは重
要である。
て空中インタフェースで通信を行う。種々の基地局と遠隔局との間での伝送が互
いに干渉するのを防止するためにこれまでに種々の手法が採用されてきた。
当てられ、その周波数を用いて、遠隔局との通信を行い、1つの基地局からの伝
送が隣接する基地局からの伝送と干渉しないようにしている。加えて、複数の遠
隔局各々と特定の基地局との間の伝送が互いに干渉しあうのを防止するために、
周波数分割多元接続(FDMA)と時分割多元接続(TDMA)が採用されてき
た。FDMAを用いた無線通信システムでは、各遠隔局には特定の周波数が割当
てられ、その周波数によって基地局との通信を行う。TDMAを用いたシステム
では、基地局は1フレーム中の特定のタイムスロット或いは複数のタイムスロッ
トを各遠隔局に割当てる。ある遠隔局では同じ周波数の、しかし異なるタイムス
ロットを用いて基地局を通信することができる。
DMA方式に従えば、各遠隔局には、他の局に割当てられた符号ワードとは直交
する特定のデジタル符号ワードが割当てられる。隣接する基地局は、メッセージ
がどの遠隔局に対して宛てられたものかを指示する同じ周波数の、しかし異なる
デジタル直交符号ワードを用いて遠隔局と通信を行いそのメッセージを交換する
ことができる。
せ、或いは、他の方式を採用しようと、遠隔局が通信を望むその領域でサービス
を提供する基地局に時間と周波数で同期されることは重要である。即ち、遠隔局
の局部周波数基準が基地局の搬送周波数に同調されていなければならず、その遠
隔局の局部時刻基準は基地局の時刻基準に同期されていなければならない。周期
的同期信号は、この目的のため、通常は基地局から遠隔局に送信される。
同期のために、基地局の搬送周波数は、時々周波数修正バースト(FCB)と同
期バースト(SB)で変調されて周波数同期信号を形成する。基地局の搬送周波
数はガウシアン最小シフトキーイング(GMSK)を用いたFCBで変調される
のが典型的である。典型的なFCBは148シンボルのシーケンスであり、各シ
ンボルはゼロであり、これが変調後には純粋な正弦曲線の信号に変換される。そ
の結果えられる周波数同期信号の周波数は、従って、1/4THzに等しくなる 。ここで、Tは正弦曲線の信号のシンボル持続期間を表し、その正弦曲線の信号
の周期当たり4つのシンボルがある。Tは典型的には48/13マイクロ秒(μ
sec)であり、その結果、周波数同期信号は約67.7KHzの周波数をもつ。F
CBは最初の4回の間、10フレーム毎に繰り返され、その後、5回目の間には
、11番目のフレームで繰り返される。このフレームシーケンスはその後、無限
に繰り返され、遠隔局と基地局との間の同期を保持する。
トに同期することができる。この大雑把な時間の同期は、典型的にはFCB後の
8つのバーストに位置するSBを確認し、それが搬送する情報をデコードするに
は十分である。それから、SBをデコードすることにより得られる情報は遠隔局
の局部周波数基準を精密に基地局の搬送周波数に同調させ、その遠隔局の局部時
刻基準を基地局によって割当てられたタイムスロットに調整するために用いられ
る。
の特定の基地局に割当てられた周波数各々において、また、おそらくはその特定
の基地局には割当てられていない周波数のいくつか或いは全てにおいて、パイロ
ットシーケンスの形式で送信する。もし、その周波数が基地局に割当てられたな
ら、対応するパイロットシーケンスはたぶん基地局によって用いられる他の周波
数よりもわずかに大きい電力で送信される。そのパイロットシーケンスによって
変調された搬送波を受信する遠隔局各々はその信号を復調する。その結果、各遠
隔局は自分に宛てられた信号を受信して、同時に異なる搬送波を用いる隣接する
基地局の信号強度を測定することができる。この情報は遠隔局によって用いられ
、どの受信パイロットシーケンスが最大の信号強度をもつのかを決定し、遠隔局
の局部周波数基準がそれに従って適切な搬送周波数に調整される。
ぐに復調された周波数同期信号において検出される。例えば、GSM標準を採用
したシステムにおいて、67.7KHzであることが知られている変調された周 波数同期信号の周波数と受信されベースバンドに復調された周波数同期信号の周
波数との間の差は、遠隔局の局部周波数基準におけるエラーの直接的な尺度であ
る。CDMAを採用したシステムでは、最大強度の送信パイロットシーケンスの
既知の周波数と復調されたパイロットシーケンスの周波数との間の差は、遠隔局
によって、遠隔局の局部周波数基準のエラーの尺度として用いられる。
、遠隔局の局部周波数基準と基地局の搬送周波数との間の周波数の差を評価する
ために数多くの手法が導入されてきた。この評価された周波数の差から、基地局
の搬送周波数が導出可能となる。
る。プリアンブルパターンは、受信信号が正弦の形をもつように送信され、復調
される。その搬送波の周波数及び/或いは位相が評価され、受信信号の個々のス
ペクトル線がフィルタリングによって得られる。そのスペクトル線に関連した周
波数と位相とは線形回帰により決定され、その搬送周波数オフセットはこれらの
値に基づいて評価される。
数同期信号の位相を検出し、線形回帰を用いて検出したパルスから時間位置信号
を導出する認識回路を含む無線伝送システム用の移動無線受信機を開示している
。その無線受信機はまた受信信号に基づいて周波数の偏差を評価する周波数評価
回路を含んでいる。その時間位置信号と周波数偏差信号とは搬送波の周波数を追
跡するのに用いられる。この特許によれば、全FCBは周波数偏差を評価するの
に用いられる。
ットを評価するのに用いられるサンプル数とその対応する計算の数によってかな
り量のメモリが消費される。計算を単純にするために、これらの特許は“位相ア
ンラッピング(phase unwrapping)”、即ち、受信信号の位相変動の範囲を±π
に限定することを開示している。連続するサンプル間の位相差は区間(−π,π
)の外側にあるなら、最も最近に収集されたサンプルが“アンラッピング”され
、即ち、位相が−2π或いは2πだけシフトされ、この位相シフトが追跡され、
例えば、対応するサンプルに関連してメモリに格納される。これによって、さら
に多くのメモリが消費され、その結果、複雑なシステムとなってしまう。
ェアで実現されるのが典型的である。これによって多くの電力が消費される。遠
隔局がアイドルのスタンバイモードにあるときに時間同期が実行されねばならず
、遠隔局はしばしばバッテリで電力が供給されることがあるので、電力消費は考
慮しなけれならない重要なことである。電力消費が大きくなればなるほど、スタ
ンバイ時間として利用可能な時間は少なくなる。
周波数オフセットを評価する簡単な方法が必要とされる。
フセットを評価する方法と装置を提供することである。また、本発明の別の目的
はハードウェアでも実行可能な周波数オフセットを評価する方法と装置を提供す
ることである。
数と受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する方法と装置が
備えられる。その送信機によって送信され、その受信機によって検出される周波
数同期信号のサンプルが収集され、その連続的に収集されたサンプル間で位相差
が計算される。検出改善のために、受信機によって受信された信号が前もってフ
ィルタされる。その位相差は累積された位相差に加算される。連続的に収集され
たサンプルの位相差が計算され、M回、累積された位相差が加算されるまで、累
積された位相差に加算される。そのM回累積された位相差の合計はダンプされて
、その結果、累積された位相差をゼロにする。連続的に収集されたサンプルの位
相差が計算され、その位相差が累積された位相差に加算され、M個の位相差の合
計がN回分ダンプされるまで、M個の位相差の合計がダンプされる。M個の位相
差の合計、N個は夫々重みが付けられ、その重み付けされたN個の合計が加算さ
れて、評価された周波数オフセットを生成する。このようにして、検出された周
波数同期信号における位相変動が補償され、即ち、位相アンラッピングが、位相
シフトを見失わないためのメモリを必要とすることなく、達成される。その評価
された周波数オフセットの精度を判定するために、品質ファクタが評価される。
けられている。本発明はこれによって限定される訳ではなく、異なる標準を採用
する他のタイプの通信システムに適用されることが理解されるであろう。
ムは少なくとも1つの送信機100と少なくとも1つの受信機とを含む。送信機
100と受信機150とは図1においては基地局と移動局として夫々図示されて
いるが、その送信機は多くの方法で、例えば、地上局或いは衛星のリピータとし
て実現され、その受信機は多くの方法で、例えば、固定されたセルラ端末(ワイ
ヤレスローカルループ)として実現されることが認識されるであろう。基地局と
移動局とが図1には図示されており、例示的な目的のためだけに次の説明がなさ
れる。
を行う。各隣接する基地局100は特定の搬送周波数が割当てられ、各基地局1
00は各移動局150に対して特定のタイムスロットを割当てる。
0に同期していなくてはならない。言いかえると、移動局150の局部周波数基
準と時間基準は、基地局100に割当てられた搬送周波数と基地局によって割当
てられたタイムスロットに夫々、同期していなくてはならない。CDMAシステ
ムでは、移動局150は基地局の搬送周波数と送信される符号ワードに同期して
いなくてはならない。
送信する。例えば、GSM標準を採用したシステムにおいて、基地局100はそ
の搬送周波数をFCBで変調して周波数同期信号を形成する。
る搬送波の振幅、搬送周波数、搬送波位相、初期位相を表している。
ベェ アタリウス(Roozbeh Atarius)とクジェル ガスタフソン(Kjell Gusta
fsson)という発明者による“周波数修正バーストを検出する方法及び装置(Met
hod and Apparatus for Detecting a Frequency Correction Burst)”という名
称の係属中の米国特許出願に説明された方法で検出される。なお、その出願はこ
こで参照として組込まれる。ベースバンドにおけるその検出周波数同期信号は複
素数の値をもつサンプルされた信号x(n)として表される。
でき、ここで、Tsはシンボルの持続時間、約48/13μsを表している。φx (n)の代わりに、Fs=1/Ts或いは270.833KHzの率でサンプルす ると、方程式2は
ットΔFは方程式3を
であると仮定できる。FCBの持続時間が相対的に短く典型的には0.546μ
秒であり、従って、搬送波の振幅√Pはフェーディングによってそれほど影響さ
れないので、この仮定はもっともである。方程式4はさらに、初期位相θをゼロ
にセットすることにより単純化できる。
号y(n)は雑音ν(n)を含み、それは
雑音を表している。その位相雑音νφ(n)の分散V{νφ(n)}は
式7は
(ΔF/Fs+1/4)をもつ直線に対応している。従って、その周波数オフセ ットΔFの評価は方程式9の評価に関係づけられる。2π/4という既知のファ
クタを減算すると、この傾きは次のような二乗誤りの合計を最小化することによ
り線形回帰法を用いて評価できる。
尤(ML)評価である。
称、例えば、Ψ={−(N0−1)/2,…,0,…,(N0−1)/2}、ここ で、サンプル数N0は奇数とする、であるように選択することは都合が良い。こ の時刻符号のセットを採用することにより、周波数オフセットΔFは
いる。図2に示されているように、検出周波数同期信号y(n)は検出信号のダ
イナミックレンジを制限するノーマライザ160において正規化され、その正規
化された信号の位相は位相測定ユニット170において決定され、その位相は位
相アンラッピング回路180において、アンラッピングされる。2πn/4とい
う量が加算器185においてアンラッピングされた位相信号φy(n)から減算 され、周波数オフセットe{ΔF0}が周波数オフセット評価回路190におい て評価される。
しかしながら、1つのサンプルがFCBの各シンボルに対して収集され、FCB
が148シンボルをもつことを仮定すると、148個の係数が計算されねばなら
ない。これによって、大容量のメモリと処理資源が消費される。
るメモリ容量は、FCBのN0個のサンプルを各々がM個の位相差をもつN個の グループにグループ化し、その後、各グループの合計を計算することにより削減
される。言いかえると、連続して収集されたサンプル間の個々の位相差よりもむ
しろ、検出周波数同期信号の連続して収集されたサンプル間の位相差のブロック
合計が用いられて周波数オフセットを評価する。これにより、周波数オフセット
の評価に必要とされる計算数が削減される。
る合計は次のように表現される。
ル数N0は、N0=NMである。
ットすることにより近似される。ブロックの位相合計
}は、
要なメモリサイズと処理資源とが削減される。この削減はMのサイズに比例する
。しかしながら、Mを大きくし、かつ、Nを小さくすればするほど、方程式16
の近似は方程式11の結果から離れてしまう。このことは方程式17から理解で
きるが、方程式17はMを大きくし、これによってNを小さくすることによって
、分散V{e{ΔFM}}は大きくなることを示している。従って、Mの選択は 精度とメモリ要求とのトレードオフである。
プルを含むように大きくあるべきである。1つのサンプルがFCBの各シンボル
に対して収集され、FCBが148シンボル長であることを仮定すると、NとM
とはNMが148以下であるように選択されるべきである。例えば、Nが17に
セットされ、Mが8にセットされ、サンプルの総数がNM=136となるのであ
る。これによって、検出誤りの12個の位相サンプルについての余裕が残され、
従って、FCBの外のデータが周波数オフセット評価に用いられないことを保証
する。
法によって得られる他のタイプの周波数同期信号にも適用できる。
サンプル間の位相変動が±πに制限されるように位相アンラッピングを必要とし
ていることである。従来の位相アンラッピングには、±2πだけのサンプルの位
相シフトとその位相シフトを見失わないためのメモリを必要とする。このメモリ
はFCBが検出されたときにはいつでもリセットされるが、そのメモリはFCB
の各サンプルについての位相シフトを格納するのに十分大きくなければならない
。このメモリ必要量を削減するために、線形回帰の手法が変形され、各サンプル
をシフトさせる必要なく位相変動を補償し、メモリにおける位相シフトを追跡す
るようにしている。本発明の第2実施形態に従えば、連続的に収集されるFCB
のサンプル間の位相変動は、この目的のために用いられる。
セット評価を実行することにより、連続的に収集するFCBのサンプル間の位相
変動は補償され、即ち、位相アンラッピングが位相シフトを見失わないためのメ
モリを必要とすることなく、成し遂げられる。この手法が図3に示された装置で
実現される。
から省略されているが、図3の装置は図2に示した装置と類似している。しかし
ながら、加算器185の代わりに、図3に示す装置は差分器200とサム&ダン
プ回路210を含んでいる。さらに、図3に示す装置は位相アンラッパ180を
含んでいない。
間の位相差Δφy(n)は、差分器200において良く知られた方法で計算され る。差分器200は、例えば、ハイパスフィルタによって都合良く実現される。
各位相差はサム&ダンプ回路210によって累積された以前の位相差に加算され
る。
ような加算器とフィルタとによって実現される。あるいは、位相差は、他のデバ
イス、例えば、積分及びダンプ回路、リセット可能な積分器、或いは、ローパス
フィルタによって加算される。M個の位相差が加算されたとき、その合計は“ダ
ンプ”され、即ち、サム&ダンプ回路210によって周波数オフセット評価回路
220へと出力される。
の位相差のグループの重み付けされた合計を計算して、周波数オフセットを評価
し、こうして、位相シフトを見失わないためのメモリを必要とせずに、連続的に
収集された周波数同期信号のサンプル間の位相変動を補償、即ち、位相アンラッ
ピングを実行する。周波数評価回路220は遅延要素D,累積器、及び、係数b k をもつFIRフィルタで実現される。ここで、
る。ここで、
周波数評価回路230が周波数評価回路220の代わりに使用されている以外に
は、図3に示す装置と類似している。周波数評価回路230は遅延要素D、係数
c0,c1,……,cN-2,cN-1をもつFIRフィルタで実現される。図4Aから
分かるように、周波数オフセット評価回路230は周波数評価回路220より単
純なデバイスである。
価されるのかを示している。この評価、例えば、雑音やフェーディングなどに影
響を及ぼす異なる障害がある。もし、評価された周波数オフセットが正確ではな
いなら、移動局の局部周波数基準が基地局の搬送周波数に正しくは同期されない
であろう。従って、評価された周波数オフセットの精度を決定でき、もし、必要
であるならそれを調整できることは重要である。
現されているように分散を用いることである。しかしながら、これにはSNRの
知識を必要とする。
備えられる。第3の実施形態に従えば、評価された周波数オフセットの精度を示
す品質ファクタδが評価される。評価された品質ファクタe{δ}が、例えば、
M個の位相差ずつを合計したN個の合計各々と評価された周波数オフセットe{
ΔFM}との間の差の絶対値を次のように加算することにより、計算される。
e{δ}はゼロとなるべきである。何らかの偏差は雑音及び/或いは評価誤差が
あることを示している。従って、評価された品質ファクタe{δ}の値が小さけ
れば小さいほど、評価された周波数オフセットはより正確である。
、図4Aに示される装置と同じである。品質ファクタ評価回路240は、上述し
た方程式23に従って品質ファクタの評価e{δ}を計算する。もし、その評価
された品質ファクタe{δ}が、評価された周波数オフセットが十分に正確では
ないことを示す、即ち、その評価された品質ファクタが前もって構成された閾値
より大きいなら、その評価された周波数オフセットは調整、例えば、再計算され
る。
評価された周波数オフセットとの差であるN個の値を計算するN個の減算器と、
N個の差の値の絶対値を計算するN個の絶対値回路と、N個の絶対値を加算して
評価された品質ファクタe{δ}を生成する加算器でもって、実現される。図示
と説明との簡単さのために周波数オフセット評価回路230からは分離している
ように示されているが、品質ファクタ評価回路240と周波数オフセット評価回
路230とは1つのデバイス結合されることが理解されよう。
ンプルが用いられるべきである。本発明の第4実施形態に従えば、受信信号が周
波数選択フィルタで前もってフィルタされてFCBに対応する周波数バンドを選
択して雑音からFCBを区別し、信号雑音比を改善する。
の周波数は約67.7KHzである。受信周波数同期信号の周波数は、基地局の 搬送周波数と移動局の局部周波数基準との間の同期がないために67.7KHz からづれるかもしれない。許容できる周波数ずれ量は、移動局の検出器の内部水
晶発振器の精度に依存している。例えば、この水晶の精度がGSMの900MH
zバンドにおいて、±16parts per million (ppm)であると仮定すれば、受信周
波数同期信号において、最大±14.4KHzの周波数オフセットがありえる。 従って、理論的には、周波数の選択フィルタのバンド幅は67.7KHzの周り に最大±14.4KHzに、即ち、53.3KHzから82.1KHzにセットさ れ、バックグランド雑音を抑制する。代表的な実施形態に従えば、例えば、おお
よそ0.05Fsに対応して、67.7KHzの周りに±13KHzの、少し狭い バンド幅が便宜的に用いられる。
例えば、コードレステレフォニシステム(CTS)を用いたシステムに関し、周
波数のずれは、移動局とホーム基地局の周波数エラーとが加わるために、GSM
標準を用いたシステムのそれの2倍となるかもしれない。従って、最大±28.
8KHzの周波数ずれがCTS標準を採用したシステムでは許容される。そのよ うなシステムにおけるフィルタバンド幅は従って理論的には送信周波数同期信号
の周波数の周りに最大±28.8KHzであるように選択される。実際に選択フ ィルタを実現するとき、便宜的に、そのバンド幅はおおよそ0.1Fsに対応し て、送信周波数同期信号の周波数の周りに±27KHzであるように選択される 。
ーパスフィルタにかけられる。このシフトは受信周波数同期信号の同相成分と直
交成分とを、実数と虚数領域において{−1,0,−1,0}のシーケンスであ
るexp(−2πjn67.7/270.833)によって乗算することにより、実現される
。
び直交成分を表しており、即ち、y(n)=yI(n)+jyQである。従って、
そのシフトはyI(n)とyQの符号を変え、それから、これらの成分を結合する
ことにより実行される。
は、LPフィルタ165とシフタ162とを追加する以外には、図4Bに示す要
素と同じである。さらに、図4Cは図4Bからは省略されているノーマライザ1
60と位相測定回路170とを示している。
でシフトされる。シフタ162は方程式24に従って正規化された周波数同期信
号をシフトし、例えば、乗算器のようなもので実現される。シフトされた信号は
LPフィルタ165でローパスフィルタされ、フィルタされた信号yLP(n)の
位相φyLP(n)がそれから位相測定回路170で測定される。この時点から、 図4Aと4Bとを参照して上述したように周波数オフセットとその品質ファクタ
とが評価される。
にある雑音を低減することにより、SNRを改善する。理論的には、その雑音は
注目する周波数バンドの外側でゼロに低減され、SNRは、GSM標準とCTS
標準とを夫々採用したシステムにおいて、10log(0.5/0.05)=1
0dB、10log(0.5/0.1)=7dBだけ増加する。従って、SNR
は方程式7の仮定をもっともなものとするのに十分である。実際の所、雑音がゼ
ロに低減されるのではないが、その雑音低減は所望のSNRを得るには依然とし
て十分である。
を与え、従って、線形回帰の結果にも影響を与えることができる。しかしながら
、白色雑音をもつという仮定は、フィルタのバンド幅が相対的に大きく、例えば
、注目している周波数バンドよりも数キロHz大きいなら、依然として妥当なも のである。
る。その方法はステップ500で始まり、そのステップでは受信信号が周波数同
期信号の検出を改善するために前もってフィルタされる。次に、ステップ510
では、検出周波数同期信号のサンプルが収集される。ステップ520では連続す
るサンプルが収集される。ステップ530では、連続的に収集されたサンプル間
の位相差が計算される。次に540では、その位相差が他の累積位相差に加算さ
れる。ステップ550では、M個の位相差が加算されたかどうかの判断がなされ
る。もし、まだその加算がなされていないなら、処理はステップ520に戻る。
もし、M個の位相差が加算されたなら、M個の位相差の合計がステップ560で
ダンプされる。次に、ステップ570では、M個の位相差の合計がN個ダンプさ
れたかどうかの判断がなされる。もし、まだそのダンプがなされていないなら、
処理はステップ510に戻り、新しいサンプルが収集される。もし、そのダンプ
がなされたなら、N個の合計がステップ580で加算される。代表的な実施形態
に従えば、このステップは、例えば、線形回帰を用いてN個の合計の重み付け平
均を計算することにより実行され、その結果が評価された周波数オフセットであ
る。
この処理は周波数オフセットが評価された後に開始される。ステップ590では
、Mで重み付けられた評価された周波数オフセットは、M個の位相差の合計N個
各々から減算されてN個の差分を生み出す。次に、ステップ600では、N個の
差分の絶対値が計算される。最後に、ステップ610では、N個の絶対値が加算
されて評価された品質ファクタを生成する。
ートされた結果が図6A〜9D、及び、図10A〜11Dに夫々、図示されてい
る。次のシミュレーションにおける適用可能な伝送経路は、典型的な都市の経路
(Typical Urban channel)である。移動局と基地局との間の数多くの障害に依 存して、その伝送経路は典型的な都市(Typical Urban)型であるか、レーレイ (Rayleigh)型である。レーレイ(Rayleigh)型経路は移動局が郊外の地域にあ
るときに典型的に用いられる。
局の通常の速度は毎時110〜250km/hである。これは高速道路上を移動
する自動車か高速列車にある移動局に対応している。郊外の地域で数多くの障害
が増加すると、レーレイ(Rayleigh)フェーディングの妨害因子が増加し、レー
レイ(Rayleigh)型経路の代わりに典型的な都市の経路(Typical Urban channe
l)が用いられる。典型的な都市の経路(Typical Urban channel)を用いた移動
局の通常の速度は3〜50km/hである。これは都市の地域を歩く人によって
用いられるか、町の道路を走行している自動車によって用いられる移動局に対応
している。
典型的な都市の経路(Typical Urban channel)の両方に関して3km/hであ ることが仮定されている。これは3km/hの速度で郊外地域を移動する移動局
に対応している。
なものである。それゆえに、ただ1つの場合だけを以下に説明する。次のシミュ
レーションでは、速度が3km/hの典型的な都市の経路(Typical Urban chan
nel)を用いた移動局についての結果について説明する。なぜなら、これが難し いシナリオを表しているからである。
及びプリフィルタリングを夫々、用いた周波数オフセット評価の誤り確率を図示
している。これらの結果の統計的な不確実性は、1000回のシミュレーション
を実行することにより低減された。
についての誤り確率が示されている。各図には5つの異なる曲線が示されており
、これらの曲線は上から下に、50Hz、100Hz、200Hz、400Hz、8
00Hzの評価誤差をもつ確率を夫々、表している。
周波数オフセットを評価するために線形回帰を用いる方が従来の技術を用いるよ
りも小さくなる。図6Cに示されているように、従来の技術において前もってフ
ィルタリングをすることを含めても、線形回帰を用いて得たほどの良い結果はで
ない。図6Aと6Bとを比較するなら分かるように、本発明に従う変形線形回帰
法は、線形回帰法と同じくらい良い結果がでている。
には、図6A〜6Dと類似している。図7A及び7Bを図7C及び7Dと比較す
ることから、線形回帰を用いて周波数オフセットを生み出すことはこのSNRで
従来技術を用いて同様のことを行うよりも良い結果を生み出すことが明らかであ
る。さらに、図7Aと7Bとの比較から、本発明に従う変形線形回帰法によって
も基本的な線形回帰法と同様の良い結果を生み出すことは明らかである。
ΔFが15KHzを超えるときに周波数オフセット評価の性能は劣化することが 示される。しかしながら、上述のように、周波数オフセットΔFは、±16pp
mの精度をもつ水晶をもつGSM900を用いるシステムでは±14.4KHz を越えることはない。
ムでも同様の結果が生じている。図6A〜6Dのように、図8A〜8Dは、本発
明に従う基本的な線形回帰、変形線形回帰、従来の方式、及びプリフィルタリン
グを伴う従来の方式を夫々用いた周波数オフセット評価の誤り確率を図示してい
る。図8A〜8Dには、約7.5dBのSNRをもつシステムについての誤り確
率が示されている。図9A〜9Dは、適用可能なSNRが約11dBである以外
には図8A〜8Dに類似している。
の結果は従来の技術によって得た結果よりも良いものであり、本発明に従う変形
線形回帰法は、基本的な線形回帰法によるのと同様に良い結果をもたらす。
CTS標準を用いるシステムとGSM標準を用いるシステムの比較において、よ
り高い周波数オフセットに関してはわずかに改善がある。しかしながら、CTS
標準を用いるシステムとGSM標準を用いるシステムとを比較した周波数オフセ
ット評価の性能では、わずかながら全体的な劣化があることも明らかである。
S標準を用いるシステム夫々について、品質ファクタ評価の代表的な結果を図示
している。図10Aと11A、図10Bと11B、図10Cと11C、図10D
と11Dについての適用可能なSNRは夫々、7.5、11、15、20dBで
ある。統計的な不確実性のために、各シミュレーションは200回繰り返された
。
てプロットされる。ここで、“+”は検出周波数同期信号について評価された品
質ファクタを表し、“〇”はFCB以外の信号についての評価された品質ファク
タを表している。これらのシミュレーションの目的のために、検出周波数同期信
号についての周波数オフセットは7KHzに設定された。
δ}は小さい値と小さい分散とをもつ。これとは反対に、評価された品質ファク
タe{δ}の分散と値とは“〇”があるところで大きい。それゆえに、閾値を定
義することによって、検出周波数同期信号と他の信号についての評価された品質
ファクタは2つの異なるクラスタに分離される。図10A〜10Dと図11A〜
11Dとを比較することから分かるように、これらのクラスタは、GSM標準を
用いたシステムでは、CTS標準を用いたシステムよりも互いに近接している。
しかしながら、評価された品質ファクタe{δ}は、CTS標準を用いたシステ
ムのほうが、GSM標準を用いたシステムよりも大きな分散をもっている。
価された周波数オフセットΔFが、検出する周波数同期信号がない時でさえも、
検出器の許容範囲にあることも示されている。従って、周波数オフセットΔFの
もっともな値は、信号が周波数同期信号であるかどうかを示すことには信頼する
ことはできない。それゆえに、品質ファクタが、検出信号が周波数同期信号であ
るかどうかを決定する上で、たいへん重要である。
するためのメモリ要求は、復調周波数同期信号を各グループ内がM個の位相差か
らなる多数のNグループに分割することにより、削減される。また、これによっ
て位相アンラッピングの必要が避けられ、従って、さらにメモリ要求を削減する
ことができる。周波数同期信号は検出を改善するために前もってフィルタされる
。上述した方程式によって表現される全ての差分、加算、フィルタリングなどは
、例えば、ASICチップにおいて実行される。メモリ要求を削減することによ
り、本発明は電力消費を削減するハードウェアにおいて実現される。
同期に関しては特に重要であるが、本発明はまた、移動局或いは何らかの他のタ
イプの遠隔局と、基地局との間における同期を維持することにも適用可能である
。このことは、同期を混乱させる周波数オフセットがいくつかの理由、例えば、
周囲温度の違い、システム要素の経年劣化、ハンドオフなどのために生じ得るの
で重要である。
者にとって、本発明がその本質的な特性から逸脱することなく他の具体的な形で
実施され得ることが認識されよう。例えば、本発明は、他の通信システム、或い
は、同期のために変調された周期信号を採用した何かのシステムにも適用可能で
ある。上述された実施形態は、それゆえに、全ての点において説明の例であると
考えるべきであり、これによって本発明を限定するものとして考えられるべきで
はない。
かになるが、その図面では同様な参照記号が同様な構成要素を指示しており、そ
の図面は次の通りである。
評価する代表的な装置を示す図である。
評価する代表的な装置を示す図である。
ある。
価する代表的な装置を示す図である。
、
いた評価誤り確率を示す図である。
、
波数オフセット評価技術を用いた評価誤り確率を示す図である。
数オフセットの関数として評価された品質ファクタを示す図である。
数オフセットの関数として評価された品質ファクタを示す図である。
Claims (18)
- 【請求項1】 少なくとも1つの送信機と少なくとも1つの受信を含む通信シ
ステムにおいて、前記送信機の搬送周波数と前記受信機の局部周波数基準との間
の周波数オフセットを評価する方法であって、 a)前記送信機によって送信され前記受信機によって検出される周波数同期信
号の連続するサンプル間の位相差を判断する工程と、 b)前記位相差を累積された位相差に加算する工程と、 c)累積された位相差にM回加算が行われるまでa)〜b)の工程を繰り返す
工程と、 d)前記M回累積された位相差の合計をダンプして、その結果、累積された位
相差をゼロにする工程と、 e)M回累積された位相差の合計がN回分ダンプされるまで、a)〜d)の工
程を繰り返す工程と、 f)前記評価された周波数オフセットを生成するために、前記M回累積された
位相差の合計をN個加算する工程とを有することを特徴とする方法。 - 【請求項2】 前記合計をN個加算する工程は、 前記N個の合計各々に重みをつけ、 前記重みをつけられた合計をN個加算することを特徴とする請求項1に記載の
方法。 - 【請求項3】 前記合計をN個加算する工程は、前記合計のN個の重み付け平
均を計算することを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項4】 前記合計をN個加算する工程は、線形回帰を用いて実行される
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項5】 前記合計をN個加算する工程は、前記検出された周波数同期信
号における位相変動を補償することを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項6】 前記合計をN個加算する工程は、位相のアンラッピングを行う
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項7】 i)前記評価された周波数オフセットの精度を決定する品質フ
ァクタを評価する工程をさらに有することを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項8】 前記品質ファクタを評価する工程は、 前記M回累積された位相差の、N個の合計各々と前記評価された品質ファクタ
との間のN個の差分を夫々計算する工程と、 前記N個の差分の絶対値を計算する工程と、 前記評価された品質ファクタを生成するために前記N個の絶対値を加算する工
程とを含むことを特徴とする請求項7に記載の方法。 - 【請求項9】 前記受信機によって受信される信号に前もってフィルタをかけ
る工程をさらに有することを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項10】 少なくとも1つの送信機と少なくとも1つの受信を含む通信
システムにおいて、前記送信機の搬送周波数と前記受信機の局部周波数基準との
間の周波数オフセットを評価する装置であって、 前記送信機によって送信され前記受信機によって検出される周波数同期信号の
連続するサンプル間の位相差を計算する差分器と、 前記位相差を累積された位相差に加算する加算器であって、連続するサンプル
の位相差が計算されて、M回累積された位相差が加算されるまで累積された位相
差に加算され、その時点で前記加算器が前記M個の位相差の合計をダンプして、
その結果、累積された位相差をゼロにする加算器と、 M個の位相差のダンプされた合計を受信する周波数オフセット評価回路とを有
し、 前記差分器は連続するサンプルの位相差の計算を続け、前記加算器はM個の位
相差の合計がN回分ダンプされるまで位相差の累積と加算と、M個の位相差の合
計をダンプすることを続け、その時点で前記周波数オフセット評価回路は前記評
価された周波数オフセットを生成するために、前記M回累積された位相差の合計
をN個加算することを特徴とする装置。 - 【請求項11】 前記周波数オフセット評価回路は、前記合計のN個各々に重
みをつけ、前記重みをつけられた合計をN個加算することによって前記合計をN
個加算することを特徴とする請求項10に記載の装置。 - 【請求項12】 前記周波数オフセット評価回路は、重み付け平均を計算する
ことによって前記合計をN個加算することを特徴とする請求項10に記載の装置
。 - 【請求項13】 前記周波数オフセット評価回路は、線形回帰を用いて前記合
計をN個加算することを特徴とする請求項10に記載の装置。 - 【請求項14】 前記周波数オフセット評価回路は、前記検出された周波数同
期信号における位相変動を補償することを特徴とする請求項10に記載の装置。 - 【請求項15】 前記周波数オフセット評価回路は、前記合計をN個加算する
ことによって位相のアンラッピングを行うことを特徴とする請求項10に記載の
装置。 - 【請求項16】 前記評価された周波数オフセットの精度を決定する品質ファ
クタを評価する品質ファクタ評価回路をさらに有することを特徴とする請求項1
0に記載の装置。 - 【請求項17】 前記品質ファクタ評価回路は、 前記M回累積された位相差の合計N個各々と前記評価された品質ファクタとの
間のN個の差分を夫々計算するN個の減算器と、 前記N個の差分の絶対値を計算するN個の回路と、 前記評価された品質ファクタを生成するために前記N個の絶対値を加算する加
算器とを有することを特徴とする請求項16に記載の装置。 - 【請求項18】 前期受信機によって受信される信号は前もってフィルタがか
けられることを特徴とする請求項17に記載の装置。
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