CN1120571C - 用以估计频偏的方法和装置 - Google Patents

Abstract

在包含至少一发送器和至少一接收器的通信系统中，发送器的载频和接收器本地频率基准之间的频率偏移被估计。相继收集的由发送器发送的和由接收器检测的频率同步信号样本之间的相位差被计算。此相位差被加到累加相位差上。相继收集的样本之相位差被计算并加到累加相位差上，直到M个累加相位差被相加完毕。M个相位差之和被转储，置累加相位差的结果为零。相继收集的样本的相位差被计算，加相位差到累加相位差上，并且M个相位差之和被转储直到M个相位差之N个和被转储完。相加M个相位差的N个和以得到估计的频偏。

Description

用以估计频偏的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及估计频偏的方法和装置，更具体地，本发明涉及估计通信系统中发送器的载频和接收器本地基准频率之间的频偏方法和装置。

背景技术

在任何的通信系统中，接收器与发送器同步非常重要，以使发送器和接收器之间消息能成功地交换。在无线通信系统中，特别是为优化接收，接收器调谐到发送器的频率上时则更为重要。

在典型的无线通信系统中，远端站经空中介面与一个或多个基站通信。不同的方法已被采用以防止不同基站与远端站间传送的相互干扰。

在某些无线通信系统中，相邻基站各自赋以不同的载频，用此载频与远端站通信使得一个基站的发送不干扰相邻基站的发送。另外，为防止各个远端站和特定基站之间发送相互不干扰，已经采用了频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)。在采用FDMA的无线通信系统中，每个远端站赋以一特定的频率，用这个频率与基站通信。在采用TDMA的系统中，基站分配帧中的一个或多个特定时隙(time slot)给各个远端站。某些远端站能使用同一频率但不同的时隙与基站通信。

在另一些无线通信系统中，采用了码分多址(CDMA)的方法。按照CDMA方法，每个远端站赋予特定的数码码字，它与赋给其它站点的码字正交。相邻基站能使用同样频率与远端站交换消息，但使用不同的数码正交码字以指示消息打算送到那个远端站。

不管是采用FDMA，TDMA，CDMA及这些方法的结合，或是采用某些其它方法的无线通信系统，对于远端站重要的是时间和频率要同服务于此区域想要与其通信的基站同步。换言之，远端站的本地频率基准必须调谐到基站的载波频率，并且远端站的本地时间基准必须与基站的时间基准同步。为此目的，通常周期性的同步信号从基站发送给远端站。

在采用欧洲全球移动通信系统(GSM)标准的系统中，为了初始同步，基站的载频间或采用频率校正突发脉冲串(FCB)和同步突发脉冲串(SB)来调制，以形成频率同步信号，基站的载频通常使用高斯滤波最小频移键控(GMSK)的FCB来调制。典型的FCB是148个符号的序列，每个符号一个零，这在调制以后变换为完全正弦信号。于是作为结果的频率同步信号的频率等于1/4THz，这里的T表示正弦信号的符号持续时间，并且正弦信号的每周期有4个符号。T一般为48/13微秒(μsec)，因此频率同步信号的频率大约67.7KHz对于最早的4次FCB每第10帧重复，而对于第5次，FCB在第11帧重复。而后这个帧序列无限重复，以维护远端站与基站间的同步。

根据FCB中的信息，远端站能初步将本身与分配给它的时隙同步。此初步的时间同步足够定位SB，它通常处于FCB后面8个突发脉冲串，以及足够用以解码其所携带的信息。解码SB所得到的信息则用于细调远端站的本地频率基准到基站的载波频率上，并将远端站的本地时间基准调整到基站分配给它的时隙上。

在采用CDMA的系统中，每个基站，例如以每个分配给此特定基站的频率的导频序列和未分配给此特定基站的可能的某些或全部频率的导频序列的形式，发送频率同步信号。如果该频率已经分配给此基站，相应的导频序列可以比被此基站使用的其它频率具有更强的功率。接收被导频序列调制的载频的每个远端站解调此信号。结果，每个远端站能够接收为它设计的信号，并同时量测使用不同载频的相邻基站的信号强度。此信息由远端站使用以确定那个收到的导频序列具有最强的信号强度，并且远端站的本地频率基准相应地调整到此合适的载频。

远端站的本地频率基准和基站载波频率之间的任何频率差，很容易在解调的频率同步信号中被检测到。例如，在采用GSM标准的系统中，在已知为67.7KHz的被调制频率同步信号频率和接收的对基带解调的频率同步信号频率之间的差，是远端站本地频率基准的直接误差度量。在采用CDMA的系统中，传送导频序列最强的已知频率和解调的导频序列频率之间的差值被远端站用做远端站本地频率基准中的误差量度。

一些考虑因调制在发送的频率同步信号中可能出现的相位变化的方法已经被介绍，用以估计远端站的本地频率基准和基站载频之间的频率偏差。根据此估计的频偏，基站的载频可被导出。

例如，Hespelt等人在美国专利4,847,872中公开一种方法和安排，用于数字传送系统中同步接收机。一开场性的模式(pattern)被传送并被解调以使收到的信号具有余弦形状，载频的频率和/或相位被估算出，并且收到信号的各个谱线通过滤波可以得到。与谱线相关的频率和相位通过线性回归而被确定，而且载频的偏移根据这些量值而被估算出来。

Frank在美国专利5,416,800中公开用于无线传输系统的移动式无线接收机，其中包含有识别电路，用来检测含有FCB的频率同步信号的脉冲并使用线性回归，从检测的脉冲中导出时间位置信号。无线接收机还包含根据接收的信号估算频率偏移的频率估算电路。时间位置信号和频率偏移信号用于跟踪载波的频率。按照此专利，全部FCB被用以估算频率偏移。

在这两个专利中所描述的方法都存在同样的问题，也就是，采样和相应的用以估计频偏的计算要消耗相当大量的存储容量。为简化计算，这些专利公开了“相展开”，即限制接收信号中相位变化范围在±π之间。如果连续采样之间的相位差异超出(-π，π)间隔，最新收集的采样被“展开”，也就是，相移-2π或2π，并跟踪此相移，例如，存储在与相应采样相关的存储器中。这就消耗更多的存储器及造成系统复杂。

由于其巨大的存储器需求，这些专利中描述的方法通常用软件实现。这就要消耗大量的功率。因时间同步必需在远端站处在空间待机方式下才被执行，而远端站经常是用电池供电，功率消耗是一要考虑的重要问题。功率消耗越大，可得到的待机时间越短。

发明内容

于是需要一种用以估算频偏的简单方法，它消耗最少的功率和存储器容量，并能克服上面所述的缺点。

本发明的一个目的是提供一种用以估计频偏的方法和装置，它消耗最少的功率和存储器容量。本发明仍有另一目的是提供用以估计频偏的方法和装置，它能够以硬件来实现。

根据本发明的一典型实施例，提供一方法和装置，用以估算通信系统中发送器发送的载频和接收器本地频率基准间的频率偏移。由发送器发送的和由接收器检测到的频率同步信号的连续采样被收集，并且相继收集的样本之间的相位差被计算。由接收器接收的信号可被预滤波以改善检测。相位差被加到累加相差上。相继收集的样本的相位差被计算并被加到累加相位差上，直到M个累加相位差已被相加。M个相位差之和被转储，累加相位差的结果置为零。相继收集的样本的相位差被计算，相位差被加到累加相位差上，以及M个相位差之和被转储，直至M个相位差的N个和被转储空。M个相位差的N个和每个被加权，并且加权的N个和被相加以产生估计的频偏。按此方式，检出的频率同步信号中的相位变化被补偿，也就是获得了相展开，而不要求存储器以保持跟踪相移。为确定估计的频偏的精度，一质量因子可被估计出。

附图说明

通过结合附图阅读此说明，本发明的特点，目的，以及优点将会很清楚。图中同类的参考号表示同类的元件，其中：

图1给出一典型通信系统，在其中本发明可被实现；

图2给出一使用线性回归以估计频偏的典型装置；

图3给出一使用按本发明第一实施例修改的线性回归以估计频偏的典型装置；

图4A给出一使用按本发明第二实施例修改的线性回归以估计频偏的典型装置；

图4B给出一按本发明第三实施例以估计质量因子的典型装置；

图4C给出一包括按照本发明第4实施例的预滤波以估计频偏的典型装置；

图5A给出一按照本发明以估计频偏的典型方法；

图5B给出一按照本发明以估计质量因子的典型方法；

图6A-6D及7A-7D给出在采用GSM标准的系统中使用不同频偏估计技术估计误差概率；

图8A-8D及9A-9D给出在采用无绳电话系统(CTS)标准的系统中使用不同频偏估计技术估计误差概率；

图10A-10D给出在采用GSM标准的系统中在不同的信噪比下，估计的质量因子与估计的频偏的关系；和

图11A-11B给出在采用CTS标准系统的系统中在不同信噪比估计的质量因子与估计的频偏的关系。

具体实施方式

为说明的目的，以下的描述直接针对采用GSM标准的无线通信系统，但应了解，本发明并非限制于此，而可用于采用不同标准的其它类型的通信系统。

图1给出一典型通信系统可在其中实现本发明。此系统包含至少一发送器100和至少一接收器150，虽然在图1中发送器110和接收器150分别被描绘为一基站和一移动站，应被理解成发送器能以许多方式来完成，例如能作为陆地或卫星转发器，并且接收器也能以许多方式来完成，例如，能作为固定的蜂窝终端(无线本地环路)。描绘在图1中并在下面说明的基站和移动站仅为了说明的目的。

基站100和移动站150通过无线空中介面125通信。每个相邻基站100被分配给一特定的载频，并且每个基站100向每个移动站150分配指定的时隙。

为与基站100通信，移动站150必须与基站100时间和频率同步。换言之，移动站150的本地频率基准和时间基准，必需分别与分配给基站100的载频和由基站分配的时隙同步。在CDMA系统中，移动站150必须与基站的载频和发送的码字同步。

为了同步移动站150，基站100发送频率同步信号到基站。例如，在采用GSM标准的系统中，基站100以FCB调制它的载频以形成频率同步信号。

被调制的频率同步信号Xc(t)可表示成： $x_c\left(t\right)=\sqrt{P}\cos ({\mathrm{\Ω}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_c\left(t\right)+\mathrm{\θ}),---\left(1\right)$ 式中，

，Ω_ct，φ_c(t)和θ分别代表在时间t的载频振幅，载频频率，载频相位和起始相位。

移动站150以任何合适的方式接收并解调发送的频率同步信号X_c(t)。例如，频率同步信号可按标题为“检测频率校正突发脉冲串的方法和装置”申请的共同未决美国专利中描述的方式来检测，上述专利以Roozbeh Atarius和KjellGustafsson名字，与本申请同时提交，并在这里引为参考。检出的基站频率同步信号可表示成复数值的样本信号x(n)： $x\left(n\right)=\sqrt{P}\exp \left\{j({\mathrm{\φ}}_x\left(n\right)+\mathrm{\θ})\right\}\∀n\∈\mathrm{\Ψ}---\left(2\right)$ 式中φ_x(n)代表基带信号x(n)的相位，而Ψ指的是对应于FCB的一组离散时间标志，n_o，n_o+1，...，n_o+N_o-1，而N_o表示FCB中样本的总数。

对于FCB，载频相位φ_c(t)可被写成 ，这里Ts表示符号持续时间，近似等于48/13_μs，代换φ_x(n)，并以速率Fs＝1/Ts或270.833KHz采样，等式2能写作： $x\left(n\right)=\sqrt{P}\exp \left\{j(\frac{\mathrm{\π}}{2}n+\mathrm{\θ})\right\}\∀n\∈\mathrm{\Ψ}---\left(3\right)$

移动站的本地频率基准和基站载频之间的任何频偏ΔF使等式3变为： $x\left(n\right)=\sqrt{P}\exp \left\{j\right(2\mathrm{\πn}(\frac{\mathrm{\ΔF}}{F_s}+\frac{1}{4})\left)\right\}\∀n\∈\mathrm{\Ψ}---\left(4\right)$

为简化等式4，调制的频率同步信号的载频幅度可假定为常数。这种假定是合理的，因为FCB的持续时间比较短，通常只有0.546μsec，因而载频幅度

不会受衰落的明显影响。等式4通过设定初始相位θ为零而被进一步简化。

等式4的信号模型没有考虑噪声。实际接收的频率同步信号y(n)包含噪声v(n)，它可表示成：

      y(n)＝x(n)+v(n)                             (5)复数值表示的噪声v(n)可写成：

      v(n)＝v₁(n)+jv_Q(n)                          (6)式中v_I(n)和v_Q(n)分别代表同相和正交噪声分量。噪声v(n)可假定是具有高斯分布的白噪声，v(n)∈N(0，δ_v ²)这样分量v_I(n)和v_Q(n)都是具有方差

的实数值，并假定为不相关的。

对于信噪比(SNR)等于P/δ_v ²＞＞1时，等式5中的信号模型可被写成：

            φ_y(n)＝φ_x(n)+v_φ(n)，      (7)式中φ_y(n)表示初始相位θ设置为零的实际接收的信号y(n)的相位，而v_φ(n)表示零均值高斯相位噪声。相位噪声v_φ(n)的方差V{V_φ(n)}可表 $V\left\{v_{\mathrm{\φ}}\left(n\right)\right\}=\frac{{\mathrm{\σ}}_v^2}{P}=\frac{1}{\mathrm{SNR}}.---\left(8\right)$ 假定在实际接收的信号y(n)中存在频偏ΔF，等式7被重写为： ${\mathrm{\φ}}_y\left(n\right)=2\mathrm{\πn}(\frac{\mathrm{\ΔF}}{F_s}+\frac{1}{4})+v_{\mathrm{\φ}}\left(n\right),---\left(9\right)$

这相当于具有白噪声斜率为 $2_{\mathrm{\π}}(\frac{\mathrm{\ΔF}}{\mathrm{Fs}}+\frac{1}{4})$ 的直线，因此，频偏ΔF的估计依赖于等式9的估计。减去已知因子2_π/4，通过使下列平方差之和为最小，采用线性回归方法，此斜率能被估计： $\mathrm{\Λ}=\underset{\∀n\∈\mathrm{\Ψ}}{\mathrm{\Σ}}{[\mathrm{\φ}\left(n\right)-2\mathrm{\πn}\frac{e\left\{\mathrm{\ΔF}\right\}}{F_s}]}^2---\left(10\right)$ 这里的e{ΔF}表示估计的频偏而φ(n)＝φ_y(n)-2_πn/4。如果噪声v_φ(n)是高斯的，此估计是最大似然(ML)估计。

时间标志集Ψ与初始时间n_o的选择有关，方便的是选择n_o使标志集Ψ为不对称，例如：

          Ψ＝{-(N₀-1)/2，...，0，...，(N₀-1)/2}

这里样本数目N₀是奇数，依靠使用此时间标志集，频偏ΔF可按下式估算： $e\left\{{\mathrm{\ΔF}}_0\right\}=\left(\frac{12}{T_s{N}_0(N_0^2-1)}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N_0-1}{2})\mathrm{\φ}\left(k\right)\right)\frac{F_s}{2\mathrm{\π}}---\left(11\right)$ 此估计e{ΔF_o}是无偏向的，并具有方差V{e{ΔF_o}}，这里： $V\left\{e\right\{{\mathrm{\ΔF}}_0\left\}\right\}=\frac{6}{\mathrm{SNR}{T}_s{N}_0(N_0^2-1)}{\left(\frac{F_s}{2\mathrm{\π}}\right)}^2$ $---\left(12\right)$

使用估计e{ΔFo}，基站的载频可被确定，并且移动站的本地频率基准能与此基站同步。

图2给出使用线性回归用以估计频偏的典型装置。如图2所示，检测出的概率同步信号y(n)在规一化器160中被规一化，它限制了检出信号的动态范围，规一化信号的相位在相位测定单元170中被确定，并在相展开电路180中相位被展开。在加法器185中展开的相位信号φ_y(n)减去量2_πn/4，并在频偏估计电路190中估计出频偏e{ΔF_o}。

频偏估计电路190可用具有延迟元件D和系数a_k的有限冲击响应(FIR)滤波器来实现，这里： $a_k=\left(\frac{12}{T_s{N}_0(N_0^2-1)}(k-\frac{N_0-1}{2})\right)\frac{F_s}{2\mathrm{\π}},k=\mathrm{0,1,2}...N_0-1---\left(13\right)$

上面描述过的线性回归技术是能导出好的频偏估计。然而，假定样本是对每个FCB符号收集的，而FCB有148个符号，那么148个系数需要被计算，这就耗费大量存储器和处理资源。

按照本发明的第二实施方案，依靠编组FCB的N₀个样本成为每个M个相位差值的N个组，然后计算这每个组的和能够减少为估计频偏要求的存储器总量。换言之，相继收集检出的频率同步信号的样本之间相位差的块和(block sums)可用于估计频偏，而不是相继收集的样本之间的各自的相位差。这就降低了频偏估计所需的计算量。

分段FCB的相位样本成为不同的块，等式11中的和被表示如下： $\underset{k=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N_0-1}{2})\mathrm{\φ}\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Mi}+j-\frac{N_0-1}{2})\mathrm{\φ}(\mathrm{Mi}+j)---\left(14\right)$ 式中N和M分别是块数和每块中的样本数，样本的总数是N₀＝NM。

等式14的右边通过在 $M_i+j-\frac{N_o-1}{2}$ 中设定 $j=\frac{(M-1)}{2}$ 而做出近似。导出块相位和 ${\mathrm{\φ}}_M\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\φ}(\mathrm{Mi}+j)$ ，等式14可被近似为： $\underset{k=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N_0-1}{2})\mathrm{\φ}\left(k\right)\≈M\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N-1}{2}){\mathrm{\φ}}_M\left(k\right),---\left(15\right)$ 代换此表达式到等式11，频偏ΔF_M可被估计如下： $e\left\{{\mathrm{\ΔF}}_M\right\}=\left(\frac{12M}{T_s{N}_0(N_0^2-1)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N-1}{2}){\mathrm{\φ}}_M\left(k\right)\right)\frac{F_s}{2\mathrm{\π}},---\left(16\right)$

将采样频率F_s/M，采样周期T_sM以及相位和的数目N₀/M代入等式12，估计的频偏e{ΔF_M}的方差V{e{ΔF_M}}可给出如下： $V\left\{e\right\{{\mathrm{\Δ}F}_M\left\}\right\}=\frac{6}{\mathrm{SNR}{T}_s{N}_0(N_0^2-M^2)}{\left(\frac{F_s}{2\mathrm{\π}}\right)}^2----\left(17\right)$

编组和平均M个相位差，减少了为频偏估计所要求的存储器大小和处理资源。减少的程度正比于M的大小。不过，M取的越大N就越小，等式16的近似越偏离等式11的结果。这可从等式17看到，它显示随M的增加及伴随的N的减小，方差V{e{ΔF_M}}增大。所以M的选择要在精度和存储器要求之间作出取舍。

另外，需要的是要选择N和M的值使值N₀＝NM尽可能与FCB的样本总数一致。N₀应足够小以排除FCB之外的样本，同时又要足够大以包含FCB的尽可能多的样本。假定对每个FCB的符号收集一个样本，而FCB是148个符号的长度，N和M应选得使NM小于或等于148。例如N可设为17，同时M可设定为8，那么样本总数是NM＝136，这留下了空间用于12个检测误差的相位采样，并确保FCB以外的数据不会被用于频偏估计。

需要指出，通过合适地选择N和M，此方法可用于经其它类型调制方法获得的其它类型的频率同步信号。

上面参考图2所述的线性回归技术的另一个问题是要求相展开，为的是样本之间相位变化限制在_±π。传统的相展开要求采样相移_±2_π并且由一存储器保持跟踪此相移。虽然这个存储器每当一FCB被检测可被复位，但此存储器必须有足够大以存储一FCB的每个采样的相移。为减少要求的存储器容量，线性回归方法可被修改，不需相移每个采样和在存储器中保持跟踪相移而补偿相位变化。按照本发明第二实施例，相继收集的FCB样本之间的相位差可被用于此目的。

相继的相位和φ_M(k)相互关系以下式表示： ${\mathrm{\φ}}_M\left(k\right)={\mathrm{\φ}}_M(k-1)+\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{\φ}(\mathrm{kM}+j)-\mathrm{\φ}(\mathrm{kM}+j-1))---\left(18\right)$

因为相位采样都是等距离的，φ_M(k)与它的初始值φ_M(k₀)以及相继收集的FCB样本之间的相位差之和Δφ_M(j)有关： ${\mathrm{\φ}}_M\left(k\right)={\mathrm{\φ}}_M\left(k_0\right)+\underset{j=k_0+1}{\overset{k_0+k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\φ}}_M\left(j\right)---\left(19\right)$ 式19的结果替换式16中的φ_M(k)，频偏e{ΔF_M}可如下被估计： $e^{\′}\left\{{\mathrm{\ΔF}}_M\right\}=\left(\frac{12M}{T_s{N}_0(N_0^2-1)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N-1}{2})\right[{\mathrm{\φ}}_M\left(k_0\right)+\underset{j=k_0+1}{\overset{k_0+k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\φ}}_M\left(j\right)\left]\right)\frac{F_s}{2\mathrm{\π}}---\left(20\right)$

因为 $\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(k-\frac{N-1}{2})=0,$ 式20中相位初值φ_M(k₀)没有任何影响。按此方式实现频偏估计，FCB连续采样之间的相位变更得以补偿，即获得相展开，并不需要存储器保持跟踪相移。此方法可使用示于图3的装置来实现。

示于图3的装置同示于图2的类似，尽管为了简化，规一化器160和相位测定单元170已从图3中略去。然而，替代加法器185，示于图3的装置包含了差值器200和求和与转储电路210。另外，图3所示装置不包括相展开器180。

参看图3，相继收集的接收的采样和调制的频率同步信号的采样之间的相位差Δφ_Y(n)，在差值器200中以熟知的方式被计算。差值器200例如通过高通滤波器能很方便地实现，借助求和及转储电路210，每个相位差被加到前面累加的相位差上。

求和及转储电路210可用加法器和滤波器来实现，如用FIR滤波器，带有M个设定为单位元素的系数。另外，相位差也可用其它器件来相加，例如积分及转储电路，可重置的积分器或者低通滤波器。当M个相位差相加完毕，和被转储，也就是，由求和及转储电路210输出到频偏估计电路220。

频率估计电路220计算一组为估计频偏相继收集的检测到的频率同步信号采样之间的相位差的加权和，从而补偿相继收集的频率同步信号采样之间的相位变更，即执行相展开，不要求存储器来保持跟踪相移。频率估计电路220可用具有延迟元件D，累加器和系数b_k的FIR滤波器来实现，这里： $b_k=\left(\frac{12M}{T_s{N}_0(N_0^2-1)}(k-\frac{N-1}{2})\right)\frac{F_s}{2\mathrm{\π}},k=\mathrm{0,1,2},...,N-1.---\left(21\right)$

为简化示于图3的装置，系数c_k可被用来替代b_k，这里： $c_k=\underset{j=k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_j,k=\mathrm{0,1,2},...,N-1---\left(22\right)$

这就免除了对图3所示累加器的需要。

此方法的实现被表示在图4A中，除了频率估计电路230被使用而不是频率估计电路220之外，示于图4A的装置类似于示于图3的。频率估计电路230可用具有延迟元件D和系数c_o，c₁，...，c_N-2，c_N-1的FIR滤波器实现。从图4A中可以看到，频偏估计电路230是较频偏估计电路220更为简单的器件。

上面描述的实施例论证了在接收的频率同步信号中的频偏如何能被估计。有不同的干扰影响这种估计，如噪声，衰落等。如果估计的频偏不精确，移动站的本地频率基准将不合适地同步于基站的载频。因此，重要的是能确定估计的频偏的精度，以便有必要时能进行调节。

确定估计的频偏精度的一种方法是使用等式17中表示的方差。然而，这要求SNR的知识。

按照本发明第三实施例，不要求SNR知识的另外的技术被提供。按照第三实施例，质量因子δ可被估计，它指示出估计的频偏的精度。估计的质量因子e{δ}例如可通过将M个相位差的N个和的每一个与估计的频偏e{ΔF_M}之差的绝对值相加而被算出，见下式：e{δ}＝|Δφ_M(j)-Me{ΔF_M}|+|Δφ_M(j-1)-Me{ΔF_M}|...+

                                                    (23)

|Δφ_M(j-N+2)-Me{ΔF_M}|+|Δφ_M(j-N+1)-Me{ΔF_M}|

理想情况下，这些差值和这样估计出的质量因子e{δ}应当为零。任何偏离表示存在有噪声和/或有估计误差。因此，估计的质量因子e{δ}的数值越低，估计出的频偏越精确。

图4B给出按照本发明第三实施例，为评估估计e{ΔF_M}的估计频偏ΔF_M和质量因子δ的装置示于图4B的装置，除了它包含一质量因子估计电路240外，与示于图4A的相同。质量因子估计电路240根据上面的等式23计算质量因子估计e{δ}。如果估计的质量因子e{δ}指出估计的频偏不足够精确，即估计出的质量因子大于一预置阈值，估计的频偏能被调整，例如再次计算。

质量因子估计电路240可用N个减法器，N个绝对值电路和一个加法器实现，减法器用以计算M个相位差的N组中每个与估计的频偏之间的N个差值；绝对值电路用以计算N个差的绝对值；而加法器则相加该N个绝对值以得到估计的质量因子e{δ}。为便于举例和说明，虽然是与频偏估计电路230分开给出，但应该明白，质量因子估计电路240和频偏估计电路230可结合成单一器件。

为获得优化的频偏估计，理想的是只有FCB的采样应该被使用。按照本发明第四实施例，接收的信号可在频率选择性滤波器中预滤波，以选择对应于FCB的频带使FCB与噪声分离，从而增强信噪比。

如上面所说明的，在采用GSM标准的系统中，传送频率同步信号的频率大约是67.7KHz。接收的频率同步信号的频率可能偏离67.7MHz，因为基站的载频和移动站本地频率基准之间缺乏同步。能被容忍的频率偏离量取决于移动站中检测器内部晶体振荡器的精度。例如，假定此晶体的精度是±16个百万分之一(ppm)，在GSM900MHz的频带，在接收的频率同步信号中可能的频率偏移高达±14.4KHz。所以，理论上频率选择性滤波器的带宽可被设置到±14.4KHz以67.7KHz为中心，也就是在53.5KHz到82.1KHz之间以抑制背景噪声。按照一典型实施例，稍微窄一点的带宽可被实际使用，例如±13KHz以67.7KHz为中心，大约相应于Fs的0.05。

频率选择性滤波器的带宽能适合通信系统的标准。对于使用无绳电话系统(CTS)的系统，例如，因为移动站和家用基站的附加频率误差，频率偏离可能二倍于使用GSM标准的系统。所以，在采用CTS标准的系统中频率偏离高达±28.8KHz可被容忍。在这种系统中滤波器带宽理论上可选为以传送的频率同步信号的频率为中心的±28.8KHz。当实际实现此选择性滤波器时，带宽可实用地选为发送频率同步信号的频率为中心的±27KHz，相应于大约0.1Fs。

为实现这种频率选择性滤波器，接收的信号可从67.7KHz的中心频率移频到基带，而后移动过的信号可被低通滤波。此移频可通过将接收的频率同步信号的同相和正交分量乘以

exp(-2_πjn67.7/270.833)＝exp(-_πjn/2)，它是实数域和虚线域中{1，0，-1，0}的序列，来实现。

移频可按下式执行：

                          yI(n)+jyQ(n)，n＝0，4，8，...；

                          yi(n)-jyQ(n)，n＝1，5，8，...；

(yI(n)+jyQ(n))e^-πjn/2＝                                        (24)

                         -yI(n)-jyQ(n)，n＝2，6，10，...；

                         -yI(n)+jyQ(n)，n＝3，7，11，...；

式中yI(n)和yQ(n)分别表示实际接收的频率同步信号的同相和正交分量，也就是y(n)＝yI(n)+jyQ(n)。因此，移频可通过改变yI(n)和yQ(n)的符号，然后再将这两个分量组合而执行。

这个方法可用示于图4C的装置来实现，示于图4C的元件除了加了一低通滤波器165和一移频器162外与示于图4B的相同。另外，图4C显示的规一化器160和相位量测电路170在图4B中省略了。

如在图4C中所表示的，规一化频率同步信号在移频器162中被移频。移频器162按照式24对规一化频率同步信号进行移频，而且可用例如乘法器来实现。频移的信号在低通滤波器165中被低通滤波，并且滤波后的信号y_LP(n)的相位φ_YLP(n)在相差量测电路170中被量侧。下面，频偏和质量因子的估计如前面所说明的，并参考图4A和4B。

根据第四实施例，频率选择性滤波器通过降低感兴趣频段之外的噪声而增强了信噪比SNR。理论上，感兴趣频段外的噪声被降到零，而分别在采用GSM标准和CTS标准的系统中，SNR增加10log(0.5/0.5)＝10dB和10log(0.5/0.1)＝7dB。因此，比SNR足以使式7的假设条件合理。实际上，噪声不会被降到零，但噪声的降低仍足够达到所需的SNR。

频率选择性滤波器的使用能影响白高斯噪声V(n)的分布并从而影响线性回归的结果，然而，具有白噪声的假定仍然有效，只要滤波器的带宽相对比较大，例如比感兴趣的频带大几个千赫兹。

图5A给出的典型方法用以按照本发明来估计频偏。此方法从步500开始，在这里接收的信号被预滤波以改善频率同步信号的检测。接着到步510，检出的频率同步信号的采样被收集。在步520，相继的采样被收集。在步530，相继收集的样本之间的相位差被计算。接下来，在步540，相位差加到另外的累加相位差上。在步550，作出判断是否M个相位差都已经计算完。如果没有，处理返回步520，如果M个相位差已计算完成，M个相位差之和在步560被转储。接着，在步570，作出判断是否M个相位差的N个和是否都被转储。如果没有，处理返回步510，并且新样本被收集。如果完成转储，在步580相加这N个和。按照一典型实施例，比如步骤可使用线性回归通过计算N个和的加权平均来进行，并且其结果就是估计的频偏。

图5B给出按照本发明用以估计质量因子的典型方法。处理过程是在频偏已被估计出以后开始。在步590，从M个相位差的N个和中每一个，减去被M加权的估计频偏以得到N个差值，接着，在步600，计算出这N个差的绝对值。最后在步610，N个绝对值相加产生估计的质量因子。

使用不同方法的频偏估计仿真结果以及质量因子估计被分别表示在图6A-9D和图10A-11D中。在下面的仿真中能应用的传送信道是典型市内信道，取决于移动站和基站之间的障碍物数量，传输信道可以是典型市内信道或瑞利(Rayleigh)信道。瑞利信道一般用在当移动站位于城市郊区时。

在使用GSM标准的系统中，采用瑞利信道的移动站的典型速度在每小时110到250千米(km/h)之间。这相当于移动站处在高速公路上行驶的汽车上或在快速火车上。当在市效区域障碍物增加时，瑞利衰落的干扰因素增加，则典型市内信道被使用以代替瑞利信道。采用典型市内信道的移动站的典型速度在3和50km/h之间，这分别对应于在城郊步行者使用的移动站或在城市道路上行驶的汽车上的移动站。

在CTS系统中，移动站的速度对于瑞利和典型市内信道两者，通常假定为3km/h，这相当于移动站在城郊以3km/h的速度运动。

对于不同速度下的两个信道，频偏估计的结果相类似。因此，下面只讨论一种情况。在下面的仿真中，采用典型市内信道在速度为3km/h时移动站的结果被说明，因为这代表一麻烦的方案。

图6A-6D给出分别使用基本线性回归，按照本发明修改的线性回归，传统技术和带预滤波的传统技术时频偏估计的误差概率。通过运行一千次仿真，这些结果的统计不确定性已被降低。

在图6A-6D，显示的误差概率是针对使用GSM标准的系统，具有的SNR大约7.5dB。每个图中有五条不同的曲线，从顶到底这些曲线分别代表具有50，100，200，400和800Hz的估计误差的概率。

从图6A和6B与图6C和6D的比较可以看出，使用线性回归估计频偏比传统技术有更低的误差概率。甚至如图6C中所表示的，包括传统技术的预滤波，也不会产生与使用线性回归所获得的那些同样好的结果。从图6A和6B的比较可看出。按照本发明修改的线性回归技术产生与线性回归技术同样好的结果。

图7A-7D类似于图6A-6D，只是误差概率的表示是针对SNR大约11dB的情况。显然从图7A和7B与7C和7D的比较，也表明在这个SNR下，使用线性回归估计频偏，也比传统技术产生的结果更好。另外，从图7A与7B的比较也明显得出，按本发明的修改线性回归技术产生同基本线性回归技术同样好的结果。

从图6A-7D可以看到，由于使用示于图4C的低通滤波器165，当ΔF超过15KHz时频偏估计的性能变坏。然而，如上面指出的，在使用GSM900，晶体精度为±16ppm的系统中，频偏ΔF不超过±14.4KHz。

类似的结果出现在使用CTS标准的系统中，正如在图8A-8D和9A-9D所表示的。像图6A-6D一样，图8A-8D给出分别采用线性回归，按照本发明修改的线性回归，传统技术和带预滤波的传统技术时频偏估计的误差概率。在图8A-8D中，显示的误差概率是针对SNR大约为7.5dB的系统。图9A-9D类似于图8A-8D，只不过可应用的SNR是大约11dB。

从这些图的比较可以看出，对于频偏估计线性回归技术的结果优于通过传统技术得到的结果，并且按照本发明修改的线性回归技术产生的结果同基本线性回归的同样好。

比较图8A-9D与图6A-7D，在使用CTS标准的系统相对于使用GSM标准的系统，对于较高的频偏，频偏估计的性能有少许改善。然而，同样明显的是在使用CTS标准的系统相对于使用GSM标准的系统，频偏估计的性能也有总体上的少许变坏。

图10A-10D和11A-11D给出分别对使用GSM标准的系统和使用CTS标准的系统时质量因子估计的典型结果。可应用的SNR对于图10A和11A，图10B和11B，图10C和11C及图10D和11D，分别是7.5，11，15及20dB。由于统计的不确定性，每个仿真被重复了200次。

在这些图中，估计的质量因子按频偏的函数而被画出，这里“+”表示对检出的频率同步信号估计的质量因子，而“0”表示对FCB以外的信号估计的质量因子。为仿真目的，对检出的频率同步信号，频率被设定在7KHz。

从这些图可以看到，其中存在“+”的估计的质量因子e{δ}既具有小的值又具有小的方差。相反，存在“0”的，其方差和估计的质量因子e{δ}较大。因此，通过规定一阈值，针对检出的频率同步信号和其它信号估计的质量因子可被分为二个不同的簇。从图10A-10D与图11A-11D的比较中可以看出，在使用GSM标准的系统中，比之使用CTS标准的系统，这些簇相互更加靠近。不过，在使用CTS标准的系统中比使用GSM标准的系统，估计的质量因子e{δ}有更大的方差。

从图10A-11D还可以看到，由于频率同步信号的预滤波，估计的频偏ΔF，即使当没有频率同步信号检测时，也在检测器容忍的范围内。因此，频偏ΔF的合理值不能被用以指示信号是否是频率同步信号。这样一来，质量因子在确定检测的信号是不是频率同步信号方面非常重要。

按照本发明，为估计检测的频率同步信号中的频偏所要求的存储器，通过划分解调的频率同步信号成每个组中M个相位差值的N个组而减少。这也避免了相展开的需要，因此进一步减少对存储器的要求，频率同步信号可先预滤波以改善检测，表示在上面各等式中的全部差值器，加法器，滤波器等等例如可在ASIC片子上实现，因存储器要求的降低，本发明能以硬件来实现，这就降低了功率的消耗。

当一移动站进入由新的基站提供服务的新区域时，虽然初始同步特别重要，本发明还可应用于维护移动站或任何其它类型的远端站与基站之间的同步。由于几种原因，例如，周围环境温度的不同，系统部件老化，传递等等，会出现频偏破坏同步的情况，这种维护同步是重要的。

还有，尽管上面所描述的参照在GSM移动无线通信系统中的应用，对于熟悉本领域的技术人员应当理解，本发明可以其它特定形式实施而不脱离其基本特征。例如，本发明采用调制的周期信号进行同步而应用到其它通信系统或任何系统。因此前面说明的实施例应被看成是全方位的演示而非限制。

Claims (18)

1、在包含至少一发送器和至少一接收器的通信系统中，用以测定发送器的载频与接收器的本地基准频率之间频率偏移的方法，此方法包括以下步骤：

a)确定由发送器发送的和由接收器接收的频率同步信号连续采样

  之间的相位差；

b)将相位差加到累加相位差上；

c)重复a)-b)步，直到M个累加相位差相加完毕；

d)转储M个累加相位差之和，产生累加相位差之值为零；

e)重复a)-d)步，直到M个累加相位差之N个和转储完毕；以及

f)将M个累加相位差之N个和相加以得到估计的频偏。

2.权利要求1的方法，其中相加N个和的步骤包括：

对N个和的每个进行加权；以及

将加权的N个和相加。

3.权利要求1的方法，其中相加N个和的步骤包括计算N个和的加权平均。

4.权利要求1的方法，其中相加N个和的步骤使用线性回归实现。

5.权利要求1的方法，其中相加N个和的步骤补偿了检测出的频率同步信号中的相位变化。

6.权利要求1的方法，其中相加N个和的步骤实现相展开。

7.权利要求1的方法还包括以下步骤：

a)为确定估计的频偏精度，估计质量因子。

8.权利要求7的方法，其中估计质量因子的步骤包括下列步骤：

计算M个累加相位差和计算估计的频偏之N个和中每一个之间的N个差值；

计算N个差值的绝对值；和

相加该N个绝对值以得到估计的质量因子。

9.权利要求1的方法，还包括对接收器接收的信号进行预滤波的步骤。

10.在包含至少一发送器和至少一接收器的通信系统中，用以估计发送器的载频与接收器的本地基准频率之间频率偏移的装置，此装置包括：

用以计算由发送器发送的和由接收器接收的频率同步信号连续采样之间的相位差的差值器；

用以将相位差加到累加相位差上的加法器，其中连续采样的相位差被计算并被加到累加相位差中，直到M个累加相位差相加完毕，此时加法器转储M个相位差之和，置累加相位差的值为零；和

用以接受转储的M个相位差之和的频偏估计电路，其中差值器连续计算连续采样的相位差，而加法器连续进行累加及将相位差相加，并且转储M个相差之和直到M个相位差之N个和被转储完毕，这时频率偏移估计电路相加这M个相差之N个和以得到估计的频偏。

11.权利要求10的装置，其中频率估计电路通过加权N个和中的每一个并相加此加权的N个和来相加N个和。

12.权利要求10的装置，其中频率估计电路通过计算加权平均来相加N个和。

13.权利要求10的装置，其中频率估计电路使用线性回归来相加N个和。

14.权利要求10的装置，其中频率估计电路补偿检测出的频率同步信号中的相位变化。

15.权利要求10的装置，其中频率估计电路通过相加N个和实现相展开。

16.权利要求10的装置还包括用以确定估计的频偏精度的质量因子估计电路。

17.权利要求16的装置，其中质量因子估计电路包括：

N个减法器，用以计算M个累加相位差和计算估计频偏之N个和中每一个之间差的N个差值；

用以计算N个差值的绝对值的N个电路；和

用以相加的N个绝对值以得到估计的质量因子的加法器；

18.权利要求17的装置，其中被接收器接收的信号被预滤波。

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