JP3214159B2 - キャリア検出器 - Google Patents
キャリア検出器Info
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- JP3214159B2 JP3214159B2 JP13072793A JP13072793A JP3214159B2 JP 3214159 B2 JP3214159 B2 JP 3214159B2 JP 13072793 A JP13072793 A JP 13072793A JP 13072793 A JP13072793 A JP 13072793A JP 3214159 B2 JP3214159 B2 JP 3214159B2
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- carrier
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、衛星通信や移動体通
信システムにおいて、バーストの到来を判定し、キャリ
アを検出するためのキャリア検出器に関するものであ
る。
信システムにおいて、バーストの到来を判定し、キャリ
アを検出するためのキャリア検出器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ボイスアクティベーションが用いられる
ＳＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ ｐｅｒ Ｃ
ａｒｒｉｅｒ）システム等において復調器はバースト動
作する必要がある。その中にキャリア検出回路を用いて
バーストの到来を認識し復調器のバースト動作をより向
上させる方式が提案されている。図３７は例えば、「０
ｄｂ Ｅｂ／Ｎｏ Ｂｕｒｓｔ Ｍｏｄｅ ＳＣＰＣ
Ｍｏｄｅｍ ｗｉｔｈＨｉｇｈ Ｃｏｄｉｎｇ Ｇａｉ
ｎ ＦＥＣ」（ＩＥＥＥ，ＩＣＣＣ’８６ ５６．４）
に示されている従来のキャリア検出器のブロック図であ
る。図３８は図３７の動作を示すフローチャートであ
る。図３７において、１２は電圧制御発振器（以下、Ｖ
ＣＯ）、１３は受信信号とＶＣＯ１２の出力の位相を比
較する位相比較器、１４はＶＣＯ出力１２と位相比較器
１３で構成されるＰＬＬ回路、１５は受信信号とＶＣＯ
１２の出力を掛け合わせるミキサ、１６はミキサ１５の
出力の雑音を平均化するＬＰＦ、１７はＬＰＦ１６の出
力信号の２乗の値を求める２乗計算部である。
ＳＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ ｐｅｒ Ｃ
ａｒｒｉｅｒ）システム等において復調器はバースト動
作する必要がある。その中にキャリア検出回路を用いて
バーストの到来を認識し復調器のバースト動作をより向
上させる方式が提案されている。図３７は例えば、「０
ｄｂ Ｅｂ／Ｎｏ Ｂｕｒｓｔ Ｍｏｄｅ ＳＣＰＣ
Ｍｏｄｅｍ ｗｉｔｈＨｉｇｈ Ｃｏｄｉｎｇ Ｇａｉ
ｎ ＦＥＣ」（ＩＥＥＥ，ＩＣＣＣ’８６ ５６．４）
に示されている従来のキャリア検出器のブロック図であ
る。図３８は図３７の動作を示すフローチャートであ
る。図３７において、１２は電圧制御発振器（以下、Ｖ
ＣＯ）、１３は受信信号とＶＣＯ１２の出力の位相を比
較する位相比較器、１４はＶＣＯ出力１２と位相比較器
１３で構成されるＰＬＬ回路、１５は受信信号とＶＣＯ
１２の出力を掛け合わせるミキサ、１６はミキサ１５の
出力の雑音を平均化するＬＰＦ、１７はＬＰＦ１６の出
力信号の２乗の値を求める２乗計算部である。
【０００３】次に動作について図３７、図３８、図３９
を参照して説明する。図３９は受信するバースト信号の
フォーマットの１例であり、２０は搬送波再生用の無変
調パターン（通常は’１１’または’００’パターン。
以下、ＣＲパターン）、２１はタイミング再生用のパタ
ーン（通常は’１０’パターン、以下、ＢＴＲパター
ン）、２２はバースト同期用パターンでユニークワード
と称され（以下、ＵＷパターン）、２３は情報をのせる
データ部、２４は無信号部分（ノイズのみ）、２５はＣ
Ｒパターン２０、ＢＴＲパターン２１、ＵＷパターン２
２およびデータ部２３で構成されるバーストである。図
３７のキャリア検出器は連続に動作するため、受信信号
をｓ（ｔ）とすれば、ｓ（ｔ）はＣＲパターン、ＢＴＲ
パターン、ＵＷパターンおよびデータ部（ＰＮパター
ン）、無信号部分（ノイズのみ）を受信するが、ここで
は、まず、ｓ（ｔ）として以下の３通りについて考え
る。 （ａ）ＣＲパターン （ｂ）無信号部分（ノイズのみ） （ｃ）データ部（ＢＴＲパターン、ＵＷパターンを含
む） この３通りについて、以下でキャリア検出器の動作につ
いて説明する。以下では、ＵＷパターンおよびデータ部
は疑似雑音パターン（以下ＰＮパターンと呼ぶ。）であ
ると仮定する。
を参照して説明する。図３９は受信するバースト信号の
フォーマットの１例であり、２０は搬送波再生用の無変
調パターン（通常は’１１’または’００’パターン。
以下、ＣＲパターン）、２１はタイミング再生用のパタ
ーン（通常は’１０’パターン、以下、ＢＴＲパター
ン）、２２はバースト同期用パターンでユニークワード
と称され（以下、ＵＷパターン）、２３は情報をのせる
データ部、２４は無信号部分（ノイズのみ）、２５はＣ
Ｒパターン２０、ＢＴＲパターン２１、ＵＷパターン２
２およびデータ部２３で構成されるバーストである。図
３７のキャリア検出器は連続に動作するため、受信信号
をｓ（ｔ）とすれば、ｓ（ｔ）はＣＲパターン、ＢＴＲ
パターン、ＵＷパターンおよびデータ部（ＰＮパター
ン）、無信号部分（ノイズのみ）を受信するが、ここで
は、まず、ｓ（ｔ）として以下の３通りについて考え
る。 （ａ）ＣＲパターン （ｂ）無信号部分（ノイズのみ） （ｃ）データ部（ＢＴＲパターン、ＵＷパターンを含
む） この３通りについて、以下でキャリア検出器の動作につ
いて説明する。以下では、ＵＷパターンおよびデータ部
は疑似雑音パターン（以下ＰＮパターンと呼ぶ。）であ
ると仮定する。
【０００４】（ａ）キャリアのみの場合 受信信号をｓ（ｔ）、ＰＬＬ１４がロックした状態での
ＶＣＯ１２の出力をＶ（ｔ）とすれば、ｓ（ｔ）および
Ｖ（ｔ）は式１、式２で表される。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ）＋ｎ（ｔ） ・・・（１） Δｆ ：キャリア周波数 ｎ（ｔ） ：ノイズ成分 Ｖ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２πΔｆｔ＋ｊθｅ＋θｎ（ｔ）｝・・・（２） θｅ ：定常位相誤差 θｎ（ｔ）：ノイズによる位相ジッタ ミキサ１５においてｓ（ｔ）とＶ（ｔ）を掛け合わせ、
ＬＰＦ１６を通し、２乗計算部１７ではＬＰＦ１６の出
力ｒの２乗ｚを計算し、ｚのパワーＰ（ｚ）を求める。 （ｂ）無信号部分（ノイズのみ） 受信信号ｓ（ｔ）は、式３のように示される。 ｓ（ｔ）＝ｎ（ｔ） ・・・（３） このｓ（ｔ）を用いて、上記（ａ）と同様にしてＰ
（ｚ）を求める。 （ｃ）データ部 受信信号をｓ（ｔ）は、式４のように示される。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（２πΔｆｔ＋Ｄ）｝＋ｎ（ｔ）・・・（４） Ｄ：位相変調を表すランダム変数 このｓ（ｔ）を用いて、前記（ａ）と同様にしてＰ
（ｚ）を求める。
ＶＣＯ１２の出力をＶ（ｔ）とすれば、ｓ（ｔ）および
Ｖ（ｔ）は式１、式２で表される。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ）＋ｎ（ｔ） ・・・（１） Δｆ ：キャリア周波数 ｎ（ｔ） ：ノイズ成分 Ｖ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２πΔｆｔ＋ｊθｅ＋θｎ（ｔ）｝・・・（２） θｅ ：定常位相誤差 θｎ（ｔ）：ノイズによる位相ジッタ ミキサ１５においてｓ（ｔ）とＶ（ｔ）を掛け合わせ、
ＬＰＦ１６を通し、２乗計算部１７ではＬＰＦ１６の出
力ｒの２乗ｚを計算し、ｚのパワーＰ（ｚ）を求める。 （ｂ）無信号部分（ノイズのみ） 受信信号ｓ（ｔ）は、式３のように示される。 ｓ（ｔ）＝ｎ（ｔ） ・・・（３） このｓ（ｔ）を用いて、上記（ａ）と同様にしてＰ
（ｚ）を求める。 （ｃ）データ部 受信信号をｓ（ｔ）は、式４のように示される。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（２πΔｆｔ＋Ｄ）｝＋ｎ（ｔ）・・・（４） Ｄ：位相変調を表すランダム変数 このｓ（ｔ）を用いて、前記（ａ）と同様にしてＰ
（ｚ）を求める。
【０００５】Ｐ（ｚ）の分布は図１９のようになるの
で、図より適当なしきい値を設定することによりＣＲパ
ターンの存在を判定することが可能になる。よって、２
乗計算部１７の出力Ｐ（ｚ）をしきい値と比較すること
により、バーストの到来を判定し、キャリアを検出する
ことが可能となる。
で、図より適当なしきい値を設定することによりＣＲパ
ターンの存在を判定することが可能になる。よって、２
乗計算部１７の出力Ｐ（ｚ）をしきい値と比較すること
により、バーストの到来を判定し、キャリアを検出する
ことが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のキャリア検出器
は以上のように構成されているので、入力信号の周波数
とＶＣＯの周波数との差がＰＬＬのロックインレンジよ
り大きいと、動作できないという欠点がある。
は以上のように構成されているので、入力信号の周波数
とＶＣＯの周波数との差がＰＬＬのロックインレンジよ
り大きいと、動作できないという欠点がある。
【０００７】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、受信信号の位相と過去の受信信
号との位相差を用いてキャリア検出を行うことで、受信
入力信号に大きな周波数オフセットがあったり準同期検
波による残留周波数がある場合でもキャリア検出を行う
ことを目的とする。
ためになされたもので、受信信号の位相と過去の受信信
号との位相差を用いてキャリア検出を行うことで、受信
入力信号に大きな周波数オフセットがあったり準同期検
波による残留周波数がある場合でもキャリア検出を行う
ことを目的とする。
【０００８】
【０００９】
【００１０】
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【００２４】前記の課題を解決し、目的を達成するため
に、本発明に係るキャリア検出器にあっては、所定の搬
送波再生用パターンを含む受信信号を入力し、信号バー
ストの到来を検出するキャリア検出器において、前記受
信信号の位相成分を順次算出する極座標変換部と、前記
位相成分の時間差分値を所定のサンプル周期で順次算出
する遅延検波部と、前記時間差分値をフーリエ変換処理
し、前記搬送波再生用パターンの周波数成分のスペクト
ル値を出力するフーリエ変換処理部と、前記スペクトル
値を所定のしきい値と比較し、この比較結果に基づいて
キャリア検出信号を出力する判定部を備えたことを特徴
とする。
に、本発明に係るキャリア検出器にあっては、所定の搬
送波再生用パターンを含む受信信号を入力し、信号バー
ストの到来を検出するキャリア検出器において、前記受
信信号の位相成分を順次算出する極座標変換部と、前記
位相成分の時間差分値を所定のサンプル周期で順次算出
する遅延検波部と、前記時間差分値をフーリエ変換処理
し、前記搬送波再生用パターンの周波数成分のスペクト
ル値を出力するフーリエ変換処理部と、前記スペクトル
値を所定のしきい値と比較し、この比較結果に基づいて
キャリア検出信号を出力する判定部を備えたことを特徴
とする。
【００２５】また次の発明に係るキャリア検出器にあっ
ては、極座標変換部は、受信信号の位相成分と振幅成分
を順次算出し、遅延検波部は、前記位相成分と前記振幅
成分とを入力し、遅延検波処理を行って前記位相成分の
時間差分値を所定のサンプル周期で順次算出する構成と
されたことを特徴とする。
ては、極座標変換部は、受信信号の位相成分と振幅成分
を順次算出し、遅延検波部は、前記位相成分と前記振幅
成分とを入力し、遅延検波処理を行って前記位相成分の
時間差分値を所定のサンプル周期で順次算出する構成と
されたことを特徴とする。
【００２６】また次の発明に係るキャリア検出器にあっ
ては、さらに、受信信号の信号レベルを検出するレベル
測定部を備え、判定部は、搬送波再生用パターンの周波
数成分のスペクトル値を前記受信信号の信号レベルに応
じて補正し、該補正後のスペクトル値と所定のしきい値
とを比較する構成とされたことを特徴とする。
ては、さらに、受信信号の信号レベルを検出するレベル
測定部を備え、判定部は、搬送波再生用パターンの周波
数成分のスペクトル値を前記受信信号の信号レベルに応
じて補正し、該補正後のスペクトル値と所定のしきい値
とを比較する構成とされたことを特徴とする。
【００２７】また次の発明に係るキャリア検出器にあっ
ては、フーリエ変換処理部は、さらに搬送波再生用パタ
ーンの周波数成分の位相に基づいて、受信信号の周波数
オフセット量を検出する構成とされ、受信信号を前記周
波数オフセット量だけ周波数シフト処理して、周波数オ
フセット補正後の受信信号を出力する周波数補正部を、
さらに備えたことを特徴とする。
ては、フーリエ変換処理部は、さらに搬送波再生用パタ
ーンの周波数成分の位相に基づいて、受信信号の周波数
オフセット量を検出する構成とされ、受信信号を前記周
波数オフセット量だけ周波数シフト処理して、周波数オ
フセット補正後の受信信号を出力する周波数補正部を、
さらに備えたことを特徴とする。
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【００３１】
【００３２】
【００３３】
【００３４】
【００３５】
【００３６】
【００３７】
【００３８】
【００３９】
【００４０】
【００４１】
【００４２】また、本発明のキャリア検出器は、キャリ
ア成分計算部において、受信信号の位相と過去の受信信
号の位相との差を求め、その位相差を用いてキャリア成
分を計算し、判定部では、キャリア成分をしきい値と比
較することでキャリアを検出する。
ア成分計算部において、受信信号の位相と過去の受信信
号の位相との差を求め、その位相差を用いてキャリア成
分を計算し、判定部では、キャリア成分をしきい値と比
較することでキャリアを検出する。
【００４３】また、本発明のキャリア検出器は、受信信
号を用いて遅延検波を行い、遅延検波結果を用いてキャ
リア成分を演算してキャリアを検出する。
号を用いて遅延検波を行い、遅延検波結果を用いてキャ
リア成分を演算してキャリアを検出する。
【００４４】また、本発明のキャリア検出器は、レベル
測定器出力信号に基づいて、キャリア成分計算部のレベ
ルを調整する。
測定器出力信号に基づいて、キャリア成分計算部のレベ
ルを調整する。
【００４５】また、本発明のキャリア検出器は、キャリ
ア成分演算部から出力された周波数情報に基づいて受信
信号の周波数を補正する。
ア成分演算部から出力された周波数情報に基づいて受信
信号の周波数を補正する。
【００４６】
【００４７】
【００４８】
【実施例】今回ここで提案する方式は、一般にＭ相ＰＳ
Ｋで変調された波形に対して使用可能であり、以下にお
いて特記なき場合は受信信号とは、同期または準同期検
波、Ａ／Ｄ変換され、さらにフィルタリングによって雑
音を除去されたＭ相ＰＳＫで変調され、時間軸上で表現
された信号を表すものとし、受信入力信号中の大きな周
波数オフセットまたは準同期検波による残留周波数を簡
単に周波数オフセットと呼ぷ。また、バースト同期はと
れておらず、バーストの到来時刻は予知できない（バー
ストは任意の時間に到来する）ものとし、キャリア検出
器はキャリア検出ができるまでは連続モードで動作する
ものとする。 実施例１〜実施例１１について：以下で示されるキャリ
ア成分計算部において、周波数オフセットを求めるにあ
たっては、周波数軸上で表現された信号の振幅やパワー
スペクトル等を用いるが、ここでは、一例としてパワー
スペクトルの場合についてのみ説明している。また、時
間軸／周波数軸変換回路では、一例として離散フーリエ
変換（以下、ＤＦＴと呼ぶ。ＦＦＴを含む。）を行う場
合について説明している。また、ここでは、バーストは
ＰＮパターンであるとする。 実施例１２〜実施例２１について：以下に示されるキャ
リア検出器については、ＣＲパターンを検出することで
バーストを検出することを目的とする。また遅延検波の
部分については、簡単のため１サンプル前の信号に対し
て遅延検波を行う場合について示す。
Ｋで変調された波形に対して使用可能であり、以下にお
いて特記なき場合は受信信号とは、同期または準同期検
波、Ａ／Ｄ変換され、さらにフィルタリングによって雑
音を除去されたＭ相ＰＳＫで変調され、時間軸上で表現
された信号を表すものとし、受信入力信号中の大きな周
波数オフセットまたは準同期検波による残留周波数を簡
単に周波数オフセットと呼ぷ。また、バースト同期はと
れておらず、バーストの到来時刻は予知できない（バー
ストは任意の時間に到来する）ものとし、キャリア検出
器はキャリア検出ができるまでは連続モードで動作する
ものとする。 実施例１〜実施例１１について：以下で示されるキャリ
ア成分計算部において、周波数オフセットを求めるにあ
たっては、周波数軸上で表現された信号の振幅やパワー
スペクトル等を用いるが、ここでは、一例としてパワー
スペクトルの場合についてのみ説明している。また、時
間軸／周波数軸変換回路では、一例として離散フーリエ
変換（以下、ＤＦＴと呼ぶ。ＦＦＴを含む。）を行う場
合について説明している。また、ここでは、バーストは
ＰＮパターンであるとする。 実施例１２〜実施例２１について：以下に示されるキャ
リア検出器については、ＣＲパターンを検出することで
バーストを検出することを目的とする。また遅延検波の
部分については、簡単のため１サンプル前の信号に対し
て遅延検波を行う場合について示す。
【００４９】実施例１． 図１は、この発明の実施例を示すキャリア検出器のブロ
ック図であり、図２は図１の動作を示すフローチャート
であり、図３および図４は累積加算回路から出力される
受信信号のトータルパワーの一例である。図１におい
て、１００ａはＭ相ＰＳＫで変調された信号を入力し、
この入力信号に対し、同期または準同期検波を行う検波
回路、１００ｂは検波回路１００ａの出力を入力し、Ａ
／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、１００ｃはＡ／Ｄ変換器で
変換された信号の雑音除去を行うフィルタである。１は
時間軸上で表現されているフィルタの出力信号（受信信
号）を周波数軸上に変換する時間軸／周波数軸変換回
路、２は周波数軸上で表現されている信号のパワースペ
クトルの累積値を求める累積加算回路、１００は時間軸
／周波数軸変換回路１および累積加算回路２で構成され
るキャリア検出部、３はキャリア検出部１００から出力
された累積値をしきい値と比較することでバーストの到
来を判定し、キャリアを検出し、キャリアが検出された
場合にキャリア検出信号を出力する判定部である。
ック図であり、図２は図１の動作を示すフローチャート
であり、図３および図４は累積加算回路から出力される
受信信号のトータルパワーの一例である。図１におい
て、１００ａはＭ相ＰＳＫで変調された信号を入力し、
この入力信号に対し、同期または準同期検波を行う検波
回路、１００ｂは検波回路１００ａの出力を入力し、Ａ
／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、１００ｃはＡ／Ｄ変換器で
変換された信号の雑音除去を行うフィルタである。１は
時間軸上で表現されているフィルタの出力信号（受信信
号）を周波数軸上に変換する時間軸／周波数軸変換回
路、２は周波数軸上で表現されている信号のパワースペ
クトルの累積値を求める累積加算回路、１００は時間軸
／周波数軸変換回路１および累積加算回路２で構成され
るキャリア検出部、３はキャリア検出部１００から出力
された累積値をしきい値と比較することでバーストの到
来を判定し、キャリアを検出し、キャリアが検出された
場合にキャリア検出信号を出力する判定部である。
【００５０】図２に基づいて、キャリア検出部について
詳細に説明する。受信信号をｓ（ｔ）とする。受信信号
のパワースペクトルを累積したトータルパワーを見た場
合、バーストが無い場合には、ノイズのパワーを求める
ことになるが、バーストがある場合には、（ノイズ＋信
号）のパワーを求めることになるので、バーストがある
場合のトータルパワーはバーストが無い場合より大きく
なる。これを利用して、以下では、バーストを検出する
ことを考える。Ａ／Ｄ変換でサンプリングされたｓ
（ｔ）から毎サンプルまたは数サンプル毎に、連続した
ｋ個のサンプルデータを取りだし、ｘ（１）〜ｘ（ｋ）
とする（３０１）。このｋ個の信号に対して、ＤＦＴを
行い、さらに、２乗することでｓ（ｔ）のパワースペク
トルを求め、周波数軸上で表現されるｋ個の信号Ｆ
（１）〜Ｆ（ｋ）を得る（３０２）。さらに、Ｆ（１）
〜Ｆ（ｋ）を累積加算することによりｓ（ｔ）のトータ
ルパワーを求める（３０３）。時間ｔにおけるｓ（ｔ）
のトータルパワーをＳ（ｔ）、バースト長をＢＬとした
場合、Ｓ（ｔ）は例えば、図３、図４のように変化す
る。従って、図よりノイズによる誤検出確率を小さく
し、かつ、不検出確率を小さくする適当なしきい値を設
定し、Ｓ（ｔ）とそのしきい値を比較することでバース
トの到来を判定し（３０４）、キャリアを検出すること
ができる。
詳細に説明する。受信信号をｓ（ｔ）とする。受信信号
のパワースペクトルを累積したトータルパワーを見た場
合、バーストが無い場合には、ノイズのパワーを求める
ことになるが、バーストがある場合には、（ノイズ＋信
号）のパワーを求めることになるので、バーストがある
場合のトータルパワーはバーストが無い場合より大きく
なる。これを利用して、以下では、バーストを検出する
ことを考える。Ａ／Ｄ変換でサンプリングされたｓ
（ｔ）から毎サンプルまたは数サンプル毎に、連続した
ｋ個のサンプルデータを取りだし、ｘ（１）〜ｘ（ｋ）
とする（３０１）。このｋ個の信号に対して、ＤＦＴを
行い、さらに、２乗することでｓ（ｔ）のパワースペク
トルを求め、周波数軸上で表現されるｋ個の信号Ｆ
（１）〜Ｆ（ｋ）を得る（３０２）。さらに、Ｆ（１）
〜Ｆ（ｋ）を累積加算することによりｓ（ｔ）のトータ
ルパワーを求める（３０３）。時間ｔにおけるｓ（ｔ）
のトータルパワーをＳ（ｔ）、バースト長をＢＬとした
場合、Ｓ（ｔ）は例えば、図３、図４のように変化す
る。従って、図よりノイズによる誤検出確率を小さく
し、かつ、不検出確率を小さくする適当なしきい値を設
定し、Ｓ（ｔ）とそのしきい値を比較することでバース
トの到来を判定し（３０４）、キャリアを検出すること
ができる。
【００５１】以下、実施例１のキャリア検出器について
図１に従い説明する。時間軸／周波数軸変換回路１で
は、受信信号に対してＤＦＴを行い、さらに、２乗する
ことでｓ（ｔ）のパワースペクトルを求め、周波数軸上
で表現されるｋ個の信号Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。累
積加算回路２では、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）を累積加算する
ことによりｓ（ｔ）のトータルパワーＳ（ｔ）を求め
る。判定部３では、Ｓ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｓ
（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが到来した
と判定し、キャリア検出信号を出力する。
図１に従い説明する。時間軸／周波数軸変換回路１で
は、受信信号に対してＤＦＴを行い、さらに、２乗する
ことでｓ（ｔ）のパワースペクトルを求め、周波数軸上
で表現されるｋ個の信号Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。累
積加算回路２では、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）を累積加算する
ことによりｓ（ｔ）のトータルパワーＳ（ｔ）を求め
る。判定部３では、Ｓ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｓ
（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが到来した
と判定し、キャリア検出信号を出力する。
【００５２】実施例２．図５は、この発明の実施例を示
すキャリア検出器のブロック図であり、図６は図５の動
作を示すフローチャートである。図５において、１００
ａ，１００ｂ，１００ｃは上記の実施例１と同じもので
ある。また、４は受信信号を逓倍する逓倍器であり、時
間軸／周波数軸変換回路１は実施例１と同じであり、５
は周波数軸上で表現されている信号のパワースペクトル
の最大値を求める最大値検出回路、１００は逓倍器４、
時間軸／周波数軸変換回路１および最大値検出回路５で
構成されるキャリア検出部、判定部３は実施例１と同じ
である。
すキャリア検出器のブロック図であり、図６は図５の動
作を示すフローチャートである。図５において、１００
ａ，１００ｂ，１００ｃは上記の実施例１と同じもので
ある。また、４は受信信号を逓倍する逓倍器であり、時
間軸／周波数軸変換回路１は実施例１と同じであり、５
は周波数軸上で表現されている信号のパワースペクトル
の最大値を求める最大値検出回路、１００は逓倍器４、
時間軸／周波数軸変換回路１および最大値検出回路５で
構成されるキャリア検出部、判定部３は実施例１と同じ
である。
【００５３】ノイズが無い場合では、受信信号をｓ
（ｔ）は、受信入力信号中の周波数オフセットと、送信
データによる変調成分のみで表現され、これを式５に示
す。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（２πΔｆｔ＋θｅ）｝・ｅｘｐ（−ｊθ（ｔ）） ・・・（５） θ（ｔ）：データによる変調成分で、 θ（ｔ）＝２π・ｍ／Ｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−
１） 時刻ｔにおいてｍは送信データに対応して０〜Ｍ−１を
任意にとる。 Δｆ ：周波数オフセット θｅ ：周波数オフセットによる初期位相差 このｓ（ｔ）を、Ｍ逓倍し、その出力をｓＭ（ｔ）とす
れば、ｓＭ（ｔ）は ｓＭ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊＭθ（ｔ）） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊＭ・２π・ｍ／Ｍ） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊ・２π・ｍ） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・・・（６） となり、データによる変調成分は除去され、Ｍ逓倍され
た周波数オフセットおよび初期位相差だけが残る。この
ｓＭ（ｔ）に対してＤＦＴおよび２乗操作を行い、Ｆ
（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。式６で表される信号のパワー
スペクトルを周波数軸上で観測した場合、ＭΔｆにおい
て、線スペクトルがたつはずであるが、実際には、デー
タパターンによるパターンジッタのためにスペクトルは
広がる。従って、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）によって観測する
ことのできる周波数を周波数観測点と呼ぶと、ＭΔｆま
たはその最近の周波数観測点におけるパワースペクトル
が最大となる。
（ｔ）は、受信入力信号中の周波数オフセットと、送信
データによる変調成分のみで表現され、これを式５に示
す。 ｓ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（２πΔｆｔ＋θｅ）｝・ｅｘｐ（−ｊθ（ｔ）） ・・・（５） θ（ｔ）：データによる変調成分で、 θ（ｔ）＝２π・ｍ／Ｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−
１） 時刻ｔにおいてｍは送信データに対応して０〜Ｍ−１を
任意にとる。 Δｆ ：周波数オフセット θｅ ：周波数オフセットによる初期位相差 このｓ（ｔ）を、Ｍ逓倍し、その出力をｓＭ（ｔ）とす
れば、ｓＭ（ｔ）は ｓＭ（ｔ）＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊＭθ（ｔ）） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊＭ・２π・ｍ／Ｍ） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・ｅｘｐ（−ｊ・２π・ｍ） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（Ｍ２πΔｆｔ＋Ｍθｅ）｝ ・・・（６） となり、データによる変調成分は除去され、Ｍ逓倍され
た周波数オフセットおよび初期位相差だけが残る。この
ｓＭ（ｔ）に対してＤＦＴおよび２乗操作を行い、Ｆ
（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。式６で表される信号のパワー
スペクトルを周波数軸上で観測した場合、ＭΔｆにおい
て、線スペクトルがたつはずであるが、実際には、デー
タパターンによるパターンジッタのためにスペクトルは
広がる。従って、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）によって観測する
ことのできる周波数を周波数観測点と呼ぶと、ＭΔｆま
たはその最近の周波数観測点におけるパワースペクトル
が最大となる。
【００５４】以上の検討結果より、時刻ｔにおけるＦ
（１）〜Ｆ（ｋ）の最大値を求めＰ（ｔ）とおくと、
今、観測しているｋ個のサンプル点の中にバーストが存
在していなければ、ノイズがある場合、理論的にはＦ
（１）〜Ｆ（ｋ）は同じ値となる。しかし、バーストが
存在していれば、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）はＭΔｆまたはそ
の最近の周波数観測点において、ピークが顕著にあらわ
れるはずである。ここで、Ｐ（ｔ）は図３および図４に
示されたＳ（ｔ）と同様の変化をするため、適当なしき
い値を設定し、Ｐ（ｔ）とそのしきい値を比較すること
でバーストの到来を判定し、キャリアを検出することが
できる。
（１）〜Ｆ（ｋ）の最大値を求めＰ（ｔ）とおくと、
今、観測しているｋ個のサンプル点の中にバーストが存
在していなければ、ノイズがある場合、理論的にはＦ
（１）〜Ｆ（ｋ）は同じ値となる。しかし、バーストが
存在していれば、Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）はＭΔｆまたはそ
の最近の周波数観測点において、ピークが顕著にあらわ
れるはずである。ここで、Ｐ（ｔ）は図３および図４に
示されたＳ（ｔ）と同様の変化をするため、適当なしき
い値を設定し、Ｐ（ｔ）とそのしきい値を比較すること
でバーストの到来を判定し、キャリアを検出することが
できる。
【００５５】したがって、受信信号を逓倍器４でＭ逓倍
し変調成分を除去し、逓倍された信号に対して時間軸／
周波数軸変換回路１では実施例１と同様にしてＤＦＴ、
２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。最大値検出
回路５は、実施例１と同様にして、Ｐ（ｔ）を出力す
る。判定部３では、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｐ
（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが到来した
と判定し、キャリア検出信号を出力する。
し変調成分を除去し、逓倍された信号に対して時間軸／
周波数軸変換回路１では実施例１と同様にしてＤＦＴ、
２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。最大値検出
回路５は、実施例１と同様にして、Ｐ（ｔ）を出力す
る。判定部３では、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｐ
（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが到来した
と判定し、キャリア検出信号を出力する。
【００５６】実施例２において、ＭΔｆが周波数観測点
と一致しない場合、パワースペクトルは、ＭΔｆを挟む
２つの周波数観測点に分散されてしまうため、検出され
た最大値は、信号のもつ本来の最大値より低く観測され
てしまい、誤検出または不検出となる可能性が高くなっ
てしまう。この欠点を解決するためには、ＭΔｆと周波
数観測点の推定誤差を小さくすれば良く、すなわち、Ｄ
ＦＴによる周波数解像度を小さくすれば良い。簡単のた
めに、ｓ（ｔ）を１シンボル当たりＸサンプルし、Ｌシ
ンボル分のデータｘ（１）〜ｘ（ｋ）（ｋ＝Ｘ・Ｌ）用
いてＤＦＴを行うとする。シンボル周期をＴとし、サン
プル間隔をΔｔとおけば、 Δｔ＝Ｔ／Ｘ ・・・（７） と表すことができる。また、ＤＦＴによる周波数解像度
をΔｆｒとおけば Δｆｒ＝１／（Δｔ・ｋ）＝Ｘ／（Ｔ・ｋ） ＝Ｘ／（Ｔ・Ｘ・Ｌ）＝１／（Ｔ・Ｌ） ・・・（８） と表すことができる。従って、処理するシンボル数を増
やすことによって周波数解像度を小さくすることがで
き、キャリア検出精度を向上することができる。本実施
例においては、最大検出回路にて最大の値を求める場合
について説明したが、所定の値より大きい値を求めるこ
とにより同様の効果を得ることができる。
と一致しない場合、パワースペクトルは、ＭΔｆを挟む
２つの周波数観測点に分散されてしまうため、検出され
た最大値は、信号のもつ本来の最大値より低く観測され
てしまい、誤検出または不検出となる可能性が高くなっ
てしまう。この欠点を解決するためには、ＭΔｆと周波
数観測点の推定誤差を小さくすれば良く、すなわち、Ｄ
ＦＴによる周波数解像度を小さくすれば良い。簡単のた
めに、ｓ（ｔ）を１シンボル当たりＸサンプルし、Ｌシ
ンボル分のデータｘ（１）〜ｘ（ｋ）（ｋ＝Ｘ・Ｌ）用
いてＤＦＴを行うとする。シンボル周期をＴとし、サン
プル間隔をΔｔとおけば、 Δｔ＝Ｔ／Ｘ ・・・（７） と表すことができる。また、ＤＦＴによる周波数解像度
をΔｆｒとおけば Δｆｒ＝１／（Δｔ・ｋ）＝Ｘ／（Ｔ・ｋ） ＝Ｘ／（Ｔ・Ｘ・Ｌ）＝１／（Ｔ・Ｌ） ・・・（８） と表すことができる。従って、処理するシンボル数を増
やすことによって周波数解像度を小さくすることがで
き、キャリア検出精度を向上することができる。本実施
例においては、最大検出回路にて最大の値を求める場合
について説明したが、所定の値より大きい値を求めるこ
とにより同様の効果を得ることができる。
【００５７】実施例３．図７は、この発明の実施例を示
すキャリア検出器のブロック図であり、図８は図７の動
作を示すフローチャートである。図７において、１００
ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じであ
る。逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１は実施例１
と同じであり、２は周波数軸上で表現されている信号の
パワースペクトルの累積値を数サンプル毎に求める累積
加算回路、５は累積加算回路２から複数個の累積値の中
から最大となるものを求める最大値検出回路、１００は
逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１、累積加算回路
および最大値検出回路５で構成されるキャリア検出部、
判定部３は実施例１と同じである。
すキャリア検出器のブロック図であり、図８は図７の動
作を示すフローチャートである。図７において、１００
ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じであ
る。逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１は実施例１
と同じであり、２は周波数軸上で表現されている信号の
パワースペクトルの累積値を数サンプル毎に求める累積
加算回路、５は累積加算回路２から複数個の累積値の中
から最大となるものを求める最大値検出回路、１００は
逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１、累積加算回路
および最大値検出回路５で構成されるキャリア検出部、
判定部３は実施例１と同じである。
【００５８】ｓ（ｔ）のパワースペクトルを周波数軸上
で観測した場合、ＭΔｆにおいて、線スペクトルがたつ
はずであるが、実際には、ノイズやパターンジッタの影
響で、ＭΔｆ以外の場所にも、スペクトルが存在する。
Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）は周波数軸上でΔｆｒ間隔で離散的
であるので、ＭΔｆに対応する周波数観測点または、Ｍ
Δｆに最も近い周波数観測点におけるパワースペクトル
を検出することになる。前述のように、ＭΔｆが周波数
観測点と一致しない場合、検出された最大値は、信号の
もつ本来の最大値より低く観測されてしまい、最悪でピ
ークは３．９ｄＢ低下する。このため、誤検出または不
検出となる可能性が高くなってしまう。この欠点を解決
するために、パワースペクトルの累積値を連続する数サ
ンプル毎に求め、複数個の累積値の中から最大となるも
のを求め、その最大値を用いてキャリア検出を行う。パ
ワースペクトルの累積値を連続する数サンプル毎に求め
ることによって、ＭΔｆが周波数観測点と一致しない場
合でも、キャリアパワーを求めることになる。例えば、
前後各々ｍサンプル点の信号のパワースペクトルが累積
されたｉ番目の累積値をＸ（ｉ）とすれば、Ｘ（ｉ）は
式９で示され、この（ｋ−２ｍ）個の中からＸ（ｉ）の
最大値を求めればよい。
で観測した場合、ＭΔｆにおいて、線スペクトルがたつ
はずであるが、実際には、ノイズやパターンジッタの影
響で、ＭΔｆ以外の場所にも、スペクトルが存在する。
Ｆ（１）〜Ｆ（ｋ）は周波数軸上でΔｆｒ間隔で離散的
であるので、ＭΔｆに対応する周波数観測点または、Ｍ
Δｆに最も近い周波数観測点におけるパワースペクトル
を検出することになる。前述のように、ＭΔｆが周波数
観測点と一致しない場合、検出された最大値は、信号の
もつ本来の最大値より低く観測されてしまい、最悪でピ
ークは３．９ｄＢ低下する。このため、誤検出または不
検出となる可能性が高くなってしまう。この欠点を解決
するために、パワースペクトルの累積値を連続する数サ
ンプル毎に求め、複数個の累積値の中から最大となるも
のを求め、その最大値を用いてキャリア検出を行う。パ
ワースペクトルの累積値を連続する数サンプル毎に求め
ることによって、ＭΔｆが周波数観測点と一致しない場
合でも、キャリアパワーを求めることになる。例えば、
前後各々ｍサンプル点の信号のパワースペクトルが累積
されたｉ番目の累積値をＸ（ｉ）とすれば、Ｘ（ｉ）は
式９で示され、この（ｋ−２ｍ）個の中からＸ（ｉ）の
最大値を求めればよい。
【００５９】
【数１】
【００６０】したがって、逓倍器４および時間軸／周波
数軸変換回路１では実施例２と同様にして受信信号をＭ
逓倍し変調成分を除去し、逓倍された信号に対してＤＦ
Ｔ、２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。累積加
算回路２は式９で示されたＸ（ｉ）を求める。最大値検
出回路５は、実施例２と同様にして、時刻ｔにおけるＸ
（ｉ）の最大値をＰ（ｔ）として出力する。判定部３で
は、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｐ（ｔ）がしきい値
を越えた場合に、バーストが到来したと判定し、キャリ
ア検出信号を出力する。
数軸変換回路１では実施例２と同様にして受信信号をＭ
逓倍し変調成分を除去し、逓倍された信号に対してＤＦ
Ｔ、２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。累積加
算回路２は式９で示されたＸ（ｉ）を求める。最大値検
出回路５は、実施例２と同様にして、時刻ｔにおけるＸ
（ｉ）の最大値をＰ（ｔ）として出力する。判定部３で
は、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較し、Ｐ（ｔ）がしきい値
を越えた場合に、バーストが到来したと判定し、キャリ
ア検出信号を出力する。
【００６１】実施例４．図９は、この発明の実施例を示
すキャリア検出器のブロック図であり、図１０は図９の
動作を示すフローチャートである。図９において、１０
０ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じもの
である。また、逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１
は実施例２と同じであり、６は周波数軸上で表現されて
いる信号のパワースペクトルの中で大きい方から複数個
のピークを検出するピーク検出回路、２は前記ピーク検
出回路６から出力された各々のピークとなる周波数観測
点の前後数サンプルにおけるパワースペクトルの累積値
を求める累積加算回路、５は累積加算回路２から出力さ
れる複数個の累積値の中から最大となるものを求める最
大値検出回路、１００は逓倍器４、時間軸／周波数軸変
換回路１、ピーク検出回路６、累積加算回路２および最
大値検出回路５で構成されるキャリア検出部、判定部３
は実施例１と同じである。
すキャリア検出器のブロック図であり、図１０は図９の
動作を示すフローチャートである。図９において、１０
０ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じもの
である。また、逓倍器４、時間軸／周波数軸変換回路１
は実施例２と同じであり、６は周波数軸上で表現されて
いる信号のパワースペクトルの中で大きい方から複数個
のピークを検出するピーク検出回路、２は前記ピーク検
出回路６から出力された各々のピークとなる周波数観測
点の前後数サンプルにおけるパワースペクトルの累積値
を求める累積加算回路、５は累積加算回路２から出力さ
れる複数個の累積値の中から最大となるものを求める最
大値検出回路、１００は逓倍器４、時間軸／周波数軸変
換回路１、ピーク検出回路６、累積加算回路２および最
大値検出回路５で構成されるキャリア検出部、判定部３
は実施例１と同じである。
【００６２】実施例３においては、全観測帯域に対して
累積値を計算し、Ｘ（ｉ）を求めていたが、ＭΔｆ以外
の場所でＸ（ｉ）が大きくなる場合は、ノイズによって
Ｆ（ｉ）（１≦ｉ≦ｋ）の中にＦ（ｉ）の平均値より突
出したピークがある場合がほとんどであるので、全観測
帯域に対してパワースペクトルの累積値を求める必要は
無く、ここでは、Ｆ（ｉ）の上からｈ番目までのピーク
を求め、そのｈ個に対してＸ（ｉ）を求め、Ｘ（ｉ）の
最大値をＰ（ｔ）とすれば良い。
累積値を計算し、Ｘ（ｉ）を求めていたが、ＭΔｆ以外
の場所でＸ（ｉ）が大きくなる場合は、ノイズによって
Ｆ（ｉ）（１≦ｉ≦ｋ）の中にＦ（ｉ）の平均値より突
出したピークがある場合がほとんどであるので、全観測
帯域に対してパワースペクトルの累積値を求める必要は
無く、ここでは、Ｆ（ｉ）の上からｈ番目までのピーク
を求め、そのｈ個に対してＸ（ｉ）を求め、Ｘ（ｉ）の
最大値をＰ（ｔ）とすれば良い。
【００６３】したがって、逓倍器４および時間軸／周波
数軸変換回路１では実施例２と同様にして受信信号をＭ
逓倍し変調成分を除去し、逓倍された信号に対してＤＦ
Ｔ、２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。ピーク
検出回路はＦ（１）〜Ｆ（ｋ）の中で大きい方から複数
個のピークを検出し、累積加算回路２はこの複数個のピ
ークに対して実施例３と同様にして式９で示されたＸ
（ｉ）を求める。最大値検出回路５は、実施例３と同様
にして、時刻ｔにおけるＸ（ｉ）の最大値をＰ（ｔ）と
して出力する。判定部３では、Ｐ（ｔ）をしきい値と比
較し、Ｐ（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが
到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
数軸変換回路１では実施例２と同様にして受信信号をＭ
逓倍し変調成分を除去し、逓倍された信号に対してＤＦ
Ｔ、２乗操作を行いＦ（１）〜Ｆ（ｋ）を得る。ピーク
検出回路はＦ（１）〜Ｆ（ｋ）の中で大きい方から複数
個のピークを検出し、累積加算回路２はこの複数個のピ
ークに対して実施例３と同様にして式９で示されたＸ
（ｉ）を求める。最大値検出回路５は、実施例３と同様
にして、時刻ｔにおけるＸ（ｉ）の最大値をＰ（ｔ）と
して出力する。判定部３では、Ｐ（ｔ）をしきい値と比
較し、Ｐ（ｔ）がしきい値を越えた場合に、バーストが
到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
【００６４】実施例５．図１１は、この発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図１２は図１
１の動作を示すフローチャートである。図１１におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、判定部３、キャリア検出部１０
０は実施例２〜実施例４と同じである。７は受信信号の
レベルを検出するレベル測定器、８はレベル測定器７の
出力信号を用いて、キャリア検出部１００から出力され
たＰ（ｔ）のレベルを調整するＡＧＣアンプであり、１
０１はレベル測定器７およびＡＧＣアンプ８で構成され
るＡＧＣ回路である。尚、ＡＧＣ回路は調整回路に相当
する。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図１２は図１
１の動作を示すフローチャートである。図１１におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、判定部３、キャリア検出部１０
０は実施例２〜実施例４と同じである。７は受信信号の
レベルを検出するレベル測定器、８はレベル測定器７の
出力信号を用いて、キャリア検出部１００から出力され
たＰ（ｔ）のレベルを調整するＡＧＣアンプであり、１
０１はレベル測定器７およびＡＧＣアンプ８で構成され
るＡＧＣ回路である。尚、ＡＧＣ回路は調整回路に相当
する。
【００６５】実施例２〜実施例４の判定部においては、
キャリアが検出されるのは、Ｐ（ｔ）がしきい値を越え
た場合としていたので、判定においては、入力信号のレ
ベルの影響を受けることになる。従って、受信信号のレ
ベルを測定することによりＡＧＣをかけ、キャリア検出
部から出力する。
キャリアが検出されるのは、Ｐ（ｔ）がしきい値を越え
た場合としていたので、判定においては、入力信号のレ
ベルの影響を受けることになる。従って、受信信号のレ
ベルを測定することによりＡＧＣをかけ、キャリア検出
部から出力する。
【００６６】実施例２〜実施例４と同様にしてキャリア
検出部１００は動作しＰ（ｔ）を出力する。レベル測定
器７は受信信号をサンプルし、時間軸上で受信信号の平
均電力Ｐｒを求め、さらに、ＰｒとＣ／Ｎ＝∞における
電力Ｐ（Ｃ／Ｎ＝∞）との比ｒを求める。 ｒ＝Ｐｒ／Ｐ（Ｃ／Ｎ＝∞） ・・・（１０） 平均電力Ｐｒを求めるにあたっての時定数は、フェージ
ング等による信号のレベル変動を十分平均化できるよう
な時間（シンボル数）を選べば良い。ＡＧＣアンプ８
は、キャリア検出部１００の出力Ｐ（ｔ）およびレベル
測定器７の出力ｒを用いて Ｐ’（ｔ）＝Ｐ（ｔ）×１／ｒ ・・・（１１） を満たすように操作を行いＰ’（ｔ）を求める。判定部
３では、実施例２〜実施例４と同様にして、Ｐ’（ｔ）
としきい値を比較することによってキャリア検出を行
う。
検出部１００は動作しＰ（ｔ）を出力する。レベル測定
器７は受信信号をサンプルし、時間軸上で受信信号の平
均電力Ｐｒを求め、さらに、ＰｒとＣ／Ｎ＝∞における
電力Ｐ（Ｃ／Ｎ＝∞）との比ｒを求める。 ｒ＝Ｐｒ／Ｐ（Ｃ／Ｎ＝∞） ・・・（１０） 平均電力Ｐｒを求めるにあたっての時定数は、フェージ
ング等による信号のレベル変動を十分平均化できるよう
な時間（シンボル数）を選べば良い。ＡＧＣアンプ８
は、キャリア検出部１００の出力Ｐ（ｔ）およびレベル
測定器７の出力ｒを用いて Ｐ’（ｔ）＝Ｐ（ｔ）×１／ｒ ・・・（１１） を満たすように操作を行いＰ’（ｔ）を求める。判定部
３では、実施例２〜実施例４と同様にして、Ｐ’（ｔ）
としきい値を比較することによってキャリア検出を行
う。
【００６７】実施例６． 図１３は、この発明の実施例を示すキャリア検出器のブ
ロック図であり、図１４は図１３の動作を示すフローチ
ャートである。図１３において、１００ａ，１００ｂ，
１００ｃは上述の実施例１と同じものである。また、判
定部３は実施例３〜実施例５と同じ動作をする。キャリ
ア検出部１００は実施例３〜実施例５と同じ動作をし、
さらに、パワースペクトルを最大とする周波数（以下、
ｆMAXM）を出力し、９はｆMAXMをＭ分周し、周波数オフ
セット（以下、ｆMAX ）を出力する分周器、１０はキャ
リアが検出された場合（判定部３からキャリア検出信号
が出力された場合）に、分周器９で出力されるｆMAX を
用いて受信信号の周波数を補正する周波数補正回路であ
る。
ロック図であり、図１４は図１３の動作を示すフローチ
ャートである。図１３において、１００ａ，１００ｂ，
１００ｃは上述の実施例１と同じものである。また、判
定部３は実施例３〜実施例５と同じ動作をする。キャリ
ア検出部１００は実施例３〜実施例５と同じ動作をし、
さらに、パワースペクトルを最大とする周波数（以下、
ｆMAXM）を出力し、９はｆMAXMをＭ分周し、周波数オフ
セット（以下、ｆMAX ）を出力する分周器、１０はキャ
リアが検出された場合（判定部３からキャリア検出信号
が出力された場合）に、分周器９で出力されるｆMAX を
用いて受信信号の周波数を補正する周波数補正回路であ
る。
【００６８】キャリア検出部１００ではＰ（ｔ）を検出
し、出力するが、ここでは同時に周波数オフセットｆMA
X を求めることができるため、ここでは、ｆMAX を用い
て受信信号にＡＦＣをかけることを考える。キャリア検
出部１００では実施例３〜実施例５と同様にして、Ｐ
（ｔ）を出力する。実施例３〜実施例５の検討結果より
このＰ（ｔ）に対応する周波数をｆMAXMとすれば、ｆMA
XMはＭ逓倍された周波数オフセットであるので、ｆMAXM
をＭ分周し、周波数オフセットｆMAX を求める。周波数
オフセットがｆMAX であるので、周波数補正回路におい
て受信信号の周波数を−ｆMAX だけシフトすることによ
りＡＦＣをかけたことになる。
し、出力するが、ここでは同時に周波数オフセットｆMA
X を求めることができるため、ここでは、ｆMAX を用い
て受信信号にＡＦＣをかけることを考える。キャリア検
出部１００では実施例３〜実施例５と同様にして、Ｐ
（ｔ）を出力する。実施例３〜実施例５の検討結果より
このＰ（ｔ）に対応する周波数をｆMAXMとすれば、ｆMA
XMはＭ逓倍された周波数オフセットであるので、ｆMAXM
をＭ分周し、周波数オフセットｆMAX を求める。周波数
オフセットがｆMAX であるので、周波数補正回路におい
て受信信号の周波数を−ｆMAX だけシフトすることによ
りＡＦＣをかけたことになる。
【００６９】実施例７．図１５は、この発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図１６は図１
５の動作を示すフローチャートである。図１５におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア検出部１００、ＡＧＣ
部１０１、判定部３は実施例５と同じであり、分周器
９、周波数補正回路１０は実施例６と同じである。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図１６は図１
５の動作を示すフローチャートである。図１５におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア検出部１００、ＡＧＣ
部１０１、判定部３は実施例５と同じであり、分周器
９、周波数補正回路１０は実施例６と同じである。
【００７０】以下、実施例７の動作を説明する。実施例
５と同様にしてキャリア検出部１００、ＡＧＣ部１０１
は動作し、キャリア検出を行い、実施例６と同様にし
て、分周器９、周波数補正回路１０は動作し、受信信号
の周波数を補正し、補正信号を出力する。
５と同様にしてキャリア検出部１００、ＡＧＣ部１０１
は動作し、キャリア検出を行い、実施例６と同様にし
て、分周器９、周波数補正回路１０は動作し、受信信号
の周波数を補正し、補正信号を出力する。
【００７１】実施例８．図１７は、この発明の実施例を
示す最大値検出部のブロック図であり、図１８は図１７
の動作を示すフローチャートである。図１７において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、時間軸／周波数軸変換回路１までは
実施例２〜実施例４各々と同じであり、１１は最大値検
出回路２で出力されたＰおよびＦMAXMの前後の数点にお
けるパワースペクトルを用いて周波数を補間する周波数
補間回路である。
示す最大値検出部のブロック図であり、図１８は図１７
の動作を示すフローチャートである。図１７において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、時間軸／周波数軸変換回路１までは
実施例２〜実施例４各々と同じであり、１１は最大値検
出回路２で出力されたＰおよびＦMAXMの前後の数点にお
けるパワースペクトルを用いて周波数を補間する周波数
補間回路である。
【００７２】以下、実施例８の動作を説明する。式８に
示されたように、Δｆｒは処理シンボル数Ｌによって一
意的に決定されてしまい、Δｆｒを十分小さくできない
ような場合では、本来ピークとなる周波数と、検出され
たｆMAX との差を小さくすることができず、それによっ
て、ｆMAX は誤差を含むことになる。この欠点を改良す
るために、周波数軸上で補間を行うことを考える。ここ
での補間は例えば、最大値検出回路５で出力されたＰお
よびｆMAXMの隣接する前または後ろの１点におけるパワ
ースペクトルを用いて周波数を補間する方法がある。補
間し、分周することによって求まった周波数をｆMAX と
し、周波数補正回路へ出力する。従って、周波数補正回
路１０では、最大値検出回路５から出力される周波数に
対して補間を行い、精度が向上された周波数を用いて周
波数補正を行う。
示されたように、Δｆｒは処理シンボル数Ｌによって一
意的に決定されてしまい、Δｆｒを十分小さくできない
ような場合では、本来ピークとなる周波数と、検出され
たｆMAX との差を小さくすることができず、それによっ
て、ｆMAX は誤差を含むことになる。この欠点を改良す
るために、周波数軸上で補間を行うことを考える。ここ
での補間は例えば、最大値検出回路５で出力されたＰお
よびｆMAXMの隣接する前または後ろの１点におけるパワ
ースペクトルを用いて周波数を補間する方法がある。補
間し、分周することによって求まった周波数をｆMAX と
し、周波数補正回路へ出力する。従って、周波数補正回
路１０では、最大値検出回路５から出力される周波数に
対して補間を行い、精度が向上された周波数を用いて周
波数補正を行う。
【００７３】なお、実施例１の判定部においては、前段
の出力がしきい値を越えた場合に検出ができたと判定し
ていたが、ノイズやレベル変動による影響を考慮し、あ
る期間にわたってしきい値を越えた場合にのみ検出がで
きたと判定することで、キャリア検出精度を向上させる
ことができる。
の出力がしきい値を越えた場合に検出ができたと判定し
ていたが、ノイズやレベル変動による影響を考慮し、あ
る期間にわたってしきい値を越えた場合にのみ検出がで
きたと判定することで、キャリア検出精度を向上させる
ことができる。
【００７４】また、実施例２〜実施例８の判定部におい
ては、前段の出力がしきい値を越えた場合に検出ができ
たと判定していたが、ノイズやレベル変動による影響を
考慮し、同じまたは近隣の周波数において、ある期間に
わたってしきい値を越えた場合または、しきい値を越え
ない場合でも、同じまたは近隣の周波数がある期間にわ
たって安定して推定された場合のみ検出ができたと判定
することで、キャリア検出精度を向上させることができ
る。
ては、前段の出力がしきい値を越えた場合に検出ができ
たと判定していたが、ノイズやレベル変動による影響を
考慮し、同じまたは近隣の周波数において、ある期間に
わたってしきい値を越えた場合または、しきい値を越え
ない場合でも、同じまたは近隣の周波数がある期間にわ
たって安定して推定された場合のみ検出ができたと判定
することで、キャリア検出精度を向上させることができ
る。
【００７５】また、実施例においては、バーストはＰＮ
パターンとしていたが、バースト中にＣＲパターンが存
在する場合には、この部分を用いてキャリア検出を行う
ことができる。この場合、ＣＲパターンは無変調である
ので、実施例２〜実施例８のキャリア検出部においては
逓倍する必要がなく、逓倍器は不要となる。また、実施
例６〜実施例８においては、同じ理由により逓倍器、分
周器は不要となり、これにより、回路構成は簡単にな
る。
パターンとしていたが、バースト中にＣＲパターンが存
在する場合には、この部分を用いてキャリア検出を行う
ことができる。この場合、ＣＲパターンは無変調である
ので、実施例２〜実施例８のキャリア検出部においては
逓倍する必要がなく、逓倍器は不要となる。また、実施
例６〜実施例８においては、同じ理由により逓倍器、分
周器は不要となり、これにより、回路構成は簡単にな
る。
【００７６】また、実施例においては、バースト同期が
とれておらず、キャリア検出器は連続モードで動作して
いたが、バースト同期がとれている場合には、キャリア
検出は、バーストに同期させて、１バーストに１回だけ
の処理で済むため、演算量は減少する。さらに実施例２
〜実施例４において、バースト同期がとれており、通信
中にＡＦＣをかける時には、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較
する必要は無く、Ｐ（ｔ）に対応した周波数を用いてＡ
ＦＣを行えば良いので演算量は減少する。
とれておらず、キャリア検出器は連続モードで動作して
いたが、バースト同期がとれている場合には、キャリア
検出は、バーストに同期させて、１バーストに１回だけ
の処理で済むため、演算量は減少する。さらに実施例２
〜実施例４において、バースト同期がとれており、通信
中にＡＦＣをかける時には、Ｐ（ｔ）をしきい値と比較
する必要は無く、Ｐ（ｔ）に対応した周波数を用いてＡ
ＦＣを行えば良いので演算量は減少する。
【００７７】上述の実施例１から実施例８にてそれぞれ
記載したフローチャートに基づいてソフトウェアを作成
する。そして、このソフトウェアに基づくＣＰＵの動作
によりキャリア検出器を制御する。
記載したフローチャートに基づいてソフトウェアを作成
する。そして、このソフトウェアに基づくＣＰＵの動作
によりキャリア検出器を制御する。
【００７８】実施例９．図１９はこの発明の実施例を示
すキャリア検出器のブロック図であり、図２０は図１９
の動作を示すフローチャートである。図１９において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、２６は受信信号を極座標変換する極
座標変換回路、２７は受信信号と参照信号との相関を求
めるにあたり受信信号の位相から予め記憶された参照信
号の位相を減算する位相減算部、２８は位相減算部２７
から出力された位相と１サンプル前の位相との差を求め
る位相差計算部、２９は位相差計算部２８から出力され
た位相差を累積し、その累積値の絶対値を求める累積加
算回路、３０は累積加算回路２９から出力された複数個
の累積値の絶対値の中から最小のものを選択し出力する
最小値検出回路、１０２は極座標変換回路２６と位相減
算部２７と位相差計算部２８と累積加算回路２９および
最小値検出回路３０で構成される相関値計算部、３１は
相関値計算部１０２から出力された累積値の絶対値をし
きい値と比較することでバーストの到来を判定し、キャ
リアを検出し、キャリアが検出された場合にキャリア検
出信号を出力する判定部である。
すキャリア検出器のブロック図であり、図２０は図１９
の動作を示すフローチャートである。図１９において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、２６は受信信号を極座標変換する極
座標変換回路、２７は受信信号と参照信号との相関を求
めるにあたり受信信号の位相から予め記憶された参照信
号の位相を減算する位相減算部、２８は位相減算部２７
から出力された位相と１サンプル前の位相との差を求め
る位相差計算部、２９は位相差計算部２８から出力され
た位相差を累積し、その累積値の絶対値を求める累積加
算回路、３０は累積加算回路２９から出力された複数個
の累積値の絶対値の中から最小のものを選択し出力する
最小値検出回路、１０２は極座標変換回路２６と位相減
算部２７と位相差計算部２８と累積加算回路２９および
最小値検出回路３０で構成される相関値計算部、３１は
相関値計算部１０２から出力された累積値の絶対値をし
きい値と比較することでバーストの到来を判定し、キャ
リアを検出し、キャリアが検出された場合にキャリア検
出信号を出力する判定部である。
【００７９】受信信号ｓ（ｔ）をサンプル周期Ｔでサン
プルし、ｋ番目における受信信号をｓ（ｋＴ）とし、そ
の位相成分をθ（ｋＴ）、振幅成分をＲ（ｋＴ）とする
と、θ（ｋＴ）は以下のように表すことができる。 θ（ｋＴ）＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） ・・・（１２） Ｔ ：サンプル周期 Δθ ：初期位相差 Δω ：オフセット角周波数 θNS（ｋＴ） ：時刻ｋＴにおけるノイズの位相成分 θMOD （ｋＴ）：時刻ｋＴにおける位相の変調成分 ＣＲパターンの場合にはθMOD （ｋＴ）＝０ また、参照信号の位相成分をθREF （ｋＴ）、振幅成分
をＲREF （ｋＴ）とするとθREF （ｋＴ）は以下のよう
に表すことができる。 θREF （ｋＴ）＝ΔθREF ＋ΔωREF ｋＴ ・・・（１３） ΔθREF ：参照信号の初期位相差 ΔωREF ：参照信号の角周波数 ここで、受信信号と参照信号との位相差をΦ（ｋＴ）と
し、Φ（ｋＴ）を求めると ΔΦ（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θREF （ｋＴ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −ΔθREF −ΔωREF ｋＴ ＝｛Δθ−ΔθREF ｝＋｛Δω−ΔωREF ｝ｋＴ ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） ・・・（１４）
プルし、ｋ番目における受信信号をｓ（ｋＴ）とし、そ
の位相成分をθ（ｋＴ）、振幅成分をＲ（ｋＴ）とする
と、θ（ｋＴ）は以下のように表すことができる。 θ（ｋＴ）＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） ・・・（１２） Ｔ ：サンプル周期 Δθ ：初期位相差 Δω ：オフセット角周波数 θNS（ｋＴ） ：時刻ｋＴにおけるノイズの位相成分 θMOD （ｋＴ）：時刻ｋＴにおける位相の変調成分 ＣＲパターンの場合にはθMOD （ｋＴ）＝０ また、参照信号の位相成分をθREF （ｋＴ）、振幅成分
をＲREF （ｋＴ）とするとθREF （ｋＴ）は以下のよう
に表すことができる。 θREF （ｋＴ）＝ΔθREF ＋ΔωREF ｋＴ ・・・（１３） ΔθREF ：参照信号の初期位相差 ΔωREF ：参照信号の角周波数 ここで、受信信号と参照信号との位相差をΦ（ｋＴ）と
し、Φ（ｋＴ）を求めると ΔΦ（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θREF （ｋＴ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −ΔθREF −ΔωREF ｋＴ ＝｛Δθ−ΔθREF ｝＋｛Δω−ΔωREF ｝ｋＴ ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） ・・・（１４）
【００８０】ここで、１サンプル前のサンプルとの位相
差ΔΦ（ｋＴ）を求めると Φ（ｋＴ）＝Φ（ｋＴ）−Φ（ｋＴ−Ｔ） ＝｛Δθ−ΔθREF ｝＋｛Δω−ΔωREF ｝ｋＴ ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −｛Δθ−ΔθREF ｝−｛Δω−ΔωREF ｝（ｋＴ−Ｔ） −θMOD （ｋＴ−Ｔ）−θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ） ・・・（１５） これは、受信信号と参照信号の周波数差に対応する位相
成分と、変調による位相成分と、雑音による位相成分の
和で表される。ここで、Ｌサンプル分の位相差の和Ｓを
求めると
差ΔΦ（ｋＴ）を求めると Φ（ｋＴ）＝Φ（ｋＴ）−Φ（ｋＴ−Ｔ） ＝｛Δθ−ΔθREF ｝＋｛Δω−ΔωREF ｝ｋＴ ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −｛Δθ−ΔθREF ｝−｛Δω−ΔωREF ｝（ｋＴ−Ｔ） −θMOD （ｋＴ−Ｔ）−θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ） ・・・（１５） これは、受信信号と参照信号の周波数差に対応する位相
成分と、変調による位相成分と、雑音による位相成分の
和で表される。ここで、Ｌサンプル分の位相差の和Ｓを
求めると
【００８１】
【数２】
【００８２】受信信号がＣＲパターンの場合には、式１
６の第２項は０になるので
６の第２項は０になるので
【００８３】
【数３】
【００８４】となる。ここで、｜Ｓ｜および｜ＳCR｜を
考える。式１６および式１７においてＴおよびＬは固定
値であるので、受信信号のオフセット周波数が、参照信
号の周波数と等しくなった場合（｛Δω−ΔωREF ｝＝
０の場合）に、｜Ｓ｜および｜ＳCR｜は最小となり、両
式は各々以下のようになる。
考える。式１６および式１７においてＴおよびＬは固定
値であるので、受信信号のオフセット周波数が、参照信
号の周波数と等しくなった場合（｛Δω−ΔωREF ｝＝
０の場合）に、｜Ｓ｜および｜ＳCR｜は最小となり、両
式は各々以下のようになる。
【００８５】
【数４】
【００８６】
【数５】
【００８７】従って、上記の処理を複数個の参照信号に
対して行い、その累積値の絶対値が最小となる場合を選
択し、｜ＳCR｜を分離できるしきい値に対して比較を行
い、そのしきい値より小さい場合には、ＣＲパターンが
到来したと判定する。
対して行い、その累積値の絶対値が最小となる場合を選
択し、｜ＳCR｜を分離できるしきい値に対して比較を行
い、そのしきい値より小さい場合には、ＣＲパターンが
到来したと判定する。
【００８８】以下、実施例９のキャリア検出器について
図１９および図２０に従い説明する。極座標変換回路２
６では受信信号の位相成分を求め、位相減算部２７にお
いて受信信号の位相から参照信号の位相を減算する。位
相差計算部２８では、位相減算部２７から出力された位
相と１サンプル前の位相との差を求め、累積加算回路２
９において、この位相差を観測したいサンプル分累積し
その絶対値を求める。最小値検出回路３０では累積加算
回路２９から出力された複数個の累積値の絶対値の中か
ら最小のものを選択し出力し、判定部３１では最小値検
出回路３０から出力された累積値の絶対値の最小値をし
きい値と比較し、しきい値より小さい場合には、バース
トが到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
図１９および図２０に従い説明する。極座標変換回路２
６では受信信号の位相成分を求め、位相減算部２７にお
いて受信信号の位相から参照信号の位相を減算する。位
相差計算部２８では、位相減算部２７から出力された位
相と１サンプル前の位相との差を求め、累積加算回路２
９において、この位相差を観測したいサンプル分累積し
その絶対値を求める。最小値検出回路３０では累積加算
回路２９から出力された複数個の累積値の絶対値の中か
ら最小のものを選択し出力し、判定部３１では最小値検
出回路３０から出力された累積値の絶対値の最小値をし
きい値と比較し、しきい値より小さい場合には、バース
トが到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
【００８９】実施例１０．図２１はこの発明の実施例を
示す相関値計算部のブロック図であり、図２２は図２１
の動作を示すフローチャートである。図２１において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、極座標変換回路２６、位相減算部２
７、位相差計算部２８、累積加算回路２９、最小値検出
回路３０は実施例９と同じである。３２は位相差計算部
２８から出力される位相差の絶対値を求める絶対値計算
回路、３３は絶対値計算回路３２の出力を累積する累積
加算回路、１０３は絶対値計算回路３２と累積加算回路
３３で構成される信頼度計算部、１０２は極座標変換回
路２６と位相減算部２７と位相差計算部２８と累積加算
回路２９と最小値検出回路３０および信頼度計算部１０
３とで構成される相関値計算部である。
示す相関値計算部のブロック図であり、図２２は図２１
の動作を示すフローチャートである。図２１において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、極座標変換回路２６、位相減算部２
７、位相差計算部２８、累積加算回路２９、最小値検出
回路３０は実施例９と同じである。３２は位相差計算部
２８から出力される位相差の絶対値を求める絶対値計算
回路、３３は絶対値計算回路３２の出力を累積する累積
加算回路、１０３は絶対値計算回路３２と累積加算回路
３３で構成される信頼度計算部、１０２は極座標変換回
路２６と位相減算部２７と位相差計算部２８と累積加算
回路２９と最小値検出回路３０および信頼度計算部１０
３とで構成される相関値計算部である。
【００９０】実施例９においては、ΔΦ（ｋＴ）を求め
るにあたっては式１５を用いて求めていたが、ΔΦ（ｋ
Ｔ）については実際には［−π，π］の範囲の余剰でし
か求まらないため、例えば、式１５において、ＣＲパタ
ーンの場合に｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ＝πまたは−πとな
る場合では、ノイズによってΔΦ（ｋＴ）は±π近傍を
とることになるので、これらを累積しその絶対値を求め
た場合｜ＳCR｜がほぼ０になる場合が発生する。この欠
点をなくすために、累積値の信頼度を求め、信頼度の低
い累積値を選択し除去することを考える。
るにあたっては式１５を用いて求めていたが、ΔΦ（ｋ
Ｔ）については実際には［−π，π］の範囲の余剰でし
か求まらないため、例えば、式１５において、ＣＲパタ
ーンの場合に｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ＝πまたは−πとな
る場合では、ノイズによってΔΦ（ｋＴ）は±π近傍を
とることになるので、これらを累積しその絶対値を求め
た場合｜ＳCR｜がほぼ０になる場合が発生する。この欠
点をなくすために、累積値の信頼度を求め、信頼度の低
い累積値を選択し除去することを考える。
【００９１】まずΔΦ（ｋＴ）の絶対値を累積しこの累
積値をＭとおく。
積値をＭとおく。
【００９２】
【数６】
【００９３】前述の例のように、もし、｛Δω−Δω
REF ｝Ｔ＝πまたは−πとなり、その場合の累積値の絶
対値が小さくなってもその場合のＭはπ近傍の値の累積
となるので大きな値となり｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ＝０の
場合と区別することができる。
REF ｝Ｔ＝πまたは−πとなり、その場合の累積値の絶
対値が小さくなってもその場合のＭはπ近傍の値の累積
となるので大きな値となり｛Δω−ΔωREF ｝Ｔ＝０の
場合と区別することができる。
【００９４】以下、実施例１０の相関値計算部について
図２１に従い説明する。極座標変換回路２６と位相減算
部２７と位相差計算部２８と累積加算回路２９は実施例
９と同様の動作をする。絶対値計算回路３２では位相差
計算部２８から出力される位相差の絶対値を求め、累積
加算回路３３ではその絶対値を累積加算回路２９と同じ
サンプルについて累積する。最小値検出回路３０では累
積加算回路２９から出力された複数個の累積値の絶対値
の中から最小のものを検索するが、累積加算回路３３か
ら出力されるＭが大きかった参照信号の累積値の絶対値
については信頼度が低いため検索しない。よって、信頼
度の高い累積値の中から累積値の絶対値の最小のものを
検索することができる。
図２１に従い説明する。極座標変換回路２６と位相減算
部２７と位相差計算部２８と累積加算回路２９は実施例
９と同様の動作をする。絶対値計算回路３２では位相差
計算部２８から出力される位相差の絶対値を求め、累積
加算回路３３ではその絶対値を累積加算回路２９と同じ
サンプルについて累積する。最小値検出回路３０では累
積加算回路２９から出力された複数個の累積値の絶対値
の中から最小のものを検索するが、累積加算回路３３か
ら出力されるＭが大きかった参照信号の累積値の絶対値
については信頼度が低いため検索しない。よって、信頼
度の高い累積値の中から累積値の絶対値の最小のものを
検索することができる。
【００９５】実施例１１．図２３はこの発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２４は図２
３の動作を示すフローチャートである。図２３におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、相関値計算部１０２は実施例９
または実施例１０と同じである。３４はキャリアが検出
された場合（判定部３１からキャリア検出信号が出力さ
れた場合）に、最小値検出回路３０から出力される周波
数情報を用いて受信信号の周波数を補正する周波数補正
回路である。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２４は図２
３の動作を示すフローチャートである。図２３におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、相関値計算部１０２は実施例９
または実施例１０と同じである。３４はキャリアが検出
された場合（判定部３１からキャリア検出信号が出力さ
れた場合）に、最小値検出回路３０から出力される周波
数情報を用いて受信信号の周波数を補正する周波数補正
回路である。
【００９６】最小値検出回路３０では累積値の絶対値の
最小値を出力するが、累積値の絶対値を最小にする参照
信号が受信信号のオフセット周波数であるので、ここで
は同時に周波数オフセットｆMAX を求めることができ
る。よってキャリア検出信号が出力された場合には、実
施例６と同様にして受信信号にＡＦＣをかけることがで
きる。
最小値を出力するが、累積値の絶対値を最小にする参照
信号が受信信号のオフセット周波数であるので、ここで
は同時に周波数オフセットｆMAX を求めることができ
る。よってキャリア検出信号が出力された場合には、実
施例６と同様にして受信信号にＡＦＣをかけることがで
きる。
【００９７】実施例１２．図２５はこの発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２６は図２
５の動作を示すフローチャートである。図２５において
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、、極座標変換回路２６は実施例９と
同じである。３５は極座標変換回路２６から出力された
位相と１サンプル前の位相との差を求める遅延検波部、
３６は遅延検波部３５から出力された位相を用いてＤＦ
Ｔを行い受信信号のキャリア成分を求めるＤＦＴ計算
部、１０４は極座標変換回路２６と遅延検波部３５とＤ
ＦＴ計算部３６で構成されるキャリア成分計算部、３７
はキャリア成分計算部１０４から出力された値をしきい
値と比較することでバーストの到来を判定し、キャリア
を検出し、キャリアが検出された場合にキャリア検出信
号を出力する判定部である。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２６は図２
５の動作を示すフローチャートである。図２５において
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、、極座標変換回路２６は実施例９と
同じである。３５は極座標変換回路２６から出力された
位相と１サンプル前の位相との差を求める遅延検波部、
３６は遅延検波部３５から出力された位相を用いてＤＦ
Ｔを行い受信信号のキャリア成分を求めるＤＦＴ計算
部、１０４は極座標変換回路２６と遅延検波部３５とＤ
ＦＴ計算部３６で構成されるキャリア成分計算部、３７
はキャリア成分計算部１０４から出力された値をしきい
値と比較することでバーストの到来を判定し、キャリア
を検出し、キャリアが検出された場合にキャリア検出信
号を出力する判定部である。
【００９８】極座標変換回路２６の出力に対して遅延検
波を行い、その結果をΨ（ｋＴ）とすると Ψ（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θ（ｋＴ−Ｔ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −Δθ−Δω（ｋ−１）Ｔ−θMOD （ｋＴ−Ｔ） −θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝ΔωＴ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝ ・・・（２１） ＣＲパターンの場合では ΨCR（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θ（ｋＴ−Ｔ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θNS（ｋＴ） −Δθ−Δω（ｋ−１）Ｔ−θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝ΔωＴ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝ ・・・（２２） 式２２より、オフセット周波数は遅延検波を行うことに
より定位相になるので遅延検波結果のパワースペクトル
を見た場合、ＤＣ成分にあらわれる。しかし、変調成分
やノイズにより位相変動がある場合では、定位相にはな
らないのでそのパワースペクトルを見た場合、ＤＣ成分
は小さくなる。よってＤＣ成分を抽出し、ＣＲパターン
を分離できるしきい値に対して比較を行い、そのしきい
値より大きい場合には、ＣＲパターンが到来したと判定
する。
波を行い、その結果をΨ（ｋＴ）とすると Ψ（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θ（ｋＴ−Ｔ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θMOD （ｋＴ）＋θNS（ｋＴ） −Δθ−Δω（ｋ−１）Ｔ−θMOD （ｋＴ−Ｔ） −θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝ΔωＴ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝ ・・・（２１） ＣＲパターンの場合では ΨCR（ｋＴ）＝θ（ｋＴ）−θ（ｋＴ−Ｔ） ＝Δθ＋ΔωｋＴ＋θNS（ｋＴ） −Δθ−Δω（ｋ−１）Ｔ−θNS（ｋＴ−Ｔ） ＝ΔωＴ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝ ・・・（２２） 式２２より、オフセット周波数は遅延検波を行うことに
より定位相になるので遅延検波結果のパワースペクトル
を見た場合、ＤＣ成分にあらわれる。しかし、変調成分
やノイズにより位相変動がある場合では、定位相にはな
らないのでそのパワースペクトルを見た場合、ＤＣ成分
は小さくなる。よってＤＣ成分を抽出し、ＣＲパターン
を分離できるしきい値に対して比較を行い、そのしきい
値より大きい場合には、ＣＲパターンが到来したと判定
する。
【００９９】以下、実施例１２のキャリア検出器につい
て図２５に従い説明する。極座標変換回路２６では受信
信号の位相成分を求め、遅延検波部３５において極座標
変換回路２６から出力された位相と１サンプル前の位相
との差を求める。ＤＦＴ計算部３６では、この位相を用
いてＤＦＴを行い、ＤＣにおけるパワースペクトルを求
める。さらに判定部３７ではパワースペクトルをしきい
値と比較し、しきい値より大きい場合には、バーストが
到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
て図２５に従い説明する。極座標変換回路２６では受信
信号の位相成分を求め、遅延検波部３５において極座標
変換回路２６から出力された位相と１サンプル前の位相
との差を求める。ＤＦＴ計算部３６では、この位相を用
いてＤＦＴを行い、ＤＣにおけるパワースペクトルを求
める。さらに判定部３７ではパワースペクトルをしきい
値と比較し、しきい値より大きい場合には、バーストが
到来したと判定し、キャリア検出信号を出力する。
【０１００】実施例１３．図２５はこの発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２７は図２
５の動作を示すフローチャートである。図２５は実施例
１２と同じである。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２７は図２
５の動作を示すフローチャートである。図２５は実施例
１２と同じである。
【０１０１】実施例１２と同様に遅延検波部３５では遅
延検波を行うが、ここでは信号の振幅成分も考慮して遅
延検波を行う。よって式２１は以下のようになる。 Ψθ（ｋＴ）＝［ΔωＴ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝］ ΨＲ（ｋＴ）＝Ｒ（ｋＴ）Ｒ（ｋＴ−Ｔ） ・・・（２３） 式２３で求まる位相を用いて実施例１２と同様の処理を
行いＤＣにおけるキャリア成分を求め、その値に対して
ΨＲ（ｋＴ）をかけ、その値をしきい値と比較すること
によりキャリアを検出する。
延検波を行うが、ここでは信号の振幅成分も考慮して遅
延検波を行う。よって式２１は以下のようになる。 Ψθ（ｋＴ）＝［ΔωＴ＋｛θMOD （ｋＴ）−θMOD （ｋＴ−Ｔ）｝ ＋｛θNS（ｋＴ）−θNS（ｋＴ−Ｔ）｝］ ΨＲ（ｋＴ）＝Ｒ（ｋＴ）Ｒ（ｋＴ−Ｔ） ・・・（２３） 式２３で求まる位相を用いて実施例１２と同様の処理を
行いＤＣにおけるキャリア成分を求め、その値に対して
ΨＲ（ｋＴ）をかけ、その値をしきい値と比較すること
によりキャリアを検出する。
【０１０２】以下、実施例１３のキャリア検出器につい
て図２５に従い説明する。極座標変換回路２６では受信
信号を極座標変換することで受信信号の位相成分と振幅
成分を求め、遅延検波部３５において極座標変換回路２
６から出力された位相と振幅を用いて遅延検波を行い、
ＤＦＴ計算部３６では、遅延検波結果を用いてＤＦＴを
行い、ＤＣにおけるパワースペクトルを求める。さらに
判定部３７は実施例１２と同様の動作をし、キャリア検
出信号を出力する。
て図２５に従い説明する。極座標変換回路２６では受信
信号を極座標変換することで受信信号の位相成分と振幅
成分を求め、遅延検波部３５において極座標変換回路２
６から出力された位相と振幅を用いて遅延検波を行い、
ＤＦＴ計算部３６では、遅延検波結果を用いてＤＦＴを
行い、ＤＣにおけるパワースペクトルを求める。さらに
判定部３７は実施例１２と同様の動作をし、キャリア検
出信号を出力する。
【０１０３】実施例１４．図２８はこの発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２９は図２
８の動作を示すフローチャートである。図２８におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア成分計算部１０４、判
定部３７は実施例１３と同じであり、レベル測定器７、
ＡＧＣアンプ８、ＡＧＣ部１０１は実施例５と同じであ
る。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図２９は図２
８の動作を示すフローチャートである。図２８におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア成分計算部１０４、判
定部３７は実施例１３と同じであり、レベル測定器７、
ＡＧＣアンプ８、ＡＧＣ部１０１は実施例５と同じであ
る。
【０１０４】実施例１３の判定部においては、キャリア
が検出されるのは、パワースペクトルがしきい値を越え
た場合としていたので、判定においては、入力信号のレ
ベルの影響を受けることになる。従って、受信信号のレ
ベルを測定することによりＡＧＣをかけ、パワースペク
トルのレベルを補償することを考える。レベル測定およ
びＡＧＣの動作は実施例５と同じである。
が検出されるのは、パワースペクトルがしきい値を越え
た場合としていたので、判定においては、入力信号のレ
ベルの影響を受けることになる。従って、受信信号のレ
ベルを測定することによりＡＧＣをかけ、パワースペク
トルのレベルを補償することを考える。レベル測定およ
びＡＧＣの動作は実施例５と同じである。
【０１０５】以下、実施例１４のキャリア検出器につい
て図２８に従い説明する。実施例１３と同様にキャリア
成分計算部１０４はパワースペクトルを出力する。レベ
ル測定器７は受信信号の平均電力Ｐｒを求め、ＡＧＣア
ンプ８の増幅率を決定し、ＡＧＣアンプ８ではキャリア
成分計算部３６で出力されるパワースペクトルに対して
ＡＧＣをかける。判定部３７ではＡＧＣをかけられたパ
ワースペクトルに対して実施例１２と同様の動作をし、
キャリア検出信号を出力する。
て図２８に従い説明する。実施例１３と同様にキャリア
成分計算部１０４はパワースペクトルを出力する。レベ
ル測定器７は受信信号の平均電力Ｐｒを求め、ＡＧＣア
ンプ８の増幅率を決定し、ＡＧＣアンプ８ではキャリア
成分計算部３６で出力されるパワースペクトルに対して
ＡＧＣをかける。判定部３７ではＡＧＣをかけられたパ
ワースペクトルに対して実施例１２と同様の動作をし、
キャリア検出信号を出力する。
【０１０６】実施例１５．図３０はこの発明の実施例を
示すキャリア検出器のブロック図であり、図３１は図３
０の動作を示すフローチャートである。図３０におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア成分計算部１０４、判
定部３７は実施例１２と同じであり、周波数補正回路３
４は実施例１１と同じである。
示すキャリア検出器のブロック図であり、図３１は図３
０の動作を示すフローチャートである。図３０におい
て、１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と
同じものである。また、キャリア成分計算部１０４、判
定部３７は実施例１２と同じであり、周波数補正回路３
４は実施例１１と同じである。
【０１０７】実施例１２で述べたように、オフセット周
波数はＤＣ成分における位相となるので、遅延検波結果
にＤＦＴを行い、そのＤＣ成分における位相を求めるこ
とでオフセット周波数を求めることができる。ＤＦＴ計
算部３６ではパワースペクトルを出力すると同時に周波
数オフセットを求め、キャリア検出信号が出力された場
合には、実施例６と同様にして受信信号にＡＦＣをかけ
ることができる。
波数はＤＣ成分における位相となるので、遅延検波結果
にＤＦＴを行い、そのＤＣ成分における位相を求めるこ
とでオフセット周波数を求めることができる。ＤＦＴ計
算部３６ではパワースペクトルを出力すると同時に周波
数オフセットを求め、キャリア検出信号が出力された場
合には、実施例６と同様にして受信信号にＡＦＣをかけ
ることができる。
【０１０８】実施例１６．図３２はこの発明の実施例を
示す相関値計算部のブロック図であり、図３３は図３２
の動作を示すフローチャートである。図３２において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、極座標変換回路２６、位相減算部２
７、位相差計算部２８、累積加算回路２９は実施例９と
同じである。３８は累積加算回路２９の出力を用いて累
積加算値の絶対値を補間する相関値補間回路である。１
０２は極座標変換回路２６と位相減算部２７と位相差計
算部２８と累積加算回路２９と相関値補間回路３８とで
構成される相関値計算部である。
示す相関値計算部のブロック図であり、図３３は図３２
の動作を示すフローチャートである。図３２において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、極座標変換回路２６、位相減算部２
７、位相差計算部２８、累積加算回路２９は実施例９と
同じである。３８は累積加算回路２９の出力を用いて累
積加算値の絶対値を補間する相関値補間回路である。１
０２は極座標変換回路２６と位相減算部２７と位相差計
算部２８と累積加算回路２９と相関値補間回路３８とで
構成される相関値計算部である。
【０１０９】相関値補間回路は実施例１０の相関値計算
部においても適用できるが、ここでは説明を簡単にする
ために実施例９の相関値計算部を例に説明する。相関値
計算部において相関値を求めるにあたっては、複数個の
参照信号に対して相関値を求めるが、参照信号の周波数
ステップが小さくない場合には、｛Δω−ΔωREF ｝を
十分小さくできない。この場合、実際にはバーストを受
信しているのに不検出となる場合が起こる。この欠点を
解決するために、累積値の絶対値に対して補間を行う。
補間の一例を図３４に従い説明する。累積値の絶対値に
対して補間式（例えばラグランジェの補間公式）を用い
て補間された累積値の絶対値を求める。この補間値の中
の最小値を相関値計算部は出力する。ここで最小値を出
力するにあたっては、補間式の最小値（図３４中Ｘ１）
を出力しても良いし、離散的なサンプル点の中の最小値
（図３４中Ｘ２）を出力しても良い。
部においても適用できるが、ここでは説明を簡単にする
ために実施例９の相関値計算部を例に説明する。相関値
計算部において相関値を求めるにあたっては、複数個の
参照信号に対して相関値を求めるが、参照信号の周波数
ステップが小さくない場合には、｛Δω−ΔωREF ｝を
十分小さくできない。この場合、実際にはバーストを受
信しているのに不検出となる場合が起こる。この欠点を
解決するために、累積値の絶対値に対して補間を行う。
補間の一例を図３４に従い説明する。累積値の絶対値に
対して補間式（例えばラグランジェの補間公式）を用い
て補間された累積値の絶対値を求める。この補間値の中
の最小値を相関値計算部は出力する。ここで最小値を出
力するにあたっては、補間式の最小値（図３４中Ｘ１）
を出力しても良いし、離散的なサンプル点の中の最小値
（図３４中Ｘ２）を出力しても良い。
【０１１０】また、補間を行うにあたっては、累積値の
絶対値の最小値を含む複数個についてのみ補間を行うこ
とで、演算量を減少させることができる。さらに、実施
例１０の相関値計算部に適用する場合には、例えば、信
頼度の高かった累積値の絶対値に対してのみ補間を行え
ば良い。
絶対値の最小値を含む複数個についてのみ補間を行うこ
とで、演算量を減少させることができる。さらに、実施
例１０の相関値計算部に適用する場合には、例えば、信
頼度の高かった累積値の絶対値に対してのみ補間を行え
ば良い。
【０１１１】実施例１７．図３５はこの発明の実施例を
示す相関値計算部のブロック図であり、図３６は図３５
の動作を示すフローチャートである。図３５において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、判定部３１、周波数補正回路３４、
相関値計算部１０２は実施例１１と同じである。周波数
補間回路１１は実施例８と同じである。
示す相関値計算部のブロック図であり、図３６は図３５
の動作を示すフローチャートである。図３５において、
１００ａ，１００ｂ，１００ｃは上述の実施例１と同じ
ものである。また、判定部３１、周波数補正回路３４、
相関値計算部１０２は実施例１１と同じである。周波数
補間回路１１は実施例８と同じである。
【０１１２】実施例１１において参照信号の周波数ステ
ップが小さくない場合には、実施例８の場合と同様に本
来のオフセット周波数と検出されたｆMAX との誤差を小
さくすることができず、それによってｆMAX は誤差を含
むことになる。よってこの欠点を改良するために周波数
補間回路を付加する。周波数補間回路では、最小値検出
回路で求まった累積値の絶対値の最小値およびその前後
数サンプル点における累積値の絶対値を用いて、例えば
ラグランジェの補間公式等により周波数補間を行う。周
波数補間回路はこの補間によって求まったｆMAX を出力
する。これによってより精度の良いＡＦＣを行うことが
できる。
ップが小さくない場合には、実施例８の場合と同様に本
来のオフセット周波数と検出されたｆMAX との誤差を小
さくすることができず、それによってｆMAX は誤差を含
むことになる。よってこの欠点を改良するために周波数
補間回路を付加する。周波数補間回路では、最小値検出
回路で求まった累積値の絶対値の最小値およびその前後
数サンプル点における累積値の絶対値を用いて、例えば
ラグランジェの補間公式等により周波数補間を行う。周
波数補間回路はこの補間によって求まったｆMAX を出力
する。これによってより精度の良いＡＦＣを行うことが
できる。
【０１１３】実施例１７の周波数補間回路においては、
ｆMAX を求めるにあたり複数個の累積値の絶対値を用い
て補間を行っているので、この回路は周波数補間回路と
同時に実施例１６で述べた相関値補間回路としても使用
することができる。
ｆMAX を求めるにあたり複数個の累積値の絶対値を用い
て補間を行っているので、この回路は周波数補間回路と
同時に実施例１６で述べた相関値補間回路としても使用
することができる。
【０１１４】実施例５においてＡＧＣをかけるにあたっ
ては、演算量を減らし、高速に動作させるために検出さ
れたＰ（ｔ）に対してのみ行っていたが、ＡＧＣの目的
を達成できる場所であればどこでも良く、例えばしきい
値に対して施したり、検出前のＦ（１）〜Ｆ（ｋ）に対
して施しても良い。また実施例１４におけるＡＧＣにつ
いては、受信信号電力を求めるにあたっては、極座標変
換後の信号に対して施しても良い。
ては、演算量を減らし、高速に動作させるために検出さ
れたＰ（ｔ）に対してのみ行っていたが、ＡＧＣの目的
を達成できる場所であればどこでも良く、例えばしきい
値に対して施したり、検出前のＦ（１）〜Ｆ（ｋ）に対
して施しても良い。また実施例１４におけるＡＧＣにつ
いては、受信信号電力を求めるにあたっては、極座標変
換後の信号に対して施しても良い。
【０１１５】実施例６、実施例７、実施例１１、実施例
１５においてＡＦＣをかけるにあたっては、周波数オフ
セットを求めるのに用いた受信信号に対してＡＦＣを行
うｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ型で行っていたが、周波数
オフセットを求める前の受信信号に対して行うｆｅｅｄ
ｂａｃｋ型で構成しても良い。
１５においてＡＦＣをかけるにあたっては、周波数オフ
セットを求めるのに用いた受信信号に対してＡＦＣを行
うｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ型で行っていたが、周波数
オフセットを求める前の受信信号に対して行うｆｅｅｄ
ｂａｃｋ型で構成しても良い。
【０１１６】
【０１１７】
【０１１８】
【０１１９】
【０１２０】
【０１２１】
【０１２２】
【０１２３】
【０１２４】
【０１２５】
【０１２６】
【０１２７】また、受信信号の遅延検波後の位相差にて
キャリア検出を行うことにより、従来の方法に比べて少
ない演算量でキャリアの検出を行うことができる。
キャリア検出を行うことにより、従来の方法に比べて少
ない演算量でキャリアの検出を行うことができる。
【０１２８】また、キャリア検出において遅延検波後の
振幅成分も使用することでキャリア検出精度を向上させ
ることができる。
振幅成分も使用することでキャリア検出精度を向上させ
ることができる。
【０１２９】また、受信信号レベルに対応するように、
検出されたパワースペクトルのレベルを調整するので、
精度良くキャリアの検出を行うことができる。
検出されたパワースペクトルのレベルを調整するので、
精度良くキャリアの検出を行うことができる。
【０１３０】
【０１３１】
【０１３２】また、オフセット周波数の推定において補
間を用いることで、精度良くＡＦＣをかけることができ
る。
間を用いることで、精度良くＡＦＣをかけることができ
る。
【図１】この発明の実施例１を示すキャリア検出器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】図１の動作を示すフローチャートである。
【図３】累積加算回路から出力される受信信号のトータ
ルパワーの一例である。
ルパワーの一例である。
【図４】累積加算回路から出力される受信信号のトータ
ルパワーの一例である。
ルパワーの一例である。
【図５】この発明の実施例２を示すキャリア検出器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図６】図５の動作を示すフローチャートである。
【図７】この発明の実施例３を示すキャリア検出器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】図７の動作を示すフローチャートである。
【図９】この発明の実施例４を示すキャリア検出器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１０】図９の動作を示すフローチャートである。
【図１１】この発明の実施例５を示すキャリア検出器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１２】図１１の動作を示すフローチャートである。
【図１３】この発明の実施例６を示すキャリア検出器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１４】図１３の動作を示すフローチャートである。
【図１５】この発明の実施例７を示すキャリア検出器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１６】図１５の動作を示すフローチャートである。
【図１７】この発明の実施例８を示すキャリア検出器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１８】図１７の動作を示すフローチャートである。
【図１９】この発明の実施例９を示すキャリア検出器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２０】図１９の動作を示すフローチャートである。
【図２１】この発明の実施例１０を示す相関値計算部の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２２】図２１の動作を示すフローチャートである。
【図２３】この発明の実施例１１を示すキャリア検出器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２４】図２３の動作を示すフローチャートである。
【図２５】この発明の実施例１２を示すキャリア検出器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２６】図２５の動作を示すフローチャートである。
【図２７】この発明の実施例１３を示すキャリア検出器
のフローチャートである。
のフローチャートである。
【図２８】この発明の実施例１４を示すキャリア検出器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２９】図２８の動作を示すフローチャートである。
【図３０】この発明の実施例１５を示すキャリア検出器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図３１】図３０の動作を示すフローチャートである。
【図３２】この発明の実施例１６を示す相関値計算部の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３３】図３２の動作を示すフローチャートである。
【図３４】相関値補間動作を示す図である。
【図３５】この発明の実施例１７を示すキャリア検出器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図３６】図３５の動作を示すフローチャートである。
【図３７】従来のキャリア検出器のブロック図である。
【図３８】図３７の動作を示すフローチャートである。
【図３９】バーストフォーマットの一例である。
１ 時間軸／周波数軸変換回路 ２ 累積加算回路 ３ 判定部 ４ 逓倍器 ５ 最大値検出回路 ６ ピーク検出回路 ７ レベル測定器 ８ ＡＧＣアンプ ９ 分周器 １０ 周波数補正回路 １１ 周波数補間回路 １２ 電圧制御発振器 １３ 位相比較器 １４ ＰＬＬ回路 １５ ミキサ １６ ＬＰＦ １７ ２乗計算部 ２０ ＣＲパターン ２１ ＢＴＲパターン ２２ ＵＷパターン ２３ データ部 ２４ 無信号部分 ２５ バースト ２６ 極座標変換回路 ２７ 位相減算部 ２８ 位相差計算部 ２９ 累積加算回路 ３０ 最小値検出回路 ３１ 判定部 ３２ 絶対値計算回路 ３３ 累積加算回路 ３４ 周波数補正回路 ３５ 遅延検波部 ３６ ＤＦＴ計算部 ３７ 判定部 ３８ 相関値補間回路 １００ 最大値検出部 １０１ ＡＧＣ部 １０２ 相関値計算部 １０３ 信頼度計算部 １０４ キャリア成分計算部
Claims (4)
- 【請求項１】 所定の搬送波再生用パターンを含む受信
信号を入力し、信号バーストの到来を検出するキャリア
検出器において、前記受信信号の位相成分を順次算出する極座標変換部
と、 前記位相成分の時間差分値を所定のサンプル周期で順次
算出する遅延検波部と、 前記時間差分値をフーリエ変換処理し、前記搬送波再生
用パターンの周波数成分のスペクトル値を出力するフー
リエ変換処理部と、 前記スペクトル値を所定の しきい値と比較し、この比較
結果に基づいてキャリア検出信号を出力する判定部を備
えたことを特徴とするキャリア検出器。 - 【請求項２】 極座標変換部は、受信信号の位相成分と
振幅成分を順次算出し、 遅延検波部は、前記位相成分と前記振幅成分とを入力
し、遅延検波処理を行って前記位相成分の時間差分値を
所定のサンプル周期で順次算出する構成とされたことを
特徴とする、請求項１に記載のキャリア検出器。 - 【請求項３】 請求項１ないし２に記載のキャリア検出
器に、さらに、受信信号の信号レベルを検出するレベル
測定部を備え、 判定部は、搬送波再生用パターンの周波数成分のスペク
トル値を前記受信信号の信号レベルに応じて補正し、該
補正後のスペクトル値と所定のしきい値とを比較する構
成とされたことを特徴とするキャリア検出器。 - 【請求項４】 フーリエ変換処理部は、さらに搬送波再
生用パターンの周波数成分の位相に基づいて、受信信号
の周波数オフセット量を検出する構成とされ、 受信信号を前記周波数オフセット量だけ周波数シフト処
理して、周波数オフセット補正後の受信信号を出力する
周波数補正部を、さらに備えたことを特徴とする、請求
項１ないし３の何れかに記載のキャリア検出器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13072793A JP3214159B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-06-01 | キャリア検出器 |
| CA002113710A CA2113710C (en) | 1993-01-22 | 1994-01-18 | Carrier detector |
| AU53887/94A AU668254B2 (en) | 1993-01-22 | 1994-01-19 | Carrier detector |
| US08/184,001 US5638406A (en) | 1993-01-22 | 1994-01-19 | Carrier detector |
| DE69433469T DE69433469T2 (de) | 1993-01-22 | 1994-01-21 | Träger-Demodulator |
| EP94100839A EP0609717B1 (en) | 1993-01-22 | 1994-01-21 | Carrier detector |
| US08/486,699 US5563914A (en) | 1993-01-22 | 1995-06-07 | Carrier detector |
| AU51992/96A AU680164B2 (en) | 1993-01-22 | 1996-04-24 | Carrier detector |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP916793 | 1993-01-22 | ||
| JP5-9167 | 1993-01-22 | ||
| JP13072793A JP3214159B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-06-01 | キャリア検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276240A JPH06276240A (ja) | 1994-09-30 |
| JP3214159B2 true JP3214159B2 (ja) | 2001-10-02 |
Family
ID=26343847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13072793A Expired - Lifetime JP3214159B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-06-01 | キャリア検出器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5638406A (ja) |
| EP (1) | EP0609717B1 (ja) |
| JP (1) | JP3214159B2 (ja) |
| AU (2) | AU668254B2 (ja) |
| CA (1) | CA2113710C (ja) |
| DE (1) | DE69433469T2 (ja) |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3214159B2 (ja) * | 1993-01-22 | 2001-10-02 | 三菱電機株式会社 | キャリア検出器 |
| FR2725097B1 (fr) * | 1994-09-23 | 1997-01-17 | France Telecom | Procede et dispositif d'evaluation numerique de la phase d'une porteuse modulee |
| JP2689927B2 (ja) * | 1994-12-09 | 1997-12-10 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| JP2655107B2 (ja) * | 1994-12-09 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| JP3575883B2 (ja) * | 1995-09-18 | 2004-10-13 | 三菱電機株式会社 | ディジタル復調器 |
| JP2780696B2 (ja) * | 1996-02-01 | 1998-07-30 | 日本電気株式会社 | キャリア検出装置 |
| JP3271504B2 (ja) * | 1996-02-02 | 2002-04-02 | 三菱電機株式会社 | 周波数推定回路およびそれを用いたａｆｃ回路 |
| FR2748878B1 (fr) * | 1996-05-14 | 1998-06-26 | Alcatel Telspace | Systeme de detection de la presence d'une onde porteuse d'un signal numerique et recepteur comprenant un tel systeme |
| US5912929A (en) * | 1997-03-27 | 1999-06-15 | Elsag International N.V. | Method and apparatus for performing carrier detection |
| JP3504470B2 (ja) * | 1997-09-18 | 2004-03-08 | 日本放送協会 | Ａｆｃ回路、キャリア再生回路および受信装置 |
| US6104767A (en) * | 1997-11-17 | 2000-08-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for estimating a frequency offset |
| JP3743629B2 (ja) | 1999-11-12 | 2006-02-08 | 三菱電機株式会社 | 正確にバーストの位置を特定できかつ再生搬送波の周波数誤差の小さな無線通信端末 |
| US7039105B2 (en) * | 2001-04-17 | 2006-05-02 | Lockheed Martin Corporation | Adaptive information compression |
| US6934327B1 (en) * | 2001-04-23 | 2005-08-23 | Rockwell Collins | Acquisition of a continuous-phase modulation waveform |
| KR100450397B1 (ko) * | 2001-12-13 | 2004-09-30 | 한국전자통신연구원 | 데이터 통신에서의 신호 감지장치 |
| US6751271B2 (en) * | 2002-08-06 | 2004-06-15 | Scientific-Atlanta, Inc. | Detecting a carrier signal by using a power averaging circuit |
| US6721352B2 (en) * | 2002-08-06 | 2004-04-13 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and device for detecting the presence of a carrier signal transmitted in the reverse RF path |
| JP3920816B2 (ja) * | 2003-06-27 | 2007-05-30 | 日本無線株式会社 | 無線通信装置 |
| JP4306515B2 (ja) * | 2003-08-29 | 2009-08-05 | 株式会社デンソー | 同期検波方法及び装置 |
| AU2003267470A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-21 | Nokia Corporation | Method, system and receiver for receiving a multi-carrier transmission |
| ATE374447T1 (de) | 2005-02-25 | 2007-10-15 | Nemerix Sa | Half bin linearer frequenzdiskriminator |
| US7792227B2 (en) * | 2005-03-02 | 2010-09-07 | Broadcom Corporation | Carrier detection for multiple receiver systems |
| US8318627B2 (en) * | 2005-08-10 | 2012-11-27 | Sd Lizenzverwertungsgesellschaft Mbh & Co. Kg | Process for preparation of a catalyst carrier |
| US8466836B2 (en) * | 2005-08-31 | 2013-06-18 | CSR Technology Holdings Inc. | Fast fourier transform with down sampling based navigational satellite signal tracking |
| JP4749815B2 (ja) * | 2005-09-27 | 2011-08-17 | パナソニック株式会社 | マルチキャリア通信装置、マルチキャリア通信システム、及びマルチキャリア通信方法 |
| EP1958406A1 (en) * | 2005-12-01 | 2008-08-20 | Thomson Licensing | Method and apparatus for determining frequency offset in a receiver |
| CN105468895A (zh) | 2006-05-02 | 2016-04-06 | 普罗透斯数字保健公司 | 患者定制的治疗方案 |
| EP2083680B1 (en) | 2006-10-25 | 2016-08-10 | Proteus Digital Health, Inc. | Controlled activation ingestible identifier |
| EP2069004A4 (en) * | 2006-11-20 | 2014-07-09 | Proteus Digital Health Inc | PERSONAL HEALTH SIGNAL RECEIVERS WITH ACTIVE SIGNAL PROCESSING |
| JP5151144B2 (ja) * | 2006-12-22 | 2013-02-27 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｏｆｄｍ受信機及びデータ判定方法 |
| MY165532A (en) | 2007-02-01 | 2018-04-02 | Proteus Digital Health Inc | Ingestible event marker systems |
| CA2676280C (en) | 2007-02-14 | 2018-05-22 | Proteus Biomedical, Inc. | In-body power source having high surface area electrode |
| US8040994B1 (en) * | 2007-03-19 | 2011-10-18 | Seagate Technology Llc | Phase coefficient generation for PLL |
| US8540632B2 (en) | 2007-05-24 | 2013-09-24 | Proteus Digital Health, Inc. | Low profile antenna for in body device |
| DK2192946T3 (da) | 2007-09-25 | 2022-11-21 | Otsuka Pharma Co Ltd | Kropsintern anordning med virtuel dipol signalforstærkning |
| SG195535A1 (en) | 2008-07-08 | 2013-12-30 | Proteus Digital Health Inc | Ingestible event marker data framework |
| US8160528B2 (en) * | 2008-10-24 | 2012-04-17 | Motorola Solutions, Inc. | Method and device for detecting presence of a carrier signal in a received signal |
| AU2010203625A1 (en) | 2009-01-06 | 2011-07-21 | Proteus Digital Health, Inc. | Ingestion-related biofeedback and personalized medical therapy method and system |
| TWI517050B (zh) | 2009-11-04 | 2016-01-11 | 普羅托斯數位健康公司 | 供應鏈管理之系統 |
| US8305492B2 (en) * | 2010-04-13 | 2012-11-06 | Newport Media, Inc. | Dual burst locked oscillator architecture for an analog television receiver |
| TWI557672B (zh) | 2010-05-19 | 2016-11-11 | 波提亞斯數位康健公司 | 用於從製造商跟蹤藥物直到患者之電腦系統及電腦實施之方法、用於確認將藥物給予患者的設備及方法、患者介面裝置 |
| WO2015112603A1 (en) | 2014-01-21 | 2015-07-30 | Proteus Digital Health, Inc. | Masticable ingestible product and communication system therefor |
| US9756874B2 (en) | 2011-07-11 | 2017-09-12 | Proteus Digital Health, Inc. | Masticable ingestible product and communication system therefor |
| BR112014001397A2 (pt) | 2011-07-21 | 2017-02-21 | Proteus Biomedical Inc | dispositivo, sistema e método de comunicação móvel |
| JP6511439B2 (ja) | 2013-06-04 | 2019-05-15 | プロテウス デジタル ヘルス， インコーポレイテッド | データ収集および転帰の査定のためのシステム、装置、および方法 |
| US10084880B2 (en) | 2013-11-04 | 2018-09-25 | Proteus Digital Health, Inc. | Social media networking based on physiologic information |
| KR20210018961A (ko) | 2016-07-22 | 2021-02-18 | 프로테우스 디지털 헬스, 인코포레이티드 | 섭취 가능한 이벤트 마커의 전자기 감지 및 검출 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4562582A (en) * | 1983-04-18 | 1985-12-31 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation | Burst signal receiving apparatus |
| US5090027A (en) * | 1989-01-26 | 1992-02-18 | Nec Corporation | Coherent PSK demodulator with adaptive line enhancer |
| JP2638273B2 (ja) * | 1989-09-26 | 1997-08-06 | 日本電気株式会社 | ユニーク・ワード検出方式 |
| JPH03184449A (ja) * | 1989-12-14 | 1991-08-12 | Nec Corp | 受信装置 |
| US5287388A (en) * | 1991-06-25 | 1994-02-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency offset removal method and apparatus |
| DE69233096T2 (de) * | 1991-07-30 | 2003-12-11 | Nec Corp | Einzelwortdetektorschaltung zur Verwendung in einem kohärenten Demodulator |
| US5367539A (en) * | 1991-12-31 | 1994-11-22 | At&T Bell Laboratories | Digital block processor for processing a plurality of transmission channels in a wireless radiotelephony system |
| JP3214159B2 (ja) * | 1993-01-22 | 2001-10-02 | 三菱電機株式会社 | キャリア検出器 |
-
1993
- 1993-06-01 JP JP13072793A patent/JP3214159B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-01-18 CA CA002113710A patent/CA2113710C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-19 US US08/184,001 patent/US5638406A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-19 AU AU53887/94A patent/AU668254B2/en not_active Ceased
- 1994-01-21 EP EP94100839A patent/EP0609717B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-21 DE DE69433469T patent/DE69433469T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-06-07 US US08/486,699 patent/US5563914A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-04-24 AU AU51992/96A patent/AU680164B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0609717A3 (en) | 1995-07-19 |
| CA2113710A1 (en) | 1994-07-23 |
| DE69433469T2 (de) | 2004-12-02 |
| AU5388794A (en) | 1994-07-28 |
| AU680164B2 (en) | 1997-07-17 |
| US5563914A (en) | 1996-10-08 |
| CA2113710C (en) | 1999-03-16 |
| JPH06276240A (ja) | 1994-09-30 |
| EP0609717A2 (en) | 1994-08-10 |
| EP0609717B1 (en) | 2004-01-07 |
| AU668254B2 (en) | 1996-04-26 |
| DE69433469D1 (de) | 2004-02-12 |
| US5638406A (en) | 1997-06-10 |
| AU5199296A (en) | 1996-07-04 |
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Legal Events
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|
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|
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|
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|
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|
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|
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|
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