JP4306515B2 - 同期検波方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力信号の中から、検波対象となる対象搬送波に重畳された信号成分を取り出すのに用いられる同期検波方法及び装置に関する。

従来より、例えば、Ｓ／Ｎ（信号対ノイズ比）の悪い入力信号から所望の信号成分を分離する場合や、周波数が異なる複数の搬送波が含まれる入力信号の中から所望周波数の搬送波を抽出する場合等には、同期検波装置が使用される（例えば、特許文献１、特許文献２等、参照）。

そして、この同期検波装置には、通常、図１８に示すように、入力信号Ｖｓを２系統に分離し、その分離した一方の入力信号Ｖｓを、オペアンプＯＰ１からなるボルテージホロワ（所謂バッファ回路）を介して、「＋１」を乗じた信号に変換すると共に、他方の入力信号Ｖｓを、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２とからなる反転増幅回路を介して、「−１」を乗じた信号に変換し、更に、これら各信号の出力経路に設けられたスイッチＳＷ１、ＳＷ２を、検波対象となる搬送波と同じ周波数の基準信号ＣＫに同期して交互にオン・オフさせることにより、入力信号を基準信号ＣＫの２分の１の周期で交互に反転させた出力信号Ｖｏ１を生成する同期検波回路５０が備えられている。

つまり、入力信号Ｖｓには、検波対象となる対象搬送波に加えて、除去すべき他の搬送波や不要な直流成分が含まれることから、従来の同期検波装置では、図１８に示す如きアナログの同期検波回路５０を用いて、入力信号Ｖｓを基準信号ＣＫに同期して全波整流することにより、除去すべき搬送波や直流成分を相殺するようにしているのである。

また、このように同期検波回路５０から出力される出力信号Ｖｏ１は、対象搬送波を単に全波整流したものであるため、出力信号Ｖｏ１には、対象搬送波自体の変動成分や、同期検波回路５０によって除去できなかったノイズ成分が含まれる。

このため、従来の同期検波装置においては、図１８に示すように、同期検波回路５０の出力側に、アナログのローパスフィルタ５２を設け、このローパスフィルタ５２により、同期検波回路５０からの出力信号Ｖｏ１から不要な変動成分を除去して、最終的な出力信号Ｖｏ２（検波出力）を安定化させるようにされている。
特開平６−２６９０６０号公報 特開２００３−６５７６８号公報

しかしながら、上記従来の同期検波装置では、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２等のアナログ増幅回路からなる同期検波回路５０を用いて、入力信号Ｖｓを処理することから、同期検波回路５０からの出力信号Ｖｏ１に、同期検波回路５０内のアナログ増幅回路（オペアンプＯＰ１、ＯＰ２等）の増幅動作によって生じるノイズ成分が重畳されてしまい、そのノイズ成分をローパスフィルタ５２で除去できずに、高精度な信号検出（同期検波）が困難になる場合があった。

また、同期検波装置自体をＩＣ化する場合には、ＩＣ内に、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２等の２種類のアナログ増幅回路を組み込まなければならず、しかも、各アナログ増幅回路から出力されるノイズの信号レベルを目標レベルに抑えるためには、各増幅回路の占有面積を大きくする必要があるため、同期検波装置の小型・低コスト化が難しいという問題もあった。

また、更に、オペアンプ等のアナログ増幅回路では、トランジスタ特性、抵抗、容量定数の変動により、特性が大きく変化し、しかも、これらの変動要因は、温度変化の影響を受け易いことから、従来の同期検波装置では、耐環境性を向上して、装置の信頼性を確保することが難しいという問題もあった。

また、ローパスフィルタ５２はアナログフィルタであり、オペアンプ、抵抗、容量等を用いて構成される（特に、抵抗、容量は外付け部品となる）ことから、このフィルタについても、アナログ増幅回路と同様に特性が変化し易く、装置の信頼性低下の要因となっていた。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、オペアンプやアナログフィルタ等のアナログ回路を用いることなく同期検波回路を構成することで、同期検波装置の耐環境性、延いては信頼性を向上し、しかも、同期検波装置の小型・低コスト化を容易に図ることができるようにすることを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の同期検波方法にあっては、入力信号を、検波対象となる搬送波（対象搬送波）の周期の２分の１の周期毎に移動平均処理することにより、対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２とを順次求め、これら各移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を検波結果として算出することを特徴とする。

つまり、本発明方法では、従来のように、入力信号を２系統に分けて、各入力信号を、オペアンプからなるバッファ回路や反転増幅回路等からなるアナログ増幅回路にて増幅するのではなく、入力信号を対象搬送波の周期の２分の１の周期で区分し、その区分した各周期毎に入力信号の移動平均値Ｄ１、Ｄ２を求めて、その差分を求めることにより、入力信号を同期検波するようにしている。

このため、本発明方法によれば、入力信号を周期的に移動平均するための移動平均回路は必要になるものの、従来のように、アナログ増幅回路を用いて入力信号を増幅する必要がなく、アナログ増幅回路の増幅動作によって生じるノイズ成分が検波結果に重畳されることがない。よって、本発明の同期検波方法によれば、従来に比べて同期検波を高精度に実行できることになる。

またこのように、本発明方法によれば、従来のようにアナログ増幅回路を用いることなく同期検波回路を実現できるので、同期検波回路をＩＣ化する際の回路面積を小さくすることができ、同期検波装置の小型・低コスト化を図ることができる。

また、本発明方法において、入力信号の移動平均値Ｄ１、Ｄ２を求めるのに必要な移動平均回路は、各種ゲート回路を用いたデジタル回路にて構成できる。そして、このように移動平均回路をデジタル回路にて構成した場合には、アナログ増幅回路を用いて同期検波回路を構成した場合に比べて、同期検波回路（移動平均回路）の耐環境性を向上できる。よって、本発明方法によれば、従来に比べて、周囲温度等の影響を受けることなく、入力信号を安定して同期検波することができるようになり、延いては、同期検波装置の信頼性を向上することができる。

また、本発明方法では、対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２との差を検波結果として算出することから、従来のアナログ増幅回路からなる同期検波回路を用いて入力信号を同期検波したときのように、検波結果が変動することはない。

このため、本発明方法を実現する際には、従来のように、同期検波回路を用いて得られる検波結果の変動を抑制するためのローパスフィルタを必ずしも設ける必要がなく、これによっても、同期検波装置の小型・低コスト化を図ることができる。

具体的には、請求項６に記載のように、入力信号が対象搬送波のみからなる場合や、入力信号が、対象搬送波と下記（１）〜（６）の搬送波の少なくとも一つとからなるような場合には、対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２との差をとることにより、入力信号に含まれる不要な信号成分（下記（１）〜（５）の不要な搬送波成分や直流成分）を相殺して、対象搬送波の信号成分のみに対応した安定した検波結果を得ることができるようになり、従来のようにその検波結果をローパスフィルタにて積分処理する必要がない。

（１）前記対象搬送波とは周波数が等しく、前記対象搬送波に対して位相が略９０度ずれた搬送波。
（２）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値倍の周波数を有する搬送波。

（３）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値分の１の周波数を有する搬送波。
（４）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値倍の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。

（５）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値分の１の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。
（６）前記対象搬送波の周波数ｆｃの，奇数でない有理数倍の周波数を有する搬送波。

但し、この場合、除去すべき不要な搬送波の周波数が、検波対象となる対象搬送波よりも低い場合（つまり、対象搬送波の周波数の整数値分の１（詳しくは、偶数値分の１若しくは奇数値分の１）の周波数である場合）には、対象搬送波よりも周期が長くなるので、対象搬送波の一周期内に得られた前後２つの移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を算出するだけでは、その搬送波を除去できないことがある。従って、このような場合には、入力信号に含まれる不要搬送波を相殺できるように、移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を算出する範囲を、対象搬送波の複数周期分に適宜設定すればよい。

具体的には、入力信号から除去すべき不要搬送波の周波数が、対象搬送波の周波数の偶数値「ｎ」分の１である場合には、移動平均値Ｄ１、Ｄ２を減算する範囲として、対象搬送波の周期の「ｎ／２」倍の期間を設定すればよく、不要搬送波の周波数が、対象搬送波の周波数の奇数値「ｍ」分の１である場合には、移動平均値Ｄ１、Ｄ２を減算する範囲として、対象搬送波の周期の「ｍ」倍の期間を設定すればよい。

ところで、請求項１に係る同期検波方法にあっては、検波対象となる搬送波の位相０度から１８０度の位相期間と、１８０度から３６０度の位相期間とで、順次入力信号の移動平均値を求めるようにしているが、こうした位相期間（つまり、検波対象となる搬送波の位相）を検知できない場合には、請求項１に係る同期検波方法を利用することができない。

そこで、検波対象となる搬送波の位相が不明であっても、その搬送波に重畳された信号成分を取り出すことができるようにするには、請求項２に記載のように、対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理することによって、対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｅ１と、対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｅ２と、対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｆ１と、対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋４５０度の位相期間の移動平均値Ｆ２とを順次求め、移動平均値Ｅ１とＥ２との差Ｉ、及び、移動平均値Ｆ１とＦ２との差Ｑ、を検波結果として算出するようにするとよい。

即ち、請求項２に記載の同期検波方法にあっては、請求項１と同様の半波長平均値による同期検波を、９０度の位相差で並列に行うことによって、所謂直交検波を実現し、これによって、対象搬送波に重畳された信号成分（具体的は対象搬送波の振幅や位相）を検知できるようにしている。

よって、請求項２に記載の同期検波方法によれば、対象搬送波の位相が不明であっても、対象搬送波の信号特性（換言すれば、対象搬送波に重畳された信号成分）を検知することができるようになり、請求項１に記載の同期検波方法に比べて、利用範囲を拡大できる。

一方、請求項２に記載の同期検波方法によれば、対象搬送波の位相が不明であっても同期検波を実行できるが、移動平均値Ｅ１，Ｅ２と、Ｆ１，Ｆ２とは、それぞれ、平均化に要する期間が対象搬送波の４分の一周期分だけ重複するので、これら各移動平均値Ｅ１，Ｅ２，Ｆ１，Ｆ２を求めるためには、入力信号を移動平均するための平均化手段が少なくとも２つ必要になる。

また、請求項２に記載の同期検波方法において、移動平均値Ｅ１，Ｅ２を求める期間と、移動平均値Ｆ１、Ｆ２を求める期間とは、対象搬送波の４分の一周期分だけずれることから、対象搬送波の変調信号が比較的早く変化する場合には、最終的に得られる検波結果に誤差が生ずることも考えられる。

そこで、こうした問題を防止しつつ、単独の平均化手段を用いて同期検波を実現するには、請求項３に記載のように、対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に、入力信号を移動平均処理することにより、対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋９０度の位相期間の移動平均値Ｓ１と、対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｓ２と、対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｓ３と、対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｓ４とを順次求め、これら各移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をパラメータとする演算式「Ｉ＝Ｓ１＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４」及び「Ｑ＝Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＋Ｓ４」に則ってＩ，Ｑを算出することにより、検波結果を得るようにしてもよい。

つまり、このようにすれば、対象搬送波の一周期内で得られる４つの移動平均値Ｓ１〜Ｓ４を用いて、入力信号を直交検波した検波結果が得られることになる。よって、請求項３に記載の同期検波方法によれば、対象搬送波の変調信号の変動の影響による誤差を防止しつつ、単独の平均化手段を用いて同期検波を行うことができる。

なお、請求項２又は請求項３に記載の同期検波方法において、入力信号の検波結果としては、上記のように算出した対象搬送波の同相成分Ｉと直交成分Ｑとをそのまま出力するようにしてもよいが、より好ましくは、請求項４に記載のように、これら各値Ｉ、Ｑをパラメータとする次式

に則って、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出し、これを検波結果として出力するようにするとよい。
つまり、このようにすれば、対象搬送波が振幅変調されている場合であっても、或いは位相変調されている場合であっても、その変調に用いた元の変調信号を表す検波信号をそのまま出力することができるようになる。

また次に、請求項２又は請求項３に記載の同期検波方法では、検波対象となる搬送波の位相が不明であっても同期検波を実行できるが、検波結果を連続的に得たい場合に実現可能な検波結果の演算周期は、対象搬送波の一周期であり、対象搬送波の一周期よりも短い周期で検波結果を連続的に得ることはできない。

そこで、検波結果を対象搬送波の一周期よりも短い周期で連続的に得ることができるようにするには、請求項５に記載のように、対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理することにより、対象搬送波の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…）の移動平均値Ｓk を順次求め、その求められた移動平均値Ｓの最新の４個Ｓk ，Ｓk+1 ，Ｓk+2 ，Ｓk+3 をパラメータとする演算式「Ｉk ＝Ｓk ＋Ｓk+1 −Ｓk+2 −Ｓk+3 」及び「Ｑk ＝Ｓk −Ｓk+1 −Ｓk+2 ＋Ｓk+3 」に則ってＩk 、Ｑk を求め、更に、これら各値Ｉk 、Ｑk をパラメータとする次式

に則って、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを順次算出するようにするとよい。
すなわち、請求項５に記載の同期検波方法は、請求項４に記載の同期検波方法と同様、対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理するが、その移動平均処理によって得られた最新の４個の移動平均値Ｓk ，Ｓk+1 ，Ｓk+2 ，Ｓk+3 を利用してＩk ，Ｑk を算出することにより、これら各値Ｉk ，Ｑk を対象搬送波の周期の４分の１の周期で繰り返し算出し、更に、その算出結果Ｉk ，Ｑk をパラメータとする上記演算式に則って対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを順次算出することで、検波結果を、対象搬送波の周期の４分の１の周期で連続的に得るようにしているのである。

よって、請求項５に記載の同期検波方法によれば、検波結果をより短い周期で連続的に得ることができるようになり、対象搬送波に重畳された変調信号の変化をより高速且つ高精度に検出できることになる。

なお、請求項２〜５に記載の同期検波方法は、請求項１に記載の同期検波方法を発展させたものであることから、請求項１に記載の同期検波方法と同様の効果を得ることができるのはいうまでもなく、請求項６に記載のように、入力信号が対象搬送波のみからなる場合や、入力信号が、対象搬送波と下記（１）〜（６）の搬送波の少なくとも一つとからなるような場合には、検波結果をローパスフィルタにて積分処理することなく、高精度な検波結果を得ることができる。

次に、請求項７、８に記載の発明は、本発明（特に請求項２〜５に記載の発明）の応用例として、周波数の異なる複数の搬送波を混合した入力信号の中から特定の搬送波の振幅及び位相を求める同期検波方法を提供するものである。

即ち、請求項７に記載の記載の発明は、ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）の中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波方法に関する。

そして、この同期検波方法では、まず、複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１、ｐ：任意の位相）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m を求める（但し、ｍ＝０，１，２，…）。

そして、その求めた数列群に基づき、次式

を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、更に、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m に基づき次式

を用いて、各搬送波Ｃｎの振幅Ａｎ及び位相ｐｎを算出する。
一方、請求項８に記載の発明は、ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）と、これら各搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮとは同一周波数で９０度位相がずれた搬送波Ｃ′０，Ｃ′１，Ｃ′２，…，Ｃ′Ｎの中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波方法に関する。

そして、この同期検波方法では、まず、複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｋ・９０度から（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１）毎に、入力信号を繰り返し移動平均することにより、複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m を求める（但し、ｍ＝０，１，２，…）。

そして、その求めた数列群に基づき、次式

を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m を、それぞれ、前記各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎの振幅を表す検波結果として出力する。
従って、請求項７に記載の同期検波方法によれば、複数の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮからなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎに重畳された信号成分を取り出すことができ、請求項８に記載の同期検波方法によれば、位相が互いに９０度異なる搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ、及び、Ｃ′０，Ｃ′１，Ｃ′２，…，Ｃ′Ｎからなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎの振幅を独立に検出することができる。

なお、この理由については、後述の実施形態にて説明する。
一方、本発明の同期検波方法（請求項１〜請求項８）によれば、入力信号を構成している搬送波が請求項６に記載のものである場合には、不要信号成分を除去して検波対象となる搬送波に重畳された信号成分を正確に抽出することができるものの、入力信号中の除去すべき信号成分が不明な場合や、除去すべき信号成分が請求項６に記載の搬送波以外である場合には、入力信号に含まれる信号成分によって検波結果に誤差が生じることがある。

そこで、このような場合には、請求項９に記載のように、検波結果を積分若しくは平均化することにより、検波誤差を吸収するにすればよい。なお、この請求項９に記載の技術は、入力信号が請求項６に記載のものの場合にも適用できるのは言うまでもない。

そして、この請求項９に記載の方法を実現するに当たって、検波結果を積分若しくは平均化するためのフィルタとしては、デジタルフィルタを用いればよく、従来のように特性変化の大きいアナログフィルタを用いる必要はない。よって、本発明によれば、検波結果を積分若しくは平均化するようにした場合であっても、従来装置に比べて装置の信頼性を向上できることになる。

また、本発明の同期検波方法において、入力信号の移動平均値を求めるのに必要な移動平均回路は、入力信号を所定周期内で移動平均できる回路であれば、どのような回路を用いてもよいが、上述したように、より好ましくは各種ゲート回路からなるデジタル回路にて構成するとよい。

ところで、一般的なデジタル式の移動平均回路は、所定のサンプリング周波数に同期して入力信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）し、そのサンプリングした過去複数回分の入力信号（デジタルデータ）の平均値を演算するように構成されるが、こうした移動平均回路を本発明方法にて用いるには、移動平均回路のサンプリング周波数を、対象搬送波の周波数に比べて十分高くして、移動平均回路を高速動作させる必要がある。

このため、こうしたデジタル式の移動平均回路を本発明方法で使用するようにすると、対象搬送波の周波数によっては、移動平均回路の動作周波数が高くなりすぎ、移動平均回路を正常に動作させることができなくなることも考えられる。

そこで、本発明方法において、入力信号の移動平均値を求めるのに使用する移動平均回路としては、請求項１０に記載のように、遅延ユニットを複数段縦続接続してなるパルス遅延回路を用い、このパルス遅延回路に対して、各遅延ユニットの遅延時間を制御する信号として入力信号を入力すると共に、このパルス遅延回路にパルス信号を入力して、パルス遅延回路内でパルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させ、その後、対象搬送波の周期の２分の１又は４分の１の周期毎に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントすることにより、移動平均値を求めるようにするとよい。

つまり、パルス遅延回路を上記のように動作させた場合、パルス信号がパルス遅延回路内の各遅延ユニットを通過する際の遅延時間は、入力信号の信号レベルに応じて変化するが、その遅延時間の変動量は、パルス信号が複数の遅延ユニットを通過するのに伴い平均化される。

そこで、請求項１０に記載の同期検波方法では、パルス遅延回路を上記のように動作させ、移動平均値を求めるのに設定された所定周期毎（つまり、対象搬送波の周期の２分の１又は４分の１の周期毎）に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントすることにより、入力信号の信号レベルの移動平均をとり、そのカウント結果を移動平均値として順次出力するようにしているのである。

従って、請求項１０に記載の同期検波方法によれば、入力信号の移動平均値を、パルス遅延回路を用いた一つの回路で求めることができるようになり、しかも、移動平均値を求めるために入力信号を高速にＡ／Ｄ変換する必要がないので、本発明方法を確実にしかも低コストで実現できることになる。

次に、請求項１１に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号を、その対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に移動平均処理することにより、対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２とを順次求め、演算手段が、その求められた各移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差から検波結果を算出する。

従って、請求項１１に記載の同期検波装置によれば、請求項１記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、従来の同期検波装置に比べて、耐環境性、延いては信頼性を向上し、しかも、装置の小型・低コスト化を容易に図ることができるようになる。

また、請求項１２に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理することにより、対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｅ１と、対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｅ２と、対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｆ１と、対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋４５０度の位相期間の移動平均値Ｆ２とを順次求め、演算手段が、その求められた移動平均値Ｅ１とＥ２との差Ｉ、及び、移動平均値Ｆ１とＦ２との差Ｑ、を検波結果として算出する。

従って、請求項１２に記載の同期検波装置によれば、請求項２に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項２と同様の効果を得ることができる。
また、請求項１３に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理することにより、対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋９０度の位相期間の移動平均値Ｓ１と、対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｓ２と、対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｓ３と、対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｓ４とを順次求め、演算手段が、その求められた各移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をパラメータとする演算式「Ｉ＝Ｓ１＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４」及び「Ｑ＝Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＋Ｓ４」に則ってＩ，Ｑを算出する。

従って、請求項１３に記載の同期検波装置によれば、請求項３に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項３と同様の効果を得ることができる。
次に、請求項１４に記載の同期検波装置は、上述した請求項１２又は請求項１３に記載の同期検波装置において、演算手段は、Ｉ、Ｑを算出した後、このＩ，Ｑをパラメータとする次式

に則って、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出することを特徴とする。
従って、請求項１４に記載の同期検波装置によれば、請求項４に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項４と同様の効果を得ることができる。

また次に、請求項１５に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に入力信号を移動平均処理することにより、対象搬送波の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…、ｐ：任意の位相）の移動平均値Ｓk を順次求め、演算手段が、移動平均手段にて移動平均値Ｓが求められる度に、その移動平均値Ｓの最新の４個Ｓk ，Ｓk+1 ，Ｓk+2 ，Ｓk+3 をパラメータとする演算式「Ｉk ＝Ｓk ＋Ｓk+1 −Ｓk+2 −Ｓk+3 」及び「Ｑk ＝Ｓk −Ｓk+1 −Ｓk+2 ＋Ｓk+3 」に則ってＩk 、Ｑk を求め、更に、これら各値Ｉk 、Ｑk をパラメータとする次式

に則って対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出する。
従って、請求項１５に記載の同期検波装置によれば、請求項５に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項５と同様の効果を得ることができる。

一方、請求項１６に記載の発明は、ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）の中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波装置に関する。

そして、請求項１６に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１、ｐ：任意の位相）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m 、（但し、ｍ＝０，１，２，…）、を求め、演算手段が、その求められた数列群に基づき、次式

を用いてＩn,m 、Ｑn,m を求め、更に、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m に基づき、次式

を用いて、各搬送波Ｃｎの振幅Ａｎ及び位相ｐｎを算出する。
従って、この請求項１６に記載の同期検波装置によれば、請求項７に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項７と同様の効果を得ることができる。

また、請求項１７に記載の発明は、ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）と、これら各搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮとは同一周波数で９０度位相がずれた搬送波Ｃ′０，Ｃ′１，Ｃ′２，…，Ｃ′Ｎの中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波装置に関する。

そして、請求項１７に記載の同期検波装置においては、移動平均手段が、複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｋ・９０度から（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m 、（但し、ｍ＝０，１，２，…）、を求め、演算手段が、その求められた数列群に基づき、次式

を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m を、それぞれ、前記各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎの振幅を表す検波結果として出力する。
従って、この請求項１７に記載の同期検波装置によれば、請求項８に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項８と同様の効果を得ることができる。

また次に、請求項１８に記載の発明は、請求項１１〜請求項１７の何れかに記載の同期検波装置において、演算手段にて算出された検波結果を積分若しくは平均化するフィルタ手段を設けたものである。このため、この請求項１８に記載の同期検波装置によれば、上述した請求項９に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、演算手段にて算出された検波結果に含まれる検波誤差を吸収することができるようになる。

また、請求項１９に記載の発明は、請求項１１〜請求項１８の何れかに記載の同期検波装置において、移動平均手段を、上述したパルス遅延回路と、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数を、移動平均すべき所定周期毎にカウントするカウント手段とから構成し、そのカウント手段によるカウント値を移動平均値として順次出力するようにしたものである。このため、請求項１９に記載の同期検波装置によれば、上述した請求項１０に記載の同期検波方法に従い入力信号を同期検波することができ、請求項１０と同様の効果を得ることができる。

以下に、本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明（請求項１，１１）が適用された第１実施形態の同期検波装置の構成を、入出力信号と共に表す説明図である。

図１に示すように、本実施形態の同期検波装置は、検波対象となる搬送波（対象搬送波）と同じ周波数ｆｃの基準信号ＣＫから、基準信号ＣＫの２倍の周波数（２・ｆｃ）を有するサンプリング信号ＣＫＳを生成する逓倍回路２２と、この逓倍回路２２にて生成されたサンプリング信号ＣＫＳの一周期毎（つまり対象搬送波の周期の２分の１の周期毎）に入力信号Ｖｓを移動平均する、移動平均手段としての移動平均回路２４と、この移動平均回路２４にてサンプリング信号ＣＫＳの一周期毎に求められる移動平均値ＤＴを順次ラッチするための第１レジスタ２６及び第２レジスタ２８と、基準信号ＣＫに同期して各レジスタ２６、２８にラッチされた移動平均値ＤＴ（詳しくは前回値Ｄ１と最新値Ｄ２）の偏差（Ｄ１−Ｄ２）を算出する、演算手段としての減算回路３０と、この減算回路３０による減算結果をラッチし、そのラッチした値を、検波結果を表すデジタルデータＤｏ１として出力する第３レジスタ３２と、から構成された同期検波回路１０を備える。

また、移動平均回路２４は、所謂、時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）から構成されている。
すなわち、本実施形態の移動平均回路２４は、図２（ａ）に示すように、パルス信号Ｐｉｎを所定の遅延時間だけ遅延させて出力する遅延ユニット２を複数段縦続接続することにより構成されたパルス遅延回路４と、サンプリング信号ＣＫＳの立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路４内でのパルス信号Ｐｉｎの到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果を、パルス信号Ｐｉｎが通過した遅延ユニット２が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータＤｔに変換して出力するラッチ＆エンコーダ６と、このラッチ＆エンコーダ６から出力されるデジタルデータＤｔの前回値をラッチし、その前回値と最新値との偏差を求めることにより、サンプリング信号ＣＫＳの一周期内にパルス信号Ｐｉｎが通過した遅延ユニット２の個数を表すデジタルデータＤＴを算出する減算部７と、を備える。なお、本実施形態では、ラッチ＆エンコーダ６と減算部７とにより、本発明のカウント手段としての機能が実現される。

また、パルス遅延回路４を構成する各遅延ユニット２は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット２には、バッファ８を介して、入力信号Ｖｓが駆動電圧として印加されている。

このため、各遅延ユニット２の遅延時間は、入力信号Ｖｓの電圧レベルに対応した時間となり、サンプリング信号ＣＫＳの一周期（つまり、対象搬送波の周期の２分の１の周期）内にパルス遅延回路４内でパルス信号Ｐｉｎが通過する遅延ユニット２の個数（つまり、移動平均回路２４からの出力データＤＴ）は、その周期内に入力信号Ｖｓの電圧レベルを平均化した移動平均値となる。

そして、本実施形態では、移動平均回路２４から基準信号ＣＫの一周期内に出力される２つのデジタルデータＤＴが、第１レジスタ２６及び第２レジスタ２８に順次ラッチされることから、これら各レジスタ２６，２８には、図２（ｂ）に示すように、入力信号Ｖｓを対象搬送波の０度〜１８０度の位相領域で移動平均（積分）した移動平均値を表すデータＤ１と、同じく入力信号Ｖｓを対象搬送波の１８０度〜３６０度の位相領域で移動平均した（積分）した移動平均値を表すデータＤ２とが格納されることになり、減算回路３０からは、その差（Ｄ１−Ｄ２）を表すデジタルデータＤｏ１が出力されることになる。

よって、本実施形態の同期検波回路１０によれば、入力信号Ｖｓに検波対象となる対象搬送波が含まれている場合には、入力信号Ｖｓに重畳された直流成分の影響を受けることなく、対象搬送波に対応したデジタルデータＤｏ１を生成することができる。

つまり、例えば、入力信号Ｖｓに対象搬送波のみが含まれており、対象搬送波の変動中心（中心値）Ｄｃが、入力信号Ｖｓに重畳された直流電圧によりオフセットされていても、対象搬送波の０度〜１８０度の位相領域の移動平均値Ｄ１が正（＋）の値として減算回路３０に取り込まれ、対象搬送波の１８０度〜３６０度の位相領域の移動平均値Ｄ２が負（−）の値として減算回路３０に取り込まれることから、減算回路３０にて得られるデジタルデータＤｏ１は、中心値Ｄｃを基準として各位相領域毎に正負に変動する対象搬送波の信号レベルを加算した値（つまり、対象搬送波の振幅に対応した値）となり、対象搬送波を高精度に同期検波することができるようになる。

また、入力信号Ｖｓに、検波対象となる対象搬送波以外の搬送波（除去すべき搬送波）が含まれている場合には、図１に点線で示すように、同期検波回路１０の後段に、その搬送波によるデジタルデータＤｏ１の変動成分を吸収するためのデジタルフィルタ（つまり、積分処理若しくは平均化処理用のローパスフィルタ）１２を設け、このデジタルフィルタ１２で処理したデジタルデータＤｏ２を、検波結果を表すデータとして出力するようにすればよい。

但し、図１に例示するように、除去すべき搬送波が、対象搬送波の周波数ｆｃの２倍の周波数を有するような場合には、移動平均回路２４の動作によって、その搬送波の信号成分がノイズ成分として自動的に除去される。

従って、本実施形態の同期検波回路１０を用いれば、入力信号Ｖｓに対象搬送波以外の不要な搬送波が含まれている場合であっても、移動平均回路２４による入力信号Ｖｓの移動平均処理、若しくは、減算回路３０による減算動作によって、不要な搬送波を自動で除去できるような場合には、デジタルフィルタ１２を用いることなく、入力信号Ｖｓの同期検波を高精度に行うことができる。

具体的には、図３に示すように、入力信号Ｖｓに含まれる対象搬送以外の搬送波（不要搬送波）が、対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値分の１の周波数（ｆｃ／２、ｆｃ／４、ｆｃ／６、…）である場合には、各不要搬送波を、図３に矢印で示す領域間で相殺できることから、このような不要搬送波が入力信号Ｖｓに含まれる場合には、その不要搬送波に応じて、減算回路３０での移動平均値Ｄ１、Ｄ２の減算範囲を設定するようにすれば、デジタルフィルタ１２を用いることなく不要搬送波を除去し、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

つまり、図３に示すように、例えば、不要搬送波が対象搬送波の周波数ｆｃの２分の１の周波数（ｆｃ／２）である場合、この不要搬送波は移動平均値Ｄ１から移動平均値Ｄ２を減じることで相殺できることから、上記のように、減算回路３０において、移動平均値Ｄ１から移動平均値Ｄ２を減じるようにすればよいが、不要搬送波が対象搬送波の周波数ｆｃの４分の１、６分の１の周波数（ｆｃ／４、ｆｃ／６）である場合には、対象搬送波の一周期内に検出された前後２つの移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を求めるだけでは、不要搬送波を相殺することができない。

しかし、この場合、減算回路３０での移動平均値Ｄ１、Ｄ２の減算範囲を、対象搬送波の２周期分若しくは３周期分に設定し、その周期内に求められた移動平均値Ｄ１の総和から移動平均値Ｄ２の総和を減じるようにすれば、不要搬送波の周波数がｆｃ／４若しくはｆｃ／６であっても、不要搬送波を相殺して、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

なお、このように不要搬送波の周波数が対象搬送波の周波数の偶数値「ｎ」分の１である場合、一般的には、移動平均値Ｄ１、Ｄ２を減算する範囲として、対象搬送波の周期の「ｎ／２」倍の期間を設定すればよい。

また、図３に示すように、入力信号Ｖｓに含まれる不要搬送波が、対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値分の１の周波数（ｆｃ／３、…）である場合には、その不要搬送波の位相が、不要搬送波の周波数で９０度分だけ、対象搬送波からずれていれば、図３に矢印で示す領域間で相殺できる。

従って、不要搬送波の周波数が対象搬送波の周波数の奇数値「ｍ」分の１で、その位相が対象搬送波に対して９０度ずれている場合には、移動平均値Ｄ１、Ｄ２を減算する範囲として、対象搬送波の周期の「ｍ」倍の期間（図３に示す周波数：ｆｃ／３の不要搬送波の場合、対象搬送波の周期の３倍の期間）を設定し、その期間内に求められた移動平均値Ｄ１の総和から移動平均値Ｄ２の総和を減じるようにすれば、不要搬送波を相殺して、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

また、図４に示すように、不要搬送波が対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値倍の周波数（２ｆｃ、４ｆｃ、…）である場合には、図４に矢印で示すように、入力信号の移動平均期間である対象搬送波の２分の１の周期毎に相殺できることから、対象搬送波の一周期内に検出された前後２つの移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を求めるだけで、不要搬送波を相殺しつつ、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

また、図４に示すように、不要搬送波が対象搬送波と同一周波数ｆｃであるか、若しくは、その周波数ｆｃを含む奇数倍の周波数（１ｆｃ、３ｆｃ、…）である場合には、その不要搬送波の位相が、不要搬送波の周波数で９０度分だけ、対象搬送波からずれていれば、図４に矢印で示すように、入力信号の移動平均期間である対象搬送波の２分の１の周期毎に相殺できる。

従って、不要搬送波の周波数が対象搬送波の周波数の奇数値倍で、その位相が対象搬送波に対して９０度ずれている場合にも、対象搬送波の一周期内に検出された前後２つの移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を求めるだけで、不要搬送波を相殺しつつ、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

なお、このように不要搬送波の周波数が対象搬送波の周波数の整数倍である場合には、対象搬送波の複数周期内に検出された移動平均値Ｄ１の総和から移動平均値Ｄ２の総和を減じるようにしても、不要搬送波を相殺して、対象搬送波に対応した検波結果を得ることができる。

つまり、本実施形態の同期検波回路１０を用いれば、入力信号Ｖｓに含まれる不要な搬送波が、下記（１）〜（６）の搬送波のいずれか一つ、若しくはそのいずれかの組み合わせである場合には、後段にデジタルフィルタ１２を設けることなく、入力信号Ｖｓの移動平均の差をとることによって、対象搬送波の信号成分のみを高精度に抽出することができるようになるのである。

（１）前記対象搬送波とは周波数が等しく、前記対象搬送波に対して位相が略９０度ずれた搬送波。
（２）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値倍の周波数を有する搬送波。

（３）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値分の１の周波数を有する搬送波。
（４）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値倍の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。

（５）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値分の１の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。
（６）前記対象搬送波の周波数ｆｃの，奇数でない有理数倍の周波数を有する搬送波。

以上説明したように、本実施形態の同期検波装置においては、移動平均手段としての移動平均回路２４を、パルス遅延回路４からなる時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）にて構成し、この移動平均回路２４にて得られた対象搬送波の０度〜１８０度の位相領域での入力信号Ｖｓの移動平均値Ｄ１と、同じく対象搬送波の１８０度〜３６０度の位相領域での入力信号Ｖｓの移動平均値Ｄ１との差から、検波結果を表すデジタルデータＤｏ１を算出するようにしている。

このため、本実施形態の同期検波装置によれば、従来のように、アナログ増幅回路を用いて入力信号を増幅する必要がなく、アナログ増幅回路の増幅動作によって生じるノイズ成分が検波結果に重畳されることがないため、従来装置に比べて同期検波を高精度に行うことができる。

また、同期検波回路１０は、各種ゲート回路を用いて完全にデジタル化することができるので、同期検波回路１０をＩＣ化する際の回路面積を小さくすることができ、同期検波装置の小型・低コスト化を図ることができる。

また、この同期検波回路１０は、従来の同期検波回路に比べて、耐環境性を向上できることから、周囲温度等の影響を受けることなく、入力信号Ｖｓを安定して同期検波することができるようになり、延いては、当該装置の信頼性を向上することができる。

なお、上記説明では、移動平均回路２４を構成するパルス遅延回路４は、単に遅延ユニット２を縦続接続するものとして説明したが、図５に示すように、パルス遅延回路４において、初段の遅延ユニット２ａを、一方の入力端子を起動用端子とするアンドゲートにて構成し、この初段の遅延ユニット２ａのもう一つの入力端子と、最終段の遅延ユニット２ｂの出力端子とを接続することにより、パルス遅延回路４を、全遅延ユニット２をリング状に連結したリングディレイライン（ＲＤＬ）として構成してもよい。

そして、このようにパルス遅延回路４を、リングディレイライン（ＲＤＬ）として構成した場合には、パルス遅延回路４内でのパルス信号Ｐｉｎの周回回数をカウントするカウンタ１６と、このカウンタ１６によるカウント値をサンプリング信号ＣＫＳの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路１８とを設け、このラッチ回路からの出力を上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ１２からの出力を下位ビットデータａとして、減算部７にデジタルデータＤｔを入力するようにすればよい。

つまり、移動平均回路２４をこのように構成すれば、パルス遅延回路４内でパルス信号Ｐｉｎを巡回させて、入力信号Ｖｓの移動平均値を表すデジタルデータを繰り返し連続的に生成することができるようになり、図２（ａ）に示した移動平均回路２４に比べて、パルス遅延回路４を構成する遅延ユニット２の個数を少なくすることができるようになる。

また、上記説明では、移動平均回路２４は、パルス遅延回路４を中心する所謂時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）にて構成するものとしたが、移動平均回路２４としては、例えば、検波対象となる対象搬送波の周波数ｆｃに比べて十分大きなサンプリング周波数にて入力信号ＶｓをＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値の過去複数回分を平均化することで、移動平均値Ｄ１，Ｄ２を求めるように構成してもよい。
［第２実施形態］
次に、本発明（請求項２，１２）が適用された第２実施形態の同期検波装置（詳しくは同期検波回路４０）について説明する。

図６に示すように、本実施形態の同期検波回路４０は、対象搬送波の周波数ｆｃの２倍の周波数（２・fｃ）を有し、互いに位相が１８０度異なる２つの基準信号ＣＫ１，ＣＫ２を受けて動作するものであり、これら各基準信号ＣＫ１，ＣＫ２の一周期毎（つまり対象搬送波の周期の２分の１の周期毎）に入力信号を移動平均する２つの移動平均回路２４ａ，２４ｂを備える。なお、この移動平均回路２４ａ、２４ｂは、第１実施形態の移動平均回路２４と同様、時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）から構成されており、以下の説明では、第１ＴＡＤ、第２ＴＡＤと記載する。

そして、第１ＴＡＤ２４ａ及び第２ＴＡＤ２４ｂから出力される移動平均値は、それぞれ、基準信号ＣＫ１，ＣＫ２に同期して、第１レジスタ２６ａ及び第４レジスタ２６ｂにラッチされ、これら各レジスタ２６ａ，２６ｂからの出力は、それぞれ、基準信号ＣＫ１，ＣＫ２に同期して、第２レジスタ２８ａ及び第５レジスタ２８ｂにラッチされる。

また、このように第１レジスタ２６ａ及び第２レジスタ２８ａにてラッチされた移動平均２回分の移動平均値は、第１減算回路３０ａに入力され、第４レジスタ２６ｂ及び第５レジスタ２８ｂにてラッチされた移動平均２回分の移動平均値は、第２減算回路３０ｂに入力される。

すると、第１減算回路３０ａ及び第２減算回路３０ｂは、上記のように入力された２つの移動平均値の偏差Ｄｏ１，Ｄｏ２を演算し、その演算結果は、第３レジスタ３２ａ及び第６レジスタ３２ｂに一旦ラッチされた後、演算回路３４に入力される。なお、第１減算回路３０ａ及び第３レジスタ３２ａは、基準信号ＣＫ１に同期して動作し、第２減算回路３０ｂ及び第６レジスタ３２ｂは、基準信号ＣＫ２に同期して動作する。

また、本実施形態の同期検波回路４０には、基準信号ＣＫ１を２分の１分周することにより対象搬送波と同一周波数のクロックを生成する分周回路２１が設けられており、演算回路３４は、この分周回路２１にて生成されたクロックに同期して、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを演算し、その演算結果を検波結果として出力する。

すなわち、まず、本実施形態では、第１ＴＡＤ２４ａ及び第２ＴＡＤ２４ｂが、それぞれ、対象搬送波の周期の２分の１の周期で対象搬送波を移動平均するが、その移動平均期間は、対象搬送波の位相９０度に相当する時間だけずれている。

このため、第１減算回路３０ａにより算出された演算結果Ｄｏ１（詳しくは第１ＴＡＤ２４ａにより得られた移動平均値の偏差）をＩ、第２減算回路３０ｂにより算出された演算結果Ｄｏ２（詳しくは第２ＴＡＤ２４ｂにより得られた移動平均値の偏差）をＱ、とし、対象搬送波を、Ｓ(t) ＝Ａｓｉｎ（２πｆｃｔ＋ｐ）、（但し、Ａは振幅、ｐは位相、ｔは時刻）とすると、Ｉ，Ｑは、それぞれ、次式のように記述できる。

従って、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐは、ｊを虚数単位とすれば、次式に則って求めることができる。

つまり、対象搬送波の位相ｐが不明であっても、上記の計算を行えば、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐが検出できるのである。
そこで、本実施形態では、演算回路３４において、上記の計算を行うことによって、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐの両方を検出するようにしている。

従って、本実施形態の同期検波回路４０によれば、第１実施形態のように、対象搬送波と位相が一致した基準信号ＣＫを利用することなく（換言すれば、対象搬送波の位相が未知であっても）、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを検出できるようになり、振幅変調、位相変調、又はその両方を利用して変調された対象搬送波から、その変調に用いた信号成分を復調することができるようになる。

次に、本実施形態の同期検波回路４０において、デジタルフィルタ１２を用いることなく除去し得る不要信号成分について説明する。
まず、対象搬送波の位相ｐが０度（ｐ＝０°）の場合、Ｉ，Ｑ及び振幅Ａは、それぞれ、次のようになり、
Ｉ＝２Ａ／（πｆｃ），Ｑ＝０，Ａ＝πｆｃＩ／２
対象搬送波の位相ｐが９０度（ｐ＝±９０°）の場合、Ｉ，Ｑ及び振幅Ａは、それぞれ、次のようになる。

Ｉ＝０，Ｑ＝±２Ａ／（πｆｃ），Ａ＝πｆｃＱ／２
第１実施形態では、ｐ＝０として、Ｉを求めているので、この結果は、第１実施形態において、対象搬送波（つまり基準信号ＣＫ）に対して９０°位相のずれた搬送波成分（不要信号成分）を除去して、基準信号ＣＫと同相の対象搬送波の振幅を求めることができることと一致している。

また、任意周波数ｆの搬送波Ｓ(t) ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ＋ｐ）に対しては、その周波数ｆを対象搬送波の周波数ｆｃで割った値「ｆ／ｆｃ」が整数の場合には、

となる。
すなわち、対象搬送波の偶数倍の周波数を有する入力信号に対しては、Ｉ，Ｑ共にゼロである。これは、１回の移動平均期間Ｔｃ／２（但し、Ｔｃは対象搬送波の周期）が、入力信号の周期の整数倍となること、及び、正弦波を一周期分積分すればその結果はゼロになることから、容易に理解できる。

一方、ｆ／ｆｃが整数とならない場合、Ｉ，Ｑは一般にはゼロになることはない。しかし、時間Ｔｃ毎に得られるＩ及びＱを、それぞれ、連続してＮ個加算したＩN ，ＱN を計算すると、以下のようになる。

ここで、Ｎ・ｆ／ｆｃが正の整数になるように正の整数Ｎを選べば、ＩN ＝ＱN ＝０となる。つまり、例えば、ｆ／ｆｃ＝１／２ならば、Ｎ＝２，４，６…、ｆ／ｆｃ＝１／３ならば、Ｎ＝３，６，９…、ｆ／ｆｃ＝１／３．５ならば、Ｎ＝７，１４，２１…とすれば、それぞれの周波数ｆの信号成分を除去することができる。

また、例えば、Ｎ＝１２としておけば、対象搬送波の周波数ｆｃに対して、その公約数分の１の周波数ｆｃ／２，ｆｃ／３，ｆｃ／４，ｆｃ／６及びｆｃ／１２の信号成分を除去することができる。この場合の波形を、図７〜図９に示す。なお、図７〜図９は、それぞれ、対象搬送波の位相が０度、４５度、９０度である場合を示している。

図７〜図９において、α及びβは、それぞれ、基準信号ＣＫ１及びＣＫ２による移動平均時間と，それらの加減算を示している。すなわち、αが＋１の期間は、対象搬送波の位相−ｐ＋０度〜−ｐ＋１８０度に対応し、この間の第１ＴＡＤ２４ａから出力される，基準信号ＣＫ１に同期した移動平均値ＤＴ１は加算（＋１を掛けて加算）され、αが−１の期間は、対象搬送波の位相−ｐ＋１８０度〜−ｐ＋３６０度の期間に対応し、この間の移動平均値ＤＴ１は減算（−１を掛けて加算）される。同様に、βが＋１の期間は対象搬送波の位相−ｐ−９０度〜−ｐ＋９０度の期間に対応し、この間の第１ＴＡＤ２４ａから出力される，基準信号ＣＫ１に同期した移動平均値ＤＴ２は加算（＋１を掛けて加算）され、βが−１の期間は、対象搬送波の位相−ｐ＋９０度〜−ｐ＋２７０度の期間に対応し、この間の移動平均値ＤＴ２は減算（−１を掛けて加算）される。

また、図７〜図９においては、上から、周波数ｆｃの対象搬送波と、その周波数ｆｃの公約数分の１の周波数ｆｃ／２，ｆｃ／３，ｆｃ／４，ｆｃ／６及びｆｃ／１２を有する不要信号の波形を２つずつ示している。そして、この２つの同一波形の内、上側の波形には、それにαを掛けた波形を重ね、下側の波形には、それにβを掛けた波形を重ねている。この重ねた波形の線（図において太い線）と０を示す横線とが囲む面積が図６の第３レジスタ出力Ｄｏ１および第６レジスタ出力Ｄｏ２、すなわち、「数１３」のＩおよびＱとなる。

そして、図７〜図９から、周波数ｆｃの対象搬送波に対しては、第３レジスタ出力ＤＩは、ｐ＝０のときに最大、ｐ＝９０度のときにゼロ、ｐ＝４５度のときにそれらの中間の値をとり、第６レジスタ出力ＤＱは、ｐ＝０のときにゼロ、ｐ＝９０度のときに最大、ｐ＝４５度のときにそれらの中間の値をとること、第３レジスタ出力ＤＩの最大値と第４レジスタ出力ＤＱの最大値とが等しいこと、及び、ｐ＝４５度においては、移動平均値の値と移動平均値の値が等しいことなどが、目視によりわかる。

これらの結果は、ｆ／ｆｃ＝１の場合の上記の式と一致している。
また、周波数がｆｃ／２，ｆｃ／３，ｆｃ／４，ｆｃ／６，ｆｃ／１２を有する不要信号の場合は、それぞれの周期分２Ｔｃ，３Ｔｃ，４Ｔｃ，６Ｔｃ，１２ＴｃだけＤＩ，ＤＱを加えたものがすべてゼロになることが、各信号波形の対称性から目視で理解できる。なお、対象搬送波に対して奇数分の１の周波数（この例ではｆｃ／３）を有する不要信号のように、一部の不要信号では目視で確認できないケースがあるが、上記の式で、同様にゼロになることがわかる。

また、図７〜図９に示した例では、対象搬送波の周波数ｆｃよりも周波数が低い不要信号成分について説明したが、対象搬送波の周波数ｆｃの偶数倍の周波数を有する不要信号成分については、前述のように、対象搬送波一周期分でゼロとなっているので、それを何回加えてもゼロのままである。

従って、本実施形態の同期検波回路４０においても、第１実施形態と同様、入力信号に上述した（１）〜（６）の不要信号成分が含まれている場合には、後段にデジタルフィルタ１２を設けることなく、入力信号の移動平均の差をとることによって、対象搬送波の信号成分のみを高精度に抽出することができるようになるのである。

なお、本実施形態では、演算回路３４において、対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを計算するものとして説明したが、必要に応じて、第１減算回路３０ａ及び第２減算回路３０ｂで得られた演算結果ＤＩ，ＤＱを、そのまま、Ｉ及びＱのベクトルの２成分として出力するようにしてもよい。そして、この場合は、分周回路２１や演算回路３４が不要となるので、同期検波回路４０の構成をより簡単にすることができる。
［第３実施形態］
次に、本発明（請求項３，１３）が適用された第３実施形態の同期検波装置（詳しくは同期検波回路４１）について説明する。

図１０に示すように、本実施形態の同期検波回路４１は、対象搬送波の周波数ｆｃの４倍の周波数（４・fｃ）を有する基準信号ＣＫを受けて動作するものであり、基準信号ＣＫに同期して入力信号を移動平均する移動平均回路２４と、この移動平均回路２４にて基準信号ＣＫの一周期毎に求められる移動平均値ＤＴを基準信号ＣＫに同期して順次ラッチしてゆく第１〜第４レジスタ２６，２８，３２，３３と、基準信号ＣＫを４分の１分周する分周回路２３と、この分周回路２３にて基準信号ＣＫを４分の１分周することにより生成されたクロックに同期して、各レジスタ２６〜３３からの出力を取り込み、加減算する加減算回路３５と、この加減算回路３５からの出力ＤＩ，ＤＱに基づき対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを演算する演算回路３６とから構成されている。

また、加減算回路３５は、各レジスタ２６〜３３からの出力である連続する４個の移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を、次式に則って加減算することによりＩ，Ｑを求め、その演算結果Ｉ，Ｑを、ＤＩ，ＤＱとして演算回路３６に出力する。

つまり、本実施形態は、対象搬送波の位相が未知であっても入力信号から対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを検出し得る第２実施形態と同様の機能を、第２実施形態のように２つの移動平均回路（第１ＴＡＤ２４ａ、第２ＴＡＤ２４ｂ）を用いることなく、単独の移動平均回路２４を用いて実現できるようにしたものである。

そして、本実施形態では、移動平均回路２４にて、入力信号を、対象搬送波の周期Ｔｃの４分の１の周期（Ｔｃ／４）で繰り返し平均化し、その平均化により得られた連続する４個の移動平均値を用いて、上記の演算式に則ってＩ，Ｑを求め、これをＤＩ，ＤＱとして演算回路３６に出力することから、演算回路３６において、第２実施形態の演算回路３４と全く同様に、対象搬送波の振幅Ａ及び位相Ｑを求めることができる。

よって、本実施形態によれば、第２実施形態と同様の効果が得られる同期検波回路４１を、より簡単に構成することができる。
また、本実施形態によれば、加減算回路３５でＩ，Ｑを求めるのに用いる移動平均値Ｓ１〜Ｓ４の移動平均期間を完全に一致させることができ、第２実施形態のように、その移動平均期間が対象搬送波の周期Ｔｃの４分の１の周期（Ｔｃ／４）だけずれることがないので、その移動平均期間のずれによって生じる検波誤差をなくし、検波精度を向上できる。

なお、本実施形態においても、第２実施形態と同様に、加減算回路３５で得られた演算結果ＤＩ，ＤＱを、そのまま、Ｉ及びＱのベクトルの２成分として出力するようにしてもよい。そして、この場合は、演算回路３６が不要となるので、同期検波回路４１の構成をより簡単にすることができる。
［第４実施形態］
次に、本発明（請求項５，１５）が適用された第４実施形態の同期検波装置（詳しくは同期検波回路４２）について説明する。

本実施形態の同期検波回路４２は、第２実施形態及び第３実施形態の同期検波回路４０，４１と同様の機能を実現しつつ、入力信号の同期検波をより高速に実行できるようにしたものである。

つまり、第２実施形態及び第３実施形態の同期検波回路４０，４１は、対象搬送波の位相が未知でであっても同期検波を実行できるものの、検波結果が得られるのは、対象搬送波の一周期に１回であることから、本実施形態では、対象搬送波の一周期当たりに４回の割で検波結果を更新できるようにしている。

そして、このために、本実施形態の同期検波回路４２においては、図１１に示す如く、図１０に示した第３実施形態の同期検波回路４１の一部を下記の通り変更している。
すなわち、本実施形態の同期検波回路４２において、第３実施形態の同期検波回路４１と異なる点は、加減算回路３５及び演算回路３６を、対象搬送波の周期の４分の１の周期である基準信号ＣＫに同期して動作させていることと、演算回路３６を対象搬送波の一周期内に４回動作させることによって得られる位相ｐを修正するために、同期検波回路４２内に、分周回路２３に代えて、基準信号ＣＫをカウントする２ｂｉｔカウンタ３７と、そのカウンタ３７によるカウント値（つまり、対象搬送波一周期内の演算回路３６の動作サイクル）に基づき位相ｐを修正する位相補正回路３８とを設けたこと、の２点である。

このように構成された本実施形態では、加減算回路３５で次々に演算されるＩk 及びＱk は、次式のようになり（但し、ｋ＝１，２，…）、

演算回路３６及び位相補正回路３８を介して得られる対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐは、次式のようになる。

つまり、振幅Ａについては、第２実施形態及び第３実施形態と同様の演算式になるが、位相ｐについては、(k-1)・π／２の補正項が加わっており、この補正項を位相補正回路３８の動作によって実現している。なお、この補正項は、０，π／４，π／２，３π／４の何れかの値となり、この値は、カウンタ３７によるカウント値（２ｂｉｔ）により決定される。
［第５実施形態］
上述の第２〜第４実施形態では、対象搬送波の周波数ｆｃの２倍又は４倍の周波数を有する基準信号を用いて、対象搬送波の周期Ｔｃの２分の１又は４分の１の周期で、入力信号を移動平均し、次々に得られる移動平均値の加減算により、対象搬送波の振幅、若しくは、振幅と位相を求めるようにしている。

このため、上述したように、対象搬送波の周波数ｆｃの偶数倍の周波数を有する不要信号成分は、対象搬送波の一周期Ｔｃ（又はその整数倍）の加減算出力Ｉ，Ｑを求めれば、完全に除去される。また、対象搬送波の周波数ｆｃの非整数倍の周波数を有する不要信号成分は、対象搬送波の一周期分の加減算出力Ｉ，Ｑの和ＩN ，ＱN を求めれば完全に除去される。

従って、第２〜第４実施形態の技術を利用すれば、周波数が異なる複数の搬送波を混合した入力信号から、特定の搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを求めることができる。
そこで、次に本発明（請求項７，１６）の第５実施形態として、複数の搬送波が混合された入力信号（多重通信信号）の中から任意の搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを検出できるようにした同期検波回路について説明する。

まず、本実施形態では、周波数が、ｆc0, ｆc1＝ｆc0／２，ｆc2＝ｆc0／４，ｆc3＝ｆc0／８，…，ｆcN＝ｆc0／２^N に設定され、周期が、Ｔc0，Ｔc1＝２Ｔc0，Ｔc2＝４Ｔc0，Ｔc3＝８Ｔc0，…，ＴcN＝２^N Ｔc0である、Ｎ＋１種類の正弦波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…, ＣＮの内、最高周波数の正弦波Ｃ０及び最低周波数の正弦波ＣＮを含む任意の数の正弦波を搬送波として選択し、その選択した搬送波を、それぞれ独立に振幅変調又は位相変調するか、或いは、振幅変調と位相変調との両変調を施し、更に各変調波を混合したものを、同期検波回路への入力信号とする。

つまり、入力信号を構成する複数の搬送波の周波数は、どの２つを選んでも一方が他方の偶数倍となり、最長周期ＴcNは他の搬送波周期の整数倍（偶数倍）となっているものとする。

そして、本実施形態の同期検波回路４３は、図１２に示す如く、入力信号を構成する搬送波Ｃ０，…，ＣＮ（本実施形態ではＮ＝３）の内、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の周期Ｔc0の４分の１の周期Ｔｓ＝Ｔc0／４を有する基準信号ＣＫを受けて動作するよう構成されている。

すなわち、同期検波回路４３は、基準信号ＣＫに同期して入力信号を移動平均する移動平均回路２４と、この移動平均回路２４にて基準信号ＣＫの一周期毎に求められる移動平均値ＤＴを基準信号ＣＫに同期して順次ラッチしてゆく第１〜第３２レジスタ２６，２８，…４４と、基準信号ＣＫをカウントする２ｂｉｔカウンタ３７と、そのカウンタ３７によるカウント値に基づき位相ｐを修正する位相補正回路３８と、基準信号ＣＫに同期して、各レジスタ２６〜４４からの出力を取り込み加減算する加減算回路４５と、この加減算回路４５からの出力ＤＩ０，ＤＱ０，ＤＩ１，ＤＱ１，ＤＩ２，ＤＱ２，ＤＩ３，ＤＱ３に基づき、入力信号を構成する各搬送波の振幅Ａ０〜Ａ３及び位相ｐ０〜ｐ３を演算する演算回路４６とから構成されている。

この同期検波回路４３では、移動平均回路２４を動作させると、搬送波Ｃ０の周期Ｔc0の４分の１の周期Ｔｓを移動平均期間として、この周期Ｔｓ毎に、次式で表される移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，…が次々に出力され、そのうちの連続する３２個が第１〜第３２レジスタ２６〜４４にラッチされる。

そして、加減算回路３５は、各レジスタ２６〜４４からの出力である連続する３２個の移動平均値Ｓ１〜Ｓ３２を次式に則って加減算することにより、入力信号を構成している各搬送波Ｃ０〜Ｃ３のＩ０，Ｑ０，Ｉ１，Ｑ１，Ｉ２，Ｑ２，Ｉ３，Ｑ３を求め、これら各値を、ＤＩ０，ＤＱ０，ＤＩ１，ＤＱ１，ＤＩ２，ＤＱ２，ＤＩ３，ＤＱ３として演算回路３６に出力する。

ここで、ｎ（但し、ｎ＝０，１，２，…, Ｎ ）は、選択した搬送波を表し、ｍ（但し、ｍ＝０，１，２，…）は、移動平均期間Ｔｓ毎に移動平均され、加減算されたＩｎ，Ｑｎの時系列番号である。

なお、本実施形態では、Ｎ＝３であり、入力信号が、周波数ｆc0，ｆc0／２，ｆc0／４，ｆc0／８の４つの搬送波Ｃ０〜Ｃ３を振幅変調若しくは位相変調したものの混合信号であることから、ｍ＝０の場合に、加減算回路４５にて算出されるＩ，Ｑは、具体的には、以下の通りになる。

Ｉ0,0 ＝[+S1+S2-S3-S4]+[+S5+S6-S7-S8]+[+S9+S10-S11-S12]+[+S13+S14-S15-S16]+[+S17+S18-S19-S20]+[+S21+S22-S23-S24]+[+S25+S26-S27-S28]+[+S29+S30-S31-S32] ，
Ｑ0,0 ＝[+S1-S2-S3+S4]+[+S5-S6-S7+S8]+[+S9-S10-S11+S12]+[+S13-S14-S15+S16]+[+S17-S18-S19+S20]+[+S21-S22-S23+S24]+[+S25-S26-S27+S28]+[+S29-S30-S31+S32] ，
Ｉ1,0 ＝[+(S1+S2)+(S3+S4)-(S5+S6)-(S7+S8)]+[+(S9+S10)+(S11+S12)-(S13+S14)-(S15+S16)]+[+(S17+S18)+(S19+S20)-(S21+S22)-(S23+S24)]+[+(S25+S26)+(S27+S28)-(S29+S30)-(S31+S32)]，
Ｑ1,0 ＝[+(S1+S2)-(S3+S4)-(S5+S6)+(S7+S8)]+[+(S9+S10)-(S11+S12)-(S13+S14)+(S15+S16)]+[+(S17+S18)-(S19+S20)-(S21+S22)+(S23+S24)]+[+(S25+S26)-(S27+S28)-(S29+S30)+(S31+S32)]，
Ｉ2,0 ＝[+(S1+S2+S3+S4)+(S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12)-(S13+S14+S15+S16)]+[+(S17+S18+S19+S20)+(S21+S22+S23+S24)-(S25+S26+S27+S28)-(S29+S30+S31+S32)]，
Ｑ2,0 ＝[+(S1+S2+S3+S4)-(S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12)+(S13+S14+S15+S16)]+[+(S17+S18+S19+S20)-(S21+S22+S23+S24)-(S25+S26+S27+S28)+(S29+S30+S31+S32)]，
Ｉ3,0 ＝+(S1+S2+S3+S4+S5+S6+S7+S8)+(S9+S10+S11+S12+S13+S14+S15+S16)-(S17+S18+S19+S20+S21+S22+S23+S24)]-(S25+S26+S27+S28+S29+S30+S31+S32)，
Ｑ3,0 ＝+(S1+S2+S3+S4+S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12+S13+S14+S15+S16)-(S17+S18+S19+S20+S21+S22+S23+S24)]+(S25+S26+S27+S28+S29+S30+S31+S32)，
このように、入力信号の移動平均値Ｓ１〜Ｓ３２に対して上記演算を施すと、Ｉn,m 、Ｑn,m は、ｆ＝ｆcnの場合のみ、

なる値をもち，その他の場合は共にゼロになる。
従って、ｆ＝ｆcnの搬送波の振幅Ａｎ及び位相ｐｎは、

となる（図１２の左下の複素平面上に記載した検波出力参照）。
つまり、Ｉn,m 、Ｑn,m は、対応する周波数（ｆ＝ｆcn）の搬送波Ｃｎの振幅Ａｎ及び位相ｐｎのみを与え，その他の搬送波の情報は含まない。

例えば、図１３〜図１６は、それぞれ、本実施形態の同期検波回路４３による上記各搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の検波状態（位相４５度の場合）を表しているが、これら各図からは、検波対象となる搬送波以外はその積分値が０となり、各搬送波Ｃ０〜Ｃ３毎に振幅及び位相が得られることがわかる。

よって、本実施形態の同期検波回路４３によれば、複数の搬送波を利用した多重通信において、所望搬送波に重畳された信号の復調が可能となる。
なお、本実施形態では、図１１に示した第４実施形態の同期検波回路４２と同様、位相補正回路３８にて位相補償を施すことによって、基準信号ＣＫの周期Ｔｓ毎に検波結果を出力するようにしているが、図１０に示した第３実施形態例と同様に、加減算回路４５及び演算回路４６では、基準信号ＣＫの４倍の周期（換言すれば、入力信号を構成する複数の搬送波の内、最も周波数が高い搬送波Ｃ０の一周期）毎に演算を行い、検波結果を出力するように構成することで、位相補正回路３８を省略することもできる。
［第６実施形態］
次に、本発明（請求項８，１７）が適用された第６実施形態の同期検波装置（詳しくは同期検波回路４７）について説明する。

図１７に示す如く、本実施形態の同期検波回路４７は、第５実施形態の同期検波回路４３から、２ｂｉｔカウンタ３７、演算回路４６、及び位相補正回路３８を除去し、基準信号ＣＫと同期信号との位相を調整する位相調整回路４８を設けて、加減算回路４５の出力をそのまま検波結果として出力するように構成されている。

すなわち、第５実施形態の同期検波回路４３では、入力信号を構成する複数の搬送波の位相が未知であるものとして、各搬送波毎の振幅及び位相を求めるようにしたが、搬送波の位相信号が得られる場合は、搬送波の周波数の組合わせを第５実施形態と同様にし、各周波数において位相の９０度異なる搬送波を独立に振幅変調したものの中から、各搬送波の振幅を独立に検出することも可能である。

この場合、位相ｐｎ＝０として、入力信号を、
Ｓ(t) ＝Ａｓｉｎ２πｆｔ＋Ｂｃｏｓ２πｆｔ
＝Ａｓｉｎ２πｆｔ＋Ｂｓｉｎ（２πｆｔ＋π／２）
（但し、ｆ＝ｆc0，ｆc1，ｆc2，…，fcN、Ａ＝Ａ０，Ａ１，Ａ２，…，ＡＮ、Ｂ＝Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＮ）
とすると、加減算回路４５で得られる各搬送波毎のＩn,m 、Ｑn,m は、

となり、Ｉn,m は、振幅Ａに比例するが、振幅Ｂには無関係、また、Ｑn,m は、振幅Ｂに比例するが、振幅Ａには無関係、となる。
そこで、本実施形態では、Ｎ＝３として、同期検波回路４７を上記のように構成し、周波数が４種類（ｆc0, ｆc1＝ｆc0／２，ｆc2＝ｆc0／４，ｆc3＝ｆc0／８）で、各周波数毎に位相が９０度異なる２種類の搬送波（合計８種類の搬送波Ｃ０，Ｃ′０，Ｃ１，Ｃ′１，Ｃ２，Ｃ′２，Ｃ３，Ｃ′３）の振幅Ａ０，Ｂ０，Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３を検波結果として得るために、同期信号を入力して、位相調整回路４８にて基準信号ＣＫの位相を同期信号にて調整することにより、基準クロックＣＫと搬送波Ｃ０との位相差をゼロにするようにしている。

この結果、本実施形態の同期検波回路４７によれば、加減算回路４９の出力ＤＩ０，ＤＱ０，ＤＩ１，ＤＱ１，ＤＩ２，ＤＱ２，ＤＩ３，ＤＱ３が、入力信号を構成している各搬送波Ｃ０，Ｃ′０，Ｃ１，Ｃ′１，Ｃ２，Ｃ′２，Ｃ３，Ｃ′３の振幅Ａ０，Ｂ０，Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３としてそのまま利用できることになる。

なお、図１７において、左下の複素平面上には、搬送波Ｃｎに対する検波出力が記載されている。

第１実施形態の同期検波装置の構成並びにこの装置への入出力信号を表す説明図である。 図１に示す同期検波回路１０の移動平均回路２４の構成及びその動作を説明する説明図である。 同期検波回路単体で検波可能な入力信号の一例を説明する説明図である。 同じく同期検波回路単体で検波可能な入力信号の他の例を説明する説明図である。 移動平均回路の他の構成例を説明する説明図である。 第２実施形態の同期検波装置（回路）の構成及び入力信号を表す説明図である。 検波対象搬送波の位相ｐ＝０度の場合の第２実施形態の動作を説明する説明図である。 検波対象搬送波の位相ｐ＝４５度の場合の第２実施形態の動作を説明する説明図である。 検波対象搬送波の位相ｐ＝９０度の場合の第２実施形態の動作を説明する説明図である。 第３実施形態の同期検波装置（回路）の構成及び入力信号を表す説明図である。 第４実施形態の同期検波装置（回路）の構成及び入力信号を表す説明図である。 第５実施形態の同期検波装置（回路）の構成及び入力信号を表す説明図である。 第５実施形態における搬送波Ｃ０の検波状態を表す説明図である。 第５実施形態における搬送波Ｃ１の検波状態を表す説明図である。 第５実施形態における搬送波Ｃ２の検波状態を表す説明図である。 第５実施形態における搬送波Ｃ３の検波状態を表す説明図である。 第６実施形態の同期検波装置（回路）の構成及び入力信号を表す説明図である。 従来の同期検波装置の構成並びにこの装置への入出力信号を表す説明図である。

符号の説明

２…遅延ユニット、４…パルス遅延回路、６…ラッチ＆エンコーダ、７…減算部、８…バッファ、１０，４０，４１，４２，４３，４７…同期検波回路、１２…エンコーダ、１２…デジタルフィルタ、１６…カウンタ、１８…ラッチ回路、２１，２３…分周回路、２２…逓倍回路、２４，２４ａ，２４ｂ…移動平均回路（ＴＡＤ）、２６，２６ａ…第１レジスタ、２６ｂ，３３…第４レジスタ、２８，２８ａ…第２レジスタ、２８ｂ…第５レジスタ、３０…減算回路、３０ａ…第１減算回路、３０ｂ…第２減算回路、３２，３２ａ…第３レジスタ、３２ｂ…第６レジスタ、３４，３６，４６…演算回路、３５，４５，４９…加減算回路、３７…２ｂｉｔカウンタ、３８…位相補正回路、４４…第３２レジスタ、４８…位相調整回路。

Claims (19)

1. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、前記対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、前記対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２とを順次求め、
   該各移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を検波結果として算出することを特徴とする同期検波方法。
2. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、
   前記対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｅ１と、
   前記対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｅ２と、
   前記対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｆ１と、
   前記対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋４５０度の位相期間の移動平均値Ｆ２と、
   を順次求め、前記移動平均値Ｅ１とＥ２との差Ｉ、及び、前記移動平均値Ｆ１とＦ２との差Ｑ、を検波結果として算出することを特徴とする同期検波方法。
3. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、
   前記対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋９０度の位相期間の移動平均値Ｓ１と、
   前記対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｓ２と、
   前記対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｓ３と、
   前記対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｓ４と、
   を順次求め、これら各移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をパラメータとする次式
   Ｉ＝Ｓ１＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４
   Ｑ＝Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＋Ｓ４
   に則ってＩ，Ｑを算出することにより、検波結果を得ることを特徴とする同期検波方法。
4. 請求項２又は請求項３に記載の同期検波方法において、
   前記Ｉ、Ｑを算出した後、該Ｉ，Ｑをパラメータとする次式
   に則って、前記対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出することを特徴とする同期検波方法。
5. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、
   前記対象搬送波の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…）の移動平均値Ｓk を順次求めると共に、
   該移動平均値Ｓk の最新の４個Ｓk ，Ｓk+1 ，Ｓk+2 ，Ｓk+3 をパラメータとする次式
   Ｉk ＝Ｓk ＋Ｓk+1 −Ｓk+2 −Ｓk+3
   Ｑk ＝Ｓk −Ｓk+1 −Ｓk+2 ＋Ｓk+3
   に則ってＩk 、Ｑk を求め、
   更に、これら各値Ｉk 、Ｑk をパラメータとする次式
   に則って、前記対象搬送波の振幅Ａk 及び位相ｐk を順次算出することを特徴とする同期検波方法。
6. 前記入力信号は、前記対象搬送波のみ、若しくは、前記対象搬送波と下記（１）〜（６）の搬送波の少なくとも一つと、からなることを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の同期検波方法。
   （１）前記対象搬送波とは周波数が等しく、前記対象搬送波に対して位相が略９０度ずれた搬送波。
   （２）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値倍の周波数を有する搬送波。
   （３）前記対象搬送波の周波数ｆｃの偶数値分の１の周波数を有する搬送波。
   （４）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値倍の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。
   （５）前記対象搬送波の周波数ｆｃの奇数値分の１の周波数を有し、前記対象搬送波に対して自己の周波数で位相が略９０度ずれた搬送波。
   （６）前記対象搬送波の周波数ｆｃの，奇数でない有理数倍の周波数を有する搬送波。
7. ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）の中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１、ｐ：任意の位相）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、
   前記複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m を求め（但し、ｍ＝０，１，２，…）、
   該数列群に基づき、次式
   を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、
   更に、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m に基づき、次式
   を用いて、各搬送波Ｃｎの振幅Ａｎ及び位相ｐｎを算出することを特徴とする同期検波方法。
8. ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）と、これら各搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮとは同一周波数で９０度位相がずれた搬送波Ｃ′０，Ｃ′１，Ｃ′２，…，Ｃ′Ｎの中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波方法であって、
   前記複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｋ・９０度から（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、
   前記複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m を求め（但し、ｍ＝０，１，２，…）、
   該数列群に基づき、次式
   を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、
   これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m を、それぞれ、前記各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎの振幅を表す検波結果として出力することを特徴とする同期検波方法。
9. 前記検波結果を更に積分若しくは平均化することにより、該検波結果に含まれる検波誤差を吸収することを特徴とする請求項１〜請求項８の何れかに記載の同期検波方法。
10. 前記入力信号の移動平均処理には、遅延ユニットを複数段縦続接続してなるパルス遅延回路を用い、
    該パルス遅延回路に対して、各遅延ユニットの遅延時間を制御する信号として前記入力信号を入力すると共に、該パルス遅延回路にパルス信号を入力して該パルス信号を前記各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させ、前記周期毎に、前記パルス遅延回路内で前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントすることにより、前記各移動平均値を求めることを特徴とする請求項１〜請求項９の何れかに記載の同期検波方法。
11. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、前記対象搬送波の０度から１８０度の位相期間の移動平均値Ｄ１と、前記対象搬送波の１８０度から３６０度の位相期間の移動平均値Ｄ２とを順次求める移動平均手段と、
    該移動平均手段により求められた前記各移動平均値Ｄ１、Ｄ２の差を検波結果として算出する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
12. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記対象搬送波の周期の２分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、前記対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｅ１と、前記対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｅ２と、前記対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｆ１と、前記対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋４５０度の位相期間の移動平均値Ｆ２とを順次求める移動平均手段と、
    該移動平均手段により求められた前記移動平均値Ｅ１とＥ２との差Ｉ、及び、前記移動平均値Ｆ１とＦ２との差Ｑ、を検波結果として算出する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
13. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、前記対象搬送波の任意の位相ｐ度からｐ＋９０度の位相期間の移動平均値Ｓ１と、前記対象搬送波のｐ＋９０度からｐ＋１８０度の位相期間の移動平均値Ｓ２と、前記対象搬送波のｐ＋１８０度からｐ＋２７０度の位相期間の移動平均値Ｓ３と、前記対象搬送波のｐ＋２７０度からｐ＋３６０度の位相期間の移動平均値Ｓ４とを順次求める移動平均手段と、
    該移動平均手段により求められた各移動平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をパラメータとする次式
    Ｉ＝Ｓ１＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４
    Ｑ＝Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＋Ｓ４
    に則ってＩ，Ｑを算出することにより、検波結果を得る演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
14. 請求項１２又は請求項１３に記載の同期検波装置において、
    前記演算手段は、前記Ｉ、Ｑを算出した後、該Ｉ，Ｑをパラメータとする次式
    に則って、前記対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出することを特徴とする同期検波装置。
15. 検波対象となる一定周波数ｆｃの対象搬送波を含む入力信号の中から、該対象搬送波に重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記対象搬送波の周期の４分の１の周期毎に、前記入力信号を移動平均処理することにより、前記対象搬送波の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…、ｐ：任意の位相）の移動平均値Ｓk を順次求める移動平均手段と、
    該移動平均手段にて移動平均値Ｓが求められる度に、該移動平均値Ｓの最新の４個Ｓk ，Ｓk+1 ，Ｓk+2 ，Ｓk+3 をパラメータとする次式
    Ｉk ＝Ｓk ＋Ｓk+1 −Ｓk+2 −Ｓk+3
    Ｑk ＝Ｓk −Ｓk+1 −Ｓk+2 ＋Ｓk+3
    に則ってＩk 、Ｑk を求め、更に、これら各値Ｉk 、Ｑk をパラメータとする次式
    に則って、検波結果としての前記対象搬送波の振幅Ａ及び位相ｐを算出する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
16. ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）の中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｐ＋ｋ・９０度からｐ＋（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１、ｐ：任意の位相）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、前記複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m 、（但し、ｍ＝０，１，２，…）、を求める移動平均手段と、
    該移動平均手段にて求められた数列群に基づき、次式
    を用いてＩn,m 、Ｑn,m を求め、更に、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m に基づき、次式
    を用いて、検波結果としての各搬送波Ｃｎの振幅Ａｎ及び位相ｐｎを算出する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
17. ｆc0，fc1（＝fc0／２¹ ），fc2（＝fc0／２² ），…，fcN（＝fc0／２^N ）の周波数を有するＮ＋１種類の搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ（但し、Ｎは正の整数）と、これら各搬送波Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮとは同一周波数で９０度位相がずれた搬送波Ｃ′０，Ｃ′１，Ｃ′２，…，Ｃ′Ｎの中から、少なくともＣ０及びＣＮを含む複数の搬送波を選択し、該選択した複数の搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎ（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ）を振幅変調又は位相変調して混合してなる入力信号の中から、各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎに重畳された信号成分を取り出す同期検波装置であって、
    前記複数の搬送波中、最も周波数が高く周期が短い搬送波Ｃ０の位相ｋ・９０度から（ｋ＋１）・９０度までの位相期間（但し、ｋ＝０，１，２，…，２^N+2 −１）毎に、前記入力信号を繰り返し移動平均することにより、前記複数の搬送波中、最も周波数が低く周期が長い搬送波ＣＮの一周期をカバーする２^N+2 個の移動平均値からなる数列群Ｓ1+m ，Ｓ2+m ，Ｓ3+m ，… ，Ｓ2^N+2+m を求める移動平均手段と、
    該移動平均手段にて求められた数列群に基づき、次式
    を用いて、Ｉn,m 、Ｑn,m を求め、これら各値Ｉn,m 、Ｑn,m を、それぞれ、前記各搬送波Ｃｎ，Ｃ′ｎの振幅を表す検波結果として出力する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする同期検波装置。
18. 前記演算手段にて算出された検波結果を積分若しくは平均化することにより、該検波結果に含まれる検波誤差を吸収するフィルタ手段を設けたことを特徴とする請求項１１〜請求項１７の何れかに記載の同期検波装置。
19. 前記移動平均手段は、
    前記入力信号に応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、
    前記周期毎に、前記パルス遅延回路内で前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段と、
    を備え、該カウント手段によるカウント値を前記移動平均値として求めることを特徴とする請求項１１〜請求項１８の何れかに記載の同期検波装置。