JP3120136B2 - Ｔｄｍａデータ受信装置 - Google Patents
Ｔｄｍａデータ受信装置Info
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- JP3120136B2 JP3120136B2 JP06088838A JP8883894A JP3120136B2 JP 3120136 B2 JP3120136 B2 JP 3120136B2 JP 06088838 A JP06088838 A JP 06088838A JP 8883894 A JP8883894 A JP 8883894A JP 3120136 B2 JP3120136 B2 JP 3120136B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信で
用いられる時分割多重アクセス(ＴＤＭＡ)データ受信装
置に関し、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データと、既知の同期ワードとの相関をとるこ
とにより、シンボル識別点の検出および周波数オフセッ
トに起因した位相誤差を補償し、現在および過去の受信
スロットでの推定値を用いて平均化し、自動周波数制御
(ＡＦＣ)を行うものである。
用いられる時分割多重アクセス(ＴＤＭＡ)データ受信装
置に関し、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データと、既知の同期ワードとの相関をとるこ
とにより、シンボル識別点の検出および周波数オフセッ
トに起因した位相誤差を補償し、現在および過去の受信
スロットでの推定値を用いて平均化し、自動周波数制御
(ＡＦＣ)を行うものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来のＴＤＭＡデータ受信装置の
構成を示すブロック図であり、これは一例として、π／
４シフト４相位相変調(ＱＰＳＫ)波信号(以下、π／４
シフトＱＰＳＫ変調波信号という)を受信する場合を示
している。
構成を示すブロック図であり、これは一例として、π／
４シフト４相位相変調(ＱＰＳＫ)波信号(以下、π／４
シフトＱＰＳＫ変調波信号という)を受信する場合を示
している。
【０００３】図７において、１はＴＤＭＡのπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信信
号を波形整形するための受信用ルートナイキストバンド
パスフィルタ(以下、ＲＮＢＰＦと略称する)、３は前記
ＲＮＢＰＦ２の出力に接続されるリミタアンプ、４は、
前記リミタアンプ３の出力を周波数変換し、ベースバン
ドの同相成分，直交成分を検出するための直交検波器、
５は前記直交検波器４に受信信号の搬送波周波数に準同
期した正弦波信号を供給するための局部発信器であり、
図６はこの局部発信器で周波数オフセットを生じている
ときのベースバンド遅延検波後の位相ダイアグラムを示
す。
トＱＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信信
号を波形整形するための受信用ルートナイキストバンド
パスフィルタ(以下、ＲＮＢＰＦと略称する)、３は前記
ＲＮＢＰＦ２の出力に接続されるリミタアンプ、４は、
前記リミタアンプ３の出力を周波数変換し、ベースバン
ドの同相成分，直交成分を検出するための直交検波器、
５は前記直交検波器４に受信信号の搬送波周波数に準同
期した正弦波信号を供給するための局部発信器であり、
図６はこの局部発信器で周波数オフセットを生じている
ときのベースバンド遅延検波後の位相ダイアグラムを示
す。
【０００４】６，７は、前記直交検波器４の同相成分，
直交成分出力をディジタル信号に変換するためのシンボ
ルレートのＭ倍(Ｍ：正整数)のサンプリング周波数で動
作するＡ／Ｄ変換器、８は、同期獲得が終了し自局の受
信スロットの受信時間が確定した後にフレーム同期受信
する際、後述する受信窓関数発生回路９からの制御信号
に応じて、Ａ／Ｄ変換後の受信スロットデータを後述す
るＲＡＭ10に送るための第２のスイッチ(ＳＷ)である。
直交成分出力をディジタル信号に変換するためのシンボ
ルレートのＭ倍(Ｍ：正整数)のサンプリング周波数で動
作するＡ／Ｄ変換器、８は、同期獲得が終了し自局の受
信スロットの受信時間が確定した後にフレーム同期受信
する際、後述する受信窓関数発生回路９からの制御信号
に応じて、Ａ／Ｄ変換後の受信スロットデータを後述す
るＲＡＭ10に送るための第２のスイッチ(ＳＷ)である。
【０００５】前出の受信窓関数発生回路９は、フレーム
同期獲得のための連続受信時、後述する選択回路16から
供給される同期パルスを基準に、自局の受信スロットの
受信時間を規定する受信窓関数を生成し、フレーム同期
受信時、この受信窓関数を前記第２のスイッチ８に制御
信号として供給するものであり、このフレーム同期受信
時のフレーム同期獲得の手順を図２に示す。
同期獲得のための連続受信時、後述する選択回路16から
供給される同期パルスを基準に、自局の受信スロットの
受信時間を規定する受信窓関数を生成し、フレーム同期
受信時、この受信窓関数を前記第２のスイッチ８に制御
信号として供給するものであり、このフレーム同期受信
時のフレーム同期獲得の手順を図２に示す。
【０００６】前出のＲＡＭ10は第２のスイッチ８を介し
てＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロットのデータを記憶す
るためのものであり、図３はこのＲＡＭに記憶された受
信データの一例を示す。
てＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロットのデータを記憶す
るためのものであり、図３はこのＲＡＭに記憶された受
信データの一例を示す。
【０００７】11はバースト受信信号のフレーム同期獲得
のために連続受信する際、前記Ａ／Ｄ変換器６，７の出
力を後述するベースバンド遅延検波回路13に送るための
第１のスイッチ(ＳＷ)、12は、フレーム同期受信の際
に、前記ＲＡＭ10に記憶されている自局の受信スロット
データを、後述する選択回路16からの制御信号に応じて
シンボル周期ごとにサンプリングし、読み出すための第
３のスイッチ(ＳＷ)である。
のために連続受信する際、前記Ａ／Ｄ変換器６，７の出
力を後述するベースバンド遅延検波回路13に送るための
第１のスイッチ(ＳＷ)、12は、フレーム同期受信の際
に、前記ＲＡＭ10に記憶されている自局の受信スロット
データを、後述する選択回路16からの制御信号に応じて
シンボル周期ごとにサンプリングし、読み出すための第
３のスイッチ(ＳＷ)である。
【０００８】前出のベースバンド遅延検波回路13は、連
続受信の際には前記Ａ／Ｄ変換器６，７のオーバーサン
プリングされた出力Ｘ，Ｙを取り込み、またフレーム同
期受信の際には前記第３のスイッチ12の出力であるシン
ボル周期ごとにサンプリングされた自局の受信スロット
データＸs，Ｙsを取り込み、これらのデータから受信さ
れたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余
弦と正弦を、各々オーバーサンプリングされた同相成分
Ｉ，直交成分Ｑとして、もしくはシンボル周期ごとにサ
ンプリングされた同相成分Ｉ，直交成分Ｑとして出力す
るものである。
続受信の際には前記Ａ／Ｄ変換器６，７のオーバーサン
プリングされた出力Ｘ，Ｙを取り込み、またフレーム同
期受信の際には前記第３のスイッチ12の出力であるシン
ボル周期ごとにサンプリングされた自局の受信スロット
データＸs，Ｙsを取り込み、これらのデータから受信さ
れたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余
弦と正弦を、各々オーバーサンプリングされた同相成分
Ｉ，直交成分Ｑとして、もしくはシンボル周期ごとにサ
ンプリングされた同相成分Ｉ，直交成分Ｑとして出力す
るものである。
【０００９】図５はこのベースバンド遅延検波回路13で
受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号のベースバ
ンド遅延検波後における判定結果の位相ダイアグラムを
示す。
受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号のベースバ
ンド遅延検波後における判定結果の位相ダイアグラムを
示す。
【００１０】14は相関演算回路であり、これはフレーム
同期獲得のための連続受信時には、オーバーサンプリン
グされたＩ，Ｑ信号と後述する同期ワード発生回路15か
ら出力される既知の同期ワードのベースバンド信号値の
間の複素相関値Ψ、およびその相関パワー｜Ψ｜をリア
ルタイムで計算して後述する選択回路16に供給し、フレ
ーム同期受信時は、シンボル周期ごとにサンプリングさ
れたＩ，Ｑ信号の同期ワードの区間についてＩ，Ｑ信号
と後述する同期ワード発生回路15から出力される既知の
同期ワードのベースバンド信号値の間の複素相関値
ΨSW、およびその相関パワー｜ΨSW｜を計算し、この相
関演算を前記第３のスイッチ12でシンボル周期ごとのサ
ンプリング位置をスライドさせながら複数回行い、その
結果を後述する選択回路16に供給するものである。
同期獲得のための連続受信時には、オーバーサンプリン
グされたＩ，Ｑ信号と後述する同期ワード発生回路15か
ら出力される既知の同期ワードのベースバンド信号値の
間の複素相関値Ψ、およびその相関パワー｜Ψ｜をリア
ルタイムで計算して後述する選択回路16に供給し、フレ
ーム同期受信時は、シンボル周期ごとにサンプリングさ
れたＩ，Ｑ信号の同期ワードの区間についてＩ，Ｑ信号
と後述する同期ワード発生回路15から出力される既知の
同期ワードのベースバンド信号値の間の複素相関値
ΨSW、およびその相関パワー｜ΨSW｜を計算し、この相
関演算を前記第３のスイッチ12でシンボル周期ごとのサ
ンプリング位置をスライドさせながら複数回行い、その
結果を後述する選択回路16に供給するものである。
【００１１】前出の同期ワード発生回路15は、既知の同
期ワードに対応した変調位相差の余弦と正弦をベースバ
ンド信号として相関演算回路14に供給するものであり、
図８はフレーム同期受信時のベースバンド遅延検波後の
受信データと既知の同期ワードの相関演算の手順を示
す。
期ワードに対応した変調位相差の余弦と正弦をベースバ
ンド信号として相関演算回路14に供給するものであり、
図８はフレーム同期受信時のベースバンド遅延検波後の
受信データと既知の同期ワードの相関演算の手順を示
す。
【００１２】前出の選択回路16は、フレーム同期獲得の
ための連続受信時には、複素相関値Ψの相関パワー｜Ψ
｜を観測し、相関パワー｜Ψ｜が設定されたしきい値を
超えるピーク値を示したとき、その時点で同期ワードが
受信されたと判定して同期パルスを後述する前記受信窓
関数発生回路９に向けて出力し、さらにその時点での複
素相関値Ψを周波数オフセットに起因する位相誤差θe
の推定値として後述する位相補償回路18に供給すること
で、フレーム同期受信に備えての位相誤差θeの初期設
定値とする。
ための連続受信時には、複素相関値Ψの相関パワー｜Ψ
｜を観測し、相関パワー｜Ψ｜が設定されたしきい値を
超えるピーク値を示したとき、その時点で同期ワードが
受信されたと判定して同期パルスを後述する前記受信窓
関数発生回路９に向けて出力し、さらにその時点での複
素相関値Ψを周波数オフセットに起因する位相誤差θe
の推定値として後述する位相補償回路18に供給すること
で、フレーム同期受信に備えての位相誤差θeの初期設
定値とする。
【００１３】また、フレーム同期受信時には、複素相関
値ΨSWの相関パワー｜ΨSW｜を観測し、相関パワー｜Ψ
SW｜が設定されたしきい値を超える最大値を示したと
き、その時点における前記第３のスイッチ12でのシンボ
ル周期ごとのサンプル位置をシンボル識別点と判定し、
そのタイミングでサンプリングするための制御信号を第
３のスイッチ12に供給し、さらに相関パワー｜ΨSW｜が
最大値を示した時点での複素相関値ΨSWを周波数オフセ
ットに起因する位相誤差θeの推定値として後述する位
相補償回路18に供給するものである。
値ΨSWの相関パワー｜ΨSW｜を観測し、相関パワー｜Ψ
SW｜が設定されたしきい値を超える最大値を示したと
き、その時点における前記第３のスイッチ12でのシンボ
ル周期ごとのサンプル位置をシンボル識別点と判定し、
そのタイミングでサンプリングするための制御信号を第
３のスイッチ12に供給し、さらに相関パワー｜ΨSW｜が
最大値を示した時点での複素相関値ΨSWを周波数オフセ
ットに起因する位相誤差θeの推定値として後述する位
相補償回路18に供給するものである。
【００１４】前述の位相補償回路18は、フレーム同期受
信時に前記ベースバンド遅延検波回路13の出力Ｉ，Ｑに
対して、局部発信器５の周波数オフセットに起因する位
相誤差θeを補償するためのものである。19，20は、前
記位相補償回路18の出力Ｉe，Ｑeの値を２値判定し、そ
の結果をＩd，Ｑdとして出力するための判定回路、21は
前記判定回路19，20の出力Ｉd，Ｑdを２進のシリアルデ
ータに変換するためのデコーダ、22は前記デコーダ21の
出力を受信データとして検出するための受信データ出力
端子である。
信時に前記ベースバンド遅延検波回路13の出力Ｉ，Ｑに
対して、局部発信器５の周波数オフセットに起因する位
相誤差θeを補償するためのものである。19，20は、前
記位相補償回路18の出力Ｉe，Ｑeの値を２値判定し、そ
の結果をＩd，Ｑdとして出力するための判定回路、21は
前記判定回路19，20の出力Ｉd，Ｑdを２進のシリアルデ
ータに変換するためのデコーダ、22は前記デコーダ21の
出力を受信データとして検出するための受信データ出力
端子である。
【００１５】次に、上記従来例の動作について図７に基
づき、図２，図３，図５，図６，図８を参照しながら説
明する。図７において、アンテナ１から受信されたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号は、ＲＮＢＰＦ２，リミタ
アンプ３を経て直交検波器４に入力され、ここを通して
ベースバンド信号に周波数変換される。このとき、変調
波信号のシンボルレートをｆＲ＝１／Ｔ(Ｔ：シンボル
周期)、Ａ／Ｄ変換器６，７のサンプリング周波数をｆs
＝１／Ｔs＝ＭｆＲ(Ｔs：サンプル周期，Ｍ：オーバー
サンプル比(正整数))とすると、Ａ／Ｄ変換器６，７の
出力Ｘ(ｎＴs)，Ｙ(ｎＴs)は、(数１)，(数２)のように
なる。ただし、雑音は０であると仮定する。
づき、図２，図３，図５，図６，図８を参照しながら説
明する。図７において、アンテナ１から受信されたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号は、ＲＮＢＰＦ２，リミタ
アンプ３を経て直交検波器４に入力され、ここを通して
ベースバンド信号に周波数変換される。このとき、変調
波信号のシンボルレートをｆＲ＝１／Ｔ(Ｔ：シンボル
周期)、Ａ／Ｄ変換器６，７のサンプリング周波数をｆs
＝１／Ｔs＝ＭｆＲ(Ｔs：サンプル周期，Ｍ：オーバー
サンプル比(正整数))とすると、Ａ／Ｄ変換器６，７の
出力Ｘ(ｎＴs)，Ｙ(ｎＴs)は、(数１)，(数２)のように
なる。ただし、雑音は０であると仮定する。
【００１６】
【数１】Ｘ(ｎＴs)＝COS(φ(ｎＴs)＋２πΔｆｎＴs)
【００１７】
【数２】Ｙ(ｎＴs)＝SIN(φ(ｎＴs))＋２πΔｆｎＴs) (数１)，(数２)において、φ(ｎＴs)は受信されたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変
調信号の中心周波数と局部発信器５の周波数の間の誤差
である周波数オフセットを示す。
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変
調信号の中心周波数と局部発信器５の周波数の間の誤差
である周波数オフセットを示す。
【００１８】まず、フレーム同期獲得のための連続受信
時の動作について説明する。
時の動作について説明する。
【００１９】連続受信時には第１のスイッチ11が閉じら
れ、Ａ／Ｄ変換器６，７の出力であるＸ(ｎＴs)，Ｙ(ｎ
Ｔs)はベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベー
スバンド遅延検波回路13では、Ｘ(ｎＴs)，Ｙ(ｎＴs)に
対して(数３)，(数４)の演算を行う。
れ、Ａ／Ｄ変換器６，７の出力であるＸ(ｎＴs)，Ｙ(ｎ
Ｔs)はベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベー
スバンド遅延検波回路13では、Ｘ(ｎＴs)，Ｙ(ｎＴs)に
対して(数３)，(数４)の演算を行う。
【００２０】
【数３】Ｉ(ｎＴs)＝Ｘ(ｎＴs)Ｘ((ｎ−Ｍ)Ｔs)＋Ｙ(ｎ
Ｔs)Ｙ((ｎ−Ｍ)Ｔs)
Ｔs)Ｙ((ｎ−Ｍ)Ｔs)
【００２１】
【数４】Ｑ(ｎＴs)＝Ｙ(ｎＴs)Ｘ((ｎ−Ｍ)Ｔs)−Ｘ(ｎ
Ｔs)Ｙ((ｎ−Ｍ)Ｔs) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｎＴs)，直交出力Ｑ(ｎＴs)には、(数５)，(数６)で示
されるような受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信
号の変調位相差Δφ(ｎＴs)の余弦および正弦を発生す
る。
Ｔs)Ｙ((ｎ−Ｍ)Ｔs) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｎＴs)，直交出力Ｑ(ｎＴs)には、(数５)，(数６)で示
されるような受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信
号の変調位相差Δφ(ｎＴs)の余弦および正弦を発生す
る。
【００２２】
【数５】Ｉ(ｎＴs)＝COS(Δφ(ｎＴs)＋θe)
【００２３】
【数６】Ｑ(ｎＴs)＝SIN(Δφ(ｎＴs)＋θe)
【００２４】
【数７】Δφ(ｎＴs)＝φ(ｎＴs)−φ((ｎ−Ｍ)Ｔs) ただし、(数５)，(数６)におけるθeは、(数８)で表さ
れるようなΔｆに起因する位相誤差である。
れるようなΔｆに起因する位相誤差である。
【００２５】
【数８】θe＝２πΔｆＴs＝２πΔｆＴ 以下の説明においては、同相成分，直交成分を持つ信号
は同相成分を実数部、直交成分を虚数部に持つ複素信号
として表現し説明する。
は同相成分を実数部、直交成分を虚数部に持つ複素信号
として表現し説明する。
【００２６】ベースバンド遅延検波回路13の出力を(数
９)に示すような複素信号Ｓ(ｎＴs)として表現する。
９)に示すような複素信号Ｓ(ｎＴs)として表現する。
【００２７】
【数９】 Ｓ(ｎＴs)＝Ｉ(ｎＴs)＋ｊＱ(ｎＴs) ＝exp(ｊ(Δφ(ｎＴs)＋θe)) (ｊ：虚数) また、ここでは、各受信スロットはＬシンボルの同期ワ
ードを持ち、自局の受信スロットの同期ワードは既知で
あると仮定する。そして、この既知の同期ワードに対応
するベースバンド信号を複素信号として(数10)に示すＳ
i(ｋＴ)(ｋ＝０，１，２，………Ｌ-1)として表現し、
この複素信号が同期ワード発生回路15から出力されるも
のとする。
ードを持ち、自局の受信スロットの同期ワードは既知で
あると仮定する。そして、この既知の同期ワードに対応
するベースバンド信号を複素信号として(数10)に示すＳ
i(ｋＴ)(ｋ＝０，１，２，………Ｌ-1)として表現し、
この複素信号が同期ワード発生回路15から出力されるも
のとする。
【００２８】
【数１０】Ｓi(ｋＴ)＝exp(ｊΔφ(ｋＴ)) (ｋ＝０，１，２，………Ｌ-1) 連続受信時においては、自局の受信スロットの同期ワー
ドの位置を検出することでフレーム同期を獲得し、自局
の受信スロットの位置を知る。まず、相関演算回路14に
おいて、ベースバンド遅延検波回路13から出力されるＳ
(ｎＴs)および同期ワード発生回路15から出力されるＳi
(ｋＴ)を用いて(数11)で示される複素相関演算を行う。
ドの位置を検出することでフレーム同期を獲得し、自局
の受信スロットの位置を知る。まず、相関演算回路14に
おいて、ベースバンド遅延検波回路13から出力されるＳ
(ｎＴs)および同期ワード発生回路15から出力されるＳi
(ｋＴ)を用いて(数11)で示される複素相関演算を行う。
【００２９】
【数１１】
【００３０】また、複素相関値Ψ(ｎＴs)の相関パワー
を(数12)により計算する。
を(数12)により計算する。
【００３１】
【数１２】
【００３２】なお、上記相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜は１
以下の実数である。選択回路16は、この複素相関値Ψ
(ｎＴs)および相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜を取り込み、ま
ず相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜の値を観測する。
以下の実数である。選択回路16は、この複素相関値Ψ
(ｎＴs)および相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜を取り込み、ま
ず相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜の値を観測する。
【００３３】いま、図２に示すように、受信信号(1)の
フレーム周期がＦＴsであり、(ｎ0＋Ｆ1)Ｔs(１＝０，
１，……ｍ，ｍ+1，……)なる時刻に同期ワードの最終
シンボルＳi((Ｌ-1)Ｔ)が存在すると仮定する。すなわ
ち、(数９)，(数10)より、
フレーム周期がＦＴsであり、(ｎ0＋Ｆ1)Ｔs(１＝０，
１，……ｍ，ｍ+1，……)なる時刻に同期ワードの最終
シンボルＳi((Ｌ-1)Ｔ)が存在すると仮定する。すなわ
ち、(数９)，(数10)より、
【００３４】
【数１３】Ｓ((ｎ0＋Ｆ1−ｋＭ)Ｔs)＝exp(ｊ(Δφ(Ｌ
−１−ｋ)Ｔ)＋θe (ｋ＝０，１，２，………，Ｌ-1) なる関係が成り立つと仮定する。したがって、時刻(ｎ0
＋Ｆ1)Ｔsでの相関パワー｜Ψ((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)｜は(数1
1)，(数12)，(数13)より、
−１−ｋ)Ｔ)＋θe (ｋ＝０，１，２，………，Ｌ-1) なる関係が成り立つと仮定する。したがって、時刻(ｎ0
＋Ｆ1)Ｔsでの相関パワー｜Ψ((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)｜は(数1
1)，(数12)，(数13)より、
【００３５】
【数１４】
【００３６】となり、図２(2)に示すようにピーク値を
とる。選択回路16では、相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜の値
がしきい値Ｓを超えるピーク値をとったとき、その位置
に同期ワードが存在すると判定し、その時刻で図２(3)
に示すような同期パルスを発生し受信窓関数発生回路９
に供給する。
とる。選択回路16では、相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜の値
がしきい値Ｓを超えるピーク値をとったとき、その位置
に同期ワードが存在すると判定し、その時刻で図２(3)
に示すような同期パルスを発生し受信窓関数発生回路９
に供給する。
【００３７】また、相関パワー｜Ψ(ｎＴs)｜がピーク
値をとる(ｎ0＋Ｆ1)Ｔsなる時刻における複素相関値Ψ
((ｎ0＋Ｆ1)Ｔsは、(数15)に示すように周波数オフセッ
トに起因した位相誤差θeの情報を与える。
値をとる(ｎ0＋Ｆ1)Ｔsなる時刻における複素相関値Ψ
((ｎ0＋Ｆ1)Ｔsは、(数15)に示すように周波数オフセッ
トに起因した位相誤差θeの情報を与える。
【００３８】
【数１５】
【００３９】(数15)で与えられる位相誤差の推定値の情
報は選択回路16から位相補償回路18に供給され、これを
フレーム同期受信の際の位相補償回路18の初期設定値と
する。
報は選択回路16から位相補償回路18に供給され、これを
フレーム同期受信の際の位相補償回路18の初期設定値と
する。
【００４０】一方、受信窓関数発生回路９では、選択回
路16から出力される同期パルスを取り込み、この同期パ
ルスを基準として図２(4)に示すような自局の受信スロ
ットの受信時間を規定する受信窓関数を生成する。すな
わち、同図において受信窓関数がＨの期間に自局の受信
スロットが存在するわけである。ただし、ここでは同期
パルスが発生する時刻の誤差を考慮し、マージンｍgを
設けて実際の受信スロットよりも若干、広めの受信窓関
数を生成する。そして図３(1)のフレーム同期受信時に
は、この受信窓関数(図３(2))を第２のスイッチ８に制
御信号として供給し、自局の受信スロットデータ(図３
(3))のみをＲＡＭ10に取り込ませる(図３(4))。
路16から出力される同期パルスを取り込み、この同期パ
ルスを基準として図２(4)に示すような自局の受信スロ
ットの受信時間を規定する受信窓関数を生成する。すな
わち、同図において受信窓関数がＨの期間に自局の受信
スロットが存在するわけである。ただし、ここでは同期
パルスが発生する時刻の誤差を考慮し、マージンｍgを
設けて実際の受信スロットよりも若干、広めの受信窓関
数を生成する。そして図３(1)のフレーム同期受信時に
は、この受信窓関数(図３(2))を第２のスイッチ８に制
御信号として供給し、自局の受信スロットデータ(図３
(3))のみをＲＡＭ10に取り込ませる(図３(4))。
【００４１】次にフレーム同期獲得が終了し、自局の受
信スロットの受信時間が受信窓関数により規定された後
のフレーム同期受信の動作について説明する。
信スロットの受信時間が受信窓関数により規定された後
のフレーム同期受信の動作について説明する。
【００４２】フレーム同期受信時は、図７において第１
のスイッチ11がオープンとなり、受信窓関数発生回路９
からの受信窓関数信号に従い、信号がＨの期間、第２の
スイッチ８を閉じ、Ａ／Ｄ変換器６，７のＸ(ｎＴs)，
Ｙ(ｎＴs)をＲＡＭ10に記憶する。なお、図３に示すよ
うに、受信窓関数(図３(2))がＨである期間は、自局の
受信スロットの長さに対して前後１／２シンボル(Ｔ／
２)のマージンを設けるものとする。また、ここでは図
３(4)に示すように、ＲＡＭ10に記憶される受信スロッ
トデータのフォーマットを以下のように仮定する。
のスイッチ11がオープンとなり、受信窓関数発生回路９
からの受信窓関数信号に従い、信号がＨの期間、第２の
スイッチ８を閉じ、Ａ／Ｄ変換器６，７のＸ(ｎＴs)，
Ｙ(ｎＴs)をＲＡＭ10に記憶する。なお、図３に示すよ
うに、受信窓関数(図３(2))がＨである期間は、自局の
受信スロットの長さに対して前後１／２シンボル(Ｔ／
２)のマージンを設けるものとする。また、ここでは図
３(4)に示すように、ＲＡＭ10に記憶される受信スロッ
トデータのフォーマットを以下のように仮定する。
【００４３】ＲＡＭ10に記憶される同相成分，直交成
分の受信サンプルデータは、 Ｘ(0)，Ｘ(Ｔs)，………，Ｘ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) Ｙ(0)，Ｙ(Ｔs)，………，Ｙ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) なる各々(2Ｎ+Ｌ)Ｍ＋１サンプルであると仮定する。
分の受信サンプルデータは、 Ｘ(0)，Ｘ(Ｔs)，………，Ｘ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) Ｙ(0)，Ｙ(Ｔs)，………，Ｙ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) なる各々(2Ｎ+Ｌ)Ｍ＋１サンプルであると仮定する。
【００４４】ＲＡＭ10に記憶されている受信サンプル
データのうち、実際の識別点でのシンボルデータは、 Ｘ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) Ｙ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) (Ｔ＝ＭＴs，オーバーサンプル比Ｍは偶数) なる各々2Ｎ＋Ｌシンボルであり、そのうち、ｋ＝０，
１，………，Ｎ-1、およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+１，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)、ｋ＝Ｎ，Ｎ+１，……，Ｎ+Ｌ-1なる時
刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)であると仮定す
る。
データのうち、実際の識別点でのシンボルデータは、 Ｘ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) Ｙ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) (Ｔ＝ＭＴs，オーバーサンプル比Ｍは偶数) なる各々2Ｎ＋Ｌシンボルであり、そのうち、ｋ＝０，
１，………，Ｎ-1、およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+１，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)、ｋ＝Ｎ，Ｎ+１，……，Ｎ+Ｌ-1なる時
刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)であると仮定す
る。
【００４５】次に、ＲＡＭ10に記憶されているデータか
らシンボル識別点を検出する。すなわち、上記の仮定で
述べたｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs(ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1)なる時刻を検出するわけである。まず、図７におい
てＲＡＭ10に記憶されているサンプルデータを、(数16)
で示されるように第３のスイッチ12を介してシンボル周
期Ｔごとに読み出し、その値をＸs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)と
する。
らシンボル識別点を検出する。すなわち、上記の仮定で
述べたｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs(ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1)なる時刻を検出するわけである。まず、図７におい
てＲＡＭ10に記憶されているサンプルデータを、(数16)
で示されるように第３のスイッチ12を介してシンボル周
期Ｔごとに読み出し、その値をＸs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)と
する。
【００４６】
【数１６】 Ｘs(ｋＴ)＝Ｘ((ｋＭ＋ｍ)Ｔs)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs) Ys(ｋＴ)＝Ｙ((ｋＭ＋ｍ)Ｔs)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) ここでは、選択回路16からの制御信号に応じて(数16)に
おけるｍの値を変化(ｍ＝０，１，………，Ｍ)させ、シ
ンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせながらデ
ータの読み出しを行う。次に、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)は
ベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベースバン
ド遅延検波回路13では、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)に対して
(数17)，(数18)の演算を行う。
おけるｍの値を変化(ｍ＝０，１，………，Ｍ)させ、シ
ンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせながらデ
ータの読み出しを行う。次に、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)は
ベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベースバン
ド遅延検波回路13では、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)に対して
(数17)，(数18)の演算を行う。
【００４７】
【数１７】 Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｘs(ｋＴ)Ｘs((ｋ−１)Ｔ)＋Ｙs(ｋ
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)＋Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1)
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)＋Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1)
【００４８】
【数１８】 Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｙs(ｋＴ)Ｘs((ｋ−１)Ｔ)−Ｘs(ｋ
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)−Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｋＴ＋ｍＴs)，直交出力Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)には、連続受
信の場合と同様に(数19)，(数20)で示されるような受信
されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差Δ
φ(ｋＴ＋ｍＴs)の余弦および正弦を発生する。ただ
し、θeは連続受信の場合の(数８)と同様に、局部発信
器５での周波数オフセットに起因した位相誤差である。
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)−Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｋＴ＋ｍＴs)，直交出力Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)には、連続受
信の場合と同様に(数19)，(数20)で示されるような受信
されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差Δ
φ(ｋＴ＋ｍＴs)の余弦および正弦を発生する。ただ
し、θeは連続受信の場合の(数８)と同様に、局部発信
器５での周波数オフセットに起因した位相誤差である。
【００４９】
【数１９】 Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＝COS(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θｅ）
【００５０】
【数２０】 Ｑ（ｋＴ＋ｍＴs)＝SIN(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)
【００５１】
【数２１】Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＝φ(ｋＴ＋ｍＴs)−φ
((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) 以下の説明においては連続受信の場合と同様に、同相成
分，直交成分を持つ信号は同相成分を実数部、直交成分
を虚数部に持つ複素信号として表現し説明する。(数1
9)，(数20)を(数22)に示すような複素信号Ｓ(ｋＴ＋ｍ
Ｔs)として表現する。
((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) 以下の説明においては連続受信の場合と同様に、同相成
分，直交成分を持つ信号は同相成分を実数部、直交成分
を虚数部に持つ複素信号として表現し説明する。(数1
9)，(数20)を(数22)に示すような複素信号Ｓ(ｋＴ＋ｍ
Ｔs)として表現する。
【００５２】
【数２２】 Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＋ｊＱ(ｋＴ＋ｍＴ
s)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)) (ｊ：虚数) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、図８(1)に示す(数22)のベースバンド遅延検
波後の受信信号波形Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)は、図８(2)に示す
ように２Ｎ＋Ｌシンボルのベースバンド遅延検波後の受
信シンボルデータが得られ、シンボル周期ごとのサンプ
ル位置を図８(3)に示すようにスライドさせることで、
このデータがｍ＝０，１，………，ＭなるＭ+１組得ら
れる。ただし、図８に示すように(数22)において、ｋ＝
０，１，………，Ｎ-1およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)であり、ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-
1なる時刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)である。
s)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)) (ｊ：虚数) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、図８(1)に示す(数22)のベースバンド遅延検
波後の受信信号波形Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)は、図８(2)に示す
ように２Ｎ＋Ｌシンボルのベースバンド遅延検波後の受
信シンボルデータが得られ、シンボル周期ごとのサンプ
ル位置を図８(3)に示すようにスライドさせることで、
このデータがｍ＝０，１，………，ＭなるＭ+１組得ら
れる。ただし、図８に示すように(数22)において、ｋ＝
０，１，………，Ｎ-1およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)であり、ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-
1なる時刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)である。
【００５３】一方、同期ワード発生回路15からは、(数1
0)で示される既知の同期ワードに対応する複素ベースバ
ンド信号Ｓi(ｋＴ)(ｋ＝０，１，………，Ｌ-1)が出力
される。
0)で示される既知の同期ワードに対応する複素ベースバ
ンド信号Ｓi(ｋＴ)(ｋ＝０，１，………，Ｌ-1)が出力
される。
【００５４】次に、シンボル識別点を検出するため、ま
ず相関演算回路14においてベースバンド遅延検波回路13
から出力されるＳ(ｋＴ＋ｍＴs)、および同期ワード発
生回路15から出力されるＳi(ｋＴ)を用い、同期ワード
の区間(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-1)について、図
８(3)に示すようにｍの値をｍ＝０，１，………，Ｍと
変化させ、サンプル位置をスライドさせながら(数23)で
示される複素相関演算を行う。
ず相関演算回路14においてベースバンド遅延検波回路13
から出力されるＳ(ｋＴ＋ｍＴs)、および同期ワード発
生回路15から出力されるＳi(ｋＴ)を用い、同期ワード
の区間(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-1)について、図
８(3)に示すようにｍの値をｍ＝０，１，………，Ｍと
変化させ、サンプル位置をスライドさせながら(数23)で
示される複素相関演算を行う。
【００５５】
【数２３】
【００５６】また、複素相関値ΨSW(ｍ)の相関パワーを
(数24)により計算する。
(数24)により計算する。
【００５７】
【数２４】
【００５８】なお、相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜は１以下の
実数である。選択回路16は、この複素相関値ΨSW(ｍ)お
よび相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜を取り込み、まずｍの値を
変化させシンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさ
せながら相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜の値を観測する。い
ま、上述した受信データについての前述した仮定より
ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔsなる時刻がシンボル識別点であるこ
とから、Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，……
…，Ｎ+Ｌ-1)は同期ワードのシンボル値に対応する。す
なわち、(数10)，(数22)より、
実数である。選択回路16は、この複素相関値ΨSW(ｍ)お
よび相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜を取り込み、まずｍの値を
変化させシンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさ
せながら相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜の値を観測する。い
ま、上述した受信データについての前述した仮定より
ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔsなる時刻がシンボル識別点であるこ
とから、Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，……
…，Ｎ+Ｌ-1)は同期ワードのシンボル値に対応する。す
なわち、(数10)，(数22)より、
【００５９】
【数２５】Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)＝exp(ｊ(Δφ((ｋ−
Ｎ)Ｔ)＋θe)) (ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-１) なる関係が成り立つ。したがって、ｍ＝Ｍ／２なるサン
プル位置での相関パワー｜ΨSW(Ｍ／２)｜は(数23)，
(数24)，(数25)より、
Ｎ)Ｔ)＋θe)) (ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-１) なる関係が成り立つ。したがって、ｍ＝Ｍ／２なるサン
プル位置での相関パワー｜ΨSW(Ｍ／２)｜は(数23)，
(数24)，(数25)より、
【００６０】
【数２６】
【００６１】となり、図８(4)に示すように最大値をと
る。選択回路16では、相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜がしきい
値Ｓを超える最大値をとったとき、その時点のｍの値の
サンプル位置をシンボル識別点と判定する。すなわち、
ここでは、ｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置がシンボル識別
点であると判定する。そしてシンボル識別点のｍの値を
制御信号として第３のスイッチ12に供給し、シンボル識
別点にて受信データをサンプリングするように制御す
る。
る。選択回路16では、相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜がしきい
値Ｓを超える最大値をとったとき、その時点のｍの値の
サンプル位置をシンボル識別点と判定する。すなわち、
ここでは、ｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置がシンボル識別
点であると判定する。そしてシンボル識別点のｍの値を
制御信号として第３のスイッチ12に供給し、シンボル識
別点にて受信データをサンプリングするように制御す
る。
【００６２】また、相関パワー｜ΨSW(ｍ)｜が最大値を
とるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置における複素相関値Ψ
SW(Ｍ／２)は、(数27)に示すように周波数オフセットに
起因した位相誤差θeの情報を与える。
とるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置における複素相関値Ψ
SW(Ｍ／２)は、(数27)に示すように周波数オフセットに
起因した位相誤差θeの情報を与える。
【００６３】
【数２７】
【００６４】(数27)のΨSW(Ｍ／２)は、現受信スロット
での位相誤差の推定値の情報として位相補償回路18に供
給する。
での位相誤差の推定値の情報として位相補償回路18に供
給する。
【００６５】一方、シンボル識別点にてサンプリングさ
れ、ベースバンド遅延検波された受信データＳ(ｋＴ＋
(Ｍ／２)Ｔs)は、図６に示すようにＩ，Ｑ平面上の位相
ダイアグラムにおいて、周波数オフセットの影響により
一定方向の位相誤差θeを持つ。位相補償回路18は選択
回路16から供給された位相誤差の情報ΨSW(Ｍ／２)を用
い、Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)に対して(数28)で表される
演算を行うことにより位相誤差θeの補償を実現する。
れ、ベースバンド遅延検波された受信データＳ(ｋＴ＋
(Ｍ／２)Ｔs)は、図６に示すようにＩ，Ｑ平面上の位相
ダイアグラムにおいて、周波数オフセットの影響により
一定方向の位相誤差θeを持つ。位相補償回路18は選択
回路16から供給された位相誤差の情報ΨSW(Ｍ／２)を用
い、Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)に対して(数28)で表される
演算を行うことにより位相誤差θeの補償を実現する。
【００６６】
【数２８】
【００６７】なお、位相補償回路18は雑音が０のときは
−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範囲と
なる。位相補償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)は
判定回路19，20を用いて、図５に示すようにＩ，Ｑ平面
上の第１象限に存在する場合はΔφ＝π/４、第２象限
に存在する場合はΔφ＝３π/４、第３象限に存在する
場合はΔφ＝−３π/４、第４象限に存在する場合はΔ
φ＝−π/４と判定される。そして判定回路19，20の出
力はデコーダ21により２進のシリアルデータに変換さ
れ、受信データ出力端子22から出力される。
−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範囲と
なる。位相補償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)は
判定回路19，20を用いて、図５に示すようにＩ，Ｑ平面
上の第１象限に存在する場合はΔφ＝π/４、第２象限
に存在する場合はΔφ＝３π/４、第３象限に存在する
場合はΔφ＝−３π/４、第４象限に存在する場合はΔ
φ＝−π/４と判定される。そして判定回路19，20の出
力はデコーダ21により２進のシリアルデータに変換さ
れ、受信データ出力端子22から出力される。
【００６８】このように、上記従来のＴＤＭＡデータ受
信装置においても、フレーム同期受信時、ベースバンド
遅延検波後の受信データと既知の同期ワードの相関をと
ることによりシンボル識別点の検出および周波数オフセ
ットに起因した位相誤差の補償、つまり自動周波数制御
(ＡＦＣ)を行うことができる。
信装置においても、フレーム同期受信時、ベースバンド
遅延検波後の受信データと既知の同期ワードの相関をと
ることによりシンボル識別点の検出および周波数オフセ
ットに起因した位相誤差の補償、つまり自動周波数制御
(ＡＦＣ)を行うことができる。
【００６９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＴＤＭＡデータ受信装置では、フレーム同期受信
時、同期ワードについてのみ相関をとり、シンボル識別
点の検出および周波数オフセットに起因した位相誤差の
補償を行っているため、雑音やフェージングの影響によ
り受信データの同期ワードの区間が歪んでしまった場
合、その受信スロットでのシンボル識別点の検出精度
や、位相誤差の推定精度が著しく劣化してしまうという
問題があった。
来のＴＤＭＡデータ受信装置では、フレーム同期受信
時、同期ワードについてのみ相関をとり、シンボル識別
点の検出および周波数オフセットに起因した位相誤差の
補償を行っているため、雑音やフェージングの影響によ
り受信データの同期ワードの区間が歪んでしまった場
合、その受信スロットでのシンボル識別点の検出精度
や、位相誤差の推定精度が著しく劣化してしまうという
問題があった。
【００７０】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、受信データの同期ワードの区間だけでは
なく、情報シンボルデータの区間についてもその判定値
を用いて相関をとることにより、高精度の自動周波数制
御(ＡＦＣ)を行うことを目的とする。
るものであり、受信データの同期ワードの区間だけでは
なく、情報シンボルデータの区間についてもその判定値
を用いて相関をとることにより、高精度の自動周波数制
御(ＡＦＣ)を行うことを目的とする。
【００７１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データから、シンボル識別点の検出およびその
検出結果に基づき周波数オフセットに起因した位相誤差
を補償し、自動周波数制御を行うＴＤＭＡデータ受信装
置において、受信シンボルデータにおける既知の同期ワ
ードのみならず、それ以外の情報シンボルデータが存在
した象限から判定された値を用いて、前記受信データと
の相関パワーを測定することでシンボル識別点を検出す
る機能を設け、さらに検出したシンボル識別点において
周波数オフセットに起因した位相誤差θeを推定する際
に、受信スロット間でのばらつきを抑え、前記位相誤差
θeの推定精度を高めるために、各受信スロットで得ら
れる前記位相誤差θeの値のスロット間での平均値を計
算し、その結果を前記位相誤差θeの推定値として位相
補償回路に供給することを特徴とする。
するため、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データから、シンボル識別点の検出およびその
検出結果に基づき周波数オフセットに起因した位相誤差
を補償し、自動周波数制御を行うＴＤＭＡデータ受信装
置において、受信シンボルデータにおける既知の同期ワ
ードのみならず、それ以外の情報シンボルデータが存在
した象限から判定された値を用いて、前記受信データと
の相関パワーを測定することでシンボル識別点を検出す
る機能を設け、さらに検出したシンボル識別点において
周波数オフセットに起因した位相誤差θeを推定する際
に、受信スロット間でのばらつきを抑え、前記位相誤差
θeの推定精度を高めるために、各受信スロットで得ら
れる前記位相誤差θeの値のスロット間での平均値を計
算し、その結果を前記位相誤差θeの推定値として位相
補償回路に供給することを特徴とする。
【００７２】
【作用】したがって、本発明によれば、ベースバンド遅
延検波後の受信データについて、同期ワードの区間だけ
ではなく、情報シンボルデータの区間についてもその判
定値との相関をとることにより、雑音やフェージングの
影響により受信データの同期ワードの区間が歪んでしま
った場合でも、情報シンボルデータの判定値が正しけれ
ば、情報シンボルデータの区間についての相関値で同期
ワードでの歪の影響を補い、識別点検出を可能にする。
さらに周波数オフセットに起因する位相誤差の推定値に
ついても、過去の受信スロットで得られた推定値を用い
て平均化することにより、現受信スロットでの推定値が
劣化している場合でもその影響が補償され、良好な自動
周波数制御(ＡＦＣ)を行うことができる。
延検波後の受信データについて、同期ワードの区間だけ
ではなく、情報シンボルデータの区間についてもその判
定値との相関をとることにより、雑音やフェージングの
影響により受信データの同期ワードの区間が歪んでしま
った場合でも、情報シンボルデータの判定値が正しけれ
ば、情報シンボルデータの区間についての相関値で同期
ワードでの歪の影響を補い、識別点検出を可能にする。
さらに周波数オフセットに起因する位相誤差の推定値に
ついても、過去の受信スロットで得られた推定値を用い
て平均化することにより、現受信スロットでの推定値が
劣化している場合でもその影響が補償され、良好な自動
周波数制御(ＡＦＣ)を行うことができる。
【００７３】
【実施例】図１は本発明の一実施例におけるＴＤＭＡデ
ータ受信装置の構成を示すブロック図であり、これは一
例として、前記図７の従来例と同じπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波信号を受信する場合であるが、差動符号化Ｎ相
ＰＳＫ(Ｎ＝４，８，16，………)変調波用ＴＤＭＡデー
タ受信装置についても同様に実施できるものである。
ータ受信装置の構成を示すブロック図であり、これは一
例として、前記図７の従来例と同じπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波信号を受信する場合であるが、差動符号化Ｎ相
ＰＳＫ(Ｎ＝４，８，16，………)変調波用ＴＤＭＡデー
タ受信装置についても同様に実施できるものである。
【００７４】前記図７と同じ機能のブロックには同じ符
号を付し、その説明を省略するが、機能上、異なるブロ
ックについて説明する。
号を付し、その説明を省略するが、機能上、異なるブロ
ックについて説明する。
【００７５】本実施例における相関演算回路14は、フレ
ーム同期獲得のための連続受信時には、オーバーサンプ
リングされたＩ，Ｑ信号と同期ワード発生回路15から出
力される既知同期ワードのベースバンド信号値の間の複
素相関値Ψおよびその相関パワー｜Ψ｜をリアルタイム
で計算して選択回路16に供給し、フレーム同期受信時
は、シンボル周期ごとにサンプリングされたＩ，Ｑの情
報シンボルデータの区間についてＩ，Ｑとその判定値Ｉ
d，Ｑdの間の複素相関値Ψdを計算し、同期ワードの区
間については、Ｉ，Ｑと同期ワード発生回路15から出力
される既知同期ワードのベースバンド信号値の間の複素
相関値ΨSWを計算し、さらにトータルの複素相関値の相
関パワー｜Ψt｜＝(｜Ψd｜＋｜ΨSW｜)／２を求め、こ
れらの相関演算を第３のスイッチ12でのシンボル周期ご
とのサンプル位置をスライドさせながら複数回行い、そ
の結果を選択回路16に供給するものである。
ーム同期獲得のための連続受信時には、オーバーサンプ
リングされたＩ，Ｑ信号と同期ワード発生回路15から出
力される既知同期ワードのベースバンド信号値の間の複
素相関値Ψおよびその相関パワー｜Ψ｜をリアルタイム
で計算して選択回路16に供給し、フレーム同期受信時
は、シンボル周期ごとにサンプリングされたＩ，Ｑの情
報シンボルデータの区間についてＩ，Ｑとその判定値Ｉ
d，Ｑdの間の複素相関値Ψdを計算し、同期ワードの区
間については、Ｉ，Ｑと同期ワード発生回路15から出力
される既知同期ワードのベースバンド信号値の間の複素
相関値ΨSWを計算し、さらにトータルの複素相関値の相
関パワー｜Ψt｜＝(｜Ψd｜＋｜ΨSW｜)／２を求め、こ
れらの相関演算を第３のスイッチ12でのシンボル周期ご
とのサンプル位置をスライドさせながら複数回行い、そ
の結果を選択回路16に供給するものである。
【００７６】また、選択回路16は、フレーム同期獲得の
ための連続受信時には、複素相関値Ψの相関パワー｜Ψ
｜を観測し、相関パワー｜Ψ｜が設定されたしきい値を
超えるピーク値を示したとき、その時点で同期ワードが
受信されたと判定して同期パルスを受信窓関数発生回路
９に向けて出力し、さらにその時点での複素相関値Ψを
周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値とし
て後述するスロット間平均回路17に供給する。また、フ
レーム同期受信時には、トータルの複素相関値の相関パ
ワー｜Ψt｜を観測し、相関パワー｜Ψt｜が設定された
しきい値を超える最大値を示したとき、その時点での第
３のスイッチ12でのシンボル周期ごとのサンプル位置を
シンボル識別点と判定し、そのタイミングでサンプリン
グするための制御信号を第３のスイッチ12に供給し、さ
らに相関パワー｜Ψt｜が最大値を示した時点での複素
相関値ΨSWを周波数オフセットに起因する位相誤差θe
の推定値として後述するスロット間平均回路17に供給す
るものである。
ための連続受信時には、複素相関値Ψの相関パワー｜Ψ
｜を観測し、相関パワー｜Ψ｜が設定されたしきい値を
超えるピーク値を示したとき、その時点で同期ワードが
受信されたと判定して同期パルスを受信窓関数発生回路
９に向けて出力し、さらにその時点での複素相関値Ψを
周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値とし
て後述するスロット間平均回路17に供給する。また、フ
レーム同期受信時には、トータルの複素相関値の相関パ
ワー｜Ψt｜を観測し、相関パワー｜Ψt｜が設定された
しきい値を超える最大値を示したとき、その時点での第
３のスイッチ12でのシンボル周期ごとのサンプル位置を
シンボル識別点と判定し、そのタイミングでサンプリン
グするための制御信号を第３のスイッチ12に供給し、さ
らに相関パワー｜Ψt｜が最大値を示した時点での複素
相関値ΨSWを周波数オフセットに起因する位相誤差θe
の推定値として後述するスロット間平均回路17に供給す
るものである。
【００７７】前出のスロット間平均回路17は本発明の特
徴をなす付加回路である。このスロット間平均回路17
は、前記選択回路16からの位相誤差の情報ΨまたはΨSW
を取り込み、過去の受信スロットでの値も用いて平均化
し、連続受信時はその平均値をフレーム同期信号に備え
ての位相誤差の初期推定値として、またフレーム同期信
号時はその平均値を各受信スロットでの位相誤差の推定
値として位相補償回路18に供給するものである。
徴をなす付加回路である。このスロット間平均回路17
は、前記選択回路16からの位相誤差の情報ΨまたはΨSW
を取り込み、過去の受信スロットでの値も用いて平均化
し、連続受信時はその平均値をフレーム同期信号に備え
ての位相誤差の初期推定値として、またフレーム同期信
号時はその平均値を各受信スロットでの位相誤差の推定
値として位相補償回路18に供給するものである。
【００７８】次に上記本実施例の動作について図１に基
づき、図２，図３，図４，図５，図６を参照しながら説
明するが、前記図７に示す従来のＴＤＭＡデータ受信装
置における受信動作において、アンテナ１から受信され
たπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号に基づき、相関パワ
ー｜Ψ(ｎＴs)｜がピーク値をとる(ｎ0＋Ｆ1)Ｔsなる時
刻における複素相関値Ψ((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)を得る(数１)
から(数15)までは、本実施例も同様であるので、以下の
動作から説明する。
づき、図２，図３，図４，図５，図６を参照しながら説
明するが、前記図７に示す従来のＴＤＭＡデータ受信装
置における受信動作において、アンテナ１から受信され
たπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号に基づき、相関パワ
ー｜Ψ(ｎＴs)｜がピーク値をとる(ｎ0＋Ｆ1)Ｔsなる時
刻における複素相関値Ψ((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)を得る(数１)
から(数15)までは、本実施例も同様であるので、以下の
動作から説明する。
【００７９】前記(数15)で与えられる位相誤差の指定値
の情報は、スロット間平均回路17において、(数29)で示
されるように各受信スロットでの指定値との間で平均化
され、Ψa((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)として位相補償回路18に供給
される。
の情報は、スロット間平均回路17において、(数29)で示
されるように各受信スロットでの指定値との間で平均化
され、Ψa((ｎ0＋Ｆ1)Ｔs)として位相補償回路18に供給
される。
【００８０】
【数２９】
【００８１】なお、この値はフレーム同期受信開始時の
位相補償回路18の初期設定値となる。
位相補償回路18の初期設定値となる。
【００８２】一方、受信窓関数発生回路９では、選択回
路16から出力される同期パルスを取り込み、この同期パ
ルスを基準として図２(4)に示すような自局の受信スロ
ットの受信時間を規定する受信窓関数を生成する。すな
わち、同図において受信窓関数がＨの期間に自局の受信
スロットが存在するわけである。ただし、ここでは同期
パルスが発生する時刻の誤差を考慮し、マージンｍgを
設けて実際の受信スロットよりも若干、広めの受信窓関
数を生成する。そして図３(1)のフレーム同期受信時に
は、この受信窓関数(図３(2))を第２のスイッチ８に制
御信号として供給し、自局の受信スロットデータ(図３
(3))のみをＲＡＭ10に取り込ませる(図３(4))。
路16から出力される同期パルスを取り込み、この同期パ
ルスを基準として図２(4)に示すような自局の受信スロ
ットの受信時間を規定する受信窓関数を生成する。すな
わち、同図において受信窓関数がＨの期間に自局の受信
スロットが存在するわけである。ただし、ここでは同期
パルスが発生する時刻の誤差を考慮し、マージンｍgを
設けて実際の受信スロットよりも若干、広めの受信窓関
数を生成する。そして図３(1)のフレーム同期受信時に
は、この受信窓関数(図３(2))を第２のスイッチ８に制
御信号として供給し、自局の受信スロットデータ(図３
(3))のみをＲＡＭ10に取り込ませる(図３(4))。
【００８３】次にフレーム同期獲得が終了し、自局の受
信スロットの受信時間が受信窓関数により規定された後
のフレーム同期受信の動作について説明する。
信スロットの受信時間が受信窓関数により規定された後
のフレーム同期受信の動作について説明する。
【００８４】フレーム同期受信時は、図１において第１
のスイッチ11がオープンとなり、受信窓関数発生回路９
からの受信窓関数信号に従い、信号がＨの期間、第２の
スイッチ８を閉じ、Ａ／Ｄ変換器６，７の出力Ｘ(ｎＴ
s)，Ｙ(ｎＴs)をＲＡＭ10に記憶する。なお、図３に示
すように、受信窓関数(図３(2))がＨである期間は、自
局の受信スロットの長さに対して前後１／２シンボル
(Ｔ／２)のマージンを設けるものとする。また、ここで
は図３(4)に示すように、ＲＡＭ10に記憶される受信ス
ロットデータのフォーマットを以下のように仮定する。
のスイッチ11がオープンとなり、受信窓関数発生回路９
からの受信窓関数信号に従い、信号がＨの期間、第２の
スイッチ８を閉じ、Ａ／Ｄ変換器６，７の出力Ｘ(ｎＴ
s)，Ｙ(ｎＴs)をＲＡＭ10に記憶する。なお、図３に示
すように、受信窓関数(図３(2))がＨである期間は、自
局の受信スロットの長さに対して前後１／２シンボル
(Ｔ／２)のマージンを設けるものとする。また、ここで
は図３(4)に示すように、ＲＡＭ10に記憶される受信ス
ロットデータのフォーマットを以下のように仮定する。
【００８５】ＲＡＭ10に記憶される同相成分，直交成
分の受信サンプルデータは、 Ｘ(0)，Ｘ(Ｔs)，………，Ｘ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) Ｙ(0)，Ｙ(Ｔs)，………，Ｙ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) なる各々(2Ｎ+Ｌ)Ｍ＋１サンプルであると仮定する。
分の受信サンプルデータは、 Ｘ(0)，Ｘ(Ｔs)，………，Ｘ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) Ｙ(0)，Ｙ(Ｔs)，………，Ｙ((2Ｎ+Ｌ)ＭＴs) なる各々(2Ｎ+Ｌ)Ｍ＋１サンプルであると仮定する。
【００８６】ＲＡＭ10に記憶されている受信サンプル
データのうち、実際の識別点でのシンボルデータは、 Ｘ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) Ｙ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) (Ｔ＝ＭＴs，オーバーサンプル比Ｍは偶数) なる各々２Ｎ＋Ｌシンボルであり、そのうち、ｋ＝０，
１，………，Ｎ-1、およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+１，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)、ｋ＝Ｎ，Ｎ+１，……，Ｎ+Ｌ-1なる時
刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)であると仮定す
る。
データのうち、実際の識別点でのシンボルデータは、 Ｘ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) Ｙ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1) (Ｔ＝ＭＴs，オーバーサンプル比Ｍは偶数) なる各々２Ｎ＋Ｌシンボルであり、そのうち、ｋ＝０，
１，………，Ｎ-1、およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+１，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)、ｋ＝Ｎ，Ｎ+１，……，Ｎ+Ｌ-1なる時
刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)であると仮定す
る。
【００８７】次に、ＲＡＭ10に記憶されているデータか
らシンボル識別点を検出する。すなわち、上記の仮定で
述べたｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs(ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1)なる時刻を検出するわけである。まず、図１におい
てＲＡＭ10に記憶されているサンプルデータを、(数30)
で示されるように第３のスイッチ12を介してシンボル周
期Ｔごとに読み出し、その値をＸs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)と
する。
らシンボル識別点を検出する。すなわち、上記の仮定で
述べたｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs(ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ
-1)なる時刻を検出するわけである。まず、図１におい
てＲＡＭ10に記憶されているサンプルデータを、(数30)
で示されるように第３のスイッチ12を介してシンボル周
期Ｔごとに読み出し、その値をＸs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)と
する。
【００８８】
【数３０】 Ｘs(ｋＴ)＝Ｘ((ｋＭ＋ｍ)Ｔs)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs) Ｙs(ｋＴ)＝Ｙ((ｋＭ＋ｍ)Ｔs)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) ここでは、選択回路16からの制御信号に応じて(数30)に
おけるｍの値を変化(ｍ＝０，１，………，Ｍ)させ、シ
ンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせながらデ
ータの読み出しを行う。次に、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)は
ベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベースバン
ド遅延検波回路13では、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)に対して
(数31)，(数32)の演算を行う。
おけるｍの値を変化(ｍ＝０，１，………，Ｍ)させ、シ
ンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせながらデ
ータの読み出しを行う。次に、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)は
ベースバンド遅延検波回路13に入力される。ベースバン
ド遅延検波回路13では、Ｘs(ｋＴ)，Ｙs(ｋＴ)に対して
(数31)，(数32)の演算を行う。
【００８９】
【数３１】 Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｘs(ｋＴ)Ｘs((ｋ−１)Ｔ)＋Ｙs(ｋ
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)＋Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1)
Ｔ)Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋
ｍＴs)＋Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1)
【００９０】
【数３２】 Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｙs(ｋＴ)Ｘs((ｋ−１)Ｔ)-Xs(ｋＴ)
Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋ｍ
Ｔs)−Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｋＴ＋ｍＴs)，直交出力Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)には、連続受
信の場合と同様に(数33)，(数34)で示されるような受信
されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差Δ
φ(ｋＴ＋ｍＴs)の余弦および正弦を発生する。ただ
し、θeは連続受信の場合の(数８)と同様に、局部発信
器５での周波数オフセットに起因した位相誤差である。
Ｙs((ｋ−１)Ｔ)＝Ｙ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｘ((ｋ−１)Ｔ＋ｍ
Ｔs)−Ｘ(ｋＴ＋ｍＴs)Ｙ((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) この結果、ベースバンド遅延検波回路13の同相出力Ｉ
(ｋＴ＋ｍＴs)，直交出力Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)には、連続受
信の場合と同様に(数33)，(数34)で示されるような受信
されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差Δ
φ(ｋＴ＋ｍＴs)の余弦および正弦を発生する。ただ
し、θeは連続受信の場合の(数８)と同様に、局部発信
器５での周波数オフセットに起因した位相誤差である。
【００９１】
【数３３】 Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＝COS(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)
【００９２】
【数３４】 Ｑ(ｋＴ＋ｍＴs)＝SIN(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)
【００９３】
【数３５】Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＝φ(ｋＴ＋ｍＴs)−φ
((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) 以下の説明においては連続受信の場合と同様に、同相成
分，直交成分を持つ信号は同相成分を実数部、直交成分
を虚数部に持つ複素信号として表現し説明する。(数3
3)，(数34)を(数36)に示すような複素信号Ｓ(ｋＴ＋ｍ
Ｔs)として表現する。
((ｋ−１)Ｔ＋ｍＴs) 以下の説明においては連続受信の場合と同様に、同相成
分，直交成分を持つ信号は同相成分を実数部、直交成分
を虚数部に持つ複素信号として表現し説明する。(数3
3)，(数34)を(数36)に示すような複素信号Ｓ(ｋＴ＋ｍ
Ｔs)として表現する。
【００９４】
【数３６】Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｉ(ｋＴ＋ｍＴs)＋ｊＱ
(ｋＴ＋ｍＴs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) (ｊ：虚数) この結果、図４(1)に示す(数36)のベースバンド遅延検
波後の受信信号波形Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)は、図４(2)に示す
ように２Ｎ＋Ｌシンボルのベースバンド遅延検波後の受
信シンボルデータが得られ、シンボル周期ごとのサンプ
ル位置を図４(3)に示すようにスライドさせることで、
このデータがｍ＝０，１，………，ＭなるＭ+１組得ら
れる。ただし、図４に示すように(数36)において、ｋ＝
０，１，………，Ｎ-1およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)であり、ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-
1なる時刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)である。
(ｋＴ＋ｍＴs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θe)) (ｋ＝０，１，………，2Ｎ+Ｌ-1) (ｊ：虚数) この結果、図４(1)に示す(数36)のベースバンド遅延検
波後の受信信号波形Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)は、図４(2)に示す
ように２Ｎ＋Ｌシンボルのベースバンド遅延検波後の受
信シンボルデータが得られ、シンボル周期ごとのサンプ
ル位置を図４(3)に示すようにスライドさせることで、
このデータがｍ＝０，１，………，ＭなるＭ+１組得ら
れる。ただし、図４に示すように(数36)において、ｋ＝
０，１，………，Ｎ-1およびｋ＝Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……
…，2Ｎ+Ｌ-1なる時刻のデータは情報シンボルデータ
(２Ｎシンボル)であり、ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………，Ｎ+Ｌ-
1なる時刻のデータは同期ワード(Ｌシンボル)である。
【００９５】次に、ベースバンド遅延検波後の受信デー
タＳ(ｋＴ＋ｍＴs)は、位相補償回路18において、連続
受信時に設定された位相誤差の初期値に基づき位相補償
が行われ、(数37)に示すような結果が得られる。
タＳ(ｋＴ＋ｍＴs)は、位相補償回路18において、連続
受信時に設定された位相誤差の初期値に基づき位相補償
が行われ、(数37)に示すような結果が得られる。
【００９６】
【数３７】Ｓe(ｋＴ＋ｍＴs)＝Ｉe(ｋＴ＋ｍＴs)＋ｊＱ
e(ｋＴ＋ｍＴs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θer ただし、θerは現受信スロットでの位相誤差と初期設定
値の差によって生じる残留位相誤差である。また位相補
償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋ｍＴs)は、判定回路19，20を
用いて、図５に示すようにＩ，Ｑ平面上の第１象限に存
在する場合は位相がπ/４、第２象限に存在する場合は
３π/４、第３象限に存在する場合は−３π/４、第４象
限に存在する場合は−π/４と判定され、その結果、(Ｉ
d＋ＪＱd)がまず相関演算回路14に供給される。一方、
同期ワード発生回路15は、既知の同期ワードに対応する
複素ベースバンド信号を相関演算回路14に供給する。
e(ｋＴ＋ｍＴs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋ｍＴs)＋θer ただし、θerは現受信スロットでの位相誤差と初期設定
値の差によって生じる残留位相誤差である。また位相補
償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋ｍＴs)は、判定回路19，20を
用いて、図５に示すようにＩ，Ｑ平面上の第１象限に存
在する場合は位相がπ/４、第２象限に存在する場合は
３π/４、第３象限に存在する場合は−３π/４、第４象
限に存在する場合は−π/４と判定され、その結果、(Ｉ
d＋ＪＱd)がまず相関演算回路14に供給される。一方、
同期ワード発生回路15は、既知の同期ワードに対応する
複素ベースバンド信号を相関演算回路14に供給する。
【００９７】相関演算回路14においては、まず判定回路
19，20の出力および同期ワード発生回路15からの出力を
用いて、図４(3)に示すように次のような信号系列Ｓi
(ｋＴ)を構成する。
19，20の出力および同期ワード発生回路15からの出力を
用いて、図４(3)に示すように次のような信号系列Ｓi
(ｋＴ)を構成する。
【００９８】
【数３８】Ｓi(ｋＴ)＝Ｓe(ｋＴ＋ｍＴs)の情報シンボ
ルデータの区間の判定値 (ｋ＝０，１，……，Ｎ-1，Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……，2Ｎ
+Ｌ-1)
ルデータの区間の判定値 (ｋ＝０，１，……，Ｎ-1，Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……，2Ｎ
+Ｌ-1)
【００９９】
【数３９】Ｓi(ｋＴ)＝exp(ｊΔφ(ｋＴ))：既知同期ワ
ードのベースバンド信号値 (ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………Ｎ+Ｌ-1) 次にシンボル識別点を検出するため、ベースバンド遅延
検波回路13から出力されるＳ(ｋＴ＋ｍＴs)および(数3
8)，(数39)のＳi(ｋＴ)を用い、図４(3)に示すようにｍ
の値をｍ＝０，１，………，Ｍと変化させ、サンプル位
置をスライドさせながら(数40)，(数41)，(数42)の相関
演算を行う。すなわち、情報シンボルデータの区間(ｋ
＝０，１，……，Ｎ-1，Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……，2Ｎ+Ｌ
-1)については、Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)とその位相補償後の判
定値である(数38)のＳi(ｋＴ)の相関をとり、同期ワー
ドの区間(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………Ｎ+Ｌ-1)については、
Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)と既知の同期ワードのベースバンド信
号値である(数39)のＳi(ｋＴ)の相関をとり、さらにト
ータルの相関値のパワーを求めるわけである。
ードのベースバンド信号値 (ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………Ｎ+Ｌ-1) 次にシンボル識別点を検出するため、ベースバンド遅延
検波回路13から出力されるＳ(ｋＴ＋ｍＴs)および(数3
8)，(数39)のＳi(ｋＴ)を用い、図４(3)に示すようにｍ
の値をｍ＝０，１，………，Ｍと変化させ、サンプル位
置をスライドさせながら(数40)，(数41)，(数42)の相関
演算を行う。すなわち、情報シンボルデータの区間(ｋ
＝０，１，……，Ｎ-1，Ｎ+Ｌ，Ｎ+Ｌ+1，……，2Ｎ+Ｌ
-1)については、Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)とその位相補償後の判
定値である(数38)のＳi(ｋＴ)の相関をとり、同期ワー
ドの区間(ｋ＝Ｎ，Ｎ+1，………Ｎ+Ｌ-1)については、
Ｓ(ｋＴ＋ｍＴs)と既知の同期ワードのベースバンド信
号値である(数39)のＳi(ｋＴ)の相関をとり、さらにト
ータルの相関値のパワーを求めるわけである。
【０１００】
【数４０】
【０１０１】
【数４１】
【０１０２】
【数４２】・トータルの複素相関値の相関パワー； ｜Ψt(ｍ)｜＝(｜Ψd(ｍ)｜＋｜ΨSW(ｍ)｜)／２ なお、相関パワー｜Ψt(ｍ)｜は１以下の実数である。
選択回路16は、上述したこの複素相関値ΨSW(ｍ)および
相関パワー｜Ψt(ｍ)｜を取り込み、まずｍの値を変化
させシンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせな
がら相関パワー｜Ψt(ｍ)｜の値を観測する。いま、上
述した受信データについての前記仮定よりｋＴ＋(Ｍ
／２)Ｔsなる時刻がシンボル識別点であることから、情
報シンボルデータおよび同期ワードの区間について(数3
6)，(数37)，(数38)，(数39)より以下の関係が成り立
つ。
選択回路16は、上述したこの複素相関値ΨSW(ｍ)および
相関パワー｜Ψt(ｍ)｜を取り込み、まずｍの値を変化
させシンボル周期ごとのサンプル位置をスライドさせな
がら相関パワー｜Ψt(ｍ)｜の値を観測する。いま、上
述した受信データについての前記仮定よりｋＴ＋(Ｍ
／２)Ｔsなる時刻がシンボル識別点であることから、情
報シンボルデータおよび同期ワードの区間について(数3
6)，(数37)，(数38)，(数39)より以下の関係が成り立
つ。
【０１０３】・情報シンボルデータの区間： (ｋ＝0,1,………,Ｎ-1,Ｎ+Ｌ,Ｎ+Ｌ+1，………，2Ｎ+Ｌ
-１)
-１)
【０１０４】
【数４３】Ｓ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ
＋(Ｍ／２)Ｔs)＋θe))
＋(Ｍ／２)Ｔs)＋θe))
【０１０５】
【数４４】 Ｓi(ｋＴ)＝exp(ｊ(Δφ(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)＋εe)) (Δφ(ｋＴ)＋(Ｍ／２)Ｔs)＝±π/４，±３π/４；正
しいシンボル判定値) (εe＝０または±π/２) ・同期ワードの区間：(ｋ＝Ｎ,Ｎ+1,………,Ｎ+Ｌ−
１）
しいシンボル判定値) (εe＝０または±π/２) ・同期ワードの区間：(ｋ＝Ｎ,Ｎ+1,………,Ｎ+Ｌ−
１）
【０１０６】
【数４５】Ｓ（ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)＝exp(ｊ(Δφ(ｋ
Ｔ)＋θe))
Ｔ)＋θe))
【０１０７】
【数４６】Ｓi(ｋＴ)＝exp(ｊΔφ(ｋＴ)) ただし、(数44)におけるεeは位相補償回路18の出力Ｓe
(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)に含まれる位相誤差θerに起因し
た判定誤りによって生じる誤差量であり、
(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)に含まれる位相誤差θerに起因し
た判定誤りによって生じる誤差量であり、
【０１０８】
【外１】
【０１０９】よって、ｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置での
相関パワー｜Ψt(Ｍ／２)｜は(数40)，(数41)，(数42)
より、
相関パワー｜Ψt(Ｍ／２)｜は(数40)，(数41)，(数42)
より、
【０１１０】
【数４７】
【０１１１】
【数４８】
【０１１２】
【数４９】｜Ψt(Ｍ／２)｜＝(｜Ψd(Ｍ／２)｜＋｜Ψ
SW(Ｍ／２)｜)／２＝ １ となり、図４(4)に示すように最大値をとる。選択回路1
6では、相関パワー｜Ψt(ｍ)｜がしきい値Ｓを超える最
大値をとったとき、その時点のｍの値のサンプル位置を
シンボル識別点と判定する。すなわち、ここではｍ＝Ｍ
／２なるサンプル位置がシンボル識別点であると判定す
る。そしてシンボル識別点のｍの値を制御信号として第
３のスイッチ12に供給し、シンボル識別点にて受信デー
タをサンプリングするように制御する。
SW(Ｍ／２)｜)／２＝ １ となり、図４(4)に示すように最大値をとる。選択回路1
6では、相関パワー｜Ψt(ｍ)｜がしきい値Ｓを超える最
大値をとったとき、その時点のｍの値のサンプル位置を
シンボル識別点と判定する。すなわち、ここではｍ＝Ｍ
／２なるサンプル位置がシンボル識別点であると判定す
る。そしてシンボル識別点のｍの値を制御信号として第
３のスイッチ12に供給し、シンボル識別点にて受信デー
タをサンプリングするように制御する。
【０１１３】また、相関パワー｜Ψt(ｍ)｜が最大値を
とるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置における複素相関値Ψ
SW(Ｍ／２)は、(数48)に示すように周波数オフセットに
起因した位相誤差θeの情報を与える。(数48)のΨSW(Ｍ
／２)は現受信スロットでの位相誤差の推定値の情報と
してスロット間平均回路17に供給する。
とるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置における複素相関値Ψ
SW(Ｍ／２)は、(数48)に示すように周波数オフセットに
起因した位相誤差θeの情報を与える。(数48)のΨSW(Ｍ
／２)は現受信スロットでの位相誤差の推定値の情報と
してスロット間平均回路17に供給する。
【０１１４】
【外２】
【０１１５】
【数５０】
【０１１６】一方、シンボル識別点にてサンプリングさ
れ、ベースバンド遅延検波された受信データＳ(ｋＴ(Ｍ
／２)Ｔs)は、図６に示すようにＩ，Ｑ平面上の位相ダ
イアグラムにおいて、周波数オフセットの影響により一
定方向の位相誤差θeを持つ。位相補償回路18はスロッ
ト間平均回路17から供給された位相誤差の情報Ψa(ｎ)
を用い、Ｓ(ｋＴ(Ｍ／２)Ｔs)に対して(数51)で表され
る演算を行うことにより位相誤差θeの補償を、すなわ
ち自動周波数制御(ＡＦＣ)を実現する。
れ、ベースバンド遅延検波された受信データＳ(ｋＴ(Ｍ
／２)Ｔs)は、図６に示すようにＩ，Ｑ平面上の位相ダ
イアグラムにおいて、周波数オフセットの影響により一
定方向の位相誤差θeを持つ。位相補償回路18はスロッ
ト間平均回路17から供給された位相誤差の情報Ψa(ｎ)
を用い、Ｓ(ｋＴ(Ｍ／２)Ｔs)に対して(数51)で表され
る演算を行うことにより位相誤差θeの補償を、すなわ
ち自動周波数制御(ＡＦＣ)を実現する。
【０１１７】
【数５１】
【０１１８】なお、位相補償回路18は雑音が０のときは
−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範囲と
なる。位相補償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)
は、判定回路19，20を用いて図５に示すようにＩ，Ｑ平
面上の第１象限に存在する場合はΔφ＝π/４、第２象
限に存在する場合はΔφ＝３π/４、第３象限に存在す
る場合はΔφ＝−３π/４、第４象限に存在する場合は
Δφ＝−π/４と判定される。そして、判定回路19，20
の出力はデコーダ21により２進のシリアルデータに変換
され、受信データ出力端子22から出力される。
−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範囲と
なる。位相補償回路18の出力Ｓe(ｋＴ＋(Ｍ／２)Ｔs)
は、判定回路19，20を用いて図５に示すようにＩ，Ｑ平
面上の第１象限に存在する場合はΔφ＝π/４、第２象
限に存在する場合はΔφ＝３π/４、第３象限に存在す
る場合はΔφ＝−３π/４、第４象限に存在する場合は
Δφ＝−π/４と判定される。そして、判定回路19，20
の出力はデコーダ21により２進のシリアルデータに変換
され、受信データ出力端子22から出力される。
【０１１９】このように、本実施例によれば、フレーム
同期受信時、雑音やフェージングの影響により受信デー
タの同期ワードの区間が歪んでしまい、(数41)の複素相
関値ΨSW(ｍ)の値が小さくなった場合でも、(数42)の相
関パワー｜Ψt(ｍ)｜からわかるように情報シンボルデ
ータの判定値が正しければ、情報シンボルデータの区間
についての相関パワー｜Ψt(ｍ)｜の値で同期ワードで
の歪の影響を補い、差別点検出を可能にする。さらに周
波数オフセットに起因する位相誤差の推定値について
も、(数50)の平均値Ψa(ｎ)に示すように過去の受信ス
ロットで得られた推定値を用いて平均化することによ
り、現受信スロットでの推定値が劣化している場合でも
その影響が補償され、良好な自動周波数制御(ＡＦＣ)を
行うことができる。
同期受信時、雑音やフェージングの影響により受信デー
タの同期ワードの区間が歪んでしまい、(数41)の複素相
関値ΨSW(ｍ)の値が小さくなった場合でも、(数42)の相
関パワー｜Ψt(ｍ)｜からわかるように情報シンボルデ
ータの判定値が正しければ、情報シンボルデータの区間
についての相関パワー｜Ψt(ｍ)｜の値で同期ワードで
の歪の影響を補い、差別点検出を可能にする。さらに周
波数オフセットに起因する位相誤差の推定値について
も、(数50)の平均値Ψa(ｎ)に示すように過去の受信ス
ロットで得られた推定値を用いて平均化することによ
り、現受信スロットでの推定値が劣化している場合でも
その影響が補償され、良好な自動周波数制御(ＡＦＣ)を
行うことができる。
【０１２０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＴＤＭＡ
データ受信装置は、ベースバンド遅延検波後の受信デー
タについて、同期ワードの区間だけではなく、情報シン
ボルデータの区間についてもその判定値との相関をとる
ことにより、雑音やフェージングの影響により受信デー
タの同期ワードの区間が歪んでしまった場合でも、情報
シンボルデータの判定値が正しければ情報シンボルデー
タの区間についての相関値で同期ワードでの歪の影響を
補い、識別点検出を可能にする。さらに周波数オフセッ
トに起因する位相誤差の推定値についても、過去の受信
スロットで得られた推定値を用いて平均化することによ
り、現受信スロットでの推定値が劣化している場合で
も、その影響が補償され良好な自動周波数制御(ＡＦＣ)
を行うことができる。
データ受信装置は、ベースバンド遅延検波後の受信デー
タについて、同期ワードの区間だけではなく、情報シン
ボルデータの区間についてもその判定値との相関をとる
ことにより、雑音やフェージングの影響により受信デー
タの同期ワードの区間が歪んでしまった場合でも、情報
シンボルデータの判定値が正しければ情報シンボルデー
タの区間についての相関値で同期ワードでの歪の影響を
補い、識別点検出を可能にする。さらに周波数オフセッ
トに起因する位相誤差の推定値についても、過去の受信
スロットで得られた推定値を用いて平均化することによ
り、現受信スロットでの推定値が劣化している場合で
も、その影響が補償され良好な自動周波数制御(ＡＦＣ)
を行うことができる。
【図１】本発明の一実施例におけるＴＤＭＡデータ受信
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１，図７の連続受信時のフレーム同期獲得の
手順を示す図である。
手順を示す図である。
【図３】図１，図７のフレーム同期受信時ＲＡＭに記憶
する受信データのフォーマット図である。
する受信データのフォーマット図である。
【図４】図１の相関演算の手順を示す図である。
【図５】図１，図７の判定回路出力の位相ダイアグラム
である。
である。
【図６】図１，図７の周波数オフセットの影響を受けて
いるときの位相ダイアグラムである。
いるときの位相ダイアグラムである。
【図７】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】図７の相関演算の手順を示す図である。
１…アンテナ、 ２…受信用ルートナイキストバンドパ
スフィルタ(ＲＮＢＰＦ)、 ３…リミタアンプ、 ４…
直交検波器、 ５…局部発信器、 ６，７…Ａ／Ｄ変換
器、 ８…第２のスイッチ(ＳＷ)、 11…第１のスイッ
チ(ＳＷ)、 12…第３のスイッチ(ＳＷ)、 ９…受信窓
関数発生回路、 10…ＲＡＭ、 13…ベースバンド遅延
検波回路、 14…相関演算回路、 15…同期ワード発生
回路、 16…選択回路、 17…スロット間平均回路、
18…位相補償回路、 19，20…判定回路、 21…デコー
ダ、 22…受信データ出力端子。
スフィルタ(ＲＮＢＰＦ)、 ３…リミタアンプ、 ４…
直交検波器、 ５…局部発信器、 ６，７…Ａ／Ｄ変換
器、 ８…第２のスイッチ(ＳＷ)、 11…第１のスイッ
チ(ＳＷ)、 12…第３のスイッチ(ＳＷ)、 ９…受信窓
関数発生回路、 10…ＲＡＭ、 13…ベースバンド遅延
検波回路、 14…相関演算回路、 15…同期ワード発生
回路、 16…選択回路、 17…スロット間平均回路、
18…位相補償回路、 19，20…判定回路、 21…デコー
ダ、 22…受信データ出力端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−232932（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−237243（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−297870（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−123125（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−200043（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−85859（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−36944（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 フレーム同期受信時、ベースバンド遅延
検波後の受信データから、シンボル識別点の検出および
その検出結果に基づき周波数オフセットに起因した位相
誤差を補償し、自動周波数制御を行うＴＤＭＡデータ受
信装置において、受信シンボルデータにおける既知の同期ワードのみなら
ず、それ以外の情報シンボルデータが存在した象限から
判定された値を用いて、前記受信データとの相関パワー
を測定することでシンボル識別点を検出する機能を設
け、さらに検出したシンボル識別点において 周波数オフ
セットに起因した位相誤差θeを推定する際に、受信ス
ロット間でのばらつきを抑え、前記位相誤差θeの推定
精度を高めるために、各受信スロットで得られる前記位
相誤差θeの値のスロット間での平均値を計算し、その
結果を前記位相誤差θeの推定値として位相補償回路に
供給することを特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06088838A JP3120136B2 (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06088838A JP3120136B2 (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07297871A JPH07297871A (ja) | 1995-11-10 |
| JP3120136B2 true JP3120136B2 (ja) | 2000-12-25 |
Family
ID=13954101
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06088838A Expired - Fee Related JP3120136B2 (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3120136B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0556089A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Sony Corp | 受信装置 |
| JP3281527B2 (ja) * | 1996-01-17 | 2002-05-13 | 松下電器産業株式会社 | 周波数オフセット補償装置 |
| JP3582924B2 (ja) * | 1996-01-19 | 2004-10-27 | 松下電器産業株式会社 | 復調装置 |
| US5764707A (en) * | 1996-12-09 | 1998-06-09 | Philips Electronics North America Corp. | Method and apparatus for improved phase shift keyed (PSK) signal demodulation |
| AU2002349638A1 (en) * | 2001-11-20 | 2003-06-10 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio reception apparatus, symbol timing control method, and symbol timing control program |
| US20090197553A1 (en) * | 2005-12-01 | 2009-08-06 | Thomson Licensing | Method and Apparatus for Determining Frequency Offset in a Receiver |
| JP4978550B2 (ja) * | 2008-04-28 | 2012-07-18 | トヨタ自動車株式会社 | ミキサ及びδς変調器 |
-
1994
- 1994-04-26 JP JP06088838A patent/JP3120136B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07297871A (ja) | 1995-11-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |