JPH0556089A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH0556089A JPH0556089A JP3271772A JP27177291A JPH0556089A JP H0556089 A JPH0556089 A JP H0556089A JP 3271772 A JP3271772 A JP 3271772A JP 27177291 A JP27177291 A JP 27177291A JP H0556089 A JPH0556089 A JP H0556089A
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- JP
- Japan
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- component
- phase component
- burst
- frequency
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L2007/047—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a sine signal or unmodulated carrier
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 受信信号を乗算器１０，１１と９０°移相器
１５とキャリア再生回路１６とで同相成分と直交成分に
わけ、Ａ／Ｄ変換キャリア１２，１３でＡ／Ｄ変換し、
このＡ／Ｄ変換のサンプル間隔の整数倍が同相成分と直
交成分の差に相当する時、相関計算回路１７でこの整数
倍のサンプル数だけ成分をずらせて相関を計算してこの
相関計算出力に基づいて周波数補正バーストを検出す
る。 【効果】 受信信号から容易に周波数補正バーストを検
出することができる。
１５とキャリア再生回路１６とで同相成分と直交成分に
わけ、Ａ／Ｄ変換キャリア１２，１３でＡ／Ｄ変換し、
このＡ／Ｄ変換のサンプル間隔の整数倍が同相成分と直
交成分の差に相当する時、相関計算回路１７でこの整数
倍のサンプル数だけ成分をずらせて相関を計算してこの
相関計算出力に基づいて周波数補正バーストを検出す
る。 【効果】 受信信号から容易に周波数補正バーストを検
出することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばいわゆるＴＤＭ
Ａ（時分割多元接続）方式等のようなディジタル通信に
おける受信装置に関するものである。
Ａ（時分割多元接続）方式等のようなディジタル通信に
おける受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信の方式として、例えばＴ
ＤＭＡ（時分割多元接続）方式は、例えば１つの中継器
に対して、多数の局が同一の搬送周波数で時間的に信号
が重ならないように送信し、相互に通信を行う方式であ
る。すなわち、信号の送受信の基本周期となるＴＤＭＡ
フレーム（一定長の時間）を定め、このフレーム内の割
り当てられた一対の時間位置（タイムスロット）を用い
て相手局と通信を行う。したがって、各局はフレーム内
の割り当てられたタイムスロットに信号を送出し、この
信号が他の信号に衝突しないようにその時間位置制御
（バースト同期制御）を行う必要がある。また、各局か
らの送信バーストが衝突しないように、各局が基準局の
時間基準に従い、送信バーストの時間位置を制御する必
要がある。一般に、このバースト同期制御と送信側にお
ける通信信号の「圧縮」及び受信側における「伸長」が
ＴＤＭＡ通信の大きな特徴である。
ＤＭＡ（時分割多元接続）方式は、例えば１つの中継器
に対して、多数の局が同一の搬送周波数で時間的に信号
が重ならないように送信し、相互に通信を行う方式であ
る。すなわち、信号の送受信の基本周期となるＴＤＭＡ
フレーム（一定長の時間）を定め、このフレーム内の割
り当てられた一対の時間位置（タイムスロット）を用い
て相手局と通信を行う。したがって、各局はフレーム内
の割り当てられたタイムスロットに信号を送出し、この
信号が他の信号に衝突しないようにその時間位置制御
（バースト同期制御）を行う必要がある。また、各局か
らの送信バーストが衝突しないように、各局が基準局の
時間基準に従い、送信バーストの時間位置を制御する必
要がある。一般に、このバースト同期制御と送信側にお
ける通信信号の「圧縮」及び受信側における「伸長」が
ＴＤＭＡ通信の大きな特徴である。
【０００３】ところで、上記ＴＤＭＡ方式のディジタル
通信においては、例えば、ＧＭＳＫ(Gaussian filtered
minimum shift keying)方式の変調が用いられている。
また、上記ＴＤＭＡ方式では、キャリア再生のために、
専用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ、周波数補正チャ
ンネル）を用いることがある。この周波数補正バースト
は、キャリア周波数に対して、あるオフセット周波数を
加えたものである。
通信においては、例えば、ＧＭＳＫ(Gaussian filtered
minimum shift keying)方式の変調が用いられている。
また、上記ＴＤＭＡ方式では、キャリア再生のために、
専用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ、周波数補正チャ
ンネル）を用いることがある。この周波数補正バースト
は、キャリア周波数に対して、あるオフセット周波数を
加えたものである。
【０００４】なお、上記ディジタル通信において周波数
補正バーストを用いる具体例としては、例えば自動車電
話のＧＳＭ(Group Special Mobil) システムでの送受信
に用いられる複数チャンネルのうちの制御チャンネルに
用いられ、この制御チャンネルの送信信号に上記周波数
補正バーストが含まれる。
補正バーストを用いる具体例としては、例えば自動車電
話のＧＳＭ(Group Special Mobil) システムでの送受信
に用いられる複数チャンネルのうちの制御チャンネルに
用いられ、この制御チャンネルの送信信号に上記周波数
補正バーストが含まれる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ここで、受信信号から
上記周波数補正バーストを発見するには、例えばディジ
タルフィルタを用いる方法がある。しかし、このディジ
タルフィルタにおいて、例えば段数が短い場合は、例え
ば受信信号に局所的に周波数補正バーストに似た部分が
存在することがあるので、当該周波数補正バーストに似
た部分を誤って周波数補正バーストとして発見してしま
う虞れがある。また、段数の少ないディジタルフィルタ
では、周波数補正バーストの場所を細かく指定すること
もできない。更に、例えばディジタルフィルタの段数を
増やすことも考えられるが、ディジタルフィルタの段数
を増やすと、計算処理の量が膨大となり実現が困難とな
る。
上記周波数補正バーストを発見するには、例えばディジ
タルフィルタを用いる方法がある。しかし、このディジ
タルフィルタにおいて、例えば段数が短い場合は、例え
ば受信信号に局所的に周波数補正バーストに似た部分が
存在することがあるので、当該周波数補正バーストに似
た部分を誤って周波数補正バーストとして発見してしま
う虞れがある。また、段数の少ないディジタルフィルタ
では、周波数補正バーストの場所を細かく指定すること
もできない。更に、例えばディジタルフィルタの段数を
増やすことも考えられるが、ディジタルフィルタの段数
を増やすと、計算処理の量が膨大となり実現が困難とな
る。
【０００６】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、ＴＤＭＡ方式のディジタル
通信において周波数補正バーストを容易に発見すること
ができる受信装置を提供することを目的とするものであ
る。
みて提案されたものであり、ＴＤＭＡ方式のディジタル
通信において周波数補正バーストを容易に発見すること
ができる受信装置を提供することを目的とするものであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の受信装置は、上
述の目的を達成するために提案されたものであり、ディ
ジタル符号に応じて搬送波を周波数変調すると共に搬送
周波数にオフセットを加えた周波数の所定のバーストを
含む送信信号を受信する受信装置において、受信信号を
同相成分と直交成分にわける直交検波手段と、供給され
た信号をアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、上記アナログ／ディジタル変換での
サンプル間隔で上記同相成分と直交成分をずらせると共
に上記同相成分と直交成分との相関を計算する相関計算
手段と、上記アナログ／ディジタル変換でのサンプル間
隔の整数倍が上記同相成分と直交成分の差に相当すると
き、上記相関計算手段はこれら成分を上記整数倍のサン
プル数だけずらせて相関を計算し、この相関計算手段の
出力に基づいて上記受信信号の上記所定のバーストを検
出するようにしたものである。
述の目的を達成するために提案されたものであり、ディ
ジタル符号に応じて搬送波を周波数変調すると共に搬送
周波数にオフセットを加えた周波数の所定のバーストを
含む送信信号を受信する受信装置において、受信信号を
同相成分と直交成分にわける直交検波手段と、供給され
た信号をアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、上記アナログ／ディジタル変換での
サンプル間隔で上記同相成分と直交成分をずらせると共
に上記同相成分と直交成分との相関を計算する相関計算
手段と、上記アナログ／ディジタル変換でのサンプル間
隔の整数倍が上記同相成分と直交成分の差に相当すると
き、上記相関計算手段はこれら成分を上記整数倍のサン
プル数だけずらせて相関を計算し、この相関計算手段の
出力に基づいて上記受信信号の上記所定のバーストを検
出するようにしたものである。
【０００８】
【作用】本発明の受信装置によれば、受信信号中の所定
のバーストを直交検波して、同相成分と直交成分にわけ
た場合、この所定のバーストは搬送周波数にオフセット
を加えた周波数のバーストであるため、同相成分と直交
成分との間には相関がある。これに対し、受信信号中の
所定のバースト以外の部分は、任意のディジタル符号に
応じて搬送波を周波数変調したものであるため、同相成
分と直交成分との間には相関がない。したがって、この
相関を計算すれば、所定のバーストを見つけることが可
能となる。
のバーストを直交検波して、同相成分と直交成分にわけ
た場合、この所定のバーストは搬送周波数にオフセット
を加えた周波数のバーストであるため、同相成分と直交
成分との間には相関がある。これに対し、受信信号中の
所定のバースト以外の部分は、任意のディジタル符号に
応じて搬送波を周波数変調したものであるため、同相成
分と直交成分との間には相関がない。したがって、この
相関を計算すれば、所定のバーストを見つけることが可
能となる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の受信装置の実施例を図面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
【００１０】本実施例の受信装置は、ディジタル符号に
応じて搬送波を周波数変調すると共に搬送周波数にオフ
セットを加えた周波数の所定のバーストを含む送信信号
を受信する受信装置である。、例えば、前述したＴＤＭ
Ａ方式のディジタル通信において、ＧＭＳＫ(Gaussian
filtered minimum shift keying)方式の変調信号に、上
記所定のバーストとしてキャリア再生のための専用の周
波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャンネル）
が含まれた送信信号（例えば自動車電話のＧＳＭシステ
ムでの制御チャンネルの信号）を受信するものである。
具体的には、例えばヨーロッパの次世代ディジタル移動
電話のＧＳＭ／ＰＣＮに適用可能なものである。
応じて搬送波を周波数変調すると共に搬送周波数にオフ
セットを加えた周波数の所定のバーストを含む送信信号
を受信する受信装置である。、例えば、前述したＴＤＭ
Ａ方式のディジタル通信において、ＧＭＳＫ(Gaussian
filtered minimum shift keying)方式の変調信号に、上
記所定のバーストとしてキャリア再生のための専用の周
波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャンネル）
が含まれた送信信号（例えば自動車電話のＧＳＭシステ
ムでの制御チャンネルの信号）を受信するものである。
具体的には、例えばヨーロッパの次世代ディジタル移動
電話のＧＳＭ／ＰＣＮに適用可能なものである。
【００１１】ここで、本実施例の受信装置は、図１に示
すように、入力端子１に供給された受信信号を例えば同
相成分（Ｉチャンネル）と直交成分（Ｑチャンネル）に
わける直交検波手段としての乗算器１０，１１及び９０
°移相器１５，キャリア再生回路１６と、供給された信
号をアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変
換器１３，１４と、上記Ａ／Ｄ変換器１３，１４でのＡ
／Ｄ変換でのサンプリングのサンプル間隔で上記同相成
分と直交成分をずらせると共にこの同相成分と直交成分
との相関を計算する相関計算回路１７とを有し、上記Ａ
／Ｄ変換器１３，１４でのサンプリングのサンプル間隔
の整数倍が上記同相成分と直交成分の差に相当すると
き、上記相関計算回路１７はこれら２つの成分のうち少
なくとも何れか一方を上記整数倍のサンプル数だけずら
せて相関を計算し、この相関計算回路１７の出力に基づ
いて上記受信信号の上記周波数補正バーストを検出する
ようにしたものである。
すように、入力端子１に供給された受信信号を例えば同
相成分（Ｉチャンネル）と直交成分（Ｑチャンネル）に
わける直交検波手段としての乗算器１０，１１及び９０
°移相器１５，キャリア再生回路１６と、供給された信
号をアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変
換器１３，１４と、上記Ａ／Ｄ変換器１３，１４でのＡ
／Ｄ変換でのサンプリングのサンプル間隔で上記同相成
分と直交成分をずらせると共にこの同相成分と直交成分
との相関を計算する相関計算回路１７とを有し、上記Ａ
／Ｄ変換器１３，１４でのサンプリングのサンプル間隔
の整数倍が上記同相成分と直交成分の差に相当すると
き、上記相関計算回路１７はこれら２つの成分のうち少
なくとも何れか一方を上記整数倍のサンプル数だけずら
せて相関を計算し、この相関計算回路１７の出力に基づ
いて上記受信信号の上記周波数補正バーストを検出する
ようにしたものである。
【００１２】すなわち、この図１において、入力端子１
には上記ディジタル符号に応じて搬送波を周波数変調す
ると共に受信側で同期をとるための周波数補正バースト
を含む送信信号を受信した受信信号が供給される。この
受信信号は、それぞれ上記乗算器１０，１１を介して上
記キャリア再生回路１６に供給される。当該キャリア再
生回路１６は、上記受信信号からキャリアを再生し、こ
の出力を上記乗算器１０，１１に送る。ただし、これら
乗算器１０，１１のうち、例えば上記乗算器１０には、
上記９０°（π／２）移相器１５により位相が９０°ず
らされた（進められるか或いは遅らされる）信号が供給
される。このため、当該乗算器１０と１１から出力され
る信号は、上記受信信号が直交検波されて直交成分（Ｑ
チャンネル）と同相成分（Ｉチャンネル）に分けられた
ものとなる。なお、上記乗算器１０の出力が直交成分で
あり、上記乗算器１１の出力が同相成分である。
には上記ディジタル符号に応じて搬送波を周波数変調す
ると共に受信側で同期をとるための周波数補正バースト
を含む送信信号を受信した受信信号が供給される。この
受信信号は、それぞれ上記乗算器１０，１１を介して上
記キャリア再生回路１６に供給される。当該キャリア再
生回路１６は、上記受信信号からキャリアを再生し、こ
の出力を上記乗算器１０，１１に送る。ただし、これら
乗算器１０，１１のうち、例えば上記乗算器１０には、
上記９０°（π／２）移相器１５により位相が９０°ず
らされた（進められるか或いは遅らされる）信号が供給
される。このため、当該乗算器１０と１１から出力され
る信号は、上記受信信号が直交検波されて直交成分（Ｑ
チャンネル）と同相成分（Ｉチャンネル）に分けられた
ものとなる。なお、上記乗算器１０の出力が直交成分で
あり、上記乗算器１１の出力が同相成分である。
【００１３】このようにして受信信号が直交検波された
直交成分と同相成分の２つの成分は、それぞれ、上記Ａ
／Ｄ変換器１２，１３に送られ、ここでサンプリングさ
れてディジタル値に変換される。これらＡ／Ｄ変換器１
２，１３の出力は、相関計算回路１７に送られる。
直交成分と同相成分の２つの成分は、それぞれ、上記Ａ
／Ｄ変換器１２，１３に送られ、ここでサンプリングさ
れてディジタル値に変換される。これらＡ／Ｄ変換器１
２，１３の出力は、相関計算回路１７に送られる。
【００１４】ところで、上記Ａ／Ｄ変換器１２，１３に
よりＡ／Ｄ変換された同相成分と直交成分をアナログ波
形のようにして示すと、図２に示すようになる。すなわ
ち、キャリア周波数にあるオフセットを加えた上記周波
数補正バーストの部分は、上記オフセット周波数の分だ
け位相が刻々とずれたものであり、したがって、同相成
分と直交成分との間には大きな相関がある。これに対
し、該周波数補正バースト以外の部分は、前述のように
一般のディジタル符号の情報がのっているバーストであ
るため殆ど相関がない。このようなことから、当該相関
を計算（検出）すれば、上記周波数補正バーストを容易
に発見することができる。すなわち、例えば、上記同相
成分と直交成分のズレの大きさ（ベースバンド信号が位
相にして９０°回る）が、上記Ａ／Ｄ変換の何サンプル
分に相当するかがわかっていれば、そのサンプル数ずら
した所で同相成分と直交成分の上記相関を求めればよい
ことがわかる。
よりＡ／Ｄ変換された同相成分と直交成分をアナログ波
形のようにして示すと、図２に示すようになる。すなわ
ち、キャリア周波数にあるオフセットを加えた上記周波
数補正バーストの部分は、上記オフセット周波数の分だ
け位相が刻々とずれたものであり、したがって、同相成
分と直交成分との間には大きな相関がある。これに対
し、該周波数補正バースト以外の部分は、前述のように
一般のディジタル符号の情報がのっているバーストであ
るため殆ど相関がない。このようなことから、当該相関
を計算（検出）すれば、上記周波数補正バーストを容易
に発見することができる。すなわち、例えば、上記同相
成分と直交成分のズレの大きさ（ベースバンド信号が位
相にして９０°回る）が、上記Ａ／Ｄ変換の何サンプル
分に相当するかがわかっていれば、そのサンプル数ずら
した所で同相成分と直交成分の上記相関を求めればよい
ことがわかる。
【００１５】このようなことから、本実施例回路では、
上述のように、上記同相成分と直交成分の２つの成分の
差（９０°の位相差）が、上記Ａ／Ｄ変換器１３，１４
でのサンプリングのサンプル間隔の整数倍に相当する場
合、上記相関計算回路１７において、これら２つの成分
のうち少なくとも何れか一方を上記整数倍のサンプル数
だけずらせて相関を計算しており、したがって、この相
関計算結果の値に基づいて上記周波数補正バーストを検
出することができるようになる。
上述のように、上記同相成分と直交成分の２つの成分の
差（９０°の位相差）が、上記Ａ／Ｄ変換器１３，１４
でのサンプリングのサンプル間隔の整数倍に相当する場
合、上記相関計算回路１７において、これら２つの成分
のうち少なくとも何れか一方を上記整数倍のサンプル数
だけずらせて相関を計算しており、したがって、この相
関計算結果の値に基づいて上記周波数補正バーストを検
出することができるようになる。
【００１６】ここで、本実施例の上記図２においては、
上記Ａ／Ｄ変換器１２，１３での直交成分，同相成分の
それぞれのサンプル間隔が、例えば位相にして９０°に
相当するものを例に挙げている。すなわち、この図２の
例では、例えば上記周波数補正バーストの同相成分の各
サンプルを図２の図中Ｉ(n),Ｉ(n+1),Ｉ(n+2),・・・と
し、直交成分の各サンプルをＱ(n),Ｑ(n+1),Ｑ(n+2),・
・・としている。また、同相成分と直交成分とでは、直
交成分の位相が９０°進んでいる。
上記Ａ／Ｄ変換器１２，１３での直交成分，同相成分の
それぞれのサンプル間隔が、例えば位相にして９０°に
相当するものを例に挙げている。すなわち、この図２の
例では、例えば上記周波数補正バーストの同相成分の各
サンプルを図２の図中Ｉ(n),Ｉ(n+1),Ｉ(n+2),・・・と
し、直交成分の各サンプルをＱ(n),Ｑ(n+1),Ｑ(n+2),・
・・としている。また、同相成分と直交成分とでは、直
交成分の位相が９０°進んでいる。
【００１７】このような図２の例において、例えば、こ
れら２つの成分のうち何れか一方を上記整数倍のサンプ
ル数だけずらせて相関を計算するには、例えば、上記直
交成分の位相を９０°遅らせて（或いは同相成分の位相
を９０°進ませる）、Ｉ(n)×Ｑ(n) ＋Ｉ(n+1) ×Ｑ(n+
1) ＋Ｉ(n+2) ×Ｑ(n+2) ＋・・・のように演算する。
例えば、移動平均（例えばＩ(n) ×Ｑ(n) ＋・・・＋Ｉ
(n+5)×Ｑ(n+5) の平均を求めた場合は、次のＩ(n+6)
×Ｑ(n+6) を加えＩ(n) ×Ｑ(n) を引いて平均をとって
いく）を求めるようにして、相関を計算する。同様にし
て、上記周波数補正バースト以外の部分についても相関
を計算することで、上記移動平均の演算の結果は、例え
ば、図３に示すようになり、同相成分と直交成分との間
に相関のある上記周波数補正バーストの部分（図２のＦ
ＣＣＨの部分）のみ相関が高くなる。逆に言えば、周波
数補正バースト以外の部分は相関が低くなる。したがっ
て、当該相関計算回路１７において、例えば図３に示す
ように、ある基準値を設けて上記相関演算の結果の値が
この基準値以上となったならば相関があるとして検出す
ることにより、この基準値以上となった部分に上記周波
数補正バーストが存在すると検出することが可能とな
る。なお、上記移動平均の演算と周波数補正バーストの
検出は、例えばいわゆるＤＳＰ（ディジタル・シグナル
・プロセッサ）等を用いることで、容易かつ高速に行う
ことができる。
れら２つの成分のうち何れか一方を上記整数倍のサンプ
ル数だけずらせて相関を計算するには、例えば、上記直
交成分の位相を９０°遅らせて（或いは同相成分の位相
を９０°進ませる）、Ｉ(n)×Ｑ(n) ＋Ｉ(n+1) ×Ｑ(n+
1) ＋Ｉ(n+2) ×Ｑ(n+2) ＋・・・のように演算する。
例えば、移動平均（例えばＩ(n) ×Ｑ(n) ＋・・・＋Ｉ
(n+5)×Ｑ(n+5) の平均を求めた場合は、次のＩ(n+6)
×Ｑ(n+6) を加えＩ(n) ×Ｑ(n) を引いて平均をとって
いく）を求めるようにして、相関を計算する。同様にし
て、上記周波数補正バースト以外の部分についても相関
を計算することで、上記移動平均の演算の結果は、例え
ば、図３に示すようになり、同相成分と直交成分との間
に相関のある上記周波数補正バーストの部分（図２のＦ
ＣＣＨの部分）のみ相関が高くなる。逆に言えば、周波
数補正バースト以外の部分は相関が低くなる。したがっ
て、当該相関計算回路１７において、例えば図３に示す
ように、ある基準値を設けて上記相関演算の結果の値が
この基準値以上となったならば相関があるとして検出す
ることにより、この基準値以上となった部分に上記周波
数補正バーストが存在すると検出することが可能とな
る。なお、上記移動平均の演算と周波数補正バーストの
検出は、例えばいわゆるＤＳＰ（ディジタル・シグナル
・プロセッサ）等を用いることで、容易かつ高速に行う
ことができる。
【００１８】この相関計算回路１７の出力を、上記Ａ／
Ｄ変換器１２，１３の出力が供給されると共に復調を行
う復調回路１４に送れば、当該復調回路１４にて上記周
波数補正バーストの位置を知ることができ、この周波数
補正バーストを用いて例えば内部発振周波数を補正する
等の同期合わせが可能となる。
Ｄ変換器１２，１３の出力が供給されると共に復調を行
う復調回路１４に送れば、当該復調回路１４にて上記周
波数補正バーストの位置を知ることができ、この周波数
補正バーストを用いて例えば内部発振周波数を補正する
等の同期合わせが可能となる。
【００１９】上述の相関計算回路１７における具体的な
相関計算処理のフローチャートを図４に示す。このフロ
ーチャートの処理は、例えば上記相関計算回路１７を含
むＤＳＰにより行われる。
相関計算処理のフローチャートを図４に示す。このフロ
ーチャートの処理は、例えば上記相関計算回路１７を含
むＤＳＰにより行われる。
【００２０】この図４において、先ず、初期値設定とし
て、ステップＳ１で相関値をリセット(correlation=0)
し、ステップＳ２でカウント値をリセット（count=0)す
る。上記相関値は例えばバースト毎に計算され、上記カ
ウント値は例えばサンプル数のカウント値である。
て、ステップＳ１で相関値をリセット(correlation=0)
し、ステップＳ２でカウント値をリセット（count=0)す
る。上記相関値は例えばバースト毎に計算され、上記カ
ウント値は例えばサンプル数のカウント値である。
【００２１】上記初期値設定の後、ステップＳ３〜ステ
ップＳ５で、１バースト分の相関を計算する。具体的に
は、上記ステップＳ３で、上記カウント値が１バースト
当たりのサンプル数を超えたか否かを判断(count＞samp
le/burst) し、上記カウント値が該１バースト当たりの
サンプル数を超えない場合（Ｎｏ）は、ステップＳ４に
進む。このステップＳ４では、相関値に同相成分のサン
プル値と直交成分のサンプル値の積を加えていく。この
場合例えばサンプルを１ずらして(correlation=correla
tion+I(count)*Q(count+1)) 計算していく。その後、ス
テップＳ５でカウント値に１を加える(count=count+1)
。また、上記ステップＳ３での判断がＹｅｓとなった
場合、ステップＳ６に進む。
ップＳ５で、１バースト分の相関を計算する。具体的に
は、上記ステップＳ３で、上記カウント値が１バースト
当たりのサンプル数を超えたか否かを判断(count＞samp
le/burst) し、上記カウント値が該１バースト当たりの
サンプル数を超えない場合（Ｎｏ）は、ステップＳ４に
進む。このステップＳ４では、相関値に同相成分のサン
プル値と直交成分のサンプル値の積を加えていく。この
場合例えばサンプルを１ずらして(correlation=correla
tion+I(count)*Q(count+1)) 計算していく。その後、ス
テップＳ５でカウント値に１を加える(count=count+1)
。また、上記ステップＳ３での判断がＹｅｓとなった
場合、ステップＳ６に進む。
【００２２】当該ステップＳ６では１バースト分の相関
値が計算できたならば、それを更新していく(new=sampl
e/burst)。また、このためのカウント値の初期化も行う
(old=0) 。
値が計算できたならば、それを更新していく(new=sampl
e/burst)。また、このためのカウント値の初期化も行う
(old=0) 。
【００２３】上記ステップＳ６の後はステップＳ７に進
み、このステップＳ７では、古い同相成分と直交成分の
サンプル値の積を捨て、新しい同相成分と直交成分のサ
ンプル値の積を加える(correlation=correlation-I(ol
d)*Q(old+1)+I(new)*Q(new+1)) 。
み、このステップＳ７では、古い同相成分と直交成分の
サンプル値の積を捨て、新しい同相成分と直交成分のサ
ンプル値の積を加える(correlation=correlation-I(ol
d)*Q(old+1)+I(new)*Q(new+1)) 。
【００２４】その後、ステップＳ８ではカウンタを進め
(old=old+1,new=new+1) 、ステップＳ９では相関値が上
記ある基準値（図３）を超えたか否かの判断(correlati
on＞criterion)を行う。当該ステップＳ９において、相
関値が上記基準値を超えた場合（ＹＥＳ）には、相関を
検出したとして処理を終了し、基準値を超えない場合
（ＮＯ）は、ステップＳ７に戻る。
(old=old+1,new=new+1) 、ステップＳ９では相関値が上
記ある基準値（図３）を超えたか否かの判断(correlati
on＞criterion)を行う。当該ステップＳ９において、相
関値が上記基準値を超えた場合（ＹＥＳ）には、相関を
検出したとして処理を終了し、基準値を超えない場合
（ＮＯ）は、ステップＳ７に戻る。
【００２５】上述したようなことから、本実施例の受信
装置によれば、受信信号を同相成分と直交成分にわける
乗算器１０，１１及び９０°移相器１５及びキャリア再
生回路１６と、上記同相成分と直交成分をアナログ／デ
ィジタル変換するＡ／Ｄ変換器１２，１３と、上記Ａ／
Ｄ変換でのサンプル間隔の整数倍が上記同相成分と直交
成分の差に相当する時、これら２つの成分のうち何れか
一方を上記整数倍のサンプル数だけずらせて相関を計算
する相関計算回路１７とを有し、上記相関計算回路１７
の出力に基づいて上記受信信号の上記周波数補正バース
トを検出するようにしたことにより、ＴＤＭＡ方式にお
いて周波数補正バーストを容易に発見することが可能と
なる。また、チャンネル接続（変更）の時には、初期接
続に要する時間を短縮することが可能となり、周波数補
正バーストを能率よく発見することができるようにな
る。更に、例えばいわゆるセルラ電話のようにハンドオ
ーバーが行われる場合もスムーズに受信を行えるように
なる。また更に、本実施例の各構成要素は回路規模の小
さいものであるため、構成の小型化が可能となる。
装置によれば、受信信号を同相成分と直交成分にわける
乗算器１０，１１及び９０°移相器１５及びキャリア再
生回路１６と、上記同相成分と直交成分をアナログ／デ
ィジタル変換するＡ／Ｄ変換器１２，１３と、上記Ａ／
Ｄ変換でのサンプル間隔の整数倍が上記同相成分と直交
成分の差に相当する時、これら２つの成分のうち何れか
一方を上記整数倍のサンプル数だけずらせて相関を計算
する相関計算回路１７とを有し、上記相関計算回路１７
の出力に基づいて上記受信信号の上記周波数補正バース
トを検出するようにしたことにより、ＴＤＭＡ方式にお
いて周波数補正バーストを容易に発見することが可能と
なる。また、チャンネル接続（変更）の時には、初期接
続に要する時間を短縮することが可能となり、周波数補
正バーストを能率よく発見することができるようにな
る。更に、例えばいわゆるセルラ電話のようにハンドオ
ーバーが行われる場合もスムーズに受信を行えるように
なる。また更に、本実施例の各構成要素は回路規模の小
さいものであるため、構成の小型化が可能となる。
【００２６】なお、本発明においては、上述した実施例
における相関計算の際に、各同相成分と直交成分のサン
プル値の積の和を計算する範囲を、バースト全体に拡げ
れば、周波数補正バーストの位置を１サンプルの精度で
求めることが可能になる。
における相関計算の際に、各同相成分と直交成分のサン
プル値の積の和を計算する範囲を、バースト全体に拡げ
れば、周波数補正バーストの位置を１サンプルの精度で
求めることが可能になる。
【００２７】また、上記位相計算回路１７における相関
計算の他の方法として、同相成分と直交成分の全てのサ
ンプルの平均をとるようにすると、周波数補正バースト
の場合その値が０に近づくという性質も利用できること
になる。例えば、上記図２において、Ｉ(n) ＋Ｑ(n) ＋
Ｉ(n+1) ＋Ｑ(n+1) ＋Ｉ(n+2) ＋Ｑ(n+2) ＋・・・のよ
うに演算していくと、この場合の周波数補正バーストの
部分においては、上記同相成分と直交成分の全てのサン
プルの平均が０に近づくようになる。これに対し、上記
周波数補正バースト以外の部分では、０から離れるよう
になる。したがって、この場合、上記図４のフローチャ
ートのステップＳ９での判断の際は、相関値がある基準
値を下回った時に周波数補正バーストを検出することに
なる。
計算の他の方法として、同相成分と直交成分の全てのサ
ンプルの平均をとるようにすると、周波数補正バースト
の場合その値が０に近づくという性質も利用できること
になる。例えば、上記図２において、Ｉ(n) ＋Ｑ(n) ＋
Ｉ(n+1) ＋Ｑ(n+1) ＋Ｉ(n+2) ＋Ｑ(n+2) ＋・・・のよ
うに演算していくと、この場合の周波数補正バーストの
部分においては、上記同相成分と直交成分の全てのサン
プルの平均が０に近づくようになる。これに対し、上記
周波数補正バースト以外の部分では、０から離れるよう
になる。したがって、この場合、上記図４のフローチャ
ートのステップＳ９での判断の際は、相関値がある基準
値を下回った時に周波数補正バーストを検出することに
なる。
【００２８】更に、上記相関計算において、相関値が基
準値を連続して数回超える（或いは下回る）ようにした
時に上記周波数補正バーストを検出するようにすること
も可能である。
準値を連続して数回超える（或いは下回る）ようにした
時に上記周波数補正バーストを検出するようにすること
も可能である。
【００２９】また更に、上記入力端子１からＡ／Ｄ変換
器１２，１３までの構成の他の例としては、例えば、入
力端子１からの受信信号をＩＦ帯（中間周波数帯）或い
はベースバンドで直接Ａ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換さ
れた出力を直接同相成分と垂直成分に振り分けるように
することも可能である。
器１２，１３までの構成の他の例としては、例えば、入
力端子１からの受信信号をＩＦ帯（中間周波数帯）或い
はベースバンドで直接Ａ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換さ
れた出力を直接同相成分と垂直成分に振り分けるように
することも可能である。
【００３０】
【発明の効果】上述のように、本発明の受信装置におい
ては、受信信号を同相成分と直交成分にわけると共にＡ
／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換でのサンプル間隔の整数倍
が同相成分と直交成分の差に相当する時、この成分を整
数倍のサンプル数だけずらせて相関を計算し、この相関
計算出力に基づいて搬送周波数にオフセットを加えた周
波数の所定のバーストを検出するようにしたことによ
り、容易に所定のバーストを検出することが可能とな
る。例えばＴＤＭＡ方式のようにディジタル符号に応じ
て搬送波を周波数変調すると共に受信側で同期をとるた
めの周波数補正バーストを含む送信信号を受信した受信
信号から、周波数補正バーストを容易に発見することが
可能となる。また、チャンネル接続（変更）の初期接続
に要する時間を短縮することができ、更に、例えばいわ
ゆるセルラ電話のようにハンドオーバーが行われる場合
もスムーズに受信を行えるようになる。また更に、回路
規模を小型化することも可能となる。
ては、受信信号を同相成分と直交成分にわけると共にＡ
／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換でのサンプル間隔の整数倍
が同相成分と直交成分の差に相当する時、この成分を整
数倍のサンプル数だけずらせて相関を計算し、この相関
計算出力に基づいて搬送周波数にオフセットを加えた周
波数の所定のバーストを検出するようにしたことによ
り、容易に所定のバーストを検出することが可能とな
る。例えばＴＤＭＡ方式のようにディジタル符号に応じ
て搬送波を周波数変調すると共に受信側で同期をとるた
めの周波数補正バーストを含む送信信号を受信した受信
信号から、周波数補正バーストを容易に発見することが
可能となる。また、チャンネル接続（変更）の初期接続
に要する時間を短縮することができ、更に、例えばいわ
ゆるセルラ電話のようにハンドオーバーが行われる場合
もスムーズに受信を行えるようになる。また更に、回路
規模を小型化することも可能となる。
【図１】本発明実施例の受信装置の概略構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】同相成分と直交成分を示す波形図である。
【図３】相関計算の具体例を示す図である。
【図４】相関計算処理のフローチャートである。
１０，１１・・・・・・乗算器 １２，１３・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 １４・・・・・・・・・復調回路 １５・・・・・・・・・９０°移相器 １６・・・・・・・・・キャリア再生回路 １７・・・・・・・・・相関計算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル符号に応じて搬送波を周波数
変調すると共に搬送周波数にオフセットを加えた周波数
の所定のバーストを含む送信信号を受信する受信装置に
おいて、 受信信号を同相成分と直交成分にわける直交検波手段
と、 供給された信号をアナログ／ディジタル変換するアナロ
グ／ディジタル変換手段と、 上記アナログ／ディジタル変換でのサンプル間隔で上記
同相成分と直交成分をずらせると共に上記同相成分と直
交成分との相関を計算する相関計算手段と、 上記アナログ／ディジタル変換でのサンプル間隔の整数
倍が上記同相成分と直交成分の差に相当するとき、上記
相関計算手段はこれら成分を上記整数倍のサンプル数だ
けずらせて相関を計算し、この相関計算手段の出力に基
づいて上記受信信号の上記所定のバーストを検出するこ
とを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3271772A JPH0556089A (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3271772A JPH0556089A (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0556089A true JPH0556089A (ja) | 1993-03-05 |
Family
ID=17504637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3271772A Pending JPH0556089A (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0556089A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008507192A (ja) * | 2004-07-14 | 2008-03-06 | エスケーテレコム カンパニー リミテッド | Ｔｄｄ方式とｏｆｄｍ変調方式を用いる移動通信網のｒｆ中継器で伝送信号を分離するスイッチングタイミング信号生成方法及びシステム |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02200043A (ja) * | 1989-01-30 | 1990-08-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 遅延検波復調回路 |
| JPH0422376B2 (ja) * | 1985-08-09 | 1992-04-16 | Nippon Electric Co | |
| JPH07297871A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
| JPH07297870A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
| JP3271071B2 (ja) * | 1991-08-27 | 2002-04-02 | ソニー株式会社 | 周波数誤差検出装置 |
-
1991
- 1991-08-27 JP JP3271772A patent/JPH0556089A/ja active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0422376B2 (ja) * | 1985-08-09 | 1992-04-16 | Nippon Electric Co | |
| JPH02200043A (ja) * | 1989-01-30 | 1990-08-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 遅延検波復調回路 |
| JP3271071B2 (ja) * | 1991-08-27 | 2002-04-02 | ソニー株式会社 | 周波数誤差検出装置 |
| JPH07297871A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
| JPH07297870A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008507192A (ja) * | 2004-07-14 | 2008-03-06 | エスケーテレコム カンパニー リミテッド | Ｔｄｄ方式とｏｆｄｍ変調方式を用いる移動通信網のｒｆ中継器で伝送信号を分離するスイッチングタイミング信号生成方法及びシステム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20021001 |