JP3271071B2 - 周波数誤差検出装置 - Google Patents
周波数誤差検出装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばいわゆるＴＤＭ
Ａ（時分割多元接続）方式等のようなディジタル通信に
おける同期検波の際に、受信信号の搬送周波数と基準周
波数との周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置に関
するものである。
Ａ（時分割多元接続）方式等のようなディジタル通信に
おける同期検波の際に、受信信号の搬送周波数と基準周
波数との周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信の方式として、例えばＴ
ＤＭＡ（時分割多元接続）方式は、例えば１つの中継器
に対して、多数の局が同一の搬送周波数で時間的に信号
が重ならないように送信し、相互に通信を行う方式であ
る。すなわち、信号の送受信の基本周期となるＴＤＭＡ
フレーム（一定長の時間）を定め、このフレーム内の割
り当てられた一対の時間位置（タイムスロット）を用い
て相手局と通信を行う。したがって、各局はフレーム内
の割り当てられたタイムスロットに信号を送出し、この
信号が他の信号に衝突しないようにその時間位置制御
（バースト同期制御）を行う必要がある。また、各局か
らの送信バーストが衝突しないように、各局が基準局の
時間基準に従い、送信バーストの時間位置を制御する必
要がある。一般に、このバースト同期制御と送信側にお
ける通信信号の「圧縮」及び受信側における「伸長」が
ＴＤＭＡ通信の大きな特徴である。
ＤＭＡ（時分割多元接続）方式は、例えば１つの中継器
に対して、多数の局が同一の搬送周波数で時間的に信号
が重ならないように送信し、相互に通信を行う方式であ
る。すなわち、信号の送受信の基本周期となるＴＤＭＡ
フレーム（一定長の時間）を定め、このフレーム内の割
り当てられた一対の時間位置（タイムスロット）を用い
て相手局と通信を行う。したがって、各局はフレーム内
の割り当てられたタイムスロットに信号を送出し、この
信号が他の信号に衝突しないようにその時間位置制御
（バースト同期制御）を行う必要がある。また、各局か
らの送信バーストが衝突しないように、各局が基準局の
時間基準に従い、送信バーストの時間位置を制御する必
要がある。一般に、このバースト同期制御と送信側にお
ける通信信号の「圧縮」及び受信側における「伸長」が
ＴＤＭＡ通信の大きな特徴である。
【０００３】ところで、上記ＴＤＭＡ方式のディジタル
通信においては、例えば、ＧＭＳＫ(Gaussian filtered
minimum shift keying)方式の変調が用いられている。
また、上記ＴＤＭＡ方式では、キャリア再生のために、
専用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャ
ンネル）を用いることがある。この周波数補正バースト
は、キャリア周波数に対して、あるオフセット周波数を
加えたものである。
通信においては、例えば、ＧＭＳＫ(Gaussian filtered
minimum shift keying)方式の変調が用いられている。
また、上記ＴＤＭＡ方式では、キャリア再生のために、
専用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャ
ンネル）を用いることがある。この周波数補正バースト
は、キャリア周波数に対して、あるオフセット周波数を
加えたものである。
【０００４】なお、上記ディジタル通信において周波数
補正バーストを用いる具体例としては、例えば自動車電
話のＧＳＭ(Group Special Mobil) システムでの送受信
に用いられる複数チャンネルのうちの制御チャンネルに
用いられ、この制御チャンネルの送信信号に上記周波数
補正バーストが含まれる。
補正バーストを用いる具体例としては、例えば自動車電
話のＧＳＭ(Group Special Mobil) システムでの送受信
に用いられる複数チャンネルのうちの制御チャンネルに
用いられ、この制御チャンネルの送信信号に上記周波数
補正バーストが含まれる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、通常、受信
信号の同期検波を行う際に、受信信号のキャリア周波数
と検波用に内部で発生したキャリア周波数（基準周波
数）との誤差を得るためには、この２つを乗算した結果
を使用するのが一般的である。ところが、上記ＴＤＭＡ
方式のようなディジタル通信においては、キャリアがバ
ースト波となされているため、上述のような方法で周波
数誤差を求めることは難しく、特にバースト波の時間が
短い場合には非常に困難である。
信号の同期検波を行う際に、受信信号のキャリア周波数
と検波用に内部で発生したキャリア周波数（基準周波
数）との誤差を得るためには、この２つを乗算した結果
を使用するのが一般的である。ところが、上記ＴＤＭＡ
方式のようなディジタル通信においては、キャリアがバ
ースト波となされているため、上述のような方法で周波
数誤差を求めることは難しく、特にバースト波の時間が
短い場合には非常に困難である。
【０００６】このため、上記ＴＤＭＡ方式の場合は、例
えば、受信キャリア周波数に近いキャリア周波数で検波
（準同期検波）を行い、更に、後のアナログ／ディジタ
ル変換の際の各サンプル点の位相誤差を計算によって求
め、この位相誤差に基づいて各サンプル値を修正するこ
とで上記周波数誤差の検出と修正とが行われる。しか
し、この方法によっても、例えばノイズ等の影響がある
場合には、安定に周波数誤差を求めることが難しい。ま
た、上記位相誤差を求めたり、更にこの位相誤差に基づ
いて周波数誤差を求めたりするのは、計算量が多く、か
つ長時間が必要となっている。
えば、受信キャリア周波数に近いキャリア周波数で検波
（準同期検波）を行い、更に、後のアナログ／ディジタ
ル変換の際の各サンプル点の位相誤差を計算によって求
め、この位相誤差に基づいて各サンプル値を修正するこ
とで上記周波数誤差の検出と修正とが行われる。しか
し、この方法によっても、例えばノイズ等の影響がある
場合には、安定に周波数誤差を求めることが難しい。ま
た、上記位相誤差を求めたり、更にこの位相誤差に基づ
いて周波数誤差を求めたりするのは、計算量が多く、か
つ長時間が必要となっている。
【０００７】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、例えばＴＤＭＡ方式のディ
ジタル通信のようにキャリアがバースト波であっても、
容易にかつ、ノイズの影響も少なく、少ない計算量で短
時間に周波数誤差を検出することができる周波数誤差検
出装置を提供することを目的とするものである。
みて提案されたものであり、例えばＴＤＭＡ方式のディ
ジタル通信のようにキャリアがバースト波であっても、
容易にかつ、ノイズの影響も少なく、少ない計算量で短
時間に周波数誤差を検出することができる周波数誤差検
出装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の周波数誤差検出
装置は、上述の目的を達成するために提案されたもので
あり、ディジタル符号に応じて搬送波が周波数変調され
バースト波として送信されると共に上記搬送周波数にオ
フセットを加えた周波数の所定のバースト波を含む送信
信号を受信して得た受信信号の同期検波を行うに際し、
上記受信信号の搬送周波数と基準周波数との周波数誤差
を検出する周波数誤差検出装置であって、上記受信信号
を同相成分信号と直交成分信号とに分ける直交検波手段
と、上記同相成分信号及び直交成分信号を、上記基準周
波数と同期したサンプリングクロックでサンプリングし
た、１周期当たりＮ個のサンプル点をアナログ／デジタ
ル変換するアナログ／デジタル変換手段と、該アナログ
／デジタル変換手段のデジタル出力信号に基づき、上記
Ｎ個のサンプル点の各点に基づくＮ本のビート波形のう
ち、時間軸に対する傾きが最小のビート波形を選択し、
選択したビート波形の時間軸に対する傾きに基づいて、
上記受信信号の搬送周波数と上記基準周波数との上記周
波数誤差を求める演算手段とを備えるものである。
装置は、上述の目的を達成するために提案されたもので
あり、ディジタル符号に応じて搬送波が周波数変調され
バースト波として送信されると共に上記搬送周波数にオ
フセットを加えた周波数の所定のバースト波を含む送信
信号を受信して得た受信信号の同期検波を行うに際し、
上記受信信号の搬送周波数と基準周波数との周波数誤差
を検出する周波数誤差検出装置であって、上記受信信号
を同相成分信号と直交成分信号とに分ける直交検波手段
と、上記同相成分信号及び直交成分信号を、上記基準周
波数と同期したサンプリングクロックでサンプリングし
た、１周期当たりＮ個のサンプル点をアナログ／デジタ
ル変換するアナログ／デジタル変換手段と、該アナログ
／デジタル変換手段のデジタル出力信号に基づき、上記
Ｎ個のサンプル点の各点に基づくＮ本のビート波形のう
ち、時間軸に対する傾きが最小のビート波形を選択し、
選択したビート波形の時間軸に対する傾きに基づいて、
上記受信信号の搬送周波数と上記基準周波数との上記周
波数誤差を求める演算手段とを備えるものである。
【０００９】このように、上記演算手段においては、例
えば、上記所定のバースト波のアナログ／ディジタル変
換でのＮサンプル点毎の各サンプル点に基づく波形の周
波数を求め、この波形の周波数から上記受信信号の搬送
周波数と基準周波数との周波数誤差を算出している。す
なわち、具体的には、例えば、上記所定のバースト波の
アナログ／ディジタル変換でのＮサンプル点毎の各サン
プル点に基づく波形が時間軸と交わる位置での当該波形
の傾きを求め、この傾きに応じて上記周波数誤差を算出
している。更に、具体的に言えば、当該波形が上記時間
軸と交わる点の前後のサンプル値からこの波形の傾きを
求めている。
えば、上記所定のバースト波のアナログ／ディジタル変
換でのＮサンプル点毎の各サンプル点に基づく波形の周
波数を求め、この波形の周波数から上記受信信号の搬送
周波数と基準周波数との周波数誤差を算出している。す
なわち、具体的には、例えば、上記所定のバースト波の
アナログ／ディジタル変換でのＮサンプル点毎の各サン
プル点に基づく波形が時間軸と交わる位置での当該波形
の傾きを求め、この傾きに応じて上記周波数誤差を算出
している。更に、具体的に言えば、当該波形が上記時間
軸と交わる点の前後のサンプル値からこの波形の傾きを
求めている。
【００１０】
【作用】本発明の周波数誤差検出装置によれば、受信信
号中の所定バースト波のアナログ／ディジタル変換での
Ｎサンプル点毎の各点に基づくＮ本のビート波形のう
ち、時間軸に対する傾きが最小のビート波形を選択して
おり、選択したビート波形の時間軸に対する傾きに基づ
いて、受信信号の搬送周波数と基準周波数との周波数誤
差を求めている。
号中の所定バースト波のアナログ／ディジタル変換での
Ｎサンプル点毎の各点に基づくＮ本のビート波形のう
ち、時間軸に対する傾きが最小のビート波形を選択して
おり、選択したビート波形の時間軸に対する傾きに基づ
いて、受信信号の搬送周波数と基準周波数との周波数誤
差を求めている。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の周波数誤差検出装置の実施例
を図面を参照しながら説明する。
を図面を参照しながら説明する。
【００１２】本実施例の周波数誤差検出装置は、例え
ば、ディジタル符号に応じて搬送波が周波数変調されバ
ースト波として送信されると共に上記搬送周波数にオフ
セットを加えた周波数の所定のバースト波を含む送信信
号を受信する受信装置に適用されるものであって、当該
受信装置で受信信号の同期検波を行うに際し、上記受信
信号の搬送周波数と当該受信装置の内部キャリア周波数
（基準周波数）との周波数誤差を検出する周波数誤差検
出装置である。
ば、ディジタル符号に応じて搬送波が周波数変調されバ
ースト波として送信されると共に上記搬送周波数にオフ
セットを加えた周波数の所定のバースト波を含む送信信
号を受信する受信装置に適用されるものであって、当該
受信装置で受信信号の同期検波を行うに際し、上記受信
信号の搬送周波数と当該受信装置の内部キャリア周波数
（基準周波数）との周波数誤差を検出する周波数誤差検
出装置である。
【００１３】なお、上記受信信号は、例えば、前述した
ＴＤＭＡ方式のディジタル通信において、ＧＭＳＫ(Gau
ssian filtered minimum shift keying)方式の変調信号
に、上記所定のバーストとしてキャリア再生のための専
用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャン
ネル）が含まれた送信信号（例えば自動車電話のＧＳＭ
システムでの制御チャンネルの信号）を受信したもので
ある。具体的には、例えばヨーロッパの次世代ディジタ
ル移動電話のＧＳＭ／ＰＣＮ等に適用可能なものであ
る。
ＴＤＭＡ方式のディジタル通信において、ＧＭＳＫ(Gau
ssian filtered minimum shift keying)方式の変調信号
に、上記所定のバーストとしてキャリア再生のための専
用の周波数補正バースト（ＦＣＣＨ；周波数補正チャン
ネル）が含まれた送信信号（例えば自動車電話のＧＳＭ
システムでの制御チャンネルの信号）を受信したもので
ある。具体的には、例えばヨーロッパの次世代ディジタ
ル移動電話のＧＳＭ／ＰＣＮ等に適用可能なものであ
る。
【００１４】ここで、本実施例の周波数誤差検出装置
は、図１に示すように、入力端子１に供給された受信信
号を例えば同相成分（Ｉチャンネル）と直交成分（Ｑチ
ャンネル）にわける直交検波手段としての乗算器１０，
１１及び９０°移相器１５，復調用発振器（内部キャリ
ア周波数発振器）１６と、供給された信号をアナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変換器１２，１３
と、上記Ａ／Ｄ変換器１２，１３でのサンプリングの各
サンプル点のうち上記周波数補正バーストのＮサンプル
点毎の各サンプル点から得られるビート波形に基づいて
上記受信信号のキャリア周波数と上記内部キャリア周波
数との周波数誤差を算出する演算手段であるＤＳＰ（デ
ィジタル・シグナル・プロセッサ）１７或いはマイクロ
プロセッサとを有してなるものである。
は、図１に示すように、入力端子１に供給された受信信
号を例えば同相成分（Ｉチャンネル）と直交成分（Ｑチ
ャンネル）にわける直交検波手段としての乗算器１０，
１１及び９０°移相器１５，復調用発振器（内部キャリ
ア周波数発振器）１６と、供給された信号をアナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変換器１２，１３
と、上記Ａ／Ｄ変換器１２，１３でのサンプリングの各
サンプル点のうち上記周波数補正バーストのＮサンプル
点毎の各サンプル点から得られるビート波形に基づいて
上記受信信号のキャリア周波数と上記内部キャリア周波
数との周波数誤差を算出する演算手段であるＤＳＰ（デ
ィジタル・シグナル・プロセッサ）１７或いはマイクロ
プロセッサとを有してなるものである。
【００１５】すなわち、この図１において、入力端子１
には上記ディジタル符号に応じて搬送波を周波数変調す
ると共に受信側で同期をとるための周波数補正バースト
を含む送信信号を受信した受信信号が供給される。この
受信信号は、それぞれ上記乗算器１０，１１に供給され
る。ここで、これら乗算器１０，１１のうち、例えば、
上記乗算器１０には上記復調用発振器１６からの出力が
そのまま供給され、また、上記乗算器１１には、上記復
調用発振器１６からの出力が上記９０°（π／２）移相
器１５により位相が９０°ずらされた（進められるか或
いは遅らされる）信号が供給されて、ミキシングされる
（すなわち前記準同期検波が行われる）。このため、当
該乗算器１１と１０から出力される信号は、上記受信信
号が直交検波されて直交成分（Ｑチャンネル）と同相成
分（Ｉチャンネル）に分けられたもの（図２に示す正弦
波と余弦波）となる。なお、上記乗算器１１の出力が直
交成分であり、上記乗算器１０の出力が同相成分であ
る。
には上記ディジタル符号に応じて搬送波を周波数変調す
ると共に受信側で同期をとるための周波数補正バースト
を含む送信信号を受信した受信信号が供給される。この
受信信号は、それぞれ上記乗算器１０，１１に供給され
る。ここで、これら乗算器１０，１１のうち、例えば、
上記乗算器１０には上記復調用発振器１６からの出力が
そのまま供給され、また、上記乗算器１１には、上記復
調用発振器１６からの出力が上記９０°（π／２）移相
器１５により位相が９０°ずらされた（進められるか或
いは遅らされる）信号が供給されて、ミキシングされる
（すなわち前記準同期検波が行われる）。このため、当
該乗算器１１と１０から出力される信号は、上記受信信
号が直交検波されて直交成分（Ｑチャンネル）と同相成
分（Ｉチャンネル）に分けられたもの（図２に示す正弦
波と余弦波）となる。なお、上記乗算器１１の出力が直
交成分であり、上記乗算器１０の出力が同相成分であ
る。
【００１６】このようにして受信信号が直交検波された
直交成分と同相成分の２つの成分は、それぞれ、上記Ａ
／Ｄ変換器１２，１３に送られ、ここでサンプリングさ
れてディジタル信号に変換される。当該Ａ／Ｄ変換器１
２，１３でのサンプリングクロックは、上記復調用発振
器１６に基づいて作られており、したがって、このサン
プリングクロックと内部キャリア周波数とは同期関係に
ある。なお、本実施例では、簡単のため、後述するよう
に当該Ａ／Ｄ変換器１２，１３でのサンプリングのサン
プル点を１波（１周期）当たり４点としている。これら
Ａ／Ｄ変換器１２，１３の出力は、上記ＤＳＰ１７に送
られる。
直交成分と同相成分の２つの成分は、それぞれ、上記Ａ
／Ｄ変換器１２，１３に送られ、ここでサンプリングさ
れてディジタル信号に変換される。当該Ａ／Ｄ変換器１
２，１３でのサンプリングクロックは、上記復調用発振
器１６に基づいて作られており、したがって、このサン
プリングクロックと内部キャリア周波数とは同期関係に
ある。なお、本実施例では、簡単のため、後述するよう
に当該Ａ／Ｄ変換器１２，１３でのサンプリングのサン
プル点を１波（１周期）当たり４点としている。これら
Ａ／Ｄ変換器１２，１３の出力は、上記ＤＳＰ１７に送
られる。
【００１７】ところで、上記受信信号のキャリア周波数
と復調用発振器１６からの内部キャリア周波数との周波
数誤差が無い場合には、例えば、図３に示すように、各
サンプル点Ｐの位置は直交成分と同相成分の各波形のそ
れぞれ決まった位置にあり、これら各サンプル点の位置
は時間が経過しても変化しない。
と復調用発振器１６からの内部キャリア周波数との周波
数誤差が無い場合には、例えば、図３に示すように、各
サンプル点Ｐの位置は直交成分と同相成分の各波形のそ
れぞれ決まった位置にあり、これら各サンプル点の位置
は時間が経過しても変化しない。
【００１８】これに対し、受信信号のキャリア周波数と
内部キャリア周波数との間に周波数誤差がある場合に
は、図４に示すように、各サンプル点Ｐの位置は直交成
分と同相成分の各波形において少しづつずれたものとな
る。
内部キャリア周波数との間に周波数誤差がある場合に
は、図４に示すように、各サンプル点Ｐの位置は直交成
分と同相成分の各波形において少しづつずれたものとな
る。
【００１９】このようなことから、例えば、上記Ｎサン
プル点毎（例えば４サンプル点毎）に各波形のサンプル
点をとっていくと、図３の例の場合には、図５に示すよ
うに、２つの正弦波からそれぞれ２本（合計４本）の波
形ができあがる。なお、図５においては、時間軸（ｔ
軸）上に２本の波形がある。同様にして、図４の例の場
合には、図６に示すような４本の波形ができる。この図
６における各波形は、受信キャリア周波数と、内部キャ
リア周波数とが異なる周波数であるために生ずるもので
あり、これら２つのキャリア周波数の差を表している。
すなわち、受信キャリア周波数と内部キャリア周波数と
の周波数誤差の無い上記図３の例の場合には、ビート波
形として、図５に示したような直線（直流成分）が得ら
れることになる。これに対し、図４に示したように、受
信キャリア周波数と内部キャリア周波数とで周波数誤差
が有る場合には、ビート波形として図６に示したような
波形が得られることになる。
プル点毎（例えば４サンプル点毎）に各波形のサンプル
点をとっていくと、図３の例の場合には、図５に示すよ
うに、２つの正弦波からそれぞれ２本（合計４本）の波
形ができあがる。なお、図５においては、時間軸（ｔ
軸）上に２本の波形がある。同様にして、図４の例の場
合には、図６に示すような４本の波形ができる。この図
６における各波形は、受信キャリア周波数と、内部キャ
リア周波数とが異なる周波数であるために生ずるもので
あり、これら２つのキャリア周波数の差を表している。
すなわち、受信キャリア周波数と内部キャリア周波数と
の周波数誤差の無い上記図３の例の場合には、ビート波
形として、図５に示したような直線（直流成分）が得ら
れることになる。これに対し、図４に示したように、受
信キャリア周波数と内部キャリア周波数とで周波数誤差
が有る場合には、ビート波形として図６に示したような
波形が得られることになる。
【００２０】上述のようなことから、上記ビート波形の
周波数を測定すれば、上記受信キャリア周波数と内部キ
ャリア周波数との周波数誤差を求めることが可能とな
る。
周波数を測定すれば、上記受信キャリア周波数と内部キ
ャリア周波数との周波数誤差を求めることが可能とな
る。
【００２１】本実施例装置においては、この周波数誤差
の演算が、上記ＤＳＰ１７のソフトウェアで処理されて
いる。
の演算が、上記ＤＳＰ１７のソフトウェアで処理されて
いる。
【００２２】当該ＤＳＰ１７におけるビート波形の周波
数測定の具体的手順を以下に述べる。先ず、第１の具体
例について述べる。
数測定の具体的手順を以下に述べる。先ず、第１の具体
例について述べる。
【００２３】ここで、上記図２に示したように、検波波
形としては２本の波ができるが、これは直交検波した結
果であり、したがって、この２本の波形の動きを直交座
標軸上に表すことができる。すなわち、図２の余弦波の
動きを実軸（Ｉ−軸）とし、正弦波の動きを虚軸（Ｑ−
軸）にとると、図７に示すように、その軌跡は円周上を
回るようになる。このＩ−Ｑ座標と各サンプル点との関
係を考えると、同期検波した時には、各サンプル点は座
標軸上で９０°づつずれて静止することになるが、前記
準同期検波の場合には、９０°＋α（αは準同期検波時
の位相誤差）づつずれるため、サンプル点もそれに伴い
円周上を回転することになる。しかし、４点のサンプル
点の関係は９０°づつずれていることには変化が無く、
この回転の速さが周波数誤差を表すビートとなる。
形としては２本の波ができるが、これは直交検波した結
果であり、したがって、この２本の波形の動きを直交座
標軸上に表すことができる。すなわち、図２の余弦波の
動きを実軸（Ｉ−軸）とし、正弦波の動きを虚軸（Ｑ−
軸）にとると、図７に示すように、その軌跡は円周上を
回るようになる。このＩ−Ｑ座標と各サンプル点との関
係を考えると、同期検波した時には、各サンプル点は座
標軸上で９０°づつずれて静止することになるが、前記
準同期検波の場合には、９０°＋α（αは準同期検波時
の位相誤差）づつずれるため、サンプル点もそれに伴い
円周上を回転することになる。しかし、４点のサンプル
点の関係は９０°づつずれていることには変化が無く、
この回転の速さが周波数誤差を表すビートとなる。
【００２４】また、上述の図５や図６に示したように、
上記ビート波形は、４本の波形に分離しているが、これ
を後に処理し易いようにするため、本具体例では、１本
に纏めることとする。
上記ビート波形は、４本の波形に分離しているが、これ
を後に処理し易いようにするため、本具体例では、１本
に纏めることとする。
【００２５】この場合、各サンプル点は９０°づつ位相
がずれているのであるから、位相を強制的に回転させて
任意の一点の位相に合わせれば、上記４本のビート波形
を１本の波形に合わせることができる。
がずれているのであるから、位相を強制的に回転させて
任意の一点の位相に合わせれば、上記４本のビート波形
を１本の波形に合わせることができる。
【００２６】更に、図２の検波波形で、余弦波はＩ−軸
の動きを表し、正弦波はＱ−軸の動きを表しているの
で、余弦波のサンプル値をｘとし、正弦波のサンプル値
をｙとすると、サンプル値を回転させるためには、（ｘ
1 ，ｙ1 ）の位相に（ｘ，ｙ）の値を回転して合わせこ
むことになる。これは、数１の数式に示す計算を行うこ
とで実現できる。
の動きを表し、正弦波はＱ−軸の動きを表しているの
で、余弦波のサンプル値をｘとし、正弦波のサンプル値
をｙとすると、サンプル値を回転させるためには、（ｘ
1 ，ｙ1 ）の位相に（ｘ，ｙ）の値を回転して合わせこ
むことになる。これは、数１の数式に示す計算を行うこ
とで実現できる。
【００２７】
【数１】
【００２８】ただし、この数１の数式において、θは回
転角を示し、本実施例の場合は９０°，１８０°，２７
０°となる。
転角を示し、本実施例の場合は９０°，１８０°，２７
０°となる。
【００２９】上記数１の数式の計算を行うと、４点のサ
ンプル点の位相が揃うので、この４点のサンプル値の平
均を求め、これをそのサンプル点でのビート値として扱
う。これにより、雑音の影響を軽減できるようになる。
また、ビート波形は、図８に示すように、１本の波形に
纏められる。
ンプル点の位相が揃うので、この４点のサンプル値の平
均を求め、これをそのサンプル点でのビート値として扱
う。これにより、雑音の影響を軽減できるようになる。
また、ビート波形は、図８に示すように、１本の波形に
纏められる。
【００３０】このようにして得られた値から、上記周波
数誤差を求めるためには、各点の位相がどのようにして
回転していくか、上記数１の数式と逆の操作で上記回転
角θ（位相の動き）を求めればよい。
数誤差を求めるためには、各点の位相がどのようにして
回転していくか、上記数１の数式と逆の操作で上記回転
角θ（位相の動き）を求めればよい。
【００３１】ただし、上記第１の具体例のように、上記
数１の数式と逆の操作を行うことは、演算量が多いた
め、時間がかかる虞れがある。このため、本実施例のＤ
ＳＰ１７の処理手順の第２の具体例として、次に示すよ
うな方法も考えられる。
数１の数式と逆の操作を行うことは、演算量が多いた
め、時間がかかる虞れがある。このため、本実施例のＤ
ＳＰ１７の処理手順の第２の具体例として、次に示すよ
うな方法も考えられる。
【００３２】ここで、入力波形（受信信号）は正規化さ
れているのであるから、上記ビート波形も正規化されて
いるものと考えることができる。すなわち、波形の各時
間の値（振幅）が、位相にも対応することになる。した
がって、各サンプル点について各時間毎で１サンプル点
毎に位相を調べて、単位時間内の位相の変化の状態を見
れば、これを使用して周波数誤差を求めることが容易に
できるようになる。
れているのであるから、上記ビート波形も正規化されて
いるものと考えることができる。すなわち、波形の各時
間の値（振幅）が、位相にも対応することになる。した
がって、各サンプル点について各時間毎で１サンプル点
毎に位相を調べて、単位時間内の位相の変化の状態を見
れば、これを使用して周波数誤差を求めることが容易に
できるようになる。
【００３３】しかし、上記第２の具体例の場合は、例え
ば、バースト時間長が短く、例えば図９に示すようにキ
ャリア周波数誤差が非常に小さい場合には、位相変化は
ごく僅かとなり、また、例えば図１０に示すように、特
にノイズの影響がある場合には、位相変化から周波数誤
差を求めることは難しい。したがって、以下に示す第３
の具体例のような方法も考えられる。本実施例のＤＳＰ
１７では、この第３の具体例の方法により上記周波数誤
差を求めている。
ば、バースト時間長が短く、例えば図９に示すようにキ
ャリア周波数誤差が非常に小さい場合には、位相変化は
ごく僅かとなり、また、例えば図１０に示すように、特
にノイズの影響がある場合には、位相変化から周波数誤
差を求めることは難しい。したがって、以下に示す第３
の具体例のような方法も考えられる。本実施例のＤＳＰ
１７では、この第３の具体例の方法により上記周波数誤
差を求めている。
【００３４】ここで、位相を揃える前の図６のようなビ
ート波形が４本ある場合、各サンプル点の値からビート
波形が時間軸（ｔ軸）の近くを通るものを選ぶことは簡
単であり、位相をその波形に揃えて処理後の波形も図９
のようにｔ軸に近づけることができる。
ート波形が４本ある場合、各サンプル点の値からビート
波形が時間軸（ｔ軸）の近くを通るものを選ぶことは簡
単であり、位相をその波形に揃えて処理後の波形も図９
のようにｔ軸に近づけることができる。
【００３５】この図９のように、波形の振幅変化が少な
い時には、ｓｉｎθ≒θが成り立つため、波形は略直線
と見なすことができる（θ≒０）。また、ビート波形は
Ｂ＝ｓｉｎ（２πｆB ｔ＋θi ）と表すことができる。
ただし、ｆB はビート周波数で、θi は初期位相であ
る。このため、ｔ軸付近での波形の傾きは、θB ＝２π
ｆB ｃｏｓ（２πｆB ｔ＋θi ）≒２πｆB となる。た
だし、ｔは時間で、θB はｔ軸付近での傾きを表し、ま
た、このｔ軸付近は２πｆB ｔ＋θi ≒０と考えること
ができる。このため、角度θB がビート周波数ｆB すな
わち周波数誤差を表すことになる。
い時には、ｓｉｎθ≒θが成り立つため、波形は略直線
と見なすことができる（θ≒０）。また、ビート波形は
Ｂ＝ｓｉｎ（２πｆB ｔ＋θi ）と表すことができる。
ただし、ｆB はビート周波数で、θi は初期位相であ
る。このため、ｔ軸付近での波形の傾きは、θB ＝２π
ｆB ｃｏｓ（２πｆB ｔ＋θi ）≒２πｆB となる。た
だし、ｔは時間で、θB はｔ軸付近での傾きを表し、ま
た、このｔ軸付近は２πｆB ｔ＋θi ≒０と考えること
ができる。このため、角度θB がビート周波数ｆB すな
わち周波数誤差を表すことになる。
【００３６】したがって、図９のような波形から、周波
数誤差を求めるには、ｔ軸と波形とのクロスポイント近
くでの傾きを求めればよいことになる。この操作は、比
較的簡単に行うことができる。例えば図１０のように、
ノイズが多い場合でも、各点から近い直線を求めること
は例えば最小２乗法等により精度良く求めることができ
るため、ノイズにも影響され難い周波数誤差検出が可能
となる。
数誤差を求めるには、ｔ軸と波形とのクロスポイント近
くでの傾きを求めればよいことになる。この操作は、比
較的簡単に行うことができる。例えば図１０のように、
ノイズが多い場合でも、各点から近い直線を求めること
は例えば最小２乗法等により精度良く求めることができ
るため、ノイズにも影響され難い周波数誤差検出が可能
となる。
【００３７】更に、ビート周波数（波形）自体は、キャ
リア誤差周波数の絶対値しか表さないため、受信キャリ
ア周波数が大きいのか或いは内部キャリア周波数が大き
いのかを区別することができないが、この場合は、サン
プル値と、予想されるデータ値とを比べてみれば、キャ
リア周波数の大小は簡単に見つけることができるため問
題ない。
リア誤差周波数の絶対値しか表さないため、受信キャリ
ア周波数が大きいのか或いは内部キャリア周波数が大き
いのかを区別することができないが、この場合は、サン
プル値と、予想されるデータ値とを比べてみれば、キャ
リア周波数の大小は簡単に見つけることができるため問
題ない。
【００３８】図１１には、本実施例装置のＤＳＰ１７で
の上記第３の具体例処理のフローチャートを示す。
の上記第３の具体例処理のフローチャートを示す。
【００３９】すなわち、この図１１のフローチャートに
おいて、ステップＳ１では同相成分と直交成分とのサン
プル点のデータが入力される。ステップＳ２では各サン
プル点を上記Ｎ点（例えば４点）毎に分離する。ステッ
プＳ３では、このＮ点毎のサンプル点に基づく例えばＮ
本のビート波形（例えば４本のビート波形）から、上記
ｔ軸に近い波形を選ぶ。ステップＳ４では、選んだビー
ト波形の位相に他のビート波形の位相を揃える。ステッ
プＳ５では、ステップＳ４で揃えて得られた波形がｔ軸
と交わる点前後のサンプル値より、波形の傾きθB を求
める。ステップＳ６では当該波形の傾きθB に基づいて
求めた周波数誤差のデータを出力端子２から出力する。
おいて、ステップＳ１では同相成分と直交成分とのサン
プル点のデータが入力される。ステップＳ２では各サン
プル点を上記Ｎ点（例えば４点）毎に分離する。ステッ
プＳ３では、このＮ点毎のサンプル点に基づく例えばＮ
本のビート波形（例えば４本のビート波形）から、上記
ｔ軸に近い波形を選ぶ。ステップＳ４では、選んだビー
ト波形の位相に他のビート波形の位相を揃える。ステッ
プＳ５では、ステップＳ４で揃えて得られた波形がｔ軸
と交わる点前後のサンプル値より、波形の傾きθB を求
める。ステップＳ６では当該波形の傾きθB に基づいて
求めた周波数誤差のデータを出力端子２から出力する。
【００４０】上述したようなことから、本実施例の第３
の具体例の周波数誤差検出装置によれば、受信信号を同
相成分と直交成分にわける直交検波手段としての乗算器
１０，１１及び９０°移相器１５，復調用発振器１６
と、Ａ／Ｄ変換器１２，１３と、上記Ａ／Ｄ変換器１
２，１３でのサンプリングの各サンプル点のうち上記周
波数補正バーストのＮサンプル点毎の各サンプル点に基
づくビート波形が時間軸（ｔ軸）と交わる点の前後のサ
ンプル値から当該ビート波形の傾きを求め、このビート
波形の傾きに応じて上記受信信号のキャリア周波数と上
記内部キャリア周波数との周波数誤差を算出するＤＳＰ
１７とを有してなることにより、例えばＴＤＭＡ方式の
ディジタル通信のようにキャリアがバースト波であって
も（例えば１ｍｓｅｃ以内の短いバースト波であって
も）、ノイズの影響を平均化して少なくでき、精度良く
周波数誤差を推定することが可能で、容易に少ない計算
量でかつ短時間に周波数誤差を求めることができる。し
たがって、本実施例装置によれば、例えば、チャンネル
接続（変更）の時にも、周波数誤差を短時間で検出する
ことができるようになる。
の具体例の周波数誤差検出装置によれば、受信信号を同
相成分と直交成分にわける直交検波手段としての乗算器
１０，１１及び９０°移相器１５，復調用発振器１６
と、Ａ／Ｄ変換器１２，１３と、上記Ａ／Ｄ変換器１
２，１３でのサンプリングの各サンプル点のうち上記周
波数補正バーストのＮサンプル点毎の各サンプル点に基
づくビート波形が時間軸（ｔ軸）と交わる点の前後のサ
ンプル値から当該ビート波形の傾きを求め、このビート
波形の傾きに応じて上記受信信号のキャリア周波数と上
記内部キャリア周波数との周波数誤差を算出するＤＳＰ
１７とを有してなることにより、例えばＴＤＭＡ方式の
ディジタル通信のようにキャリアがバースト波であって
も（例えば１ｍｓｅｃ以内の短いバースト波であって
も）、ノイズの影響を平均化して少なくでき、精度良く
周波数誤差を推定することが可能で、容易に少ない計算
量でかつ短時間に周波数誤差を求めることができる。し
たがって、本実施例装置によれば、例えば、チャンネル
接続（変更）の時にも、周波数誤差を短時間で検出する
ことができるようになる。
【００４１】なお、本発明においては、上記入力端子１
からＡ／Ｄ変換器１２，１３までの構成の他の例として
は、図１２に示すように、例えば、Ａ／Ｄ変換器２２に
よって入力端子１からの受信信号をＩＦ帯（中間周波数
帯）或いはベースバンドで直接Ａ／Ｄ変換し、このＡ／
Ｄ変換された出力をＩ／Ｑ分離回路２３によってディジ
タル処理で直接同相成分と垂直成分に振り分けるように
することも可能である。なお、この図１２において、図
１と同様の構成には同一の指示符号を付してその説明は
省略する。また、ＤＳＰ１７の処理内容は、この他の実
施例と上記実施例とで変わらないものである。
からＡ／Ｄ変換器１２，１３までの構成の他の例として
は、図１２に示すように、例えば、Ａ／Ｄ変換器２２に
よって入力端子１からの受信信号をＩＦ帯（中間周波数
帯）或いはベースバンドで直接Ａ／Ｄ変換し、このＡ／
Ｄ変換された出力をＩ／Ｑ分離回路２３によってディジ
タル処理で直接同相成分と垂直成分に振り分けるように
することも可能である。なお、この図１２において、図
１と同様の構成には同一の指示符号を付してその説明は
省略する。また、ＤＳＰ１７の処理内容は、この他の実
施例と上記実施例とで変わらないものである。
【００４２】
【発明の効果】上述のように、本発明の周波数誤差検出
装置においては、受信信号を同相成分と直交成分にわけ
ると共にアナログ／ディジタル変換し、所定のバースト
波の上記ディジタル／アナログ変換でのＮサンプル点毎
の各点基づくＮ本のビート波形のうち、時間軸に対する
傾きが最小のビート波形を選択し、選択したビート波形
の時間軸に対する傾きに基づいて、受信信号の搬送周波
数と基準周波数との周波数誤差を求めるようにしている
ことにより、例えばＴＤＭＡ方式のディジタル通信のよ
うにキャリアがバースト波であっても、容易にかつ、ノ
イズの影響も少なく、少ない計算量で短時間に周波数誤
差を検出することが可能となる。
装置においては、受信信号を同相成分と直交成分にわけ
ると共にアナログ／ディジタル変換し、所定のバースト
波の上記ディジタル／アナログ変換でのＮサンプル点毎
の各点基づくＮ本のビート波形のうち、時間軸に対する
傾きが最小のビート波形を選択し、選択したビート波形
の時間軸に対する傾きに基づいて、受信信号の搬送周波
数と基準周波数との周波数誤差を求めるようにしている
ことにより、例えばＴＤＭＡ方式のディジタル通信のよ
うにキャリアがバースト波であっても、容易にかつ、ノ
イズの影響も少なく、少ない計算量で短時間に周波数誤
差を検出することが可能となる。
【図１】本発明実施例の周波数誤差検出装置の概略構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】周波数補正バーストを直交検波した同相成分と
直交成分とを示す波形図である。
直交成分とを示す波形図である。
【図３】周波数誤差が無い場合のサンプル点を示す図で
ある。
ある。
【図４】周波数誤差が有る場合のサンプル点を示す図で
ある。
ある。
【図５】周波数誤差が無い場合のビート波形を示す波形
図である。
図である。
【図６】周波数誤差が有る場合のビート波形を示す波形
図である。
図である。
【図７】Ｉ−Ｑ座標軸を示す図である。
【図８】ビート波形を１本に揃えた場合の波形図であ
る。
る。
【図９】ｔ軸付近のビート波形の傾きを説明するための
図である。
図である。
【図１０】ノイズが存在するビート波形を示す波形図で
ある。
ある。
【図１１】ＤＳＰの処理のフローチャートである。
【図１２】他の実施例装置を示すブロック回路図であ
る。
る。
１０，１１・・・・・・乗算器 １２，１３，２２・・・Ａ／Ｄ変換器 １５・・・・・・・・・９０°移相器 １６・・・・・・・・・復調用発振器 １７・・・・・・・・・ＤＳＰ ２３・・・・・・・・・Ｉ／Ｑ分離回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル符号に応じて搬送波が周波数
変調されバースト波として送信されると共に上記搬送周
波数にオフセットを加えた周波数の所定のバースト波を
含む送信信号を受信して得た受信信号の同期検波を行な
うに際し、上記受信信号の搬送周波数と基準周波数との
周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置であって、 上記受信信号を同相成分信号と直交成分信号とに分ける
直交検波手段と、上記同相成分信号及び直交成分信号を、上記基準周波数
と同期したサンプリングクロックでサンプリングした、
１周期当たりＮ個のサンプル点を アナログ／デジタル変
換するアナログ／デジタル変換手段と、該アナログ／デジタル変換手段のデジタル出力信号に基
づき、上記Ｎ個のサンプル点の各点に基づくＮ本のビー
ト波形のうち、時間軸に対する傾きが最小のビート波形
を選択し、選択したビート波形の時間軸に対する傾きに
基づいて、上記受信信号の搬送周波数と上記基準周波数
との上記周波数誤差を求める演算手段と を備える ことを
特徴とする周波数誤差検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27177191A JP3271071B2 (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 周波数誤差検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27177191A JP3271071B2 (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 周波数誤差検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0556088A JPH0556088A (ja) | 1993-03-05 |
| JP3271071B2 true JP3271071B2 (ja) | 2002-04-02 |
Family
ID=17504621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27177191A Expired - Fee Related JP3271071B2 (ja) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | 周波数誤差検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3271071B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0556089A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Sony Corp | 受信装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0005592D0 (en) * | 2000-03-09 | 2000-05-03 | Koninkl Philips Electronics Nv | Method of and a radio terminal for detecting the presence of a 2fsk signal |
-
1991
- 1991-08-27 JP JP27177191A patent/JP3271071B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0556089A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Sony Corp | 受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0556088A (ja) | 1993-03-05 |
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|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20011211 |
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