JPH1155205A - デジタル信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調された
信号を復調する場合に、キャリア周波数に対する周波数
のオフセットを簡単にかつ確実に補正する。 【解決手段】 サブキャリア合成信号を時間領域から周
波数領域に変換する領域変換手段２０と、領域成分変換
手段にて周波数領域に変換された信号の中心周波数ω_M
を算出する中心周波数算出手段２１と、中心周波数算出
手段にて算出された中心周波数に基づいてサブキャリア
合成信号のキャリア周波数からのオフセット周波数ω_OS
を算出するオフセット量算出手段２２と、サブキャリア
合成信号に含まれる周波数のオフセットを算出されたオ
フセット周波数ω_OSを用いて補正する周波数オフセット
補正手段１３とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチ・サブキャ
リア変調方式で変調されたデジタル変調信号を復調する
デジタル信号復調装置に係わり、特に、受信信号に含ま
れるキャリア周波数の送信側及び受信側に起因する周波
数のオフセットを補正する機能を有するデジタル信号復
調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、電波を使用するデジタル通信シ
ステムにおいては、データ伝送効率を向上させるため
に、複数のサブキャリアを使用したマルチ・サブキャリ
ア方式が採用される場合がある。このような方式の一種
として各サブキャリアに１６値直交振幅変調方式を採用
したＭ１６ＱＡＭ方式がある。図６は、４つのサブキャ
リアを使用したＭ１６ＱＡＭ方式の変調装置の概略構成
を示すブロック図である。

【０００３】入力端子１から順次入力されるシリアルの
デジタルデータは直列・並列変換部２で４つのデータに
分離され、４ビット毎のパラレルデータとして各直交符
号化部３に入力される。各直交符号化部３からそれぞれ
出力された４つの符号化信号Ｓ₁ 〜Ｓ₂ は次の各送信フ
ィルタ（ベースバンドフィルタ）４でそれぞれベースバ
ンド信号に変更された後、各サブキャリア変調器５にて
それぞれのサブキャリア周波数ω₁ 、ω₂ 、ω₃ 、ω₄
で変調される。

【０００４】各サブキャリア変調器５から出力された各
変調信号は信号合成器６で信号合成されたのち、ウィン
ドウ関数変調器７でバースト信号に時間制限される。そ
して、直交変調器８においてキャリア周波数ω_C で直交
変調されて、最終的なＭ１６ＱＡＭ方式の変調信号とな
る。

【０００５】このような構成のデジタル直交変調信号を
復調するデジタル信号復調装置は例えば図７に示すよう
に構成されている。入力端子１０から入力されたマルチ
・サブキャリア方式で直交変調された受信信号ａはＡ／
Ｄ変換器１１でデジタル信号に変換されたのちデジタル
の同期検波回路１２へ入力される。この同期検波回路１
２は前記キャリア周波数ω_C で受信信号ａを直交復調し
て、同相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるデジタ
ルのサブキャリア合成信号を出力する。

【０００６】したがって、このデジタルのサブキャリア
合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) には前記キャリア周波数ω_C の
成分が含まれずに、周波数０を中心としたω₁ 、ω₂ 、
ω₃、ω₄ の４つのサブキャリア周波数で変調された信
号が含まれる。

【０００７】サブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) は、
次の周波数オフセット補正回路１３で周波数のオフセッ
トが補正された後、サブキャリア分離回路１４へ入力さ
れる。このサブキャリア分離回路１４は、受信信号ａの
サブキャリア数に等しい数のサブキャリア同期検波回路
と、同じくサブキャリア数に等しい数のサブキャリア分
離フィルタとで構成されている。

【０００８】そして、入力したサブキャリア合成信号Ｉ
(t) ，Ｑ(t) は、各サブキャリア同期検波回路１４にお
いて上述した４つのサブキャリア周波数ω₁ 、ω₂ 、ω
₃ 、ω₄ のうち自己に対応した周波数で直交復調されて
復調信号として出力される。各サブキャリア同期検波回
路から出力された各復調信号は各サブキャリア分離フィ
ルタで自己以外のサブキャリアに対応する信号成分が除
去される。

【０００９】サブキャリア分離回路１４から出力された
各サブキャリアに対応する各復調信号ｂは次の各サブキ
ャリアに対応するベースバンドフィルタ１５へ入力され
る。各ベースバンドフィルタ１５は入力した各復調信号
ｂに対してルートナイキスト・フィルタ演算を実行し
て、他のシンボルと干渉しない各復調信号ｃを出力す
る。

【００１０】このような構成のデジタル信号復調装置に
おいて、同期検波回路１２における検波周波数は受信信
号ａのキャリア周波数ω_C に設定されている。したがっ
て、理想的には両者は常に一致している筈である。

【００１１】しかし、受信信号ａのキャリア周波数が例
えば規格等で予め設定されている基準のキャリア周波数
ω_C に対して変動した場合や、又は同期検波回路１２の
検波周波数が変化した場合においては、同期検波回路１
２の検波周波数と受信信号ａのキャリア周波数ω_C とが
一致しなくなる。例えば、受信信号ａのキャリア周波数
がω_C から（ω_C ＋ω_OS）へ変化した場合は、同期検波
回路１２から出力されるサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，
Ｑ(t) に上記周波数ω_OSがオフセット周波数として残
る。

【００１２】なお、実際のキャリア周波数が基準周波数
ω_C より低い場合はオフセット周波数ω_OSが負となる。
そこで、この明細書においては、オフセット周波数ω_OS
は正の値と、負の値との両方の値含むものとする。

【００１３】このサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t)
に含まれるオフセット周波数ω_OS成分は、たとえこのサ
ブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) をサブキャリア分離
回路１４で上述した各サブキャリア周波数ω₁ 、ω₂ 、
ω₃ 、ω₄ で復調したとしても消えなく、各ベースバン
ドフィルタ１５から出力される各復調シンボルｃに含ま
れる。

【００１４】復調シンボルｃにオフセット周波数ω_OSに
起因する周波数成分が含まれると、シンボル値が時間的
に回転することになり、シンボル値が一義的に定まらな
い。このような事態になることを未然に防止するため
に、図７に示すように、周波数オフセット補正回路１３
及びオフセット周波数検出部１６がこのデジタル信号復
調装置内に組込まれている。

【００１５】オフセット周波数検出部１６において、前
記４個のベースバンドフィルタ１５のうちの代表となる
１個のベースバンドフィルタ１５から出力されるサブキ
ャリア合成信号の同相方向Ｉ(t) の復調シンボルｃと直
交方向Ｑ(t) の復調シンボルｃとを合わせて複素シンボ
ルと考える。

【００１６】周波数のオフセットが存在するとこの複素
シンボルは正しいシンボルと比較して複素座標上におい
て原点を中心に回転する。そして、回転速度と回転方向
は前記オフセット周波数ω_OSに対応する。オフセット周
波数検出部１６は、この複素シンボルの正しいシンボル
と比較した回転速度と回転方向から前記オフセット周波
数ω_OSを検出して、周波数オフセット補正回路１３へ送
出する。

【００１７】なお、同期検波回路１２から出力される同
相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるデジタルのサ
ブキャリア合成信号は上述した各サブキャリア周波数ω
₁ 、ω₂ 、ω₃ 、ω₄ が含まれるので元々複素座標上に
おいて原点を中心に回転している。しかし、さらにオフ
セット周波数ω_OSが存在すると、その回転速度及び回転
方向はこのオフセット周波数ω_OSに影響されて変化して
いる。

【００１８】周波数オフセット補正回路１３は、同相成
分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるデジタルのサブキ
ャリア合成信号に対して、オフセット周波数ω_OSに起因
する回転を打ち消す方向に回転させる補正信号ｅｘｐ
［−ｊω_OSｔ］を乗算することによって、サブキャリア
合成信号から周波数のオフセット成分（オフセット周波
数ω_OS）を除去する。

【００１９】また、図７に示す復調シンボルｃからオフ
セット周波数ω_OSを求める手法の他に、サブキャリア分
離回路１４やベースバンドフィルタ１５で復調処理され
ていないデジタルのサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ
(t) から直接オフセット周波数ω_OSを検出する手法があ
る。

【００２０】すなわち、受信信号ａのデータ形式が、例
えば伝送すべきデータを伝送フレームに組込んで送信す
る場合には、この伝送フレーム内には送信データ以外に
各種の固定データが組込まれている。

【００２１】よって、キャリア周波数ω_C における周波
数オフセットの全くない基準受信信号における前記固定
データに対応する位置を基準位置として、この基準受信
信号に対応するサブキャリア合成信号の前記基準位置の
位相θ(t) を基準位相θ_S (t) として記憶保持してお
く。

【００２２】そして、受信信号ａにおける固定データに
対応する前記基準位置の位相θ(t)と記憶保持している
同一位置の基準位相θ_S (t) との位相差Δθを算出す
る。一般に２つの信号相互間の位相差が一定の割合で変
化していることは、両信号相互間に周波数差が存在する
ことを示す。したがって、算出された位相差Δθを時間
微分することによって、基準受信信号と実際に受信され
た受信信号ａとの周波数差、すなわちオフセット周波数
ω_OSが求まる。

【００２３】このようにな手法で算出されたサブキャリ
ア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) に含まれる周波数のオフセッ
ト成分（オフセット周波数ω_OS）は、前述した手法と同
様に、周波数オフセット補正回路１３にて除去される。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た２つの手法でキャリア周波数のオフセットを補正する
ようにした図７に示したデジタル信号復調装置において
も、まだ解消すべき次のような課題があった。

【００２５】すなわち、前者の復調シンボルｃからオフ
セット周波数ω_OSを求める手法においては、補正すべき
オフセット周波数ω_OSを検出するために、サブキャリア
合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) をサブキャリア分離回路１４で
各サブキャリア毎に分離して復調し、ベースバンドフィ
ルタ１５でルートナイキスト・フィルタ演算処理を行っ
て一旦最終的な復調シンボルｃを得る必要がある。

【００２６】この場合、キャリア周波数ω_C に対するオ
フセット周波数ω_OSが小さい場合は、最終的な復調シン
ボルｃが得られるが、キャリア周波数ω_C に対するオフ
セット周波数ω_OSが大きい場合は、サブキャリア合成信
号自体をサブキャリア分離回路１４で完全に分離できな
い。さらに、ベースバンドフィルタ１５において、正し
いルートナイキスト・フィルタ処理ができない。この場
合は、サブキャリア分離回路１４の同期検波回路で正し
く復調できなく、最終的な復調シンボルｃが得られない
ことになる。

【００２７】よって、オフセット周波数検出部１６でオ
フセット周波数ω_OSが検出できないので、大きいオフセ
ット周波数ω_OSに対してはサブキャリア合成信号におけ
る周波数のオフセットを全く補正できない問題がある。

【００２８】また、周波数オフセット補正回路１３、サ
ブキャリア分離回路１４、ベースバンドフィルタ１５、
オフセット周波数検出部１６は、サブキャリア合成信号
Ｉ(t) ，Ｑ(t) に含まれる周波数のオフセットを補正す
る一種の閉制御ループを構成する。しかし、この閉制御
ループ内には、サブキャリア分離回路１４、ベースバン
ドフィルタ１５等のオフセット周波数ω_OSの検出及び補
正に直接関係のない構成要素が存在するので、オフセッ
ト周波数ω_OSの変化に対して高速に追従できない問題が
ある。

【００２９】一方、サブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ
(t) から直接オフセット周波数ω_OSを検出する手法にお
いては、補正すべきオフセット周波数ω_OSを検出するた
めに、サブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) を各サブキ
ャリア毎に分割せずに、基準受信信号との位相差Δθに
よって検出する。

【００３０】この場合、サブキャリア合成信号の各サブ
キャリア毎の位相が一致している場合は、基準受信信号
との位相差によりオフセット周波数ω_OSは求められる。
しかし、各サブキャリア毎に位相差が大きい場合は、基
準受信信号との位相差が各サブキャリア毎に異なり、サ
ブキャリア合成信号としての位相差Δθを正しく算出で
きなくなる。

【００３１】よって、オフセット周波数検出部１６でオ
フセット周波数ω_OSが検出できないので、各サブキャリ
ア毎の位相差が大きいサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ
(t)に対しては周波数のオフセットを補正できない問題
がある。

【００３２】本発明はこのような事情を鑑みなされたも
のであり、分離し復調した後の復調シンボルを使用する
ことなく、簡単にキャリア周波数に対するオフセット周
波数を検出でき、たとえ大きな周波数オフセットが生じ
たとしても、さらに各サブキャリア毎の位相差が生じた
としても、サブキャリア合成信号に含まれる周波数のオ
フセットを確実に補正でき、簡単な構成で広い範囲の周
波数オフセットに対応できるデジタル信号復調装置を提
供することを目的とする。

【００３３】

【課題を解決するための手段】本発明は、マルチ・サブ
キャリア変調方式で変調された受信信号であるサブキャ
リア合成信号から、各サブキャリア毎のシンボル点を復
調シンボルとして出力するデジタル信号復調装置に適用
される。

【００３４】そして、上記課題を解消するために本発明
のデジタル信号復調装置においては、サブキャリア合成
信号を時間領域から周波数領域に変換する領域変換手段
と、この領域変換手段にて周波数領域に変換された信号
の中心周波数を算出する中心周波数算出手段と、この中
心周波数算出手段にて算出された中心周波数に基づいて
サブキャリア合成信号のキャリア周波数からのオフセッ
ト周波数を算出するオフセット量算出手段と、サブキャ
リア合成信号に含まれる周波数のオフセットを算出され
たオフセット周波数を用いて補正する周波数オフセット
補正手段とを備えている。

【００３５】このように構成されたデジタル信号復調装
置においては、例えば、受信信号を直交復調して得られ
るサブキャリア合成信号は同相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ
(t)とからなる。なお、これらの同相成分Ｉ(t) および
直交成分Ｑ(t) には、前述したように、前記キャリア周
波数ω_C の成分が含まれずに、周波数０を中心としたω
₁ 、ω₂ 、ω₃ 、ω₄ の４つのサブキャリア周波数で変
調された信号が含まれる。

【００３６】ここで、受信信号のキャリア周波数ω_C に
周波数オフセットが発生した場合には、このサブキャリ
ア合成信号にこのオフセット周波数ω_OSも含まれる。こ
のオフセット周波数ω_OSを含むサブキャリア合成信号が
どのような周波数成分を含むかは、この時間領域のサブ
キャリア合成信号を例えば離散フーリエ変換手法を用い
て周波数領域の信号に変換することによって簡単に調べ
ることが可能である。

【００３７】ここで、受信信号にキャリア周波数ω_C に
おけるオフセット周波数が存在しない場合には、周波数
領域に変換され信号の中心周波数ω_M は０となる。しか
し、受信信号である時間領域のサブキャリア合成信号に
オフセット周波数ω_OSが含まれている場合には、周波数
領域に変換された信号の中心周波数ω_M はオフセット周
波数ω_OSと一致する。すなわち周波数領域に変換された
信号の中心周波数ω_Mより受信信号であるサブキャリア
合成信号に含まれるオフセット周波数ω_OSが求まる。

【００３８】そして、この求めたオフセット周波数ω_OS
を用いてサブキャリア合成信号に含まれる周波数のオフ
セットを補正する。このような手法においては、サブキ
ャリア分離回路やベースバンドフィルタで復調処理され
ていないサブキャリア合成信号から直接オフセット周波
数ω_OSを検出している。

【００３９】したがって、たとえサブキャリア分離回路
やベースバンドフィルタが正しく処理できないほど大き
いオフセット周波数ω_OSが発生していたとしても、この
オフセット周波数を確実に補正できる。

【００４０】さらに、サブキャリア合成信号の位相を用
いずにオフセット周波数ω_OSを検出することにより、た
とえ各サブキャリア相互間で位相差が生じたとしても、
このオフセット周波数ω_OSを確実に検出し補正すること
ができる。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下本発明の各実施形態を図面を
用いて説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態のデジタ
ル信号復調装置の概略構成を示すブロック図である。図
７に示す従来のデジタル信号復調装置と同一部分には同
一符号が付してある。したがって、重複する部分の詳細
説明を省略する。

【００４２】入力端子１１から入力されたマルチ・サブ
キャリア方式で直交変調された受信信号ａはＡ／Ｄ変換
器１１でデジタル信号に変換されたのちデジタルの同期
検波回路１２へ入力される。この同期検波回路１２は受
信信号ａをこの受信信号ａのキャリア周波数ω_C で直交
復調して、同相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなる
デジタルのサブキャリア合成信号を出力する。したがっ
て、このサブキャリア合成信号には、キャリア周波数ω
_C の成分が含まれずに、周波数０を中心としたω₁ 、ω
₂ 、ω₃ 、ω₄ の各サブキャリア周波数で変調された信
号が含まれる。

【００４３】同期検波回路１２から出力されたデジタル
のサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) は、時刻情報が
付されて、一旦波形メモリ１７に記憶された後、所定の
クロックで読出されて、次の周波数オフセット補正回路
１３で周波数オフセットが補正された後、サブキャリア
分離回路１４へ入力される。サブキャリア分離回路１４
は、図７に示した従来のサブキャリア分離回路１４と同
様に、入力したサブキャリア合成信号Ｉ(t) ，Ｑ(t) を
各サブキャリア毎に、それぞれ対応する周波数で直交復
調を行ってそれぞれ復調信号ｂを出力する。

【００４４】サブキャリア分離回路１４から出力された
各サブキャリアに対応する各復調信号ｂは次の各サブキ
ャリアに対応するベースバンドフィルタ１５へ入力され
る。図６に示す変調装置側の各ベースバンドフィルタ
（送信フィルタ）４と図１に示す実施形態の復調装置側
の各ベースバンドフィルタ１５とを合わせた特性は、例
えば図２（ａ）に示す周波数特性のフィルタで図２
（ｂ）に示すインパルス信号Ｂを入力した場合に図２
（ｃ）に示す時間応答特性を有している。

【００４５】したがって、変調装置側のベースバンドフ
ィルタ４がルートナイキスト特性を有している場合、復
調装置側のベースバンドフィルタ１５においては、各復
調信号ｂに対してルートナイキスト・フィルタ演算を実
行して、図２（ｃ）に示すように、他の復調シンボルｃ
と干渉しない各復調シンボルｃを出力する。

【００４６】波形メモリ１７から読出された同相成分Ｉ
(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるデジタルのサブキャリ
ア合成信号は、前記周波数オフセット補正回路１３へ入
力されると共に、オフセット周波数検出部１８へ入力さ
れる。

【００４７】このオフセット周波数検出部１８は、図示
するように、信号検出部１９と、領域変換部２０と、中
心周波数算出部２１と、オフセット量算出部２２とで構
成されている。

【００４８】マルチ・サブキャリア方式で直交変調され
た受信信号ａのデータ形式は、実施形態装置が組込まれ
る通信システムにおいては、例えば、デジタル方式ＭＣ
Ａシステムにおける標準規格（ＲＣＲ ＳＴＤ−３２、
財団法人 電波システム開発センター）で定める図３
（ａ）に示す伝送スロット２５を有する。

【００４９】この標準規格においては、１伝送スロット
（上り基本スロット）２５は５３シンボルで構成されて
おり、先頭の５シンボルにプリアンブルが設定され、次
に１シンボルのランプ部が設定され、以降各種のデータ
シンボルが設定される。そして、伝送スロット２５の最
後に、１シンボルのランプ部が設定されている。

【００５０】このような伝送スロット２５がバースト信
号状に時分割されて含まれる受信信号ａを同期検波回路
１２で復調して得られるサブキャリア合成信号の振幅値
Ａ（２乗値Ｉ² ＋Ｑ² ）は図３（ｂ）に示すように変化
する。

【００５１】信号検出部１９は、図１に示すように、振
幅検出部２３とプリアンブル検出部２４とで構成されて
いる。振幅検出部２３は同期検波回路１２から波形メモ
リ１７を介して出力された同相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ
(t) とからなるサブキャリア合成信号の振幅を検出す
る。具体的には、同相成分Ｉと直交成分Ｑとから振幅値
の２乗値（Ｉ² ＋Ｑ² ）を求める。

【００５２】振幅検出部２３から順次出力される振幅値
Ａは次のプリアンブル検出部２４へ入力される。プリア
ンブル検出部２４は、順次入力されるサブキャリア合成
信号の振幅値Ａを監視し、振幅値Ａが前記標準規格で定
義された伝送スロット２５内のプリアンブルに相当した
ことを確認する。そして、プリアンブル検出部２４は、
このプリアンブルに相当する期間Ｔ_S の終了した時刻ｔ
_S を次の領域変換部２０へ伝送スロット２５の位置検出
信号ｄとして送出する。

【００５３】領域変換部２０は、信号検出部１９から伝
送スロット２５の位置検出信号ｄ、すなわちプリアンブ
ルの終了時刻ｔ_S を受領すると、サブキャリア合成信号
における伝送スロット２５の位置の情報が検出できたの
で、図３（ｂ）に示すように、波形メモリ１７から、伝
送スロット２５全体を含む期間Ｔ_A 、又は伝送スロット
２５の一部を含む期間Ｔ_P の同相成分Ｉ(t) と直交成分
Ｑ(t) とからなるデジタルのサブキャリア合成信号を読
出して、同相成分Ｉ（ω）と直交成分Ｑ（ω）とからな
るデジタルの周波数領域信号ｅへ変化する。

【００５４】具体的には、上述した期間Ｔ_A （Ｔ_P ）の
サブキャリア合成信号の同相成分のサンプリング値Ｉ
(n) 及び直交成分のサンプリング値Ｑ(n) に対して、そ
れぞれ離散フーリエ変換を行い、それぞれの周波数領域
信号Ｉ(k) ，Ｑ(k) に変換する。

【００５５】次に離散フーリエ変換を説明する。サンプ
リングされた離散的な時間領域信号ｘ(n) は(1) 式に示
す離散フーリエ変換式を用いて離散的な周波数領域信号
Ｘ(k) に変換される。

【００５６】

【数１】

【００５７】但し、ｎ，ｋは時間領域信号ｘ(n) 及び周
波数領域信号Ｘ(k) における各サンプル点を示し、ｎは
時間を示し、ｋは周波数を示す。Ｎは計算に用いるサン
プル点数を示す。

【００５８】ここで、(1) 式で示す離散フーリエ変換の
演算量は、例えば、ある周波数領域信号Ｘ(k) に対しＮ
回の乗算及び加算を必要とするので、全てのサンプル点
ｋについて求めると乗算回数Ｎ² 回、加算回数はＮ² 回
となる。そのため、高精度な演算結果を得るためにサン
プル点数Ｎを大きくすると、乗算回数、加算回数ともに
膨大な演算回数を必要とすることとなり、実時間性能が
劣化する。

【００５９】そこで、離散フーリエ変換の代りに離散フ
ーリエ変換を高速に演算する高速フーリエ変換のアルゴ
リズムを用いることができる。一般に、高速フーリエ変
換の演算量は、サンプル点数Ｎ＝２ の場合、乗算回数
は（Ｎ／２）α回となり、加算回数はＮα回となる。

【００６０】したがって、この高速フーリエ変換手法を
採用することによって、離散フーリエ変換で行う乗算回
数２² 回、加算回数２² 回に比較して、演算量を大幅に
低減できる。よって、この実施形態においては、高速フ
ーリエ変換手法を用いて、受信信号ａのサブキャリア合
成信号を周波数領域信号ｅに変換している。

【００６１】領域変換部２０は、変換した周波数領域信
号ｅを次の中心周波数算出部２１へ送出する。中心周波
数算出部２１は、図１に示するように、パワースペクト
ル作成部２６と、総和算出部２７と、しきい値算出部２
８と、周波数ポイント算出部２９とで構成されている。

【００６２】パワースペクトル作成部２６は、前記領域
変換部２０により変換された周波数領域信号ｅからパワ
ースペクトル信号ｇを算出する。具体的には、周波数領
域信号ｅに含まれる同相成分Ｉ（ω）と直交成分Ｑ
（ω）とから振幅の２乗値Ｂ（ω）を算出する。

【００６３】 Ｂ（ω）＝［（Ｉ（ω））² ＋（Ｑ（ω））² ］ (2) 総和算出部２７は、パワースペクトル信号ｇの全周波数
ωに亘る総和Ｓを求める。

【００６４】 Ｓ＝ΣＢ（ω） (3) 図４に、算出されたパワースペクトル信号ｇの周波数分
布特性の一例を示す。しきい値算出部２８は、この総和
Ｓのある割合のしきい値Ｔ_H として設定する。具体的に
は、前記標準規格における占有周波数帯域測定に使用さ
れる割合０．５％を用いる。

【００６５】周波数ポイント算出部２７は、パワースペ
クトル信号ｇの最低周波数のパワースペクトルＢ（ω）
から、上方へ各周波数ωの各パワースペクトルＢ（ω）
の加算を順次行い、図４に示すように、この加算値がし
きい値Ｔ_H （総和Ｓの０．５％の値）となる下限周波数
ω_L を算出する。

【００６６】同様に、パワースペクトル信号ｇの最高周
波数のサンプルから、下方へ各周波数ωの各パワースペ
クトルＢ（ω）の加算を順次行い、図４に示すように、
この加算値がしきい値Ｔ_H （総和Ｓの０．５％の値）と
なる上限周波数ω_H を算出する。

【００６７】そして、下限周波数ω_L と上限周波数ω_U
とからパワースペクトル信号ｇの中心周波数ω_M を算出
する。 中心周波数ω_M ＝（ω_L ＋ω_U ）／２ (4) この中心周波数ω_M が領域変換部２０で周波数領域に変
換された周波数領域信号ｅの中心周波数ω_M となる。

【００６８】オフセット量算出部２２は、前記中心周波
数算出部２０で算出した中心周波数ω_M によってオフセ
ット周波数ω_OSを算出する。 オフセット周波数ω_OS＝−ω_M (5) オフセット量算出部２２は、算出したオフセット周波数
ω_OSを周波数オフセット補正回路１３へ送出する。

【００６９】周波数オフセット補正回路１３は、同期検
波回路１２から波形メモリ１７を介して出力される同相
成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるデジタルのサブ
キャリア合成信号に対して、図５に示すように、オフセ
ット周波数ω_OSに起因する回転を打ち消す方向に回転さ
せる補正信号ｅｘｐ［−ｊω_OSｔ］を乗算することによ
って、サブキャリア合成信号から周波数のオフセット成
分を除去する。

【００７０】そして、この周波数のオフセット成分が除
去されたサブキャリア合成信号が次のサブキャリア分離
回路１４へ入力される。その結果、各ベースバンドフィ
ルタ１５から正しい復調シンボルｃが出力される。

【００７１】このように構成された第１実施形態のデジ
タル信号復調装置においては、オフセット周波数検出部
１８で、サブキャリア分離回路１４やベースバンドフィ
ルタ１５で復調処理されていないサブキャリア合成信号
から直接オフセット周波数ω_OSを検出している。

【００７２】したがって、たとえサブキャリア分離回路
１４やベースバンドフィルタ１５が正しく処理できない
ほど大きいオフセット周波数ω_OSが発生したとしても、
このオフセット周波数を確実に補正できる。

【００７３】さらに、サブキャリア合成信号の位相を用
いずにオフセット周波数ω_OSを検出することにより、た
とえ各サブキャリア相互間で位相差が生じたとしても、
このオフセット周波数ω_OSを確実に検出して補正するこ
とができる。

【００７４】また、オフセット周波数ω_OSを検出するオ
フセット周波数検出部１８と、この検出されたオフセッ
ト周波数ω_OSを用いて周波数のオフセットを補正する周
波数オフセット補正回路１３は、同一のサブキャリア合
成信号に対してアクセス処理を行っている。そして、両
者間にサブキャリア合成信号に対する信号処理回路は全
く挿入されていない。

【００７５】したがって、受信信号ａのキャリア周波数
ω_C のオフセット周波数ω_OSの急激な変化に対しても充
分高速に追従でき、常にサブキャリア分離回路１４およ
びベースバンドフィルタ１５に対して周波数のオフセッ
トが存在しないサブキャリア合成信号を提供できる。

【００７６】よって、常にベースバンドフィルタ１５か
ら正確な復調シンボルｃが出力され、結果として、デジ
タル信号復調装置の復調精度を向上できる。 （第２実施形態）次に本発明の第２実施形態のデジタル
信号復調装置を説明する。

【００７７】この第２実施形態のデジタル信号復調装置
においては、図１に示す第１実施形態のデジタル信号復
調装置の中心周波数算出部２１における中心周波数ω_M
の算出方法が、第１実施形装置と異なるのみであり、そ
の他の構成は第１実施形装置と同じである。

【００７８】この第２実施形態装置の中心周波数算出部
２１は、パワースペクトル作成部と、ピークサーチ部
と、しきい値算出部と、周波数ポイント算出部とで構成
されている。

【００７９】パワースペクトル作成部は、図１に示すパ
ワースペクトル作成部２６と同一構成を有しており、領
域変換部２０により変換された周波数領域信号ｅからパ
ワースペクトル信号ｇを算出する。

【００８０】ピークサーチ部は、このパワースペクトル
信号ｇの全周波数ωにおけるパワースペクトルの最大値
を検出する。しきい値算出部は、このパワースペクトル
の最大値に対して例えば−３ｄＢ，−５ｄＢ等の予め定
めた所定レベルだけ低下したパワースペクトル値をしき
い値Ｔ_HPと決定する。

【００８１】そして、周波数ポイント算出部は、パワー
スペクトル信号ｇの最低周波数のパワースペクトルか
ら、上方へ各周波数における各パワースペクトルと先の
しきい値Ｔ_HPとを順次比較していき、パワースペクトル
がしきい値Ｔ_HPとなる下限周波数ω_L を求める。

【００８２】同様に、周波数ポイント算出部は、パワー
スペクトル信号ｇの最高周波数のパワースペクトルか
ら、下方へ各周波数における各パワースペクトルと先の
しきい値Ｔ_HPとを順次比較していき、パワースペクトル
がしきい値Ｔ_HPとなる上限周波数ω_H を求める。

【００８３】そして、下限周波数ω_L と上限周波数ω_U
とからパワースペクトル信号ｇの中心周波数ω_M を算出
する。 中心周波数ω_M ＝（ω_L ＋ω_U ）／２ このような手法で中心周波数ω_M を算出してもサブキャ
リア合成信号に含まれる周波数のオフセットを確実に補
正できるので、上述した第１実施形態装置とほぼ同様の
効果が得られる。

【００８４】（第３実施形態）次に本発明の第３実施形
態のデジタル信号復調装置を説明する。この第３実施形
態のデジタル信号復調装置においては、図１に示す第１
実施形態のデジタル信号復調装置の中心周波数算出部２
１における中心周波数ω_M の算出方法が、第１実施形装
置と異なるのみであり、その他の構成は第１実施形装置
と同じである。

【００８５】この第３実施形態装置の中心周波数算出部
２１は、パワースペクトル作成部と、総和算出部と、し
きい値算出部と、周波数ポイント算出部とで構成されて
いる。

【００８６】パワースペクトル作成部と総和算出部とは
図１に示すパワースペクトル作成部２６と総和算出部２
７と同一構成である。しきい値算出部は総和算出部２７
で算出された総和Ｓの１／２の値をしきい値Ｔ_HSと決定
する。

【００８７】周波数ポイント算出部は、パワースペクト
ル信号ｇの最低周波数のパワースペクトルから、上方へ
各周波数における各パワースペクトル値を順次加算して
いき、この加算値が先のしきい値Ｔ_HSとなる周波数ωを
中心周波数ω_M と決定している。。

【００８８】このような手法で中心周波数ω_M を算出し
てもサブキャリア合成信号に含まれる周波数のオフセッ
トを確実に補正できるので、上述した第１実施形態装置
とほぼ同様の効果が得られる。

【００８９】

【発明の効果】以上説明したように本発明のデジタル信
号復調装置においては、サブキャリア合成信号を周波数
信号に変換して中心周波数を求めて、この中心周波数か
らオフセット周波数を算出している。

【００９０】したがって、分離し復調した後の復調シン
ボルを使用することなく、簡単にキャリア周波数に対す
るオフセット周波数を検出でき、たとえ大きな周波数オ
フセットが生じたとしても、さらに各サブキャリア相互
間で位相差が生じたとしても、サブキャリア合成信号に
含まれる周波数のオフセットを確実に補正でき、簡単な
構成で広い範囲の周波数オフセットに対応できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態に係わるデジタル信号復
調装置の概略構成を示すブロック図

【図２】 同実施形態装置におけるベースバンドフィル
タの動作を説明するための図

【図３】 同実施形態装置における受信信号のフォーマ
ットと振幅特性との関係を示す図

【図４】 同実施形態装置におけるパワースベクトラム
信号の周波数特性図

【図５】 同実施形態装置におけるサブキャリア合成信
号の回転動作を示す模式図

【図６】 マルチ・サブキャリア変調方式採用した変調
装置の概略構成を示すブロック図

【図７】 従来のデジタル信号復調装置の概略構成を示
すブロック図

【符号の説明】 ４…ベースバンドフィルタ（送信フィルタ） ５…サブキャリア変調器 ８…直交変調器 １０…入力端子 １１…Ａ／Ｄ変換器 １２…同期検波回路 １３…周波数オフセット補正回路 １４…サブキャリア分離回路 １５…ベースバンドフィルタ １６，１８…オフセット周波数検出部 １７…波形メモリ １９…信号検出部 ２０…領域変換部 ２１…中心周波数算出部 ２２…オフセット量算出部 ２３…振幅検出部 ２４…プリアンブル検出部 ２５…伝送スロット ２６…パワースペクトル作成部 ２７…総和算出部 ２８…しきい値算出部 ２９…周波数ポイント算出部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 富岡 康眞 東京都新宿区西新宿三丁目７番１号 新宿 パークタワー34階 財団法人移動無線セン ター内

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調さ
   れた受信信号であるサブキャリア合成信号から、各サブ
   キャリア毎のシンボル点を復調シンボルとして出力する
   デジタル信号復調装置において、 前記サブキャリア合成信号を時間領域から周波数領域に
   変換する領域変換手段(20)と、 この領域変換手段にて周波数領域に変換された信号の中
   心周波数を算出する中心周波数算出手段(21)と、 この中心周波数算出手段にて算出された中心周波数に基
   づいて前記サブキャリア合成信号の既知のキャリア周波
   数からのオフセット周波数を算出するオフセット量算出
   手段(22)と、 前記サブキャリア合成信号に含まれる周波数のオフセッ
   トを前記算出されたオフセット周波数を用いて補正する
   周波数オフセット補正手段(13)とを備えたデジタル信号
   復調装置。