JPH0856242A - デジタル変調信号のビット誤り率測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、変調信号の高速復調手段を実現
し、また、ＢＥＲ解析手段を内蔵して、一度にＮスロッ
トの連続したＰＲＢＳデータを高速に復調して誤り率を
測定すること、及び、小型安価な測定装置を構成するこ
とを目的とする。 【構成】 サンプリング部２５０のＡＤバッファメモリ
２４０に、Ｎスロット以上のデータを一度に取り込める
メモリ容量を設けた測定部２０を設け、測定部２０から
の復調信号を受けて、ビット誤り率を解析するＢＥＲ解
析部３０を設ける構成手段。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、デジタル変調信号で
あるＭ１６ＱＡＭ（Multi Subcarrier 16 Quadrature A
mplitude Modulation,M=4）変調、即ち、１６値直交振
幅変調のビット誤り率ＢＥＲ（Bit Error Rate）の測定
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来において、デジタル変調信号のビッ
ト誤り率ＢＥＲ測定装置は無かった。この為、被測定器
（ＤＵＴ）である送信機や、中継無線器等に対して、デ
ジタル変調信号の誤り率を試験する為には、外部に信号
発生装置と、受信機とパーソナルコンピュータとを設け
て接続して試験している。即ち、信号発生装置から既知
データをＤＵＴ供給してデジタル変調信号を送信出力
し、これを受信機で受けて復調した後パーソナルコンピ
ュータに供給する。パーソナルコンピュータは、復調し
たデータと信号発生装置のデータを比較して、誤りの有
無のチェックと、誤り率の発生割合を求めていた。ま
た、これと並行して、変調精度測定装置で、変調品質を
チェックしてデジタル変調信号の試験手段としていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記説明のように、従
来においては、この種のデジタル変調信号のビット誤り
率ＢＥＲ測定装置は無かった。また、ビット誤り率ＢＥ
Ｒ測定に際して、使用する受信機の復調特性に依存する
面もあり、正確な測定がしにくい点があり、評価基準と
して利用しにくい点があり、測定器としては実用的では
ない。

【０００４】そこで、本発明が解決しようとする課題
は、ビット誤り率の単独測定、あるいは、ビット誤り率
測定と変調精度測定の両方を同時に測定する装置を実現
することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決する為の手段】第１図は、本発明による第
１の解決手段を示している。上記課題を解決するため
に、本発明の構成では、サンプリング部２５０のＡＤバ
ッファメモリ２４０に、Ｎスロットのデータを一度に取
り込めるメモリ容量を設けた測定部２０を設け、測定部
２０からの復調信号を受けて、ビット誤り率を解析する
ＢＥＲ解析部３０を設ける構成手段にする。これによ
り、連続したＮスロット以上のＰＲＢＳデータの復調が
できる。即ち、初期同期部７４０では、連続したＮスロ
ットデータの何れか１スロットのみの同期パラメータを
検出することで、他のスロットの同期パラメータ検出の
為の処理時間が不要になることで高速化が実現できる。
また、ＢＥＲ解析部３０のサンプリング部２５０のサン
プリング・クロック２２１を、１／ｍにしてサンプリン
グ分解能を下げて測定する手段を追加した構成手段があ
る。これにより、以後の処理時間を大幅に軽減して高速
化できる。

【０００６】第２図は、本発明による第２の解決手段を
示している。上記課題を解決するために、本発明の構成
では、変調精度解析装置１１０からの復調データを受け
て、ビット誤り率を解析するＢＥＲ解析装置１８０を設
ける構成手段にする。

【０００７】

【作用】実施例１の、ＢＥＲ解析装置１８０と、表示器
１８８とにより、変調精度解析装置１１０から受けた復
調データの誤り率を測定する作用がある。実施例２の場
合、測定部２０のサンプリング部２５０のＡＤバッファ
メモリ２４０に、Ｎスロット以上のデータを一度に取り
込める容量を設けることで、連続したＮスロット以上の
ＰＲＢＳデータの復調が実現できる作用がある。実施例
２の場合、測定部２０のサンプリング部２５０のサンプ
リング・クロック２２１を、１／ｍに下げることで、以
後の処理時間を１／ｍから｛１／（ｍの２乗）｝に高速
化できる作用がある。実施例２の場合、ＢＥＲ解析部３
０を内蔵することで、外部通信手段が不要となり、ま
た、外部の表示器１８８の代わりに内部の表示画面１１
６と兼用して表示できる。この結果、小型安価な測定装
置を構成できる。実施例２の場合、初期同期部７４０で
は、連続したＮスロットデータの何れか１スロットのみ
の同期パラメータを検出することで、他のスロットの同
期パラメータ検出の為の多大な処理時間を大幅に軽減で
きる作用がある。

【０００８】

【実施例】まず最初に、これから、以後の説明で使用す
るデジタル方式ＭＣＡシステム標準規格の概要を簡単に
説明する。デジタル通信方式の中の民間業務用移動体通
信システムは、ＤＭＣＡの変調方式であるＭ１６ＱＡＭ
が採用されている。このＭ１６ＱＡＭは、１６ＱＡＭ信
号を４つの副搬送波（サブキャリア）で同時に送信する
マルチ・キャリア方式である。この通信方式によって、
送信データの伝送速度は、６４Ｋｂｐｓのデータを４Ｋ
シンボル／秒の伝送速度にしている。これについての文
献は、財団法人電波システム開発センター発行のデジタ
ル方式ＭＣＡシステム標準規格（ＲＣＲーＳＴＤー３
２）があり、この文献中には、変調方式や、符号化や、
同期／パイロット挿入や、下り・上りスロットの構成図
や、測定法や、変調精度の定義等の詳細が説明されてい
る。

【０００９】情報データは、図１２に示すように、１６
ビットを単位として符号化して送信する。この１６ビッ
トデータは、４ビット４組に分割して、４つのサブキャ
リアｃｈ１〜ｃｈ４に乗せて伝送する。各サブキャリア
は、ロールオフ＝０．２のルート・ナイキスト・フィル
タ（帯域圧縮フィルタ）で帯域を圧縮して、各サブキャ
リアの間隔は４．５ＫＨｚにし、この４チャンネルで１
８ＫＨｚの帯域を使用している。この４ｃｈサブキャリ
アの送信系統図を図１３に参考に示す。

【００１０】４ビット単位データは、図１１に示すよう
に、２ビットのＩ成分と２ビットのＱ成分に分けて、こ
れを直交符号化して１６値符号の組み合わせで４ビット
情報を表現している。以後このシンボルのことを理想情
報シンボル（Reference Information Symbol＝ＲＩＳ）
と称す。送信側では、この情報シンボル以外に図１５に
示すように、各サブチャンネル毎に所定のシンボル番号
位置に同期シンボルとパイロットシンボルが挿入されて
いる。この理想同期／パイロットシンボル（Reference
Pilot Symbol＝ＲＰＳ）は、図１１に示すように振幅値
が一定の√１８の値として√１８の円周上に配置され、
かつ図１４に示すようにシンボル番号毎に規定された位
相角が与えられている。これにより受信側のＩ成分とＱ
成分から同期／パイロットデータと情報データの復調が
可能になっている。通常、受信側で復調した場合には、
情報シンボル（Information Symbol＝ＩＳ）や同期／パ
イロットシンボル（Pilot Symbol＝ＰＳ）の位置は、各
理想シンボル点の位置から外れていて誤差を持ってい
る。

【００１１】スロット構成は、図１５に示すように１５
ｍｓｅｃ時間を基本としていて、下り基本スロットの構
成では、６０シンボルで構成していて、この６０シンボ
ルの中には、３同期シンボルと７パイロットシンボルと
５０情報シンボルとで構成している。また、上り基本ス
ロットの構成では、５３シンボルとＡＧＣプリアンブル
とＲａｍｐで構成していて、この５３シンボルの中に
は、３同期シンボルと７パイロットシンボルと４３情報
シンボルとで構成している。また、上りサブスロットの
構成では、基本スロットが２０シンボルとＡＧＣプリア
ンブルとＲａｍｐで構成していて、この２０シンボルの
中には、３同期シンボルと３パイロットシンボルと１４
情報シンボルとで構成している。これらの同期シンボル
とパイロットシンボルは、図１４に示すように、スロッ
トの先頭シンボルをシンボル番号１から始まる連続番号
として、個々の同期シンボルとパイロットシンボル番号
毎に位相角度が決められている。またフレーム構成は、
９０ｍｓｅｃを基本にしていて、６スロットを基本単位
構成している。これは、６チャンネル多重の上り用の時
分割多重接続方式、すなわちＴＤＭＡ（Time Division
Multiple Acces）で通信する場合に使われる。以上で、
以後の説明で使用する用語やＭ１６ＱＡＭの簡単な概要
説明を終える。

【００１２】被測定器（ＤＵＴ）１００とは、送信機
や、中継無線器等である。このＤＵＴから予め所定のＰ
ＲＢＳ（Psued. Randum Bit Sequence）データにより変
調したＭ１６ＱＡＭ変調信号を受けて、デジタル変調信
号の誤り率を測定する。

【００１３】（実施例１）本発明の実施例１は、変調精
度解析装置１１０内に、Ｍ１６ＱＡＭ変調精度を測定す
る測定部２００で復調したデータを受けて、外部に、Ｂ
ＥＲ解析装置と、表示部を設けて実現する例がある。こ
れについて、図２を参照して以下に説明する。本装置の
システム構成は、図２に示すように、変調精度解析装置
１１０と、ＢＥＲ解析装置１８０と、表示器１８８とで
構成している。

【００１４】この変調精度解析装置１１０は、周波数変
換部１１１と、測定部２００と、表示制御部１１５と、
表示画面１１６とで構成している。この変調精度解析装
置１１０の本体は、例えばスペクトラムアナライザであ
り、これに、スペクトラムアナライザのオプション実装
領域に測定部２００を内蔵して構成している例である。
周波数変換部１１１は、ＤＵＴ１００からの信号を変調
精度解析装置の入力端子で受けて、所定の周波数ｆ２０
２＝２１．４２ＭＨｚにダウンコンバートした後、この
信号を測定部２００に供給する。ＤＵＴに与える変調デ
ータは、既知の疑似乱数ビット列であるＰＲＢＳパター
ンデータを与える。例えばＰＮ９段のＰＲＢＳパターン
や、ＰＮ１５段のＰＲＢＳパターンデータであるが、受
信側での同期を容易とする為に、Ｎスロットを単位とし
た疑似乱数列の繰り返しパターンを使用する。測定部２
００は、所望の期間の被測定信号をサンプリングした
後、このサンプリングデータを基にして、１スロット情
報の復調と解析を実施する。即ち、変調精度εデータ
や、復調データや、その他の測定結果データを表示制御
部１１５に供給し、また、復調データをＢＥＲ解析装置
１８０に供給する。これを繰り返し実施している。表示
制御部１１５は、上記データを受けて、ＤＭＣＡ変調精
度の各種表示用に変換した後表示画面１１６に各種表示
形態に応じて表示する。これにより、変調精度εに関す
る一連の測定と表示を実現している。

【００１５】一方、外部に設けたＢＥＲ解析装置１８０
は、ビットエラー率を測定解析するものであり、ＰＲＢ
Ｓ復調部１８２と、ＢＥＲ演算部１８４と、表示処理部
１８６とで構成している。測定部２００との通信手段
は、例えばＲＳ２３２Ｃ、ＧＰＩＢインターフェースで
接続されていて、復調データ等の転送を行う。デジタル
変調信号の誤り率の測定は、ＤＵＴ１００側で、予めＮ
スロットの整数単位で繰り返し発生する所定のＰＲＢＳ
データにより変調したＭ１６ＱＡＭ変調信号を受けて、
誤り率を測定する。しかし、変調精度解析装置１１０が
復調するデータは、１スロット分のデータしか得られな
い。この為、連続したＮスロットのデータを復調できな
いが、間欠的に復調した１スロット単位のデータのエラ
ーを解析し、これを多数回例えば１００回以上実施し
て、この平均値をエラー率と見なして表示するようにし
て誤り率の測定としている。

【００１６】ＰＲＢＳ復調部１８２は、測定部２００か
ら１スロットの復調データ２００ａを受けて、同期／パ
イロットシンボルを除いた情報データＤinの連続したビ
ットストリームデータに変換した後、ＰＲＢＳの同期位
置を検出する。即ち、ＰＲＢＳ復調部１８２は、ＤＵＴ
に与えたＰＲＢＳパターンと同一のＰＲＢＳパターンの
期待値データＤrefを内部で作成し、これと情報データ
Ｄinとを比較して不一致ビットの割合が所望のエラー発
生率、例えば５％未満となった位置を探し出した後、こ
の１スロット毎の同期位置検出信号ＰsyncをＢＥＲ演算
部１８４に供給する。

【００１７】ＢＥＲ演算部１８４は、間欠的に受信した
１スロット毎の同期位置検出信号Ｐsyncを受けて、復調
データＤinと期待値データＤrefのビットを比較し、不
一致ビットをエラービットとして検出し、このエラービ
ットのスロット番号やシンボル番号等のアドレス情報
や、全ビット数からエラー率を計算して表示処理部１８
６に供給する。表示処理部１８６は、各種表示形態に応
じた表示データに加工した後、表示器１８８で表示出力
している。

【００１８】次に、ＢＥＲ解析装置１８０に関連する測
定部２００について、データの復調迄の概要動作につい
て、図３を参照して説明する。測定部２００の構成は、
図３に示すように、サンプリング部２５０と、ヒルベル
ト（Hilbert）変換部３１０と、初期同期部７４０と、
全シンボル復調／パラメータ推定部４００と、変調精度
演算部９００と、出力部２３０と制御部２８０とで構成
している。

【００１９】サンプリング部２５０は、第２ミキサ２０
２と、第１発振器２０３と、第１ＬＰＦ（ローパス・フ
ィルタ）２１０と、ＡＤ変換器２２０と、クロック２２
１と、ＡＤバッファメモリ２４０とで構成している。第
２ミキサ２０２は、周波数変換部１１１からの被測定中
間周波数信号ｆ２０２と第１発振器２０３の２１．２Ｍ
Ｈｚの両信号を混合して、２２０ＫＨｚの信号にダウン
コンバートする。この出力信号は、第１ＬＰＦ２１０で
不要な高域周波数成分をフィルタした後、ＡＤ変換器２
２０に供給する。ＡＤ変換器２２０は、制御部２８０か
らのサンプリング指令により、クロック２２１の１００
８ＫＨｚのサンプリング・クロックを受けて、上記信号
を１０ビットのワードデータに量子化した後、ＡＤバッ
ファメモリ２４０に格納保存する。これにより、このＡ
Ｄバッファメモリには、１シンボル時間が４ＫＨｚであ
るから１００８ＫＨｚ／４ＫＨｚ＝２５２ワード／シン
ボルの分解能でデータが格納される。ここで、測定に必
要なデータの格納容量は、６スロット時間間隔毎に発生
するＴＤＭＡ通信信号の場合でも有効な１スロットが確
保できるようにする為に、６スロット時間分以上の格納
容量を持たせておく。以上説明の動作は、回路で実現し
ている。以後の動作は、このメモリに格納されたスロッ
トデータを順次読みだしてソフト的に解析処理してい
る。本例では、この解析処理を高速にする為にＤＳＰ
（Digital Signal Processor）を用いている。無論、Ｄ
ＳＰの代わりに、他の高速演算するＣＰＵ等を使用して
も良い。

【００２０】ヒルベルト変換部３１０は、ＡＤバッファ
メモリ２４０より読みだした２２０ＫＨｚ中間周波数信
号のデジタルデータ２４０ａを直交検波（Quadrant Mod
urate Detector）してＩ成分とＱ成分に変換したＩＱデ
ータ３００ａを初期同期部７４０と全シンボル復調／パ
ラメータ推定部４００とに供給する。初期同期部７４０
は、このＩＱデータ３００ａを受けて、キャリア中心周
波数Ωf0と、スロットの同期アドレスdly0を求めて全シ
ンボル復調／パラメータ推定部４００に供給する。全シ
ンボル復調／パラメータ推定部４００は、この信号を受
けて、内部で複数回推定演算して、変調誤差εが最小と
なる最適パラメータＡx、θx、Ωx、σxを求め、かつ、
全シンボルデータを復調して変調精度演算部９００に供
給する。

【００２１】変調精度演算部９００は、このデータを受
けて、変調精度誤差εや各シンボル毎の変調誤差やその
他の情報データを求めて出力部２３０に供給する。ま
た、前後のアドレスΔdlyを全シンボル復調／パラメー
タ推定部４００に供給していて、変調誤差εが最小とな
るスロット先頭アドレスか否かを調べる場合があり、こ
の場合には、スロット先頭アドレスdly0にΔdlyを加算
させて、複数回実施させる。

【００２２】出力部２３０では、これら１スロット情報
の復調と解析結果から各種出力形式に応じたデータに加
工変換した後、表示制御部１１５と、ＢＥＲ解析装置１
８０に供給している。これらの測定全体の制御は、制御
部２８０が行っている。本測定部２００では、１スロッ
ト情報に対して復調と解析を実施している為、ＢＥＲ解
析装置１８０が必要とする多数スロットに渡る連続した
ビットストリームが得られない。この為、ＢＥＲ解析装
置１８０では、多数回、例えば１００回以上間欠的に得
たデータを受けてからエラー率を求めている。この間欠
的測定である為に、同じエラー率の発生率であっても、
測定のタイミングによっては、エラー率の変動がみられ
る不具合状態が発生する場合がある。

【００２３】上記説明のように構成して測定している為
に、必要とする連続したＰＲＢＳデータが得られない欠
点がある為に、エラー率測定が正しく測定できない場合
がある。また、１回の測定時間は、数秒間かかり、これ
を多数回実施する必要があり、数分間以上かかってしま
う。この為、ＤＵＴの評価を十分実用的な頻度で測定出
来ない難点がある。

【００２４】以上で、測定部２００のデータ復調迄の概
要動作について説明した。次に、発明と関連する為に、
更に測定部２００の各部の個々の詳細内容と動作につい
て、図３と図４（ａ）、（ｂ）と図５（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）と図６と図７と図８と図９（ａ）〜（ｅ）と図１
０を参照して以下に説明する。但し、この中で、サンプ
リング部２５０は、上記の動作概要で容易に理解できる
ので省略する。以下の説明は、変調誤差εが最小となる
ことを主体とする為に実施していて、変調誤差εを精度
良く測定する為に実現している。

【００２５】最初に、ヒルベルト変換部３１０の説明を
する。ヒルベルト変換部３１０の内部構成は、図４
（ａ）に示すように、バースト検出部３０２と、ＢＰＦ
３０３と、ヒルベルト変換器３０４と、ＩＱ保存メモリ
３００とで構成している。バースト検出部３０２は、解
析に必要な連続したスロットのデータ部分を取り出して
次段に出力するものである。ＡＤバッファメモリ２４０
に格納されている２５２ワード／シンボル分解能のＡＤ
メモリデータ２４０ａを読み出し、解析に必要な連続し
た２．４スロット時間以上の有効データとして出力す
る。ＴＤＭＡ通信信号の場合には、６スロット時間毎の
時分割の間欠信号である為に、９スロット時間のデータ
の中から解析に必要な有効スロットデータ部分を取り出
して出力する。ＢＰＦ３０３は、上記有効スロットデー
タを受けて不用な周波数成分を除去する為帯域フィルタ
した後、ヒルベルト変換器３０４に供給する。ヒルベル
ト変換器３０４は、更に内部構成要素として、図４
（ｂ）に示すように、第１周波数３１１と、９０度位相
シフタ３１２と、第３ミキサ３１３と、第４ミキサ３１
４と、第３ＬＰＦ３１５と、第４ＬＰＦ３１６によって
構成している。ヒルベルト変換器３０４は、Ｉ／Ｑ情報
を取り出す為に直交検波を行う部分であり、実数部と虚
数部がヒルベルト（Hilbert）変換対である複素数の信
号に変換して出力する。この為に、図４（ｂ）に示すよ
うに、第３ミキサ３１３は、ＢＰＦ３０３からの２２０
ＫＨｚの周波数信号３０３ａと、第１周波数３１１の２
５２ＫＨｚ信号ｓｉｎωｔを受けて、混合して直交検波
信号に変換して出力する。第３ＬＰＦ３１５は、この信
号を受けて高域をフィルタしたＩ成分（又はＱ成分の何
れか）データ３１５ａとして再生出力する。こちら側の
データ３１５ａは、便宜上Ｉ成分データと仮定する。他
方、第４ミキサ３１４は、周波数信号３０３ａと、第１
周波数３１１の２５２ＫＨｚ信号を９０度位相シフタ３
１２で９０度の位相をずらした２５２ＫＨｚコサイン信
号ｃｏｓωｔを受けて、混合して直交検波信号に変換し
て出力する。第４ＬＰＦ３１６は、この信号を受けて高
域をフィルタしたＱ成分（又はＩ成分の何れか）信号３
１５ｂとして再生出力する。こちら側の信号３１５ｂ
は、便宜上Ｑ成分データと仮定する。これらＩ成分／Ｑ
成分信号は、２５２ＫＨｚ−２２０ＫＨｚ＝３２ＫＨｚ
の中間周波数信号であり、４ｃｈのサブキャリア情報を
持つている２５２ワード／シンボル分解能のデータであ
る。ＩＱ保存メモリ３００は、前記ヒルベルト変換器３
０４からの両出力信号を受けてメモリに格納する。以
後、初期同期部７４０と全シンボル復調／パラメータ推
定部４００が、このＩＱデータ３００ａを読み出して使
用する。

【００２６】次に、初期同期部７４０の説明をする。初
期同期部７４０では、上記ＩＱ保存メモリ３００からＩ
Ｑデータ３００ａを読みだして、キャリア中心周波数Ω
f0と、スロット先頭アドレスdly0を求めて出力する。初
期同期部７４０の内部構成は、図５（ａ）に示すよう
に、キャリア中心周波数検出部７００と、ｃｈ１のＩＱ
抽出部７１０と、スロット同期検出部７２０と、周波数
エラー検出部７６０とで構成している。まず、概略キャ
リア中心周波数Ωを求める為に、キャリア中心周波数検
出部７００は、更に内部構成要素として、図５（ｂ）に
示すように、複素ＦＦＴ処理７０２と、トータルパワー
計算部７０４と、キャリア中心周波数Ω計算部７０５と
で構成している。概略キャリア中心周波数Ωの概算値の
求め方は、ＦＦＴ−ＯＢＷ法によるキャリア周波数の推
定手段を用いて求める。複素ＦＦＴ処理７０２は、ＩＱ
保存メモリ３００からＩＱデータ３００ａを読み出して
周波数スペクトラムに変換する。次に、トータルパワー
計算部７０４は、この周波数成分の累積スペクトラムを
求めてトータルパワーを求める。次に、キャリア中心周
波数Ω計算部７０５は、トータルパワーの１／２の点と
なる周波数として概略キャリア中心周波数Ωを求め、こ
れをｃｈ１のＩＱ抽出部７１０に供給する。

【００２７】次に、図５（ａ）に示すｃｈ１のＩＱ抽出
部７１０では、上記概略キャリア中心周波数Ω信号と３
２ＫＨｚのＩＱデータ３００ａを受けて、ｃｈ１のＩＱ
非同期再生データ７１４ａを求める。ｃｈ１のＩＱ抽出
部７１０は、更に内部構成要素として、図５（ｃ）に示
すように、第５ミキサ７１２と、ルート・ナイキスト・
フィルタ７１３と、非同期再生メモリ７１４とで構成し
ている。ｃｈ１のサブキャリア周波数は、ｆ１ｃ＝Ω−
６．７５ＫＨｚから求まる。これから第５ミキサ７１２
は、この周波数ｆ１ｃと、３２ＫＨｚのＩＱデータ３０
０ａを受けて、ダウンコンバートしてｃｈ１のベースバ
ンド信号に変換した後、次段のルート・ナイキスト・フ
ィルタ７１３に供給する。ルート・ナイキスト・フィル
タ７１３は、この信号を受けてフィルタしたｃｈ１の再
生データを、非同期再生メモリ７１４に格納保存する。
このｃｈ１非同期再生データ７１４ａは、スロット同期
検出部７２０と周波数エラー検出部７６０が読み出して
使用する。

【００２８】図５（ａ）のスロット同期検出部７２０
は、上記非同期再生データ７１４ａを読みだして、この
中から同期／パイロットシンボル（ＰＳ）を検出してス
ロット先頭アドレスdly0を求める。即ち、スロットの同
期位置を検出する。この、スロット先頭アドレスdly0の
検出手段は、第１に同期／パイロットシンボル（ＲＰ
Ｓ）の大きさ（Magnitude）が常に√１８値の円周上に
配置されている点と、第２に決められたシンボル番号位
置に各同期／パイロットシンボル（ＲＰＳ）が配置され
ている点に着目して検出する。この同期／パイロットシ
ンボル（ＰＳ）の検出の説明は、１スロット構成が６０
シンボルの下りの基本スロット構成で、その中のサブチ
ャンネル１の場合の例で説明する。この場合の同期／パ
イロットシンボル（ＰＳ）番号は、１、２、３、６、１
４、２２、３０、３８、４６、５４である。最初は、１
スロット分の同期／パイロットシンボル点の振幅値の分
散を求める。この為に、図９（ａ）に示すように、シン
ボル番号１のアドレス値は、非同期再生メモリ７１４の
開始アドレスを起点アドレスdlyxとする。次のシンボル
番号２のアドレス値は、２５２ワード／シンボル単位で
あるから、起点アドレスdlyx＋２５２のアドレス位置と
して求まる。以後同様にして各同期／パイロットシンボ
ル点のアドレス値が求まる。次に、上記の各アドレス値
のシンボルの振幅値は、読みだしたＩ成分とＱ成分のデ
ータから計算で求まる。もし真の基本スロットの先頭シ
ンボルアドレスdly0であれば、これらの振幅値は、図９
（ｂ）に示すベクトル値推移図の７２０ａ点のように全
てが√１８上の同一振幅値に存在することになり、この
ときの分散は、最小の値を示す。逆に真の基本スロット
の先頭シンボル位置から外れている場合は、図９（ｃ）
に示すベクトル値推移図の７２０ｂ点のように√１８の
位置から離散して存在し、このときの分散は、大きな値
を示すことになる。このことから、真のスロットの先頭
アドレスdly0を求めるには、起点アドレス位置を増加し
ながら分散を求めて、これらの分散データ群の中から分
散が最小となるアドレス位置を求めれば良いことがわか
る。

【００２９】本例では、処理時間を軽減する為に、２回
に分けて実施している。すなわち、図９（ｄ）に示す分
散推移図ように、１回目は、アドレスを＋９ピッチ毎に
サンプルデータ間隔を間引いて粗く（Coarce）データを
読みだして粗分散を求める。この分散値の中から分散が
最小となるアドレス値７２０ｃが求まる。次に、図９
（ｅ）に示す分散推移図ように、２回目は、この分散が
最小となったアドレス値の前後領域７２０ｄについての
み、今度は細かく（Fine）分散を求める。この結果、分
散が最も極小となるアドレス値７２０ｅが得られる。こ
のアドレス値がスロットの先頭アドレスdly0として求ま
る。これを、周波数エラー検出部７６０と、全シンボル
復調／パラメータ推定部４００に供給する。また、スロ
ット同期が求まった結果、図１４の標準規格の各同期／
パイロットシンボル（ＲＰＳ）毎の公称位相値から、今
まで便宜上のＩ成分データ３１５ａと便宜上Ｑ成分デー
タ３１６ａが何れであるかが仮の状態であったが、ここ
で判断されて確定する。

【００３０】図５（ａ）の周波数エラー検出部７６０
は、キャリア中心周波数の誤差周波数値Δｆを求めた
後、真のキャリア中心周波数Ωf0を出力する。この為に
は、上記スロット先頭アドレスdly0を受け、非同期再生
メモリ７１４から同期／パイロットシンボル（ＰＳ）の
Ｉ成分とＱ成分データを読みだして、各々のシンボルの
位相角を計算する。各シンボルの誤差位相データθ
［ｉ］値は、上記計算の位相角と、図１４に示す標準規
格の各シンボル（ＲＰＳ）毎の公称位相角との差から求
まる。これをプロットすると、図１０に示すプロット図
が得られる。ここでθ［ｉ］とは、ｉ番目のシンボルの
位相角で、公称位相値からの差分の角度とする。これら
θ［ｉ］のデータは離散している為、位相直線７６１
は、分散を最小とする計算（最小二乗法）によって求め
る。求めた位相直線７６１からキャリア中心周波数Ωと
の差、即ちエラー周波数Δｆが、Δｆ＝ε［（Δθ／
（ｔ［５４］−ｔ［１］）］として求まる。これから、
真のキャリア中心周波数Ωf0は、Ω＋Δｆで求まる。こ
れを、全シンボル復調／パラメータ推定部４００に供給
する。

【００３１】次に、図３に示す全シンボル復調／パラメ
ータ推定部４００を説明する。全シンボル復調／パラメ
ータ推定部４００の内部構成は、図６に示すように、全
ｃｈの同期ＩＱ初期値復調部４０１と、初期値抽出部４
０２と、最適パラメータ推定部８００と、全シンボル復
調部５００と、理想データ推定部６００とで構成してい
る。全シンボル復調／パラメータ推定部４００は、初期
同期部７４０からのスロット先頭アドレスdly0と、キャ
リア中心周波数Ωf0を受け、ＩＱ保存メモリ３００から
ＩＱデータ３００ａを読みだして、変調精度εが最小と
なるＡx、Ωx、Ｂx、σxを求める。また、変調精度εが
最小となる全ｃｈの全シンボルの復調データＡ［ｎ］、
θ［ｎ］を求める。また、このときの全シンボルの理想
データＡｒ［ｎ］、θｒ［ｎ］を特定する。これらのデ
ータを変調精度測定部に供給する。ここでｎは、全シン
ボル個数とする。

【００３２】まず、全シンボル復調／パラメータ推定部
４００の各部説明の前に、変調精度εを最小とするパラ
メータの計算式（１）〜（２３）を以下に示す。この計
算結果の中で、計算式（１４）、（１５）、（２１）、
（２３）は、初期値抽出部４０２又は、最適パラメータ
推定部８００で使用する。

【００３３】

【数２】

【００３４】

【数３】

【００３５】

【数４】

【００３６】

【数５】

【００３７】

【数６】

【００３８】

【数７】 この数２〜数７は、シンボルの最適パラメータの計算式
（１）〜（２３）と近似計算の手順を説明している。

【００３９】まず、図６に示す全ｃｈの同期ＩＱ初期値
復調部４０１を説明する。全ｃｈの同期ＩＱ初期値復調
部４０１の構成は、図７に示すように、ｃｈ１ミキサ４
２１と、ｃｈ２ミキサ４２２と、ｃｈ３ミキサ４２３
と、ｃｈ４ミキサ４２４と、ルート・ナイキストフィル
タ４３１〜４３４とで構成している。ここでは、スロッ
ト先頭アドレスdly0と、キャリア中心周波数Ωf0を受
け、ＩＱ保存メモリ３００からＩＱデータ３００ａを読
みだして、４ｃｈの各同期／パイロットシンボル（Ｐ
Ｓ）のＩ成分とＱ成分に変換した後、振幅値Ａi［ｎ］
と位相角θi［ｎ］を復調する。

【００４０】この為に、ｃｈ１では、Ωf0−６．７５Ｋ
Ｈｚの周波数と、３２ＫＨｚのＩＱデータ３００ａか
ら、ｃｈ１ミキサ４２１でダウンコンバートしてベース
バンドに変換した後ルート・ナイキストフィルタ４３１
でフィルタする。これにより得たＩ成分とＱ成分データ
から、振幅値Ａi［ｎ］と位相角θi［ｎ］を計算して初
期値抽出部４０２に供給する。同様に、ｃｈ２では、Ω
f0−２．２５ＫＨｚの周波数と、３２ＫＨｚのＩＱデー
タ３００ａから、ｃｈ２ミキサ４２２でダウンコンバー
トしてベースバンドに変換した後ルート・ナイキストフ
ィルタ４３２でフィルタする。これにより得たＩ成分と
Ｑ成分データから、振幅値Ａi［ｎ］と位相角θi［ｎ］
を計算して初期値抽出部４０２に供給する。同様に、ｃ
ｈ３では、Ωf0＋２．２５ＫＨｚの周波数と、３２ＫＨ
ｚのＩＱデータ３００ａから、ｃｈ３ミキサ４２３でダ
ウンコンバートしてベースバンドに変換した後ルート・
ナイキストフィルタ４３３でフィルタする。これにより
得たＩ成分とＱ成分データから、振幅値Ａi［ｎ］と位
相角θi［ｎ］を計算して初期値抽出部４０２に供給す
る。同様に、ｃｈ４では、Ωf0＋６．７５ＫＨｚの周波
数と、３２ＫＨｚのＩＱデータ３００ａから、ｃｈ４ミ
キサ４２４でダウンコンバートしてベースバンドに変換
した後ルート・ナイキストフィルタ４３４でフィルタす
る。これにより得たＩ成分とＱ成分データから、振幅値
Ａi［ｎ］と位相角θi［ｎ］を計算して初期値抽出部４
０２に供給する。

【００４１】次に、図６に示す初期値抽出部４０２で
は、上記で求めた各ｃｈの同期／パイロットシンボル
（ＰＳ）の振幅値Ａi［ｎ］と位相角θi［ｎ］を受け
て、計算式（１５）、（２３）から初期値データＡin、
θin、Ωin、σinを求める。ここで、Ａinはゲイン定数
であり、同期／パイロットシンボル（ＰＳ）が√１８上
に配置されていることから求める。θinは初期位相であ
り、図１４のシンボル番号１の公称位相値を使用する。
Ωinは、初期キャリア周波数であり、初期値は、初期同
期部７４０からのキャリア中心周波数Ωf0とする。σin
はバースト・ドループ・ファクタ（Burst Droop Facto
r）で初期値は０とする。これら初期値データは、変調
精度εを最小とする計算の初回のパラメータとして最適
パラメータ推定部８００に供給する。

【００４２】次に、図６に示す全シンボル復調部５００
を説明する。全シンボル復調部５００の構成は、図８に
示すように、ｃｈ１ミキサ５２１と、ｃｈ２ミキサ５２
２と、ｃｈ３ミキサ５２３と、ｃｈ４ミキサ５２４と、
ルート・ナイキストフィルタ５３１〜５３４と、ｃｈ１
復調メモリ７４１と、ｃｈ２復調メモリ７４２と、ｃｈ
３復調メモリ７４３と、ｃｈ４復調メモリ７４４で構成
している。全シンボル復調部５００は、スロット先頭ア
ドレスdly0と、最適パラメータ推定部８００からの復調
周波数関数Ωf(x)を受け、ＩＱ保存メモリ３００からＩ
Ｑデータ３００ａを読みだして、４ｃｈの全シンボルの
振幅値Ａ［ｎ］と位相角θ［ｎ］を復調して復調メモリ
７４１〜７４４に格納する。ここで、各ミキサに与える
復調周波数関数Ωf(x)については、初回実行時のみ、初
期同期部７４０からのキャリア中心周波数Ωf0を使用す
る。２回目以後は、最適パラメータ推定部８００からの
復調周波数関数Ωf(x)を用いて復調する。

【００４３】この為に、図８に示すように、ｃｈ１で
は、ｃｈ１ミキサ５２１とルート・ナイキストフィルタ
５３１で再生して求めた振幅値Ａ［ｎ］と位相角θ
［ｎ］をｃｈ１復調メモリ７４１に格納する。同様にし
て、ｃｈ２では、ｃｈ２ミキサ５２２とルート・ナイキ
ストフィルタ５３２で復調してｃｈ２復調メモリ７４２
に格納する。ｃｈ３では、ｃｈ３ミキサ５２３とルート
・ナイキストフィルタ５３３で復調してｃｈ３復調メモ
リ７４３に格納する。ｃｈ４では、ｃｈ４ミキサ５２４
とルート・ナイキストフィルタ５３４で復調してｃｈ４
復調メモリ７４４に格納する。そして、これら復調メモ
リの振幅値Ａ［ｎ］と位相角θ［ｎ］データは、読み出
されて最適パラメータ推定部８００と理想データ推定部
６００と変調精度演算部９００で使用される。

【００４４】次に、図６に示す理想データ推定部６００
を説明する。理想データ推定部６００では、上記の全シ
ンボル復調部５００で求めた振幅値Ａ［ｎ］と位相角θ
［ｎ］を使って、基準のシンボル点のどれに対応するか
を判定し又は与える。つまり、情報シンボル（ＩＳ）の
場合には、図１１に示す１６種の基準のシンボル（ＲＩ
Ｓ）点位置の何れかに最適判定をして判定する。一方、
同期／パイロットシンボル（ＰＳ）の場合には、Ａｒ
［ｎ］＝√１８の公称値を与え、また、θ［ｎ］は、各
シンボル番号に対応した同期／パイロットシンボル（Ｒ
ＰＳ）の公称位相値を与える。これらで得た理想シンボ
ルデータＡｒ［ｎ］、θｒ［ｎ］は、最適パラメータ推
定部８００と、変調精度演算部９００に供給する。ここ
で、この情報シンボル（ＩＳ）の最適判定手段は、多値
の変調信号の復調として知られている最尤（さいゆう）
判定方法を使用して判定する。

【００４５】次に、図６に示す最適パラメータ推定部８
００を説明する。最適パラメータを推定する為には、複
数回推定して集束させる。最小の変調精度ε値に集束す
る為には、最適パラメータ推定を３回程度繰り返すこと
で集束する。１回目の最適パラメータの推定では、初期
値として初期値抽出部４０２からの初期値データＡin、
θin、Ωin、Ｂin、σinを使う。これと理想データ推定
部６００からの理想データＡr［ｎ］、θr［ｎ］と、全
シンボル復調部５００からの全ｃｈの全シンボルの復調
データ７４１ａ〜７４４ａを受けて、変調精度εが最小
となる最適パラメータＡx、θx、Ωx、Ｂx、σxを計算
式（１４）、（１５）、（２１）から求め、また、この
最適パラメータから復調周波数関数Ωf(x)を求めて、全
シンボル復調部５００に供給する。ここで、復調周波数
関数Ωf(x)は、ゲイン定数Ａxと、初期位相θxと、キャ
リア周波数Ωxと、バースト・ドループ・ファクタσxの
パラメータを関数とする３２ＫＨｚ相当の周波数信号で
ある。

【００４６】２回目以後の最適パラメータを推定する場
合は、初期値として前回自身が求めた最適パラメータＡ
x、θx、Ωx、Ｂx、σxを使う。これと、前回の復調周
波数関数Ωf(x)を全シンボル復調部５００に供給して復
調した新たな復調データＡ［ｎ］、θ［ｎ］を受け、ま
た、新たに理想データ推定部６００に供給して特定した
新たな理想データＡr［ｎ］、θr［ｎ］を受けて、前回
と同様にして、変調精度εが最小となる新たな最適パラ
メータＡx、θx、Ωx、Ｂx、σxを計算式（１４）、
（１５）、（２１）から求める。また、この最適パラメ
ータから復調周波数関数Ωf(x)を求めて、全シンボル復
調部５００に再び供給する。

【００４７】この推定を、通常３回繰り返すことで変調
精度εの値は集束する。この結果、変調精度εが最小と
なる最適パラメータＡx、θx、Ωx、Ｂx、σxが最終的
に求まる。これらの最適パラメータを次段の変調精度演
算部９００に供給する。

【００４８】次に、図６に示す変調精度演算部９００
は、本発明とは直接関係ないので詳細説明を省略する。
ここでは、上記理想データ推定部６００で特定した理想
データＡr［ｎ］、θr［ｎ］と、全シンボル復調部５０
０からの各ｃｈの全シンボルの復調データＡ［ｎ］、θ
［ｎ］を受けて、変調誤差計算式３１に基づき変調精度
εを求めている。最後に、図３に示す出力部２３０の説
明をする。出力部２３０では、これら解析結果の情報か
ら各種出力形式に応じたデータに加工変換した後、表示
制御部１１５と、ＢＥＲ解析装置１８０に供給してい
る。これらの測定全体の制御は、制御部２８０が行って
いる。即ち、出力部２３０は、変調精度εの値や、理想
データＡr［ｎ］、θr［ｎ］や、全シンボルの復調デー
タＡ［ｎ］、θ［ｎ］の情報データを表示制御部１１５
に供給して、例えば、ベクトル誤差の振幅・位相波形、
ベクトル誤差のＦＦＴ、アイパターン、コンスタレーシ
ョン等の画面表示をする。一方、ＢＥＲ解析装置１８０
には、全シンボルの復調データＡ［ｎ］、θ［ｎ］の情
報データを供給している。

【００４９】上記説明のように、本実施例は、変調精度
解析装置１１０と、外部に、ＢＥＲ解析装置と、表示部
を設けて実現した例である。これによって、変調精度誤
差の測定と、ビット誤り率の測定解析を同時測定を実現
した場合である。本実施例では、間欠的な復調手段によ
って１スロット情報を得て、この復調と解析を実施して
いる為、ＢＥＲ解析装置１８０が必要とする多数スロッ
トに渡る連続したビットストリームは得られない。この
為、多数回実施したデータの合計データを使用してエラ
ー率を求めている。この為、同じエラー率の発生であっ
ても、測定のタイミングによっては、エラー率の変動が
みられる場合がある。また、測定部２００は、変調精度
解析の精度を重要視した解析である為に、１回の測定時
間は、数秒間かかり、これを多数回実施する必要があ
る。 （実施例２）本発明の実施例２は、一度にＮスロットの
データを高速に復調する、ＢＥＲ解析部を内蔵した例で
ある。これについて、図１を参照して以下に説明する。
本装置のシステム構成は、図１に示すように、周波数変
換部１１１と、測定部２０と、ＢＥＲ解析部３０と、表
示制御部４０と、表示画面１１６とで構成している。こ
の装置は、本体に、測定部２０と、ＢＥＲ解析部３０と
を内蔵した構成である。

【００５０】本システムでは、測定形態に対応したモー
ドに切り替えて最適化を実施している。即ち、第１の変
調精度誤差σの解析の場合は、高精度の誤差測定ができ
る通常測定モードで実施する。第２のビットエラー測定
の場合は、高速に処理する高速測定モードで実施する。
第３の変調精度誤差σの解析とビットエラー測定の両方
同時測定の場合は、高精度の誤差測定する通常同時測定
モードと、高速に処理する高速同時測定モードで実施す
る。以下の説明では、第２の高速測定モードの場合にお
ける説明である。図１に示す構成において、周波数変換
部１１１と、表示画面１１６は、実施例１と同様であ
る。

【００５１】測定部２０の高速化手段について説明す
る。測定部２０の内部構成要素は、実施例１の測定部２
００と基本的に同じであるが、図３に示すＡＤバッファ
メモリ２４０の容量を、Ｎスロット以上のデータを一度
に取り込めるようにする為に、対応したメモリに増設し
ている。Ｎの値は、例えば１６である。更に、測定モー
ドによってサンプリング間隔の分解能を１／２に切り替
える。即ち、クロック２２１を、１００８ＫＨｚから５
０４ＫＨｚにして、２５２データ／シンボルから１２６
データ／シンボル分解能にしている。この結果、以後で
処理すべきデータが半減する為に、以後における処理時
間は、実施例１の同一処理内容との比較で、約１／２〜
１／４の時間短縮が可能となる。この場合において、変
調精度誤差σの解析も同時に行う場合では、変調精度の
測定結果は、実施例１の場合よりも測定精度が低下する
欠点がある。

【００５２】また、連続したＮスロットデータであるこ
とに着目した高速化手段がある。第１に、図３に示す初
期同期部７４０の高速化手段としては、連続したＮスロ
ットデータの中で、中央付近の１スロットデータに対し
てのみスロット同期の検出、即ちキャリア中心周波数Ω
f0と、スロット先頭アドレスdly0を求める。これにより
得られたスロット先頭アドレスdly0から、スロット単位
データ間隔離れたデータ位置が、隣のスロットのスロッ
ト先頭アドレスdly0として容易に得られる。これによ
り、実施例１でＮ回実施していた初期同期部７４０の処
理時間が１回で済む為、１／Ｎに軽減できる。

【００５３】第２に、図３に示す変調精度演算部９００
と、全シンボル復調／パラメータ推定部４００について
も、１つのスロットに対して求めた最適パラメータＡ
x、θx、Ωx、Ｂx、σxの中で、Ａx、Ωx、Ｂx、σxは
流用できる為、他の残りのスロットの解析は、θxにつ
いてのみ考慮すれば良く、処理時間を大幅に短縮でき、
ほぼ１／Ｎに軽減できる。

【００５４】第３に、図４に示すバースト検出部３０２
や、ＢＰＦ３０３や、ヒルベルト変換器３０４の最初の
１スロットを処理する為には、解析に必要な連続した
２．４スロットのデータが必要であったが、他の残りの
スロットの解析では、スロット先頭アドレスdly0が予め
判っているから、１スロット＋αの連続データでに対し
て処理すれば良く、これにより処理量が｛（１＋α）／
２．４｝に軽減できる。

【００５５】このように、連続したＮスロットデータで
あることに着目して、１スロットのみの同期パラメータ
を検出することで、他のスロットの同期パラメータ検出
の多大な処理が不要あるいは大幅に軽減できる。これに
よって、大量のＮスロットデータを処理する時間を短縮
できる。

【００５６】図１に示す表示制御部４０は、実施例１の
変調精度誤差σの測定結果の表示データ２０ｂと、ビッ
トエラー測定結果の表示データ３６ａとを受けて、測定
形態に対応したデータを表示する。即ち、変調精度誤差
σの測定時は、変調精度誤差σの表示をし、ビットエラ
ー測定時は、ビットエラー表示データ３６ａを表示す
る。

【００５７】一方、図１に示すＢＥＲ解析部３０は、ビ
ットエラー率を測定解析するものであり、ＰＲＢＳ復調
部３２と、ＢＥＲ演算部３４と、表示処理部３６とで構
成していて、ほぼ、実施例１と同様の動作である。ＰＲ
ＢＳ復調部３２は、測定部２０から連続したＮスロット
以上の復調データ２０ａを受けて、同期／パイロットシ
ンボルを除いた情報データＤinの連続したビットストリ
ームデータからＰＲＢＳの同期位置を検出する。即ち、
ＰＲＢＳ復調部３２は、ＤＵＴに与えたＰＲＢＳパター
ンと同一のＰＲＢＳパターンの期待値データＤrefを内
部で生成し、これと情報データＤinとを比較して不一致
ビットの割合が例えば５％未満となった位置を探し出し
て、この同期位置検出信号ＰsyncをＢＥＲ演算部３４に
供給する。

【００５８】ＢＥＲ演算部３４は、連続したＮスロット
分の情報データＤinと期待値データＤrefのビットを比
較し、不一致ビットをエラービットとして検出し、この
エラービットのスロット番号やシンボル番号等のアドレ
ス情報や、全ビット数からエラー率を計算して表示処理
部３６に供給する。表示処理部３６は、各種表示形態に
応じた表示データに加工した後、表示制御部４０に供給
している。

【００５９】上記説明のように構成することで、必要と
する連続したＰＲＢＳデータのエラー率測定が正しく測
定できる。また、１回の測定時間は、数秒間で測定でき
る為、ＤＵＴの評価を十分実用的な頻度で測定実施でき
る効果がある。

【００６０】上記実施例の説明は、第２の高速測定モー
ドの場合での説明であったが、第３の変調精度誤差σの
解析とビットエラー測定の両方を同時に、高速に処理す
る高速同時測定モードでも同様にして実施できる。この
場合は、変調精度誤差σの解析の精度が少し低下する。
また、上記実施例の説明は、第２の高速測定モードの場
合での説明であったが、第３の変調精度誤差σの解析と
ビットエラー測定の両方を同時の測定の場合は、実施例
１説明のように高精度の誤差測定する通常同時測定モー
ドでも同様にして実施できる。この場合は、測定繰り返
し頻度が少し低下する。

【００６１】（応用例）上記実施例の説明では、ＤＵＴ
１００からのデータをＰＲＢＳデータを使用する場合で
説明したが、既知の任意のパターンデータでも良く、こ
れに対応した期待値パターンデータをＰＲＢＳ復調部３
２に用意しておき、これで比較することで、同様にして
測定実施できる。

【００６２】上記実施例の説明では、サンプリング部２
５０のサンプリング・クロック２２１を、１／２に切り
替えて使用する説明であったが、変調精度誤差σの解析
を同時に行なわない場合は、更に、サンプリング・クロ
ック２２１を、１／Ｋにして、復調データがミスをしな
い程度で使用しても良く、同様にして実施できる。

【００６３】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。実
施例１の、ＢＥＲ解析装置１８０と、表示器１８８とに
より、変調精度解析装置１１０から受けた復調データの
誤り率を測定できる効果がある。実施例２の測定部２０
は、連続したＮスロット以上のＰＲＢＳデータを復調で
きる効果がある。これにより変調したＭ１６ＱＡＭ変調
信号の本来の正常な誤り率の測定が実現でき、より一層
良好なビット誤りの評価解析ができる。実施例２のＢＥ
Ｒ解析部３０を内蔵することで、外部通信手段や、外部
の表示器１８８が不要となり、かつ小型安価な測定装置
を構成できる効果が得られる。

【００６４】また、実施例２の場合、連続したＮスロッ
トデータの何れか１スロットのみの同期パラメータを検
出することで、他のスロットの同期パラメータ検出の為
の多大な処理時間が不要、あるいは大幅に軽減できる効
果がある。また、実施例２の場合、高速測定モード時に
おいて、サンプリング部２５０のサンプリング・クロッ
ク２２１を、１／ｍに下げて、（２５２／ｍ）ワード／
シンボル分解能のデータで、以後の演算処理すること
で、処理時間を１／ｍから｛１／（ｍの２乗）｝に高速
化でき、演算処理時間を削減出来る効果がある。また、
実施例２の場合、変調精度誤差σの解析とビットエラー
測定の両方同時測定の場合は、同一の被測定信号で両者
の測定結果が得られる為、変調精度誤差σとビットエラ
ー率の相関関係の比較が、明確に得られる効果もある。

【００６５】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の、実施例２の、デジタル変調解析装置
に、ビット誤り率測定機能を内蔵した装置構成図であ
る。

【図２】本発明の、実施例１の、デジタル変調解析装置
に、ビット誤り率測定機能を内蔵した装置構成図であ
る。

【図３】測定部２００のデジタル変調解析装置の構成図
である。

【図４】（ａ）ヒルベルト変換部３１０の構成図であ
る。 （ｂ）ヒルベルト変換部３１０のヒルベルト変換器３０
４の構成図である。

【図５】（ａ）初期同期部７４０の構成図である。 （ｂ）キャリア中心周波数検出部７００の構成図であ
る。 （ｃ）ｃｈ１のＩＱ抽出部７１０の構成図である。

【図６】全シンボル復調／パラメータ推定部４００の構
成図である。

【図７】全ｃｈの同期ＩＱ初期値復調部４０１の構成図
である。

【図８】全シンボル復調部５００の構成図である。

【図９】（ａ）非同期再生メモリ７１４から起点アドレ
スと同期／パイロットシンボル（ＰＳ）のアドレスを説
明する図である。 （ｂ）基本スロットに一致した場合のベクトル値推移図
である。 （ｃ）基本スロットから外れた場合のベクトル値推移図
である。 （ｄ）１回目の粗分散を求める場合を説明する分散推移
図である。 （ｅ）２回目の狭い領域を細かく分散を求める場合を説
明する分散推移図である。

【図１０】各シンボルの公称位相値を減算した位相デー
タをプロットした図である。

【図１１】Ｉ成分とＱ成分による１６のシンボル点と円
周上の同期／パイロットシンボル（ＰＳ）を説明する図
である。

【図１２】４ｃｈサブキャリア周波数を説明する図と、
中心周波数Ωと、ＩとＱ成分のビットストリームとを説
明する図である。

【図１３】ＤＭＣＡの４ｃｈサブキャリアの送信系統図
である。

【図１４】標準規格のスロット構成と各サブチャンネル
毎の各同期／パイロットシンボルの公称位相値を示す図
である。

【図１５】標準規格のスロット構成と各サブチャンネル
毎のシンボル配置を示す図である。

【符号の説明】

２０、２００ 測定部 ２０ｂ、３６ａ 表示データ ２０ａ、２００ａ、７４１ａ、７４４ａ 復調データ ３０ ＢＥＲ解析部 ３２、１８２ ＰＲＢＳ復調部 ３４、１８４ ＢＥＲ演算部 ３６、１８６ 表示処理部 ４０、１１５ 表示制御部 １００ 被測定器（ＤＵＴ） １１０ 変調精度解析装置 １１１ 周波数変換部 １１６ 表示画面 １８０ 解析装置 １８８ 表示器 ２０２ 第２ミキサ ２０３ 第１発振器 ２１０ 第１ＬＰＦ（ローパス・フィルタ） ２２０ ＡＤ変換器 ２２１ クロック ２３０ 出力部 ２４０ ＡＤバッファメモリ ２４０ａ、３１５ａ データ ２５０ サンプリング部 ２８０ 制御部 ３００ａ ＩＱデータ ３００ ＩＱ保存メモリ ３０２ バースト検出部 ３０３ ＢＰＦ ３０３ａ 周波数信号 ３０４ ヒルベルト変換器 ３１０ 変換部 ３１１ 第１周波数 ３１２ ９０度位相シフタ ３１３ 第３ミキサ ３１４ 第４ミキサ ３１５ 第３ＬＰＦ ３１５ｂ 信号 ３１６ 第４ＬＰＦ ３１６ａ 便宜上Ｑ成分データ ４００ 全シンボル復調／パラメータ推定部 ４０１ 同期ＩＱ初期値復調部 ４０２ 初期値抽出部 ４２１、５２１ ｃｈ１ミキサ ４２２、５２２ ｃｈ２ミキサ ４２３、５２３ ｃｈ３ミキサ ４２４、５２４ ｃｈ４ミキサ ４３１、４３２、４３３、４３４、５３１、５３４、５
３２、５３３、７１３ ルート・ナイキストフィルタ ５００ 全シンボル復調部 ６００ 理想データ推定部 ７００ キャリア中心周波数検出部 ７０２ 複素ＦＦＴ処理 ７０４ トータルパワー計算部 ７０５ キャリア中心周波数Ω計算部 ７１０ ＩＱ抽出部 ７１２ 第５ミキサ ７１４ａ 非同期再生データ ７１４ 非同期再生メモリ ７２０ スロット同期検出部 ７２０ｃ、７２０ｅ アドレス値 ７２０ｄ 前後領域 ７４０ 初期同期部 ７４１、７４４ 復調メモリ ７４２ ｃｈ２復調メモリ ７４３ ｃｈ３復調メモリ ７６０ 周波数エラー検出部 ７６１ 位相直線 ８００ 最適パラメータ推定部 ９００ 変調精度演算部 Ωf0 キャリア中心周波数 dly0 スロット先頭アドレス Ａin 初期値ゲイン定数 θin 初期値位相角 Ωin 初期値キャリア周波数 Ｂin 初期値原点オフセット σin 初期値バースト・ドループ・ファク
タ Ａi［ｎ］ ｃｈ１の振幅値（ｎ＝シンボル番
号） θi［ｎ］ ｃｈ１の位相角値（ｎ＝シンボル番
号） Ａｒ［ｎ］ 理想シンボルの振幅値（ｎ＝シンボ
ル番号） θｒ［ｎ］ 理想シンボルの位相角値（ｎ＝シン
ボル番号） Ａ［ｎ］ 測定振幅値（ｎ＝シンボル番号） θ［ｎ］ 測定位相角（ｎ＝シンボル番号） Ａx ゲイン定数 θx 初期位相 Ωx キャリア周波数 Ｂx 原点オフセット σx バースト・ドループ・ファクタ

【数１】

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数変換部（１１１）と、測定部とを
   有して、被測定信号であるデジタル変調信号のビット誤
   り率測定において、 サンプリング部（２５０）のＡＤバッファメモリ（２４
   ０）に、Ｎスロットのデータを一度に取り込めるメモリ
   容量を設けた測定部（２０）を設け、 測定部（２０）からの復調信号を受けて、ビット誤り率
   を解析するＢＥＲ解析部（３０）を設け、 以上を具備していることを特徴としたデジタル変調信号
   のビット誤り率測定装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の測定部（２０）に、 サンプリング部（２５０）のサンプリング・クロック
   （２２１）を、１／ｍにしてサンプリング分解能を下げ
   て測定する手段を設け、 以上を具備していることを特徴としたデジタル変調信号
   のビット誤り率測定装置。
3. 【請求項３】 変調精度解析装置（１１０）を有して、
   被測定信号であるデジタル変調信号のビット誤り率測定
   において、 当該変調精度解析装置（１１０）からの復調データを受
   けて、ビット誤り率を解析するＢＥＲ解析装置（１８
   ０）を設け、 以上を具備していることを特徴としたデジタル変調信号
   のビット誤り率測定装置。