JP2005217963A - Ｏｆｄｍ変調信号のシンボルレート誤差測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を高い精度でかつ高速に測定に測定する。
【解決手段】一定周波数間隔で配列された複数のサブキャリア２からなるＯＦＤＭ変調信号１で、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号１のシンボルレート誤差εを測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置であって、
元々規定の位相値を有する各パイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９の実際の位相を求め、この求めたシンボルデータ９の位相時間変化からシンボルデータのシンボルレート誤差εを算出している。
【選択図】 図１

Description

本発明は、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置に関する。

ケーブル（線）を使用しないＬＡＮとしての無線ＬＡＮにおける通信媒体として電波を使用するシステムが実用化されている。この電波を用いる通信規格として、ＩＥＥＥ（米国電気電子技術者協会）で制定された規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては、ネットワークの中継器（アクセスポイント）と各端末との間の情報はＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing 直交周波数分割多重）変調されて電波で送受信される。

図９はＯＦＤＭ変調信号の特徴を示す図である。図９（ａ）はこのＯＦＤＭ変調信号１を周波数を横軸として示す模式図である。このＯＦＤＭ変調信号１は、一定の周波数間隔ΔＦ（＝３１２．５ｋHz）で配列された複数（＝６４個）のサブキャリア２で構成されている。そして、各サブキャリア２に送受信される情報が組込まれている。周波数間隔ΔＦ（＝３１２．５ｋHz）は、互いに隣接するサブキャリア２の周波数軸上の波形が互いに直交するように設定されている。各サブキャリア２には、例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等で位相変調された情報が組込まれている。

そして、このＯＦＤＭ変調信号１の全体の占有周波数帯域幅Ｓ_Wは、図９（ｂ）のスペクトラム図に示すように、Ｓ_W＝２０ＭHz（＝３１２．５ｋHz×６４）となる。このＯＦＤＭ変調信号１に含まれる各サブキャリア２には、下限周波数から中心周波数を経て上限周波数まで、―３１、…、―１、０、１、…、３１、３２の番号ｎが付してある。

図９（ｃ）は、ＯＦＤＭ変調信号（無線ＬＡＮ）の伝送フレームを示す図である。各サブキャリア２は、例えば複数のパケット３が一定間隔で連続するバースト信号で構成されている。各パケット３は、ショートシンボル５とロングシンボル６とからなるプリアンブル４と、シグナル９と、複数のシンボルデータ９からなるデータ領域８とで構成されている。

図１０はＯＦＤＭ変調信号（無線ＬＡＮ）の伝送フレームの詳細フォーマット図である。図示するように、データ領域８の各シンボルデータ９は、３．２μｓのデータ１０と０．８μｓのＧＩ（ガード・インターバル）１１とで構成され、４．０μｓの時間長を有する。データ１０における最後の０．８μｓ分のデータ（波形）が、先頭の０．８μｓのＧＩ１１に複写されている。

したがって、ＯＦＤＭ変調信号１のシンボルレートとは、シンボルデータ９の時間間隔で示される。

新規に無線ＬＡＮを構築した場合には、送受信されるＯＦＤＭ変調信号１の信号品質を確認する必要がある。この信号品質のなかには、ＯＦＤＭ変調信号１を構成する各サブキャリア２のシンボルレートの、基準シンボルレートからの誤差が一定許容範囲に入っているか否かを確認する必要がある。

しかし、このシンボルデータ９の区間を高い精度で区別できないので、シンボルデータ９の時間間隔で示されるシンボルレートを正しく測定することは困難であった。このような課題を解消するために、各シンボルデータ９が、データ１０と該当データ１０の一部を複写したＧＩ１１とで構成されていることを応用して、データ領域８における各データ１０と各ＧＩ１１の自己相関強度を算出して、この自己相関強度の時間変化（時間軸）における最大値を示す時間位置から各シンボルデータ９の境目を検出する技術が特許文献１に開示されている。
特許第３０４１１７１号

しかしながら、上述したデータ領域８における各データ１０と各ＧＩ１１の自己相関強度を算出して、各シンボルデータ９の境目を検出する手法においても、まだ解消すべき次のような課題があった。

すなわち、自己相関強度が最大値を示す時間位置の検出手法においては、各シンボルデータ９の境目を十分高い精度で検出できなかった。十分高い精度で検出するためには自己相関を算出するためのデータを大量に使用する必要があり、データ領域８における多くのシンボルデータ９が必要となり、測定、及び演算に長時間を要する問題がある。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を高い精度でかつ高速に測定できるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定測定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解消するために本発明は、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置である。

そして、入力されたＯＦＤＭ変調信号を直交復調してデジタルのＩ，Ｑ信号としてデータメモリに書込む信号入力処理部と、データメモリに書込まれたデジタルのＩ，Ｑ信号から、ＯＦＤＭ変調信号に含まれる各シンボルデータの領域を順次抽出する手段と、抽出された各シンボルデータの領域のデータを高速フーリエ変換して各サブキャリアのシンボルデータを得る手段と、この得られた各サブキャリアのシンボルデータのなかからパイロットサブキャリアのシンボルデータを抽出する手段と、この抽出されたパイロットサブキャリアのシンボルデータの位相を算出する手段と、この各パイロットサブキャリアのシンボルデータの位相の時間変化を求める手段と、この位相の時間変化をサブキャリアのシンボルレート誤差に変換する手段とを備えている。

このように構成されたＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置におけるシンボルレート誤差の測定原理を説明する。ＯＦＤＭ変調信号１のシンボルレートは、図１０を用いて説明したように、各シンボルデータ９の時間Ｔｓ（＝４μｓ）で示される。シンボルレート誤差εが存在する場合、実際のデータシンボル９の時間Ｔｓ’は、
Ｔｓ’＝Ｔｓ（１−ε）
となる。

シンボルレート誤差εが存在する場合、図６（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ変調信号１の全体の実際の占有周波数帯域幅Ｓ_W’が２０ＭHzの基準帯域幅Ｓ_Wから、シンボルレート誤差εに応じて変化する。

Ｓ’_W＝Ｓ_W（１＋ε）
占有周波数帯域幅Ｓ_W’が変化すると、各サブキャリア２の周波数も変化する。サブキャリア２の周波数の変化すれば、規定測定時刻で測定された位相の値もシンボルレート誤差が無い時の位相（基準位相）から変化する。この位相の変化量は、時間的に連続するシンボルデータ毎に累積されるので、シンボルデータ毎、すなわち時間経過に伴って、位相が増加していく。したがって、測定されたシンボルデータの位相の時間変化からシンボルレート誤差を求めることが可能となる。

この発明においては、シンボルレート誤差が無い時の位相（基準位相）が固定であるパイロットサブキャリアのシンボルデータの位相を測定しているので、その都度、シンボルレート誤差が無い時の位相（基準位相）を測定する必要ない。

また、たとえシンボルデータの区間が正確に求まっていない場合においても、位相測定は高い精度で実施できるので、シンボルレート誤差を高い精度で求めることが可能となる。

また別の発明は、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置である。

そして、入力されたＯＦＤＭ変調信号をデジタルのＯＦＤＭ変調信号としてデータメモリに書込む信号入力処理部と、データメモリに書込まれたデジタルのＯＦＤＭ変調信号をデジタルのＩ，Ｑ信号に直交復調する直交復調部と、直交変調部で直交復調されたデジタルのＩ，Ｑ信号から、ＯＦＤＭ変調信号の各シンボルデータの領域を順次抽出する手段と、抽出された各シンボルデータの領域のデータを高速フーリエ変換して各サブキャリアのシンボルデータを得る手段と、この得られた各サブキャリアのシンボルデータのなかからパイロットサブキャリアのシンボルデータを抽出する手段と、この抽出されたパイロットサブキャリアのシンボルデータの位相を算出する手段と、この各パイロットサブキャリアのシンボルデータの位相の時間変化を求める手段と、この位相の時間変化をサブキャリアのシンボルレート誤差に変換する手段とを備えている。

このように構成されたＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置においても、先に説明した発明のＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置とほぼ同様の作用効果を奏することが可能である。

また別の発明は、上述した各発明のＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置において、デジタルのＩ，Ｑ信号からＯＦＤＭ変調信号の搬送周波数の周波数誤差を求める手段と、この求めた周波数誤差を用いてデジタルのＩ，Ｑ信号における周波数のずれを補正する手段とを備えている。

ＯＦＤＭ変調信号の搬送周波数ωに誤差周波数Δωが発生すると、図６（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ変調信号の実際の占有周波数帯域が周波数誤差Δωだけ上下にシフトする。周波数誤差Δωがサブキャリア２の周波数間隔ΔＦ（＝３１２．５ｋHz）を超えると、各Ｉ，Ｑ信号の補正は必須である。したがって、搬送周波数の周波数誤差を求め、求めた周波数誤差を用いてデジタルのＩ，Ｑ信号における周波数のずれを補正している。

このような構成のＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置においては、元々規定の位相値（基準位相）を有する各パイロットサブキャリアのシンボルデータの実際の位相を求め、この求めたシンボルデータの位相時間変化からシンボルデータのシンボルレート誤差を算出しているので、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を高い精度でかつ高速に測定できる。

以下、本発明の一実施形態を図面を用いて説明する。

図１は本発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置の概略構成を示すブロック図である。

入力端子１３から入力されたアナログのＯＦＤＭ変調信号１は信号入力処理部１４へ入力される。このＯＦＤＭ変調信号１は、図９（ａ）（ｂ）（ｃ）、及び図１０に示す構造及び伝送フォーマットを有する。信号入力処理部１４へ入力された５ＧHz帯の搬送周波数ωを有するＯＦＤＭ変調信号１は、減衰器１５でもって信号レベルが所定の信号レベルに変換されたのち、周波数変換部１６へ入力される。

周波数変換部１６は、入力されたＯＦＤＭ変調信号１の５ＧHz帯の搬送周波数ωを中間周波数（ＩＦ）に変換して、新たな中間周波数（ＩＦ）のＯＦＤＭ変調信号として、Ａ／Ｄ変換器１７へ送出する。Ａ／Ｄ変換器１７は、入力されたアナログのＯＦＤＭ変調信号を所定のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルのＯＦＤＭ変調信号に変換して、次の直交復調部１８へ送出する。

直交復調部１８は、図２に示すように、一対の信号乗算器（位相検波器）１９ａ、１９ｂと、中間周波数（ＩＦ）に変換された搬送波信号を出力する搬送波発生回路２０、搬送波信号の位相を９０°移相させるπ／２移相器２１、一対のＬＰＦ２２ａ、２２ｂで構成されている。なお、この直交復調部１８の上述した各構成部材は例えば小型のデジタル処理回路素子で構成されている。このような周知の直交復調部１８において、入力されたデジタルの中間周波数（ＩＦ）のＯＦＤＭ変調信号はデジタルのＩ（同位相）信号とＱ（直交位相）信号とに直交復調される。直交復調部１８は、直交復調したデジタルのＩ信号とＱ信号とをデータメモリ２３へ書込む。

小型のコンピュータからなるデータ処理部２４は、データメモリ２３に書込まれたデジタルのＩ信号とＱ信号とを読出し、このＩ信号とＱ信号とに基づいてＯＦＤＭ変調信号におけるシンボルレート誤差εを算出して表示部２５に表示出力する。

コンピュータからなるデータ処理部２４内には、図３に示すように、信号検出部２６、搬送周波数検出・補正部２７、シンボルデータ抽出部２８、ＦＦＴ処理部２９、パイロットサブキャリア抽出部３０、位相算出部３１、平均位相算出部３２、位相判定・補正部３３、位相変化算出部３４、シンボルレート誤差算出部３５が設けられている。

このデータ処理部２４の各部２６〜３４の各動作を説明する前に、ＯＦＤＭ変調信号１の各サブキャリア２についてさらに詳細に説明する。図９（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ変調信号１は５２本のサブキャリア２で構成されるが、図４に示すように、５２本のサブキャリア２のうち、―２１番（ｎ＝―２１）、―７番（ｎ＝―７）、７番（ｎ＝７）、２１番（ｎ＝２１）の４本のサブキャリア２は、パイロットサブキャリア３６とし、固定情報が設定されている。

具体的には、ｎ＝―２１、ｎ＝―７、ｎ＝７、ｎ＝２１の４本の各パイロットサブキャリア３６は、それぞれ図５に示す伝送フレームを有しており、プリアンブル４、シグナル７、複数のシンボルデータ９からなるデータ領域８とで形成されている。各シンボルデータ９は先頭から順番に時系列的な番号ｍ（ｍ＝１，２，３，…）が付されており、各シンボルデータ９は、ＢＰＳＫの変調方式で位相変調され、Ｉ、Ｑ信号値で示した固定値が設定されている。このＩ、Ｑ信号値で示した固定値（基準座標）は、パイロットサブキャリア３６毎に、［１，０］、［１，０］、［１，０］、［―１，０］である。したがって、位相としては０°（０ラジアン）、又は１８０°（πラジアン）の基準位相である。

図３において、データ処理部２４における信号検出部２６は、データメモリ２３のデジタルの各Ｉ，Ｑ信号を読出して、バースト信号の場合にはパケット３を検出する。具体的には固定値が組込まれたプリアンブルの位置を判定する。また、連続信号の場合には、シンボルタイミングを検出する。

搬送周波数検出・補正部２７は、信号検出部２６で検出されたパケット３の各Ｉ，Ｑ信号からＯＦＤＭ変調信号の搬送周波数ωを検出する。具体的には、各デジタルのＩ，Ｑ信号の１周期分の波形に含まれるＩ，Ｑ信号の数（データ数）から搬送周波数ωを算出する。そして、この搬送周波数ωの基準搬送周波数ω₀からの周波数誤差Δωを算出する。さらに、この周波数誤差Δωで、信号検出部２６で検出されたパケット３の各Ｉ，Ｑ信号を補正する。具体的には、各デジタルのＩ，Ｑ信号の１周期分の波形に含まれるＩ，Ｑ信号の数（データ数）を補正する。なお、周波数誤差Δωがサブキャリア２の周波数間隔ΔＦ（＝３１２．５ｋHz）を超えると、各Ｉ，Ｑ信号の補正は必須である。

シンボルデータ抽出部２８は、信号検出部２６で検出されたパケット３の各Ｉ，Ｑ信号におけるＦＦＴ処理前の合成された状態の各シンボルデータを抽出する。具体的には、パケット３の先頭位置からの各距離（データ数）で１シンボル分のデータを含む各シンボルデータの位置を特定する。

ＦＦＴ処理部３０は、合成された状態のシンボルデータを高速フーリエ変換して、シンボルデータを５２個のサブキャリア２のシンボルデータ９に分解する。パイロットサブキャリア抽出部３０は、５２個のサブキャリア２のシンボルデータ９から前述した４個のパイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９を抽出する。

位相算出部３１は、ｎ＝―２１、―７、７、２１の各パイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９の位相φ（ｎ，ｍ）を算出する。

φ（ｎ，ｍ）＝Ｔａｎ^-1［Ｒｅ（ｎ，ｍ）／Ｉｍ（ｎ，ｍ）］
ｎ；パイロットサブキャリア３６の番号
ｍ；シンボルデータ９の番号
Ｒｅ（ｎ，ｍ）；シンボルデータ９の実数部（ＦＦＴの実数部）
Ｉｍ（ｎ，ｍ）；シンボルデータ９の虚数部（ＦＦＴの虚数部）
ｎ＝―２１、―７、７の各パイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９のシンボルレート誤差εが無いと仮定した基準位相は０ラジアンであるので、算出された位相φ（ｎ，ｍ）が、そのまま、シンボルレート誤差εを含む位相φ（ｎ，ｍ）となる。

但し、ｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９の基準位相はπラジアンであるので、（π―φ（ｎ，ｍ））を、シンボルレート誤差εを含む位相φ（ｎ，ｍ）ととする。

平均位相算出部３２は、位相算出部３１で算出されたｎ＝―２１、―７、７、２１の各パイロットサブキャリア３６のｍ番目のシンボルデータ９の位相φ（-21，ｍ）、φ（-7，ｍ）、φ（7，ｍ）、φ（21，ｍ）を用いて、ｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるｍ番目のシンボルデータ９の平均位相φ₂₁（ｍ）を次式で算出する。

φ₂₁（ｍ）＝［φ（21，ｍ）＋３φ（7，ｍ）―３φ（-7，ｍ）―φ（-21，ｍ）］／４
すなわち、ＯＦＤＭ変調信号１にシンボルレート誤差εが存在することは、前述したように、各サブキャリア２の位相が、中心（ｎ＝０）から遠いサブキャリア２ほど大きくなる。例えば、ｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６のｍ番目のシンボルデータ９の位相φ（21，ｍ）は、ｎ＝７のパイロットサブキャリア３６のｍ番目のシンボルデータ９の位相φ（7，ｍ）の３倍の値を有する。したがって、各パイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９の位相の荷重平均を算出する。

荷重平均する利点として、周波数誤差△ωの補正の残留分（導出の精度等で補正しきれない分）をδωとすると、その影響をなくすことが可能である。各サブキャリアの位相成分にδωがオフセットの固定値として加算されるので、２１番のパイロットサブキャリア３６の位相に−２１番のパイロットサブキャリア３６の位相を「−1」して加えることは、（δω−δω）を作るので、影響が無くなる。

搬送波周波数は、周波数の時間変動分があり（ＦＭ成分やジッタ）、一義的に補正しきれない成分もあるので、その影響をなくすことができる。

また、位相の導出誤差が必ず発生（純粋なノイズ分）する。基本的にノイズ分をすべて加えると「０」になる。パイロットサブキャリア３６は特定のサブキャリアのみなので４つ加えても「０」にはならないが、影響を小さくすることが可能である。

位相判定・補正部３３は、算出されたｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるｍ番目のシンボルデータ９の平均位相φ₂₁（ｍ）が、規定位相値を超えているか否かを判定する。規定位相値を超えていると、次の番号（ｍ＋１）のシンボルデータ９の領域まで算出したので、平均位相φ₂₁（ｍ）から規定位相値を減じた位相を補正後の平均位相φ₂₁（ｍ）とする。

位相変化算出部３４は、例えば、番号ｍ＝１〜ｍ＝Ｍまでの各シンボルデータ９の平均位相₂₁φ（ｍ）と時間経過を示す番号ｍとの図７に示す関係式
φ₂₁（ｍ）＝φ’(21)×ｍ＋Ａ
を最小自乗法で求める。そして、変数（番号）ｍの係数φ’(21)をｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるシンボルデータ９における位相の時間変化φ’(21)とする。なお、Ａは定数である。

シンボルレート誤差算出部３５は、位相変化算出部３４で算出されたｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるシンボルデータ９における位相の時間変化φ’(21)をシンボルデータ９におけるシンボルレート誤差εに変換する。具体的には、シンボルデータ９の基準時間Ｔｓ（＝４μｓ）、基準時間ＴｓにおけるＦＦＴのポイント数（＝１２４）、占有周波数帯域幅Ｓ_W（＝２０ＭHz）、パイロットサブキャリア３６の番号ｎ（＝２４）等で定まる係数Ｋを乗算して、シンボルレート誤差εを算出する。
Ｋ＝［１２８（ポイント）／２０（ＭHz）］／（２π）［１／２１（番号）／４（μｓ）］×１０^-6（ｐｐｍ）
ε＝Ｋ×φ’(21)
シンボルレート誤差算出部３５は、算出したシンボルレート誤差εを表示部２５に表示出力する。

図８はデータ処理部２４の全体動作を示す流れ図である。先ず、信号検出部２６が起動して、データメモリ２３のデジタルの各Ｉ，Ｑ信号を読出して、パケット３又はシンボルタイミングを検出する（ステップＳ１）。次に、搬送周波数検出・補正部２７が起動して、ＯＦＤＭ変調信号の搬送周波数ωの周波数誤差Δωを算出し、この周波数誤差Δωでパケット３の各Ｉ，Ｑ信号を補正する（Ｓ２）。次に、Ｓ＝３にて、シンボルデータ抽出部２８にて検出されるパケット３の各Ｉ，Ｑ信号におけるシンボルデータ９の番号ｍを初期化する（ｍ＝１）。

シンボルデータ抽出部２８にて検出されたｍ番目のシンボルデータをＦＦＴ処理部３０が高速フーリエ変換して、シンボルデータを６５個のサブキャリア２のシンボルデータ９に分解する（Ｓ４）。６５個のサブキャリア２のシンボルデータ９からｎ＝―２１、―７、７、２１からなる４個のパイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９を抽出する（Ｓ５）。位相算出部３１が起動して、ｎ＝―２１、―７、７、２１の各パイロットサブキャリア３６のシンボルデータ９の位相φ（ｎ，ｍ）を算出する（Ｓ６）。

次に、平均位相算出部３２が起動して、ｍ番目のシンボルデータ９の位相φ（-21，ｍ）、φ（-7，ｍ）、φ（7，ｍ）、φ（21，ｍ）を用いて、ｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるｍ番目のシンボルデータ９の平均位相φ₂₁（ｍ）を算出する（Ｓ７）。位相判定・補正部３３が起動して、算出されたｍ番目のシンボルデータ９の平均位相φ₂₁（ｍ）が規定位相値を超えているか否かを判定する（Ｓ８）。

１シンボルデータ分の規定位相値を超えると（Ｓ９）、平均位相φ₂₁（ｍ）から規定位相値を減じた位相を補正後の平均位相φ（ｍ）とし（Ｓ１０）、シンボルデータ９の番号ｍを１だけ更新する（Ｓ１１）。算出されたｍ番目のシンボルデータ９の平均位相φ₂₁（ｍ）が規定位相値を超えていないと（Ｓ９）、そのまま、シンボルデータ９の番号ｍを１だけ更新する（Ｓ１１）。

更新後のシンボルデータ９の番号ｍが測定しようとするシンボルデータ９の例えばＭの規定個数を超えていない場合は（Ｓ１２）、Ｓ４に戻り、ｍ番目のシンボルデータをＦＦＴ処理部３０が高速フーリエ変換する。

更新後のシンボルデータ９の番号ｍが規定個数を超えた場合は（Ｓ１２）、位相変化算出部３４が起動して、最小自乗法を用いて、ｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６におけるシンボルデータ９における位相の時間変化φ’(21)を算出する（Ｓ１３）。シンボルレート誤差算出部３５が起動してｎ＝２１のパイロットサブキャリア３６における位相の時間変化φ’(21)をシンボルデータ９におけるシンボルレート誤差εに変換する（Ｓ１４）。そして、このシンボルレート誤差εを表示部２５に表示する。

このように構成された実施形態のＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置においては、ＯＦＤＭ変調信号１のサブキャリアに含まれる、予め固定位相（基準位相）を有するパイロットサブキャリア３６の各時間位置（番号）ｍにおけるシンボルデータ９の位相φ（ｎ，ｍ）を測定している。そして、この位相φ₂₁（ｍ）の時間変化φ’(21)を算出して、この位相φ（ｍ）の時間変化φ’(21)からシンボルデータ９におけるシンボルレート誤差εを算出している。

このように、位相φ₂₁（ｍ）の時間変化φ’(21)からシンボルデータ９におけるシンボルレート誤差εを算出することによって、従来の自己相関手法に比較して、シンボルレート誤差εを高速で、かつ高い精度でシンボルレート誤差εを測定できる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。
図１に示す信号入力処理部１４において、Ａ／Ｄ変換器１７と直交復調器１８との位置を交換することも可能である。この場合、周波数変換部１６から出力されたアナログのＯＦＤＭ変調信号を直交復調器１８でアナログのＩ，Ｑ信号に復調して、このアナログのＩ，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器１７でデジタルのＩ，Ｑ信号に変換する。

さらに、直交復調器１８とデータメモリ２３との位置を交換することも可能である。この場合、周波数変換部１６から出力されたアナログのＯＦＤＭ変調信号をＡ／Ｄ変換器１７でデジタルのＯＦＤＭ変調信号に変換してデータメモリ２３に書込む。そして、データメモリ２３から読出したデジタルのＯＦＤＭ変調信号を直交復調器１８でデジタルのＩ，Ｑ信号に復調して、データ処理部２４へ供給する。

本発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置の概略構成を示すブロック図 同実施形態に係わるシンボルレート誤差測定装置に組込まれた直交復調部の詳細構成を示すブロック図 同実施形態に係わるシンボルレート誤差測定装置に組込まれたデータ処理部の詳細構成を示すブロック図 ＯＦＤＭ変調信号の各パイロットサブキャリアを示すスペクトラム図 ＯＦＤＭ変調信号の各パイロットサブキャリアの伝送フレームを示す図 ＯＦＤＭ変調信号の全周波数帯域を示すスペクトラム図 同実施形態に係わるシンボルレート誤差測定装置で算出される各シンボルデータの平均位相φ（ｍ）とｍとの関係を示す図 同実施形態に係わるシンボルレート誤差測定装置に組込まれたデータ処理部の詳細動作を示す流れ図 ＯＦＤＭ変調信号の構成を示す図 ＯＦＤＭ変調信号の各サブキャリアの伝送フレームを示す図

符号の説明

１…ＯＦＤＭ変調信号、２…サブキャリア、４…プリアンブル、７…シグナル、８…データ領域、９…シンボルデータ、１０…データ、１１…ＧＩ、１４…信号入力処理部、１５…減衰器、１６…周波数変換部、１７…Ａ／Ｄ変換部、１８…直交復調部、２３…データメモリ、２４…データ処理部、２５…表示部、２６…信号検出部、２７…搬送周波数検出・補正部、２８…シンボルデータ抽出部、２９…ＦＦＴ処理部、３０…パイロットサブキャリア抽出部、３１…位相算出部、３２…平均位相算出部、３３…位相判定・補正部、３４…位相変化算出部、３５…シンボルレート誤差算出部、３６…パイロットサブキャリア

Claims (3)

1. 一定周波数間隔で配列された複数のサブキャリア（２）からなるＯＦＤＭ変調信号（１）で、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置であって、
   入力されたＯＦＤＭ変調信号を直交復調してデジタルのＩ，Ｑ信号としてデータメモリ（２３）に書込む信号入力処理部（１４）と、
   前記データメモリに書込まれたデジタルのＩ，Ｑ信号から、前記ＯＦＤＭ変調信号のシンボルデータの領域を順次抽出する手段（２６、２８）と、
   前記抽出された各シンボルデータの領域のデータを高速フーリエ変換して各サブキャリアのシンボルデータを得る手段（２９）と、
   この得られた各サブキャリアのシンボルデータのなかからパイロットサブキャリア（３６）のシンボルデータ（９）を抽出する手段（３０）と、
   この抽出されたパイロットサブキャリアのシンボルデータの位相を算出する手段（３１）と、
   この各パイロットサブキャリアのシンボルデータの位相の時間変化を求める手段（３４）と、
   この位相の時間変化をサブキャリアのシンボルレート誤差に変換する手段（３５）と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置。
2. 一定周波数間隔で配列された複数のサブキャリア（２）からなるＯＦＤＭ変調信号（１）で、一定の時間間隔で配列された複数のシンボルからなるＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差を測定するＯＦＤＭ変調信号測定装置であって、
   入力されたＯＦＤＭ変調信号をデジタルのＯＦＤＭ変調信号としてデータメモリ（２３）に書込む信号入力処理部（１４）と、
   前記データメモリに書込まれたデジタルのＯＦＤＭ変調信号をデジタルのＩ，Ｑ信号に直交復調する直交復調部（１８）と、
   前記直交変調部で直交復調されたデジタルのＩ，Ｑ信号から、前記ＯＦＤＭ変調信号のシンボルデータの領域を順次抽出する手段（２６、２８）と、
   前記抽出された各シンボルデータの領域のデータを高速フーリエ変換して各サブキャリアのシンボルデータを得る手段（２９）と、
   この得られた各サブキャリアのシンボルデータのなかからパイロットサブキャリア（３６）のシンボルデータ（９）を抽出する手段（３０）と、
   この抽出されたパイロットサブキャリアのシンボルデータの位相を算出する手段（３１）と、
   この各パイロットサブキャリアのシンボルデータの位相の時間変化を求める手段（３４）と、
   この位相の時間変化をサブキャリアのシンボルレート誤差に変換する手段（３５）と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置。
3. 前記デジタルのＩ，Ｑ信号から前記ＯＦＤＭ変調信号の搬送周波数の周波数誤差を求める手段（２７）と、
   この求めた周波数誤差を用いて前記デジタルのＩ，Ｑ信号における周波数のずれを補正する手段（２７）と
   を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のＯＦＤＭ変調信号のシンボルレート誤差測定装置。

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