JP2655107B2 - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04W52/0261—Power saving arrangements in terminal devices managing power supply demand, e.g. depending on battery level
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- H04B1/1607—Supply circuits
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散通信方
式に利用する。本発明は移動通信方式に利用するに適す
る。特に、受信待機時のバッテリーセービング技術に関
する。
式に利用する。本発明は移動通信方式に利用するに適す
る。特に、受信待機時のバッテリーセービング技術に関
する。
【０００２】
【従来の技術】雑音を疑似した周期信号である拡散符号
をデータ信号に乗算して送信し、受信側で送信側と同じ
拡散符号を乗算して逆拡散復調を行うスペクトラム拡散
通信方式は、受信したデータ信号を逆拡散する際に伝搬
路にて重畳したノイズは拡散してしまうため、妨害に対
して強く秘匿性も高いなどの利点があり、自動車電話シ
ステムや無線ＬＡＮなどへの応用が研究されている。
をデータ信号に乗算して送信し、受信側で送信側と同じ
拡散符号を乗算して逆拡散復調を行うスペクトラム拡散
通信方式は、受信したデータ信号を逆拡散する際に伝搬
路にて重畳したノイズは拡散してしまうため、妨害に対
して強く秘匿性も高いなどの利点があり、自動車電話シ
ステムや無線ＬＡＮなどへの応用が研究されている。
【０００３】この従来例を図２を参照して説明する。図
２は従来例のスペクトラム拡散送信機および受信機のブ
ロック構成図である。図２に示すスペクトラム拡散通信
システムに用いられるスペクトラム拡散送信機１は、入
力データを差動変調器２において隣接シンボル間で同相
成分（Ｉチャネル成分）と直交成分（Ｑチャネル成分）
とに差動変調し、差動変調されたＩチャネル成分とＱチ
ャネル成分とを拡散変調器３に送り込む。拡散変調器３
は、拡散符号発生器４が発生する拡散符号を差動変調出
力Ｉチャネル、Ｑチャネルに乗算して、スペクトラム拡
散変調を施す。拡散変調出力Ｉチャネル、Ｑチャネル
は、続く直交変調器５において位相がπ／２だけ異なる
２種類の搬送波によって直交二相変調され、ＲＦ増幅さ
れた後に、送信アンテナ６から送信される。
２は従来例のスペクトラム拡散送信機および受信機のブ
ロック構成図である。図２に示すスペクトラム拡散通信
システムに用いられるスペクトラム拡散送信機１は、入
力データを差動変調器２において隣接シンボル間で同相
成分（Ｉチャネル成分）と直交成分（Ｑチャネル成分）
とに差動変調し、差動変調されたＩチャネル成分とＱチ
ャネル成分とを拡散変調器３に送り込む。拡散変調器３
は、拡散符号発生器４が発生する拡散符号を差動変調出
力Ｉチャネル、Ｑチャネルに乗算して、スペクトラム拡
散変調を施す。拡散変調出力Ｉチャネル、Ｑチャネル
は、続く直交変調器５において位相がπ／２だけ異なる
２種類の搬送波によって直交二相変調され、ＲＦ増幅さ
れた後に、送信アンテナ６から送信される。
【０００４】一方、スペクトラム拡散受信機７は、受信
アンテナ８にて捕捉した送信電波を、まず直交復調器９
においてＲＦ信号を直交二相復調し、復調されたＩチャ
ネル成分とＱチャネル成分とをＡＤ変換器１０に送り込
む。ＡＤ変換器１０にてＩチャネルはｉビット（ｉはｉ
＞１で整数）、Ｑチャネルはｑビット（ｑはｑ＞１で整
数）のディジタルデータに変換され、直交成分ｉビッ
ト、ｑビットは、相関器１１に送り出され、拡散符号発
生器１２が発生する送信側と同じ拡散符号をＡＤ変換器
の出力各１ビット毎のデータに対して乗算して逆拡散復
調される。相関器１１の出力は、送信側の差動変調器２
とは逆の処理を行う差動復調器１３において差動復調さ
れる。なお、差動復調器１３には同期回路部１４が接続
されており、この同期回路部１４が相関器１１の復調出
力すなわち受信データと拡散符号との相関値を監視し、
最大相関値を与える点を同期点に定めてシンボルクロッ
クを生成し差動復調器１３の復調タイミングとする。
アンテナ８にて捕捉した送信電波を、まず直交復調器９
においてＲＦ信号を直交二相復調し、復調されたＩチャ
ネル成分とＱチャネル成分とをＡＤ変換器１０に送り込
む。ＡＤ変換器１０にてＩチャネルはｉビット（ｉはｉ
＞１で整数）、Ｑチャネルはｑビット（ｑはｑ＞１で整
数）のディジタルデータに変換され、直交成分ｉビッ
ト、ｑビットは、相関器１１に送り出され、拡散符号発
生器１２が発生する送信側と同じ拡散符号をＡＤ変換器
の出力各１ビット毎のデータに対して乗算して逆拡散復
調される。相関器１１の出力は、送信側の差動変調器２
とは逆の処理を行う差動復調器１３において差動復調さ
れる。なお、差動復調器１３には同期回路部１４が接続
されており、この同期回路部１４が相関器１１の復調出
力すなわち受信データと拡散符号との相関値を監視し、
最大相関値を与える点を同期点に定めてシンボルクロッ
クを生成し差動復調器１３の復調タイミングとする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このスペクトラム拡散
受信機７の相関器１１の内部構成を図３に示す。図３は
従来例の相関器のブロック構成図である。ＡＤ変換器１
０の出力１ビットに対応する入力データに対してＡＤが
２倍オーバーサンプリングで処理したとき、入力データ
をレジスタでデータラッチしておくレジスタの数は拡散
符号がＮ倍のとき、その２Ｎ倍を要する。したがって、
基準データをデータラッチしておくレジスタも拡散符号
の２Ｎ倍必要となる。ここで入力データと基準データの
各レジスタどうしを排他的否定論理和（ＥＸ−ＮＯＲ）
を取りその結果どうしを加算してＡＤ変換器１ビットの
相関結果とする。ＡＤ変換器が複数ビットにディジタル
変換出力するならば、ＡＤ変換器の各出力ビットの相関
結果を重み付けして加算し全体の相関結果とする。した
がってＡＤ変換器１０のディジタル変換ビットが大きい
とき、また拡散符号長が長いとき、相関器１１の回路規
模は大きくなる。従って相関器１１での消費電力は多大
になる。従来の受信機はキャリア検出するしないに関わ
らず相関器１１の全ビットと復調回路を動作させてい
た。従ってキャリアが未検出にも関わらず、全体の回路
を動作させているので消費電力が大きいという課題があ
る。
受信機７の相関器１１の内部構成を図３に示す。図３は
従来例の相関器のブロック構成図である。ＡＤ変換器１
０の出力１ビットに対応する入力データに対してＡＤが
２倍オーバーサンプリングで処理したとき、入力データ
をレジスタでデータラッチしておくレジスタの数は拡散
符号がＮ倍のとき、その２Ｎ倍を要する。したがって、
基準データをデータラッチしておくレジスタも拡散符号
の２Ｎ倍必要となる。ここで入力データと基準データの
各レジスタどうしを排他的否定論理和（ＥＸ−ＮＯＲ）
を取りその結果どうしを加算してＡＤ変換器１ビットの
相関結果とする。ＡＤ変換器が複数ビットにディジタル
変換出力するならば、ＡＤ変換器の各出力ビットの相関
結果を重み付けして加算し全体の相関結果とする。した
がってＡＤ変換器１０のディジタル変換ビットが大きい
とき、また拡散符号長が長いとき、相関器１１の回路規
模は大きくなる。従って相関器１１での消費電力は多大
になる。従来の受信機はキャリア検出するしないに関わ
らず相関器１１の全ビットと復調回路を動作させてい
た。従ってキャリアが未検出にも関わらず、全体の回路
を動作させているので消費電力が大きいという課題があ
る。
【０００６】すなわち、スペクトラム拡散通信におい
て、受信側の相関器はＡＤ変換ビットと拡散符号長によ
るがＡＤ変換器１ビットに対して回路規模がどうしても
大きくならざるを得ない。したがって、データ復調に必
要なＡＤ変換のビット数（量子化誤差の無い程度）分相
関器を用意すると非常に回路規模が大きくなり電力を多
大に消費する。
て、受信側の相関器はＡＤ変換ビットと拡散符号長によ
るがＡＤ変換器１ビットに対して回路規模がどうしても
大きくならざるを得ない。したがって、データ復調に必
要なＡＤ変換のビット数（量子化誤差の無い程度）分相
関器を用意すると非常に回路規模が大きくなり電力を多
大に消費する。
【０００７】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、受信待機時の消費電力を低減させることができ
るスペクトラム拡散受信機を提供することを目的とす
る。
であり、受信待機時の消費電力を低減させることができ
るスペクトラム拡散受信機を提供することを目的とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信側の機器
においてＲＦ部から直交復調されたアナログ信号Ｉチャ
ネル、ＱチャネルをそれぞれＡＤ変換器にてｉビット、
ｑビットに変換し、その１ビット毎に逆拡散を行う相関
器を構成する。したがって、相関器の構成はｉ、ｑビッ
ト分存在する。ここで送信側からデータに先だって送出
されるプリアンブル、つまりキャリアを検出するまで
（受信待機時）、相関器にＩチャネル、Ｑチャネルそれ
ぞれＫ（ｉ≧Ｋ≧１）、Ｌ（ｑ≧Ｌ≧１）ビット分だけ
クロックを供給し動作させる。次に相関器から逆拡散さ
れた出力データは入力Ｉチャネルに対してＩｄａｔａ
（ｍビット）、入力Ｑチャネルに対してＱｄａｔａ（ｎ
ビット）とすると、次に各チップ毎に √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の振幅演算を行う。同期積算回路では振幅値を１シンボ
ル区間同期積算を行い、最大同期積算値が外部から設定
可能なある任意の閾値以上ならばプリアンブルを受信し
たキャリア検出とみなし、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号を
アクティブにする。そのキャリアＯＮＧＡＴＥとシステ
ムクロックをＡＮＤすることにより相関器には未処理の
ＡＤ変換器の出力ビット（ｉ−ｍ）、（ｑ−ｍ）に対応
する相関器入力にクロックが供給され、ＡＤ変換器のデ
ィジタル全出力ビットが相関器にて全て処理されること
により量子化誤差が無くなり、かつ、キャリアＯＮＧＡ
ＴＥによりデータ復調部にもクロックが供給され、同期
積算回路によるシンボルクロックでタイミングを抽出す
ることにより、復調部では、プリアンブルに続く送信デ
ータがシンボルタイミングのデータのみ復調される。
においてＲＦ部から直交復調されたアナログ信号Ｉチャ
ネル、ＱチャネルをそれぞれＡＤ変換器にてｉビット、
ｑビットに変換し、その１ビット毎に逆拡散を行う相関
器を構成する。したがって、相関器の構成はｉ、ｑビッ
ト分存在する。ここで送信側からデータに先だって送出
されるプリアンブル、つまりキャリアを検出するまで
（受信待機時）、相関器にＩチャネル、Ｑチャネルそれ
ぞれＫ（ｉ≧Ｋ≧１）、Ｌ（ｑ≧Ｌ≧１）ビット分だけ
クロックを供給し動作させる。次に相関器から逆拡散さ
れた出力データは入力Ｉチャネルに対してＩｄａｔａ
（ｍビット）、入力Ｑチャネルに対してＱｄａｔａ（ｎ
ビット）とすると、次に各チップ毎に √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の振幅演算を行う。同期積算回路では振幅値を１シンボ
ル区間同期積算を行い、最大同期積算値が外部から設定
可能なある任意の閾値以上ならばプリアンブルを受信し
たキャリア検出とみなし、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号を
アクティブにする。そのキャリアＯＮＧＡＴＥとシステ
ムクロックをＡＮＤすることにより相関器には未処理の
ＡＤ変換器の出力ビット（ｉ−ｍ）、（ｑ−ｍ）に対応
する相関器入力にクロックが供給され、ＡＤ変換器のデ
ィジタル全出力ビットが相関器にて全て処理されること
により量子化誤差が無くなり、かつ、キャリアＯＮＧＡ
ＴＥによりデータ復調部にもクロックが供給され、同期
積算回路によるシンボルクロックでタイミングを抽出す
ることにより、復調部では、プリアンブルに続く送信デ
ータがシンボルタイミングのデータのみ復調される。
【０００９】すなわち、本発明は、スペクトラム拡散さ
れたｉビットのＩチャネル信号およびｑビットのＱチャ
ネル信号を含む二相位相変調信号を入力しこのＩチャネ
ル信号およびＱチャネル信号のそれぞれについて１ビッ
ト毎に逆拡散する相関器を含むスペクトラム拡散受信機
である。
れたｉビットのＩチャネル信号およびｑビットのＱチャ
ネル信号を含む二相位相変調信号を入力しこのＩチャネ
ル信号およびＱチャネル信号のそれぞれについて１ビッ
ト毎に逆拡散する相関器を含むスペクトラム拡散受信機
である。
【００１０】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記相関器は、受信待機モードのときに、前記Ｉチャネル
信号およびＱチャネル信号についてその一部のビットを
逆拡散する手段と、この一部のビットの逆拡散された信
号にしたがって搬送波の有無を検出する手段とを備えた
ところにある。
記相関器は、受信待機モードのときに、前記Ｉチャネル
信号およびＱチャネル信号についてその一部のビットを
逆拡散する手段と、この一部のビットの逆拡散された信
号にしたがって搬送波の有無を検出する手段とを備えた
ところにある。
【００１１】前記検出する手段が搬送波有を検出したと
きには、前記相関器に前記Ｉチャネル信号およびＱチャ
ネル信号についてその全部のビットを逆拡散するための
クロック信号を供給する手段を備えることが望ましい。
きには、前記相関器に前記Ｉチャネル信号およびＱチャ
ネル信号についてその全部のビットを逆拡散するための
クロック信号を供給する手段を備えることが望ましい。
【００１２】前記検出する手段が搬送波無を検出してい
るときには、バッテリセービング状態を設定することが
望ましい。
るときには、バッテリセービング状態を設定することが
望ましい。
【００１３】前記検出する手段は、１チップ毎の振幅演
算 √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の演算結果を１シンボル区間積算しこの積算値が閾値を
越えたとき搬送波有りとすることが望ましい。
算 √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の演算結果を１シンボル区間積算しこの積算値が閾値を
越えたとき搬送波有りとすることが望ましい。
【００１４】
【作用】本発明は、受信側の機器に於いてＲＦ部から直
交復調されたアナログ信号の同相成分Ｉチャネル、直交
成分ＱチャネルをそれぞれＡＤ変換器にてｉビット、ｑ
ビットに変換し、相関器はキャリアを検出するまで（受
信待機時）は、相関器はＩチャネル、Ｑチャネルそれぞ
れＫ（ｉ≧Ｋ≧１）、Ｌ（ｑ≧Ｌ≧１）ビット分だけク
ロックを供給し動作させ、逆拡散を行う。次にその逆拡
散されたデータから同期積算回路にて振幅演算を行い、
振幅値の最大同期積算値がある任意のスレッショルド値
以上ならば、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号をアクティブに
することにより、相関器にはＡＤ変換器の未処理ビット
（ｉ−１）、（ｑ−ｍ）に対応する相関器入力にクロッ
クが供給され、ＡＤ変換器のディジタル全出力ビットが
相関器にて全て処理され、かつ、キャリアＯＮＧＡＴＥ
によりデータ復調部にもクロックが供給され、同期積算
回路によるシンボルクロックでタイミングを抽出するこ
とにより、復調部では、プリアンブルに続く送信データ
がシンボルタイミングのデータのみ復調されることによ
り、受信待機時の消費電力削減を可能にする。
交復調されたアナログ信号の同相成分Ｉチャネル、直交
成分ＱチャネルをそれぞれＡＤ変換器にてｉビット、ｑ
ビットに変換し、相関器はキャリアを検出するまで（受
信待機時）は、相関器はＩチャネル、Ｑチャネルそれぞ
れＫ（ｉ≧Ｋ≧１）、Ｌ（ｑ≧Ｌ≧１）ビット分だけク
ロックを供給し動作させ、逆拡散を行う。次にその逆拡
散されたデータから同期積算回路にて振幅演算を行い、
振幅値の最大同期積算値がある任意のスレッショルド値
以上ならば、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号をアクティブに
することにより、相関器にはＡＤ変換器の未処理ビット
（ｉ−１）、（ｑ−ｍ）に対応する相関器入力にクロッ
クが供給され、ＡＤ変換器のディジタル全出力ビットが
相関器にて全て処理され、かつ、キャリアＯＮＧＡＴＥ
によりデータ復調部にもクロックが供給され、同期積算
回路によるシンボルクロックでタイミングを抽出するこ
とにより、復調部では、プリアンブルに続く送信データ
がシンボルタイミングのデータのみ復調されることによ
り、受信待機時の消費電力削減を可能にする。
【００１５】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【００１６】本発明は、スペクトラム拡散されたｉビッ
トのＩチャネル信号およびｑビットのＱチャネル信号を
含む二相位相変調信号を入力しこのＩチャネル信号およ
びＱチャネル信号のそれぞれについて１ビット毎に逆拡
散する相関器２５ｉ、２５ｑを含むスペクトラム拡散受
信機である。
トのＩチャネル信号およびｑビットのＱチャネル信号を
含む二相位相変調信号を入力しこのＩチャネル信号およ
びＱチャネル信号のそれぞれについて１ビット毎に逆拡
散する相関器２５ｉ、２５ｑを含むスペクトラム拡散受
信機である。
【００１７】ここで、本発明の特徴とするところは、相
関器２５ｉ、２５ｑは、受信待機モードのときに、前記
Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号についてその一部
のビットを逆拡散する手段としての部分的クロック供給
線４０と、この一部のビットの逆拡散された信号にした
がって搬送波の有無を検出する手段としての振幅演算部
２７、同期積算部２８、キャリア検出レベル設定部３０
とを備えたところにある。
関器２５ｉ、２５ｑは、受信待機モードのときに、前記
Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号についてその一部
のビットを逆拡散する手段としての部分的クロック供給
線４０と、この一部のビットの逆拡散された信号にした
がって搬送波の有無を検出する手段としての振幅演算部
２７、同期積算部２８、キャリア検出レベル設定部３０
とを備えたところにある。
【００１８】同期積算部２８が搬送波有を検出したとき
には、相関器２５ｉ、２５ｑに前記Ｉチャネル信号およ
びＱチャネル信号についてその全部のビットを逆拡散す
るためのクロック信号を供給する手段としてのＡＮＤ回
路３１を備えている。
には、相関器２５ｉ、２５ｑに前記Ｉチャネル信号およ
びＱチャネル信号についてその全部のビットを逆拡散す
るためのクロック信号を供給する手段としてのＡＮＤ回
路３１を備えている。
【００１９】同期積算部２８が搬送波無を検出している
ときには、前述したように部分的クロック供給線４０か
らのクロックによりバッテリセービング状態を設定す
る。
ときには、前述したように部分的クロック供給線４０か
らのクロックによりバッテリセービング状態を設定す
る。
【００２０】同期積算部２８は、１チップ毎の振幅演算 √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の演算結果を１シンボル区間積算しこの積算値がキャリ
ア検出レベル設定部３０により設定された閾値を越えた
とき搬送波有りとする。
ア検出レベル設定部３０により設定された閾値を越えた
とき搬送波有りとする。
【００２１】次に、本発明実施例の動作を説明する。図
１に示すスペクトラム拡散受信機２１は、スペクトラム
拡散された信号を受信するものである。受信信号は、隣
接シンボルデータを差動変調して得られる直交成分をス
ペクトラム拡散変調し、さらに直交二相変調された信号
となる。受信アンテナ２２にて捕捉された電波は、まず
直交復調器２３においてπ／２だけ位相が異なる２種類
の搬送信号を乗算され直交二相復調される。直交復調器
２３の復調出力は直交成分毎、すなわちＩチャネル（同
相成分）、Ｑチャネル（直交成分）毎にＡＤ変換器２４
ｉ、２４ｑに送り出され、両ＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑ
は１チップ当たり２倍オーバーサンプリングしてそれぞ
れｉビット（ｉはｉ＞１で整数）、ｑビット（ｑはｑ＞
１で整数）にディジタル信号変換する。相関器２５ｉ、
２５ｑはまだ待ち受け状態なので、両ＡＤ変換器２４
ｉ、２４ｑの出力ビット上位Ｋ、Ｌビットのみ入力ビッ
トに対応する相関器２５ｉ、２５ｑのクロックを供給す
る。ここで拡散符号発生器２６から供給される拡散符号
は各チップ毎に乗算されて逆拡散される。ここで受信待
機時に相関器２５ｉ、２５ｑの動作ビット数はキャリア
センスするのに適したビット数だけで十分である。
１に示すスペクトラム拡散受信機２１は、スペクトラム
拡散された信号を受信するものである。受信信号は、隣
接シンボルデータを差動変調して得られる直交成分をス
ペクトラム拡散変調し、さらに直交二相変調された信号
となる。受信アンテナ２２にて捕捉された電波は、まず
直交復調器２３においてπ／２だけ位相が異なる２種類
の搬送信号を乗算され直交二相復調される。直交復調器
２３の復調出力は直交成分毎、すなわちＩチャネル（同
相成分）、Ｑチャネル（直交成分）毎にＡＤ変換器２４
ｉ、２４ｑに送り出され、両ＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑ
は１チップ当たり２倍オーバーサンプリングしてそれぞ
れｉビット（ｉはｉ＞１で整数）、ｑビット（ｑはｑ＞
１で整数）にディジタル信号変換する。相関器２５ｉ、
２５ｑはまだ待ち受け状態なので、両ＡＤ変換器２４
ｉ、２４ｑの出力ビット上位Ｋ、Ｌビットのみ入力ビッ
トに対応する相関器２５ｉ、２５ｑのクロックを供給す
る。ここで拡散符号発生器２６から供給される拡散符号
は各チップ毎に乗算されて逆拡散される。ここで受信待
機時に相関器２５ｉ、２５ｑの動作ビット数はキャリア
センスするのに適したビット数だけで十分である。
【００２２】相関器２５ｉ、２５ｑから逆拡散された出
力データは、入力Ｉチャネルに対してＩｄａｔａ（ｍビ
ット）、入力Ｑチャネルに対してＱｄａｔａ（ｎビッ
ト）とすると、次に各チップ毎に振幅演算部２７におい
て √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の振幅演算を行う。同期積算部２８では振幅演算部２７
において求められた合成振幅値を１シンボルのチップ数
だけシフト動作を行う。１シンボルシフトした後に次の
入力データと加算する。ただし、ただ単に加算するとオ
ーバーフローを起こすので加算結果に対してはリーク値
を求め、加算結果からリーク値を減算し、入力振幅相関
値に加算する。リーク値は加算結果に“１”に満たない
係数を乗算することにより求める。
力データは、入力Ｉチャネルに対してＩｄａｔａ（ｍビ
ット）、入力Ｑチャネルに対してＱｄａｔａ（ｎビッ
ト）とすると、次に各チップ毎に振幅演算部２７におい
て √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の振幅演算を行う。同期積算部２８では振幅演算部２７
において求められた合成振幅値を１シンボルのチップ数
だけシフト動作を行う。１シンボルシフトした後に次の
入力データと加算する。ただし、ただ単に加算するとオ
ーバーフローを起こすので加算結果に対してはリーク値
を求め、加算結果からリーク値を減算し、入力振幅相関
値に加算する。リーク値は加算結果に“１”に満たない
係数を乗算することにより求める。
【００２３】同期積算部２８の積算結果が１シンボル内
で最大同期積算値を与えるタイミングをシンボルクロッ
ク同期点としデータ復調部２９に与える。ここで最大同
期積算値がキャリア検出レベル設定部３０から設定され
た値以上ならばプリアンブルを受信したキャリア検出と
みなし、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号をアクティブにす
る。そのキャリアＯＮＧＡＴＥとシステムクロックとの
論理積をＡＮＤ回路３１により求めることにより相関器
２５ｉ、２５ｑには未処理のＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑ
の出力ビット（ｉ−１）、（ｑ−ｍ）に対応する相関器
２５ｉ、２５ｑの入力にクロックが供給され、ＡＤ変換
器２４ｉ、２４ｑのディジタル全出力ビットが相関器２
５ｉ、２５ｑにて全て処理されることにより、相関値の
ＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑの出力ビットの量子化誤差が
無くなる。また、キャリアＯＮＧＡＴＥによりデータ復
調部２９にもクロックが供給され、振幅演算部２７の出
力であるＩｄａｔａ、Ｑｄａｔａの絶対値から角度計算
をして位相を求め差動復調する。データ復調のタイミン
グは同期積算部２８から発生されるシンボルクロック同
期点でタイミングを抽出することにより、データ復調部
２９では、プリアンブルに続く送信データがシンボルタ
イミングのデータのみ復調される。以上のように受信待
機時には相関器２５ｉ、２５ｑの処理ビットを削減する
ことにより消費電力削減を達成することができる。
で最大同期積算値を与えるタイミングをシンボルクロッ
ク同期点としデータ復調部２９に与える。ここで最大同
期積算値がキャリア検出レベル設定部３０から設定され
た値以上ならばプリアンブルを受信したキャリア検出と
みなし、キャリアＯＮＧＡＴＥ信号をアクティブにす
る。そのキャリアＯＮＧＡＴＥとシステムクロックとの
論理積をＡＮＤ回路３１により求めることにより相関器
２５ｉ、２５ｑには未処理のＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑ
の出力ビット（ｉ−１）、（ｑ−ｍ）に対応する相関器
２５ｉ、２５ｑの入力にクロックが供給され、ＡＤ変換
器２４ｉ、２４ｑのディジタル全出力ビットが相関器２
５ｉ、２５ｑにて全て処理されることにより、相関値の
ＡＤ変換器２４ｉ、２４ｑの出力ビットの量子化誤差が
無くなる。また、キャリアＯＮＧＡＴＥによりデータ復
調部２９にもクロックが供給され、振幅演算部２７の出
力であるＩｄａｔａ、Ｑｄａｔａの絶対値から角度計算
をして位相を求め差動復調する。データ復調のタイミン
グは同期積算部２８から発生されるシンボルクロック同
期点でタイミングを抽出することにより、データ復調部
２９では、プリアンブルに続く送信データがシンボルタ
イミングのデータのみ復調される。以上のように受信待
機時には相関器２５ｉ、２５ｑの処理ビットを削減する
ことにより消費電力削減を達成することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信待機時にはキャリアセンス可能なＡＤ変換器のビッ
ト分だけ相関器とキャリア検出回路を動作させることに
より、受信待機時の消費電力を低減させることができ
る。これにより、トータル的な消費電力削減に効果があ
る。
受信待機時にはキャリアセンス可能なＡＤ変換器のビッ
ト分だけ相関器とキャリア検出回路を動作させることに
より、受信待機時の消費電力を低減させることができ
る。これにより、トータル的な消費電力削減に効果があ
る。
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図２】従来例のスペクトラム拡散送信機および受信機
のブロック構成図。
のブロック構成図。
【図３】従来例の相関器のブロック構成図。
１ スペクトラム拡散送信機 ２ 差動変調器 ３ 拡散変調器 ４ 拡散符号発生器 ５ 直交変調器 ６ 送信アンテナ ７、２１ スペクトラム拡散受信機 ８、２２ 受信アンテナ ９、２３ 直交復調器 １０、２４ｉ、２４ｑ ＡＤ変換器 １１、２５ｉ、２５ｑ 相関器 １２ 拡散符号発生器 １３ 差動復調器 １４ 同期回路部 ２６ 拡散符号発生器 ２７ 振幅演算部 ２８ 同期積算部 ２９ データ復調部 ３０ キャリア検出レベル設定部 ３１ ＡＮＤ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散されたｉビットのＩチ
ャネル信号およびｑビットのＱチャネル信号を含む二相
位相変調信号を入力しこのＩチャネル信号およびＱチャ
ネル信号のそれぞれについて１ビット毎に逆拡散する相
関器を含むスペクトラム拡散受信機において、 前記相関器は、受信待機モードのときに、前記Ｉチャネ
ル信号およびＱチャネル信号についてその一部の上位ビ
ットを逆拡散するためのクロックを供給する手段と、こ
の一部の上位ビットの逆拡散された信号にしたがって搬
送波の有無を検出する手段と、前記検出する手段が搬送
波有を検出したときには、前記Ｉチャネル信号およびＱ
チャネル信号についてその全ビットを逆拡散するための
クロックを供給する手段とを備えたことを特徴とするス
ペクトラム拡散受信機。 - 【請求項２】 前記検出する手段が搬送波無を検出して
いるときには、バッテリセービング状態を設定する請求
項１記載のスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項３】 前記検出する手段は、１チップ毎の振幅
演算 √〔（Ｉｄａｔａ）2 ＋（Ｑｄａｔａ）2 〕 の演算結果を１シンボル区間積算しこの積算値が閾値を
越えたとき搬送波有りとする請求項１記載のスペクトラ
ム拡散受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6306414A JP2655107B2 (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | スペクトラム拡散受信機 |
| US08/570,691 US5742636A (en) | 1994-12-09 | 1995-12-11 | Spread spectrum receiving apparatus with battery saving function |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6306414A JP2655107B2 (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | スペクトラム拡散受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08163079A JPH08163079A (ja) | 1996-06-21 |
| JP2655107B2 true JP2655107B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=17956739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6306414A Expired - Fee Related JP2655107B2 (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2655107B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
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| JP3834166B2 (ja) * | 1999-07-07 | 2006-10-18 | 日本電気株式会社 | 振幅計算回路 |
| US7587016B2 (en) * | 2005-07-20 | 2009-09-08 | Broadcom Corporation | MIMO timing recovery |
| US9287922B1 (en) * | 2013-12-06 | 2016-03-15 | Tsinghua University | Spreading signal generating method, generating device, receiving method and receiving device |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS56165425A (en) * | 1980-05-16 | 1981-12-19 | Meisei Electric Co Ltd | Power supplying system of electric machinery |
| JPS57196637A (en) * | 1981-05-29 | 1982-12-02 | Nec Corp | Receiver for time division multiplex communication |
| JPS6352547A (ja) * | 1986-08-22 | 1988-03-05 | Tokyo Electric Co Ltd | 無線式携帯端末機 |
| JPH01190054A (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 | Man Design Kk | 受信機 |
| JP2887596B2 (ja) * | 1988-05-07 | 1999-04-26 | 富士通株式会社 | 無線装置の電源制御方式 |
| JP2680349B2 (ja) * | 1988-06-13 | 1997-11-19 | 日本電信電話株式会社 | 無線呼出用受信機 |
| JPH02193416A (ja) * | 1989-01-21 | 1990-07-31 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 受信機の局部発振回路制御方式 |
| JPH02261226A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-24 | Mitsubishi Electric Corp | 移動電話機 |
| JP2711921B2 (ja) * | 1989-12-22 | 1998-02-10 | 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 | キャリア検出方法および装置 |
| US5101417A (en) * | 1990-06-29 | 1992-03-31 | Xerox Corporation | Phase controlled synchronization for direct sequence spread-spectrum communication systems |
| JP3136309B2 (ja) * | 1990-09-06 | 2001-02-19 | ルーセント テクノロジーズ インコーポレイテッド | ローカルエリアネットワークのキャリヤ検出方法と装置 |
| US5507039A (en) * | 1991-05-10 | 1996-04-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mobile wireless apparatus with power consumption reduction circuitry |
| US5353341A (en) * | 1991-10-21 | 1994-10-04 | At&T Bell Laboratories | Cordless telephone arranged for operation in a frequency hopping system |
| JPH05191375A (ja) * | 1992-01-16 | 1993-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトラム拡散方式受信装置 |
| JP3214159B2 (ja) * | 1993-01-22 | 2001-10-02 | 三菱電機株式会社 | キャリア検出器 |
| JP3382989B2 (ja) * | 1993-02-03 | 2003-03-04 | ソニー株式会社 | セルラ端末装置 |
| JP2720745B2 (ja) * | 1993-02-17 | 1998-03-04 | 松下電器産業株式会社 | 信号処理回路 |
| JP3060837B2 (ja) * | 1993-06-10 | 2000-07-10 | モトローラ・インコーポレイテッド | 無線通信装置におけるバッテリ節約方法および装置 |
-
1994
- 1994-12-09 JP JP6306414A patent/JP2655107B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-12-11 US US08/570,691 patent/US5742636A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5742636A (en) | 1998-04-21 |
| JPH08163079A (ja) | 1996-06-21 |
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