JPH1188232A - スペクトラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路Info
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- JPH1188232A JPH1188232A JP25077197A JP25077197A JPH1188232A JP H1188232 A JPH1188232 A JP H1188232A JP 25077197 A JP25077197 A JP 25077197A JP 25077197 A JP25077197 A JP 25077197A JP H1188232 A JPH1188232 A JP H1188232A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ビット誤り率を劣化させることなく、復調器
のビット幅を少なくすることができるスペクトラム拡散
受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路
を提供する。併せて、小型化および省電力化を図る。 【解決手段】 得られた中間周波数信号を、直交するベ
ースバンド信号に変換する直交検波回路２１〜２３と、
ベースバンド信号と拡散符号との間の相関をそれぞれ算
出する二つの相関器３３と、ベースバンド信号の各シン
ボル周期における有効ビット数を算出し、それに基づ
き、相関器３３から出力された相関値のＩ成分i corr
およびＱ成分q corrをそれぞれ示すｍビットのデータ
から、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータを取出して出力i a
gc、q agcとする自動利得制御回路３４と、得られたｎ
ビットのデータに基づき、Ｉ成分とＱ成分との比から算
出された位相を差動復号してデータを復号する手段３
５、３０、３１とを備える。
のビット幅を少なくすることができるスペクトラム拡散
受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路
を提供する。併せて、小型化および省電力化を図る。 【解決手段】 得られた中間周波数信号を、直交するベ
ースバンド信号に変換する直交検波回路２１〜２３と、
ベースバンド信号と拡散符号との間の相関をそれぞれ算
出する二つの相関器３３と、ベースバンド信号の各シン
ボル周期における有効ビット数を算出し、それに基づ
き、相関器３３から出力された相関値のＩ成分i corr
およびＱ成分q corrをそれぞれ示すｍビットのデータ
から、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータを取出して出力i a
gc、q agcとする自動利得制御回路３４と、得られたｎ
ビットのデータに基づき、Ｉ成分とＱ成分との比から算
出された位相を差動復号してデータを復号する手段３
５、３０、３１とを備える。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路
に係り、特に、復調器のビット幅を少なくするスペクト
ラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得
制御回路を提供することを目的とする。
受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路
に係り、特に、復調器のビット幅を少なくするスペクト
ラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得
制御回路を提供することを目的とする。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散（Spread Spectrum）
における拡散信号の発生方式のうち、直接拡散（Direct
Sequence:DS）といわれる拡散方式は、拡散符号（ＰＮ
系列）という擬似ランダム符号により、送信信号のスペ
クトルを拡散するものである。一般的にＱＰＳＫ方式に
おけるスペクトラム拡散変調は、一次変調と二次変調の
二段階に分けられる。一次変調は、変調前の原デジタル
データを２ビットごとに±１の値をとるベースバンド信
号に分割し、分割したそれぞれのデータを位相が９０°
ずれている搬送波にて変調する直交位相変調である。こ
こで、各ベースバンド信号をそれぞれＩ信号、Ｑ信号と
いう。二次変調は、直交位相変調された一次変調信号
（Ｉ信号、Ｑ信号）を、ＰＮ系列発生器から供給された
ＰＮ系列符号でそれぞれ乗算しスペクトラム拡散をする
ものである。ここで、ＰＮ系列とは、原データのビット
状態の変化速度より速い速度で変化するランダムな矩形
波をいう。このＰＮ系列の擬似ランダム信号における１
ビット区間を１チップといい、その期間の長さをチッ
プ区間（chip duration：以下Ｔｃと記す）という。二
次変調された送信信号は、重畳され送信される。
における拡散信号の発生方式のうち、直接拡散（Direct
Sequence:DS）といわれる拡散方式は、拡散符号（ＰＮ
系列）という擬似ランダム符号により、送信信号のスペ
クトルを拡散するものである。一般的にＱＰＳＫ方式に
おけるスペクトラム拡散変調は、一次変調と二次変調の
二段階に分けられる。一次変調は、変調前の原デジタル
データを２ビットごとに±１の値をとるベースバンド信
号に分割し、分割したそれぞれのデータを位相が９０°
ずれている搬送波にて変調する直交位相変調である。こ
こで、各ベースバンド信号をそれぞれＩ信号、Ｑ信号と
いう。二次変調は、直交位相変調された一次変調信号
（Ｉ信号、Ｑ信号）を、ＰＮ系列発生器から供給された
ＰＮ系列符号でそれぞれ乗算しスペクトラム拡散をする
ものである。ここで、ＰＮ系列とは、原データのビット
状態の変化速度より速い速度で変化するランダムな矩形
波をいう。このＰＮ系列の擬似ランダム信号における１
ビット区間を１チップといい、その期間の長さをチッ
プ区間（chip duration：以下Ｔｃと記す）という。二
次変調された送信信号は、重畳され送信される。
【０００３】一般に、ＱＰＳＫ方式により送信されたス
ペクトラム拡散された送信信号は、次の手順で復調され
る。すなわち、受信信号は、フロントエンド増幅器にて
増幅され、直交検波回路にて互いに位相の９０°異なる
搬送波にて直交検波され、Ｉｒ信号、Ｑｒ信号に変換さ
れる。この二つのベースバンド信号には、送信時と同じ
ＰＮ系列発生器から供給された拡散符号が乗算され、逆
拡散が行われる。逆拡散を行うにあたり、送信信号に含
まれるベースバンド信号の直交軸と直交検波されたベー
スバンド信号の直交軸との位相差（位相誤差という）を
少なくする必要がある。また、クロック再生においては
通信初期に同期捕捉を行う。一旦同期が捕捉されれば、
遅延ロックループ回路（ＤＬＬ）等を用いて捕捉時の位
相のままＰＮ系列の逆拡散を持続する。
ペクトラム拡散された送信信号は、次の手順で復調され
る。すなわち、受信信号は、フロントエンド増幅器にて
増幅され、直交検波回路にて互いに位相の９０°異なる
搬送波にて直交検波され、Ｉｒ信号、Ｑｒ信号に変換さ
れる。この二つのベースバンド信号には、送信時と同じ
ＰＮ系列発生器から供給された拡散符号が乗算され、逆
拡散が行われる。逆拡散を行うにあたり、送信信号に含
まれるベースバンド信号の直交軸と直交検波されたベー
スバンド信号の直交軸との位相差（位相誤差という）を
少なくする必要がある。また、クロック再生においては
通信初期に同期捕捉を行う。一旦同期が捕捉されれば、
遅延ロックループ回路（ＤＬＬ）等を用いて捕捉時の位
相のままＰＮ系列の逆拡散を持続する。
【０００４】従来のこの種の技術を開示した文献として
次のものがある。
次のものがある。
【０００５】特開平３−１０１５３４号には、信号処理
の周波数帯域を低下させて回路のLSI化を可能にするた
めに、準同期検波を行う直接スペクトル拡散通信方式の
受信装置が開示されている。
の周波数帯域を低下させて回路のLSI化を可能にするた
めに、準同期検波を行う直接スペクトル拡散通信方式の
受信装置が開示されている。
【０００６】特開平７−１３１３７９号には、ＢＰＳＫ
信号を復調するスペクトラム拡散通信用受信機の復調装
置が開示されている。
信号を復調するスペクトラム拡散通信用受信機の復調装
置が開示されている。
【０００７】特開平７−１８３８３１号には、直接拡散
されて変調された受信信号を１ビット量子化して標本化
し、等価的に多ビット量子化と同等な復調を行うデジタ
ル通信方法及びデジタル通信装置が開示されている。こ
の装置はアナログ−デジタ変換器（A/D）及び自動利得
制御回路（AGC）を必要としない。
されて変調された受信信号を１ビット量子化して標本化
し、等価的に多ビット量子化と同等な復調を行うデジタ
ル通信方法及びデジタル通信装置が開示されている。こ
の装置はアナログ−デジタ変換器（A/D）及び自動利得
制御回路（AGC）を必要としない。
【０００８】特開平８―８７８２号には、AGC回路を備
え、A/Dにおける入力信号に対する量子化レベルの値をC
/Nに適合する値に設定することにより、受信信号のC/N
に応じてA/D変換器の入力振幅レベルを最適化する直接
スペクトル拡散通信方式が開示されている。
え、A/Dにおける入力信号に対する量子化レベルの値をC
/Nに適合する値に設定することにより、受信信号のC/N
に応じてA/D変換器の入力振幅レベルを最適化する直接
スペクトル拡散通信方式が開示されている。
【０００９】特開平８−３２４８７号には、キャリア振
幅の一定な位相変調方式を用い、スペクトル拡散の自己
相関特性を応用することにより、QAM変調方式と同様の
振幅情報をもたせることができるスペクトル拡散通信シ
ステムが開示されている。
幅の一定な位相変調方式を用い、スペクトル拡散の自己
相関特性を応用することにより、QAM変調方式と同様の
振幅情報をもたせることができるスペクトル拡散通信シ
ステムが開示されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、直接スペク
トラム拡散方式において、受信側のベースバンドで逆拡
散する場合、DMF(Digital Matched Filter)やSC(Slid
ing Correlator)などの相関器が用いられるが、これら
相関器が（拡散符号長）×（オーバーサンプリング数）
の加算を行うため、出力のビット幅が増大するという問
題点があった。これに伴いハードウエアの規模が大きく
なるとともに、消費電力が増加するという問題点があっ
た。
トラム拡散方式において、受信側のベースバンドで逆拡
散する場合、DMF(Digital Matched Filter)やSC(Slid
ing Correlator)などの相関器が用いられるが、これら
相関器が（拡散符号長）×（オーバーサンプリング数）
の加算を行うため、出力のビット幅が増大するという問
題点があった。これに伴いハードウエアの規模が大きく
なるとともに、消費電力が増加するという問題点があっ
た。
【００１１】この発明は、かかる問題点に鑑みてなされ
たものであり、ビット誤り率を劣化させることなく、復
調器のビット幅を少なくすることができるスペクトラム
拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御
回路を提供する。併せて、小型化および省電力化を図る
ことを目的とする。
たものであり、ビット誤り率を劣化させることなく、復
調器のビット幅を少なくすることができるスペクトラム
拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御
回路を提供する。併せて、小型化および省電力化を図る
ことを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は、ＱＰＳＫ変
調方式を用いるスペクトラム拡散通信用受信機におい
て、受信信号に基づき得られた中間周波数信号を、直交
するベースバンド信号に変換する直交検波回路と、前記
ベースバンド信号と拡散符号との間の相関をそれぞれ算
出する二つの相関器と、前記ベースバンド信号の各シン
ボル周期における有効ビット数を算出する有効ビット算
出手段、および、算出された有効ビットに基づき、相関
器から出力された相関値のＩ成分およびＱ成分をそれぞ
れ示すｍビットのデータから、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデ
ータを取出すデータ選択手段を有する自動利得制御回路
と、当該自動利得回路にて得られたｎビットのデータに
基づき、Ｉ成分とＱ成分との比から位相を算出するとと
もに、算出された位相を差動復号してデータを復号する
復号回路とを備えたものである。
調方式を用いるスペクトラム拡散通信用受信機におい
て、受信信号に基づき得られた中間周波数信号を、直交
するベースバンド信号に変換する直交検波回路と、前記
ベースバンド信号と拡散符号との間の相関をそれぞれ算
出する二つの相関器と、前記ベースバンド信号の各シン
ボル周期における有効ビット数を算出する有効ビット算
出手段、および、算出された有効ビットに基づき、相関
器から出力された相関値のＩ成分およびＱ成分をそれぞ
れ示すｍビットのデータから、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデ
ータを取出すデータ選択手段を有する自動利得制御回路
と、当該自動利得回路にて得られたｎビットのデータに
基づき、Ｉ成分とＱ成分との比から位相を算出するとと
もに、算出された位相を差動復号してデータを復号する
復号回路とを備えたものである。
【００１３】この発明の好ましい実施態様においては、
前記自動利得制御回路の有効ビット算出手段が、前記ベ
ースバンド信号の各シンボル周期における絶対値の最大
値を検出する最大値検出回路と、前記最大値と、所定の
閾値とを比較する比較回路とを備え、比較回路の出力
が、有効ビットを示すように構成されている。さらに、
有効ビット算出手段の比較回路が、有効ビットの先頭ビ
ットが略変化する位置に対応する値を閾値として有して
いるのが好ましい。
前記自動利得制御回路の有効ビット算出手段が、前記ベ
ースバンド信号の各シンボル周期における絶対値の最大
値を検出する最大値検出回路と、前記最大値と、所定の
閾値とを比較する比較回路とを備え、比較回路の出力
が、有効ビットを示すように構成されている。さらに、
有効ビット算出手段の比較回路が、有効ビットの先頭ビ
ットが略変化する位置に対応する値を閾値として有して
いるのが好ましい。
【００１４】また、この発明の好ましい実施態様におい
ては、前記データ選択手段が、前記有効ビットに基づ
き、前記有効ビットの先頭ビットから所定のビット数を
選択して、ｎビットのデータを取出すように構成されて
いる。
ては、前記データ選択手段が、前記有効ビットに基づ
き、前記有効ビットの先頭ビットから所定のビット数を
選択して、ｎビットのデータを取出すように構成されて
いる。
【００１５】
発明の実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１に
つき説明を加える。この実施の形態においては、図示し
ない送信側で同相成分と遅延回路により時間差Ｔｄを与
えた直交成分のＱＰＳＫ変調を行っている。
つき説明を加える。この実施の形態においては、図示し
ない送信側で同相成分と遅延回路により時間差Ｔｄを与
えた直交成分のＱＰＳＫ変調を行っている。
【００１６】＜全体説明＞図１は、図示しない送信機に
対応する受信機の概略を示すブロック図である。
対応する受信機の概略を示すブロック図である。
【００１７】図示しない送信機からの送信信号は、受信
機の図示しない受信アンテナにより受信され、図示しな
いフロントエンドにおいて中間周波数信号（ＩＦ） Ｄ
ＡＴＡに変換される。ＤＡＴＡは２つに分岐され、それ
ぞれ乗算器２１ａ，２１ｂに入力される。また、乗算器
２１ａには局部発振器２２からの搬送波が、乗算器２１
ｂには移相器２３によりπ／２だけ位相がずらされた搬
送波が供給される。乗算器２１ａ，２１ｂにおいて直交
検波がなされ、Ｉチャネルの信号、Ｑチャネルの信号が
それぞれ出力される。アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器２４ａ，２４ｂはそれぞれＩチャネルの信号、Ｑチ
ャネルの信号をデジタル信号に変換する。変換されたＩ
Ｑチャネルのデジタル信号はそれぞれDMF(Digital Mat
ched Filter)３３ａ，３３ｂ及びＡＧＣ３４に入力さ
れる。
機の図示しない受信アンテナにより受信され、図示しな
いフロントエンドにおいて中間周波数信号（ＩＦ） Ｄ
ＡＴＡに変換される。ＤＡＴＡは２つに分岐され、それ
ぞれ乗算器２１ａ，２１ｂに入力される。また、乗算器
２１ａには局部発振器２２からの搬送波が、乗算器２１
ｂには移相器２３によりπ／２だけ位相がずらされた搬
送波が供給される。乗算器２１ａ，２１ｂにおいて直交
検波がなされ、Ｉチャネルの信号、Ｑチャネルの信号が
それぞれ出力される。アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器２４ａ，２４ｂはそれぞれＩチャネルの信号、Ｑチ
ャネルの信号をデジタル信号に変換する。変換されたＩ
Ｑチャネルのデジタル信号はそれぞれDMF(Digital Mat
ched Filter)３３ａ，３３ｂ及びＡＧＣ３４に入力さ
れる。
【００１８】ＤＭＦ３３ａ，３３ｂは、拡散符号と入力
データとの相関を求めて出力する。
データとの相関を求めて出力する。
【００１９】位相計算機(phase calculator)２８は、ク
ロック１に基づき、サンプリングされた相関値Ｉｓ及び
Ｑｓに基づき位相φを計算する。差動復号回路(differe
ntial decoder)２９は、クロック１に基づき、シンボル
周期間の位相の変化分φｄを求める。
ロック１に基づき、サンプリングされた相関値Ｉｓ及び
Ｑｓに基づき位相φを計算する。差動復号回路(differe
ntial decoder)２９は、クロック１に基づき、シンボル
周期間の位相の変化分φｄを求める。
【００２０】自動周波数制御回路（ＡＦＣ）３０は、ク
ロック１に基づき、上記位相の変化量φｄからキャリア
周波数誤差を計算し補正するとともに、補正された位相
の変化分θを出力する。
ロック１に基づき、上記位相の変化量φｄからキャリア
周波数誤差を計算し補正するとともに、補正された位相
の変化分θを出力する。
【００２１】復号回路(decision)３１は、クロック再生
回路３２がクロック１とともに発生するクロック２に基
づき、データの復号を行う。
回路３２がクロック１とともに発生するクロック２に基
づき、データの復号を行う。
【００２２】クロック再生回路(clock recovery circui
t)３２は、相関値の直交成分ｑ ｃｏｒｒと同相成分ｉ
ｃｏｒｒに基づき同期捕捉及び同期追従を行い、クロ
ック１及び２を出力する。
t)３２は、相関値の直交成分ｑ ｃｏｒｒと同相成分ｉ
ｃｏｒｒに基づき同期捕捉及び同期追従を行い、クロ
ック１及び２を出力する。
【００２３】図１に示すように、ＤＭＦ３３ａ、３３ｂ
の後段に、自動利得制御（ＡＧＣ）回路３４が設けられ
ている。ＤＭＦ３３ａ、３３ｂは、逆拡散を実行するよ
うに構成されている。位相演算回路３５の機能は、この
実施の形態においては、位相角φの演算（後述の式(１)
および式(２)参照）のために、予め位相角を記憶したＲ
ＯＭ(Read Only Memory)を用いている。相関値の同相成
分を示すデータｉ ｃｏｒｒおよび相関値の直交成分を
示すデータｑ ｃｏｒｒは、それぞれ、ｍビットのデー
タであると考える。
の後段に、自動利得制御（ＡＧＣ）回路３４が設けられ
ている。ＤＭＦ３３ａ、３３ｂは、逆拡散を実行するよ
うに構成されている。位相演算回路３５の機能は、この
実施の形態においては、位相角φの演算（後述の式(１)
および式(２)参照）のために、予め位相角を記憶したＲ
ＯＭ(Read Only Memory)を用いている。相関値の同相成
分を示すデータｉ ｃｏｒｒおよび相関値の直交成分を
示すデータｑ ｃｏｒｒは、それぞれ、ｍビットのデー
タであると考える。
【００２４】ＡＧＣ回路３４は、Ａ／Ｄ変換器２４ａ、
２４ｂからのデータにしたがって、受け入れたｍビット
のデータｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒから、ｎ（ｍ
＞ｎ）ビットのデータｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃを得
て、得られたデータを位相演算回路３５およびクロック
再生回路３２に出力する。
２４ｂからのデータにしたがって、受け入れたｍビット
のデータｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒから、ｎ（ｍ
＞ｎ）ビットのデータｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃを得
て、得られたデータを位相演算回路３５およびクロック
再生回路３２に出力する。
【００２５】＜ＡＧＣ回路＞次に、本実施の形態にかか
るＡＧＣ回路３４の構成を、図２を参照して、より詳細
に説明する。図２に示すように、ＡＧＣ回路３４は、Ａ
／Ｄ変換器２４ａ、２４ｂからの出力を受けて、受け入
れたデータの絶対値をそれぞれ算出する絶対値回路３４
１ａ、３４１ｂ、絶対値回路３４１ａ、３４１ｂからの
データを受け入れて、これらの最大値を検出する最大値
検出回路３４２と、所定の閾値と、最大値検出回路３４
２から与えられた最大値とを比較する比較器３４３と、
比較器３４３からの出力にしたがって、ｍビットのデー
タ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒ）から、ｎビット
のデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を、それぞれ
取出すセレクタ３４４ａ、３４４ｂとを備えている。
るＡＧＣ回路３４の構成を、図２を参照して、より詳細
に説明する。図２に示すように、ＡＧＣ回路３４は、Ａ
／Ｄ変換器２４ａ、２４ｂからの出力を受けて、受け入
れたデータの絶対値をそれぞれ算出する絶対値回路３４
１ａ、３４１ｂ、絶対値回路３４１ａ、３４１ｂからの
データを受け入れて、これらの最大値を検出する最大値
検出回路３４２と、所定の閾値と、最大値検出回路３４
２から与えられた最大値とを比較する比較器３４３と、
比較器３４３からの出力にしたがって、ｍビットのデー
タ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒ）から、ｎビット
のデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を、それぞれ
取出すセレクタ３４４ａ、３４４ｂとを備えている。
【００２６】絶対値回路３４１ａには、乗算器２１ａに
おいて直交検波により得られたＩチャンネルの信号をデ
ィジタル化したデータが与えられ、その一方、絶対値回
路３４１ｂには、乗算器２１ｂにおいて得られたＱチャ
ンネルの信号をディジタル化したデータが与えられる。
これら絶対値回路３４１ａ、３４１ｂは、それぞれ、直
交成分ｑおよび同相成分ｉの絶対値を求める。
おいて直交検波により得られたＩチャンネルの信号をデ
ィジタル化したデータが与えられ、その一方、絶対値回
路３４１ｂには、乗算器２１ｂにおいて得られたＱチャ
ンネルの信号をディジタル化したデータが与えられる。
これら絶対値回路３４１ａ、３４１ｂは、それぞれ、直
交成分ｑおよび同相成分ｉの絶対値を求める。
【００２７】絶対値回路３４１ａ、３４１ｂにより得ら
れた絶対値は、最大値回路３４２に与えられる。最大値
回路３４２は、再生したシンボル周期に同期して、これ
らの値の最大値を検出する。なお、ノイズにより瞬間的
に値が過度に大きくなったとき、これを最大値回路３４
２において最大値として検出するのを防止するためのノ
イズ影響除去手段／方法として、最小継続時間を設定し
て、最小継続時間を超えてその値が維持された場合に、
その値を、最大値回路３４２において最大値として検出
するように構成しても良い。
れた絶対値は、最大値回路３４２に与えられる。最大値
回路３４２は、再生したシンボル周期に同期して、これ
らの値の最大値を検出する。なお、ノイズにより瞬間的
に値が過度に大きくなったとき、これを最大値回路３４
２において最大値として検出するのを防止するためのノ
イズ影響除去手段／方法として、最小継続時間を設定し
て、最小継続時間を超えてその値が維持された場合に、
その値を、最大値回路３４２において最大値として検出
するように構成しても良い。
【００２８】シンボルタイミングに同期して出力された
最大値は、比較器３４３にて、所定の閾値と比較され
る。図３は、この実施の形態にかかる比較器３４３にて
用いられる閾値の一例を説明するための図である。この
例では、ＤＭＦへの入力ビット数が６（そのうち最上位
ビットは符号ビット）、ＤＭＦでの演算に用いられる拡
散率が１１、オーバーサンプリング数が２、ＤＭＦの出
力ビット数が１１である。この例においては、ＤＭＦへ
の入力データの絶対値は、０≦|入力値|≦３１となる。
その一方、拡散率およびオーバーサンプリング数を考慮
すると、ＤＭＦからの出力データの絶対値は、０≦|出
力値|≦６８２(＝31×11×2)となる。
最大値は、比較器３４３にて、所定の閾値と比較され
る。図３は、この実施の形態にかかる比較器３４３にて
用いられる閾値の一例を説明するための図である。この
例では、ＤＭＦへの入力ビット数が６（そのうち最上位
ビットは符号ビット）、ＤＭＦでの演算に用いられる拡
散率が１１、オーバーサンプリング数が２、ＤＭＦの出
力ビット数が１１である。この例においては、ＤＭＦへ
の入力データの絶対値は、０≦|入力値|≦３１となる。
その一方、拡散率およびオーバーサンプリング数を考慮
すると、ＤＭＦからの出力データの絶対値は、０≦|出
力値|≦６８２(＝31×11×2)となる。
【００２９】そこで、出力値の絶対値の有効ビットを考
慮すると、２４≦|入力値|≦３１の場合には、出力デー
タの絶対値は、略１０ビットで表わされる。これは、５
０７(１ＦＢ(HEX))≦|出力値|≦６８２（２ＡＡ(HEX)）
となるからである。また、１２≦|入力値|≦２３の場合
には、出力データの絶対値は、略９ビットで表わされ
る。これは、２４３（０Ｅ９(HEX)）≦|出力値|≦５０
６（１ＦＡ(HEX)）となるからである。さらに、６≦|入
力値|≦１１の場合には、出力データの絶対値は、略８
ビットで表わされる。これは、１１１（０６F(HEX)）≦
|出力値|≦２４２（０Ｅ８(HEX)）となるからである。
同様に、３≦|入力値|≦５、|入力値|≦２、および、|
入力値|≦１の場合には、出力データの絶対値は、それ
ぞれ、略７ビット、略６ビットおよび略５ビットで表わ
される。したがって、符号ビット（１ビット）を付加す
ると、ＤＭＦの出力データの有効ビット数は、図３の
「有効ビット欄」に示すようになる。
慮すると、２４≦|入力値|≦３１の場合には、出力デー
タの絶対値は、略１０ビットで表わされる。これは、５
０７(１ＦＢ(HEX))≦|出力値|≦６８２（２ＡＡ(HEX)）
となるからである。また、１２≦|入力値|≦２３の場合
には、出力データの絶対値は、略９ビットで表わされ
る。これは、２４３（０Ｅ９(HEX)）≦|出力値|≦５０
６（１ＦＡ(HEX)）となるからである。さらに、６≦|入
力値|≦１１の場合には、出力データの絶対値は、略８
ビットで表わされる。これは、１１１（０６F(HEX)）≦
|出力値|≦２４２（０Ｅ８(HEX)）となるからである。
同様に、３≦|入力値|≦５、|入力値|≦２、および、|
入力値|≦１の場合には、出力データの絶対値は、それ
ぞれ、略７ビット、略６ビットおよび略５ビットで表わ
される。したがって、符号ビット（１ビット）を付加す
ると、ＤＭＦの出力データの有効ビット数は、図３の
「有効ビット欄」に示すようになる。
【００３０】そこで、本実施の形態においては、比較器
３４３が、上述した複数の閾値を用いて、入力データの
最大値のレベルを分類し、ＤＭＦ３３ａ、３３ｂから出
力されるデータのレベル（有効ビット数）を想定してい
る。比較器３４３は、比較結果（たとえば、有効ビット
数、つまり符号ビットを除く最大ビットの桁数）をセレ
クタ３４４ａ、３４４ｂに出力する。
３４３が、上述した複数の閾値を用いて、入力データの
最大値のレベルを分類し、ＤＭＦ３３ａ、３３ｂから出
力されるデータのレベル（有効ビット数）を想定してい
る。比較器３４３は、比較結果（たとえば、有効ビット
数、つまり符号ビットを除く最大ビットの桁数）をセレ
クタ３４４ａ、３４４ｂに出力する。
【００３１】セレクタ３４４ａ、３４４ｂのそれぞれに
おいて、ＤＭＦからのｍビットの出力から、有効ビット
を含むように、符号ビットおよび連続する(ｎ−１)ビッ
トのデータが選択され、選択されたｎビットのデータ
（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）が出力される。
おいて、ＤＭＦからのｍビットの出力から、有効ビット
を含むように、符号ビットおよび連続する(ｎ−１)ビッ
トのデータが選択され、選択されたｎビットのデータ
（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）が出力される。
【００３２】たとえば、上述した例において、入力デー
タの絶対値が２４≦|入力値|≦３１である場合には、図
３に示すように、有効ビットは１１ビットであるため、
符号ビット（最上位ビット）および１０ビット目から連
続して５ビットからなる６ビットのデータが、セレクタ
３４４ａ、３４４ｂにて、それぞれ選択されて、６ビッ
トのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）が出力され
る（図４（ａ）参照）。
タの絶対値が２４≦|入力値|≦３１である場合には、図
３に示すように、有効ビットは１１ビットであるため、
符号ビット（最上位ビット）および１０ビット目から連
続して５ビットからなる６ビットのデータが、セレクタ
３４４ａ、３４４ｂにて、それぞれ選択されて、６ビッ
トのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）が出力され
る（図４（ａ）参照）。
【００３３】また、入力データの絶対値が１２≦|入力
値|≦２３である場合には、有効ビットは１０ビットで
あるため、符号ビット（最上位ビット）および９ビット
目から連続して５ビットからなる６ビットのデータが出
力される（図４（ｂ）参照）。
値|≦２３である場合には、有効ビットは１０ビットで
あるため、符号ビット（最上位ビット）および９ビット
目から連続して５ビットからなる６ビットのデータが出
力される（図４（ｂ）参照）。
【００３４】同様に、入力データの絶対値が６≦|入力
値|≦１１である場合には、有効ビットは９ビットであ
るため、符号ビット（最上位ビット）および８ビット目
から連続して５ビットからなる６ビットのデータが出力
される（図４（ｃ）参照）。
値|≦１１である場合には、有効ビットは９ビットであ
るため、符号ビット（最上位ビット）および８ビット目
から連続して５ビットからなる６ビットのデータが出力
される（図４（ｃ）参照）。
【００３５】このようにして、ＡＧＣ回路３４により、
１１ビットのデータ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒ
ｒ）から、符号ビットおよび有効ビットのうち上位５ビ
ットからなる６ビットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ
ａｇｃ）を得ることができる。
１１ビットのデータ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒ
ｒ）から、符号ビットおよび有効ビットのうち上位５ビ
ットからなる６ビットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ
ａｇｃ）を得ることができる。
【００３６】なお、通常のAGC回路はフィードバックル
ープを備えるが、本実施の形態のAGC回路はフィードバ
ックループを備えない。したがって安定であるととも
に、ある時点の影響が有限の時間内で収束するという特
徴を備える。
ープを備えるが、本実施の形態のAGC回路はフィードバ
ックループを備えない。したがって安定であるととも
に、ある時点の影響が有限の時間内で収束するという特
徴を備える。
【００３７】＜ＡＧＣ回路３４以降の回路の動作＞位相
演算回路３５においては、クロック再生回路３２からの
クロック（Ｃｌｏｃｋ １）に基づき、ＡＧＣ回路３４
からの出力ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃを、それぞれサ
ンプリングし、次いで、サンプリングされたＩＱ相関値
ＩｓおよびＱｓをアドレスとして、位相角を記憶したＲ
ＯＭ（図示せず）からの出力（対応する位相角）を得
る。さらに、位相演算回路３５においては、シンボル周
期間の位相差φｄを求めることができる（式(３)参
照）。
演算回路３５においては、クロック再生回路３２からの
クロック（Ｃｌｏｃｋ １）に基づき、ＡＧＣ回路３４
からの出力ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃを、それぞれサ
ンプリングし、次いで、サンプリングされたＩＱ相関値
ＩｓおよびＱｓをアドレスとして、位相角を記憶したＲ
ＯＭ（図示せず）からの出力（対応する位相角）を得
る。さらに、位相演算回路３５においては、シンボル周
期間の位相差φｄを求めることができる（式(３)参
照）。
【００３８】なお、本実施の形態においては、ｍビット
のデータ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑｃｏｒｒ）ではなく、
上記ｍビットのデータから有効ビットを考慮して取出さ
れたｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ
ａｇｃ）を用いて、ＩＱ相関値ＩｓおよびＱｓ、位相
角φ並びに位相差φｄを算出している。ここで、式(１)
および式(２)に示すように、位相角φは、 φ(t1)＝arctan（Ｑｓ(t1)／Ｉｓ(t1)） （１） φ(t2)＝−arctan（Ｉｓ(t2)／Ｑｓ(t2)） （２） と表わされる。なお、Ｑｓ／ＩｓおよびＩｓ／Ｑｓは、
ｍビットのデータ（ｉｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒ）に
基づき得た場合と、ｎビットのデータ（ｉ ａｇｃおよ
びｑ ａｇｃ）に基づき得た場合とで、略同じ値とな
る。したがって、ＡＧＣ回路３４の出力であるデータ
（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を用いた場合であって
も、適切な位相角φおよび位相差φｄを求めることが可
能となる。
のデータ（ｉ ｃｏｒｒおよびｑｃｏｒｒ）ではなく、
上記ｍビットのデータから有効ビットを考慮して取出さ
れたｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ
ａｇｃ）を用いて、ＩＱ相関値ＩｓおよびＱｓ、位相
角φ並びに位相差φｄを算出している。ここで、式(１)
および式(２)に示すように、位相角φは、 φ(t1)＝arctan（Ｑｓ(t1)／Ｉｓ(t1)） （１） φ(t2)＝−arctan（Ｉｓ(t2)／Ｑｓ(t2)） （２） と表わされる。なお、Ｑｓ／ＩｓおよびＩｓ／Ｑｓは、
ｍビットのデータ（ｉｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒ）に
基づき得た場合と、ｎビットのデータ（ｉ ａｇｃおよ
びｑ ａｇｃ）に基づき得た場合とで、略同じ値とな
る。したがって、ＡＧＣ回路３４の出力であるデータ
（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を用いた場合であって
も、適切な位相角φおよび位相差φｄを求めることが可
能となる。
【００３９】このように求められたφ(t1)、φ(t2)とに
より、１シンボル前の信号と差分をとることにより位相
角φおよび位相差φｄを得ることができる。
より、１シンボル前の信号と差分をとることにより位相
角φおよび位相差φｄを得ることができる。
【００４０】位相演算回路３５にて求められた位相差φ
ｄは、自動周波数制御回路（ＡＦＣ）３０に与えられ、
ＡＦＣ３０において、位相差φｄからキャリア周波数誤
差が算出され、補正された位相の変化分θが出力され
る。
ｄは、自動周波数制御回路（ＡＦＣ）３０に与えられ、
ＡＦＣ３０において、位相差φｄからキャリア周波数誤
差が算出され、補正された位相の変化分θが出力され
る。
【００４１】 φｄ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ） ＝｛θｄ(t)−θｄ(t-T)｝＋｛Δθ(t)−Δθ(t-T)）｝ ＝θ＋ｄθ／ｄｔ （３） また、復号回路３１においては、クロック（Ｃｌｏｃｋ
２）にしたがって、データが復号されて、受信信号ＲＸ
ＤＡＴＡが出力される。
２）にしたがって、データが復号されて、受信信号ＲＸ
ＤＡＴＡが出力される。
【００４２】本実施の形態によれば、ＡＧＣ回路によ
り、相関値の同相成分および直交成分をそれぞれ示すｍ
ビットのデータｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒの有効
ビットを考慮して、ｎビットのデータｉ ａｇｃおよび
ｑ ａｇｃを取り出し、これらデータｉ ａｇｃおよび
ｑ ａｇｃを用いて、位相角および位相差を演算してい
る。このため、位相演算におけるビット数（或いはＲＯ
Ｍのデータ数）を縮小することができ、これにより、ビ
ット誤り率（ＢＥＲ）を劣化させることなく、位相演算
回路の回路規模を小さくすることが可能となる。
り、相関値の同相成分および直交成分をそれぞれ示すｍ
ビットのデータｉ ｃｏｒｒおよびｑ ｃｏｒｒの有効
ビットを考慮して、ｎビットのデータｉ ａｇｃおよび
ｑ ａｇｃを取り出し、これらデータｉ ａｇｃおよび
ｑ ａｇｃを用いて、位相角および位相差を演算してい
る。このため、位相演算におけるビット数（或いはＲＯ
Ｍのデータ数）を縮小することができ、これにより、ビ
ット誤り率（ＢＥＲ）を劣化させることなく、位相演算
回路の回路規模を小さくすることが可能となる。
【００４３】たとえば、上述したように、ｍ＝９および
ｎ＝６と仮定して、位相演算回路に設けられたＲＯＭの
サイズを考えてみる。なお、この場合に、位相の量子化
ビット数を８ビットとし、ＲＯＭのサイズを小さくする
ために、位相平面を１／４に折り畳むことを考え、ＲＯ
Ｍの出力（位相角）のビット数を６ビットと仮定する。
ｎ＝６と仮定して、位相演算回路に設けられたＲＯＭの
サイズを考えてみる。なお、この場合に、位相の量子化
ビット数を８ビットとし、ＲＯＭのサイズを小さくする
ために、位相平面を１／４に折り畳むことを考え、ＲＯ
Ｍの出力（位相角）のビット数を６ビットと仮定する。
【００４４】ここで、ｍビットのデータ（ｉ ｃｏｒｒ
およびｑ ｃｏｒｒ）に基づき、ＲＯＭの出力を得るこ
とを考えると、アドレスとして、１６（(９−１)×２）
ビット、データ６ビットを必要とする。このため、従来
方式におけるＲＯＭの容量は、約６６ｋバイトとなる。
これに対して、本実施の形態に記載されたように、ｎビ
ットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）に基づ
き、ＲＯＭの出力を得ることを考えると、アドレスとし
て、１０（(６−１)×２）ビット、データ６ビットを必
要とする。このため、ＲＯＭの容量は、約１ｋバイトと
なり、必要なＲＯＭの容量は、ｍビットのデータを使用
する場合と比較して、１／６４以下となる。
およびｑ ｃｏｒｒ）に基づき、ＲＯＭの出力を得るこ
とを考えると、アドレスとして、１６（(９−１)×２）
ビット、データ６ビットを必要とする。このため、従来
方式におけるＲＯＭの容量は、約６６ｋバイトとなる。
これに対して、本実施の形態に記載されたように、ｎビ
ットのデータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）に基づ
き、ＲＯＭの出力を得ることを考えると、アドレスとし
て、１０（(６−１)×２）ビット、データ６ビットを必
要とする。このため、ＲＯＭの容量は、約１ｋバイトと
なり、必要なＲＯＭの容量は、ｍビットのデータを使用
する場合と比較して、１／６４以下となる。
【００４５】＜シミュレーション結果＞本出願人は、本
実施の形態に関して、ビット誤り率（ＢＥＲ）を劣化さ
せることなく、ｍビットのデータ（ｉ ｃｏｒｒおよび
ｑ ｃｏｒｒ）から、ＡＧＣ回路により、ｎビットのデ
ータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を得る際のビット
数につき、シミュレーションを行った。その結果を以下
に示す。
実施の形態に関して、ビット誤り率（ＢＥＲ）を劣化さ
せることなく、ｍビットのデータ（ｉ ｃｏｒｒおよび
ｑ ｃｏｒｒ）から、ＡＧＣ回路により、ｎビットのデ
ータ（ｉ ａｇｃおよびｑ ａｇｃ）を得る際のビット
数につき、シミュレーションを行った。その結果を以下
に示す。
【００４６】このシミュレーションの条件は次のとおり
である。
である。
【００４７】 情報変調 DQPSK 拡散変調 オフセットチップQPSK 復調方式 差動復号化同期検波 フィルタ ルートロールオフ(root rolloff)：α=0.5 サンプリングレート 送信：４サンプル(sample)／チップ(chip) 受信：２サンプル(sample)／チップ(chip) 拡散符号 １１チップ−バーカー（Barker）符号 環境 AWGN flat Rayleigh fading （ｆD＝１０Hz） オフセット量 Td＝1.5Tc DMF入力ビット幅 Iチャネル：６ビット、Qチャネル：６ビット ArctangentROM入力ビット幅 従来方式：１６ビット、本方式：１０ビット ArctangentROM出力ビット幅 ６ビット 図５は、ＡＷＧＮ（白色ガウス雑音）環境下（Eb/No＝
−２ｄＢ）でのＤＭＦの出力ビット幅とビット誤り率
（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
−２ｄＢ）でのＤＭＦの出力ビット幅とビット誤り率
（ＢＥＲ）との関係を示す図である。
【００４８】図５は、縦軸がBER、横軸がDMF出力ビット
幅を示す。この図によればDMF出力ビット幅が増えればB
ERが減少することを示す。この図には示されていないが
１１ビットのときにはこの発明の実施の形態のAGCを備
えない場合と同じになる。この図は、４ビットのときBE
R＝８．５×１０-3、５ビットのときBER＝１．８×１０
-3、６ビットのときBER＝１．２×１０-3、７ビットの
ときBER＝１．２×１０-3、８ビットのときBER＝１．１
×１０-3である。
幅を示す。この図によればDMF出力ビット幅が増えればB
ERが減少することを示す。この図には示されていないが
１１ビットのときにはこの発明の実施の形態のAGCを備
えない場合と同じになる。この図は、４ビットのときBE
R＝８．５×１０-3、５ビットのときBER＝１．８×１０
-3、６ビットのときBER＝１．２×１０-3、７ビットの
ときBER＝１．２×１０-3、８ビットのときBER＝１．１
×１０-3である。
【００４９】図５に示すように、４ビットから６ビット
の間は、ビット数の増加に応じてBERは減少するもの
の、その後はビット数を増加しても大してBERは改善さ
れない。したがって、BERの劣化なく復調するためには
最低でも６ビット必要であるものの、それ以上増やして
もあまり意味がないことがわかる。そこで、この実施の
形態では（DMF出力ビット幅）＝６に設定したのであ
る。なお、多少のBERの劣化を容認できる場合では５ビ
ットでもよいし、ビット数を増やせる場合は７ビット以
上でもよい。
の間は、ビット数の増加に応じてBERは減少するもの
の、その後はビット数を増加しても大してBERは改善さ
れない。したがって、BERの劣化なく復調するためには
最低でも６ビット必要であるものの、それ以上増やして
もあまり意味がないことがわかる。そこで、この実施の
形態では（DMF出力ビット幅）＝６に設定したのであ
る。なお、多少のBERの劣化を容認できる場合では５ビ
ットでもよいし、ビット数を増やせる場合は７ビット以
上でもよい。
【００５０】また、図６は、本実施の形態にかかるＡＧ
Ｃ回路のAWGN環境下におけるＢＥＲ特性を示す図であ
る。ここでは、上述した例と同様に、ｍ＝９、ｎ＝６と
設定している。図６において、曲線１５０１が、従来の
もののように、ｍ（＝９）ビットのデータを、そのまま
用いた場合に対応するＢＥＲ特性であり、曲線１５０２
が、ＡＧＣ回路によりｎ（＝６）ビットのデータを用い
た場合に対応するＢＥＲ特性である。図６に示すよう
に、ビット幅を９ビットから６ビットに減少した場合で
も、ＢＥＲの劣化は、０．３ｄＢ以下であることが理解
できる。このBER特性劣化量に関しては、例えば、エリ
ア半径100mのシステムを考えた場合、0.3dBの劣化は1m
にも満たない距離となり、フェージングなどの影響で10
dB以上劣化することを考えれば全く問題にならない程度
である。
Ｃ回路のAWGN環境下におけるＢＥＲ特性を示す図であ
る。ここでは、上述した例と同様に、ｍ＝９、ｎ＝６と
設定している。図６において、曲線１５０１が、従来の
もののように、ｍ（＝９）ビットのデータを、そのまま
用いた場合に対応するＢＥＲ特性であり、曲線１５０２
が、ＡＧＣ回路によりｎ（＝６）ビットのデータを用い
た場合に対応するＢＥＲ特性である。図６に示すよう
に、ビット幅を９ビットから６ビットに減少した場合で
も、ＢＥＲの劣化は、０．３ｄＢ以下であることが理解
できる。このBER特性劣化量に関しては、例えば、エリ
ア半径100mのシステムを考えた場合、0.3dBの劣化は1m
にも満たない距離となり、フェージングなどの影響で10
dB以上劣化することを考えれば全く問題にならない程度
である。
【００５１】また、図７は、本実施の形態にかかるＡＧ
Ｃ回路のフェージング(flat Rayleigh fading(fD＝１
０Hz))環境下におけるＢＥＲ特性を示す図である。ここ
では、上述した例と同様に、ｍ＝９、ｎ＝６と設定して
いる。図７において、曲線１６０１が、従来のもののよ
うに、ｍ（＝９）ビットのデータを、そのまま用いた場
合に対応するＢＥＲ特性であり、曲線１６０２が、ＡＧ
Ｃ回路によりｎ（＝６）ビットのデータを用いた場合に
対応するＢＥＲ特性である。図７に示すように、ビット
幅を９ビットから６ビットに減少した場合でも、ＢＥＲ
の劣化は、０．２ｄＢ以下であることが理解できる。前
述のように、このBER特性劣化量は全く問題にならない
程度である。
Ｃ回路のフェージング(flat Rayleigh fading(fD＝１
０Hz))環境下におけるＢＥＲ特性を示す図である。ここ
では、上述した例と同様に、ｍ＝９、ｎ＝６と設定して
いる。図７において、曲線１６０１が、従来のもののよ
うに、ｍ（＝９）ビットのデータを、そのまま用いた場
合に対応するＢＥＲ特性であり、曲線１６０２が、ＡＧ
Ｃ回路によりｎ（＝６）ビットのデータを用いた場合に
対応するＢＥＲ特性である。図７に示すように、ビット
幅を９ビットから６ビットに減少した場合でも、ＢＥＲ
の劣化は、０．２ｄＢ以下であることが理解できる。前
述のように、このBER特性劣化量は全く問題にならない
程度である。
【００５２】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、相関器
と位相角計算回路との間に、自動利得制御回路を配置
し、この自動利得制御回路において、有効ビット数を考
慮して、相関値の同相成分および直交成分をそれぞれ示
すｍビットのデータから、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータ
を取出しているので、ビット数の増加を抑制し、ビット
誤り率（ＢＥＲ）を劣化させることなく、位相角計算回
路の回路規模を小さくすることができ、これにより、受
信機の省電力化を図ることが可能となる。したがって、
陸上移動体通信機器において、ROMサイズが削減できる
ことにより消費電力が削減出来るので、バッテリー駆動
型の携帯型機器のような低消費電力化が求められる製品
に特に有効である。
と位相角計算回路との間に、自動利得制御回路を配置
し、この自動利得制御回路において、有効ビット数を考
慮して、相関値の同相成分および直交成分をそれぞれ示
すｍビットのデータから、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータ
を取出しているので、ビット数の増加を抑制し、ビット
誤り率（ＢＥＲ）を劣化させることなく、位相角計算回
路の回路規模を小さくすることができ、これにより、受
信機の省電力化を図ることが可能となる。したがって、
陸上移動体通信機器において、ROMサイズが削減できる
ことにより消費電力が削減出来るので、バッテリー駆動
型の携帯型機器のような低消費電力化が求められる製品
に特に有効である。
【図１】本発明の発明の実施の形態１にかかる受信機の
概略を示すブロック図である。
概略を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかるＡＧＣ回路を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態１にかかる比較器にて用い
られる閾値の一例を説明するための図である。
られる閾値の一例を説明するための図である。
【図４】本発明の実施の形態１にかかるＡＧＣ回路にて
得られるデータを説明するための図である。
得られるデータを説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態１にかかるDMF出力ビット
幅とビットエラーレート（BER）との関係のシミュレー
ション結果を示す図である。
幅とビットエラーレート（BER）との関係のシミュレー
ション結果を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１にかかるAWGN環境下のBE
Rのシミュレーション結果を示す図である。
Rのシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１にかかるフェージング環
境下のBERのシミュレーション結果を示す図である。
境下のBERのシミュレーション結果を示す図である。
２１ 乗算器 ２２ 局部発振器 ２３ 移相器 ２４ アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器 ３０ 自動周波数制御回路（ＡＦＣ） ３１ 復号回路 ３２ クロック再生回路 ３３ DMF（Digital Matched Filter） ３４ 自動利得制御回路 ３４１ 絶対値回路 ３４２ 最大値検出回路 ３４３ 比較器 ３４４ セレクタ
Claims (5)
- 【請求項１】 ＱＰＳＫ変調方式を用いるスペクトラム
拡散通信用受信機において、 受信信号に基づき得られた中間周波数信号を、直交する
ベースバンド信号に変換する直交検波回路と、 前記ベースバンド信号と拡散符号との間の相関をそれぞ
れ算出する二つの相関器と、 前記ベースバンド信号の各シンボル周期における有効ビ
ット数を算出する有効ビット算出手段、および、算出さ
れた有効ビットに基づき、相関器から出力された相関値
のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ示すｍビットのデータ
から、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータを取出すデータ選択
手段を有する自動利得制御回路と、 当該自動利得回路にて得られたｎビットのデータに基づ
き、Ｉ成分とＱ成分との比から位相を算出するととも
に、算出された位相を差動復号してデータを復号する復
号回路とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受
信機。 - 【請求項２】 前記自動利得制御回路の有効ビット算出
手段が、 前記直交するベースバンド信号のそれぞれについて各シ
ンボル周期における絶対値の最大値を検出する最大値検
出回路と、 前記最大値と、所定の閾値とを比較する比較回路とを備
え、比較回路の出力が、有効ビットを示すように構成さ
れたことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡
散受信機。 - 【請求項３】 前記有効ビット算出手段の比較回路が、
有効ビットの先頭ビットが略変化する位置に対応する値
を閾値として有していることを特徴とする請求項２に記
載のスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項４】 前記データ選択手段が、前記有効ビット
に基づき、前記有効ビットの先頭ビットから所定のビッ
ト数を選択して、ｎビットのデータを取出すように構成
されたことを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれか
に記載のスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項５】 ＱＰＳＫ変調方式を用いるスペクトラム
拡散通信用受信機において、ベースバンド信号と拡散符
号との間の相関を算出する二つの相関器のそれぞれの出
力と、相関値のＩ成分およびＱ成分との比から位相を算
出する位相計算回路との間の信号路に配置された自動利
得制御回路であって、 前記ベースバンド信号の各シンボル周期における有効ビ
ット数を算出する有効ビット算出手段、および、 算出された有効ビットに基づき、相関器から出力された
相関値のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ示すｍビットの
データから、ｎ（ｍ＞ｎ）ビットのデータを取出すデー
タ選択手段を有することを特徴とする自動利得制御回
路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25077197A JP3763947B2 (ja) | 1997-09-16 | 1997-09-16 | スペクトラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路 |
| US08/987,024 US6160838A (en) | 1996-12-13 | 1997-12-09 | Spread spectrum transmitter, spread spectrum receiver and spread spectrum communication method and automatic gain control circuit for spread spectrum receiver |
| EP97310052A EP0848504A2 (en) | 1996-12-13 | 1997-12-12 | Quadrature phase shift keying spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25077197A JP3763947B2 (ja) | 1997-09-16 | 1997-09-16 | スペクトラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1188232A true JPH1188232A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3763947B2 JP3763947B2 (ja) | 2006-04-05 |
Family
ID=17212809
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25077197A Expired - Fee Related JP3763947B2 (ja) | 1996-12-13 | 1997-09-16 | スペクトラム拡散受信機及びスペクトラム拡散受信機の自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3763947B2 (ja) |
Cited By (9)
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- 1997-09-16 JP JP25077197A patent/JP3763947B2/ja not_active Expired - Fee Related
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