JPH10126310A - スペクトラム拡散通信用受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信用受信装置Info
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- JPH10126310A JPH10126310A JP28051096A JP28051096A JPH10126310A JP H10126310 A JPH10126310 A JP H10126310A JP 28051096 A JP28051096 A JP 28051096A JP 28051096 A JP28051096 A JP 28051096A JP H10126310 A JPH10126310 A JP H10126310A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信周波数の安定化を図るためのＡＦＣの引
き込み可能範囲を広げ、精度の緩い安価な水晶発振器の
使用を可能にすることを目的とする。 【解決手段】 データ復調用相関器６とは別系統のＡＦ
Ｃ用相関器９を持ち、ＡＦＣ用相関器９の積分時間をデ
ータ復調用相関器６の積分時間とは独立に設定する制御
手段１４を備え、ＡＦＣ用相関器９の積分時間を短くし
て、キャリア位相回転検出回路１０におけるキャリア周
波数の誤差による位相回転速度検出範囲を広くする。
き込み可能範囲を広げ、精度の緩い安価な水晶発振器の
使用を可能にすることを目的とする。 【解決手段】 データ復調用相関器６とは別系統のＡＦ
Ｃ用相関器９を持ち、ＡＦＣ用相関器９の積分時間をデ
ータ復調用相関器６の積分時間とは独立に設定する制御
手段１４を備え、ＡＦＣ用相関器９の積分時間を短くし
て、キャリア位相回転検出回路１０におけるキャリア周
波数の誤差による位相回転速度検出範囲を広くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自動車電話・携帯電
話等のディジタル無線通信に用いるスペクトラム拡散通
信用受信装置に関する。
話等のディジタル無線通信に用いるスペクトラム拡散通
信用受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のスペクトラム拡散方式携帯
電話装置の受信部を示し、受信アンテナ１、低雑音増幅
回路２、電圧制御発振器３、直交検波回路４、Ａ／Ｄ変
換回路５、データ用相関器６、ディジタル同期検波回路
７、誤り訂正符号復号回路８、キャリア位相回転検出回
路１０、平均化回路１１、Ｄ／Ａ変換回路１２、データ
用相関器タイミング制御回路１３から構成されている。
電話装置の受信部を示し、受信アンテナ１、低雑音増幅
回路２、電圧制御発振器３、直交検波回路４、Ａ／Ｄ変
換回路５、データ用相関器６、ディジタル同期検波回路
７、誤り訂正符号復号回路８、キャリア位相回転検出回
路１０、平均化回路１１、Ｄ／Ａ変換回路１２、データ
用相関器タイミング制御回路１３から構成されている。
【０００３】受信アンテナ１で捕らえた受信信号は、低
雑音アンプ２で増幅され、電圧制御発信器３からの受信
ローカル周波数をもとに直交検波回路４で準同期検波さ
れ、ベースバンド信号に周波数変換される。直交検波回
路４の出力は、ＩｃｈとＱｃｈとに別々にＡＤ変換器５
でディジタル信号に変換され、相関器６で送信時に使用
された拡散符号との相関が求められる。相関器６の動作
タイミングは、相関器タイミング制御回路１３で制御さ
れる。相関器６の出力は、ディジタル同期検波回路７に
入力されて同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤
り訂正符号の復号が行なわれ、受信データが復調され
る。相関器６の出力はまた、キャリア位相回転検出回路
１０に入力されて、電圧制御発振器３で作られる受信ロ
ーカル周波数の誤差によるキャリア位相回転の速度が求
められ、次いで平均化回路１１で時間平均が求められ、
Ｄ／Ａ変換回路１２でアナログ制御電圧に変換されて、
電圧制御発振器３の制御電圧入力端子に入力される。こ
のＡＦＣ（Automatic Frequecy Control) 制御電圧によ
り、相関器６の出力におけるキャリア位相回転速度が最
低になるように、電圧制御発振器３の発振周波数が制御
される。
雑音アンプ２で増幅され、電圧制御発信器３からの受信
ローカル周波数をもとに直交検波回路４で準同期検波さ
れ、ベースバンド信号に周波数変換される。直交検波回
路４の出力は、ＩｃｈとＱｃｈとに別々にＡＤ変換器５
でディジタル信号に変換され、相関器６で送信時に使用
された拡散符号との相関が求められる。相関器６の動作
タイミングは、相関器タイミング制御回路１３で制御さ
れる。相関器６の出力は、ディジタル同期検波回路７に
入力されて同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤
り訂正符号の復号が行なわれ、受信データが復調され
る。相関器６の出力はまた、キャリア位相回転検出回路
１０に入力されて、電圧制御発振器３で作られる受信ロ
ーカル周波数の誤差によるキャリア位相回転の速度が求
められ、次いで平均化回路１１で時間平均が求められ、
Ｄ／Ａ変換回路１２でアナログ制御電圧に変換されて、
電圧制御発振器３の制御電圧入力端子に入力される。こ
のＡＦＣ（Automatic Frequecy Control) 制御電圧によ
り、相関器６の出力におけるキャリア位相回転速度が最
低になるように、電圧制御発振器３の発振周波数が制御
される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスペクトラム拡散方式携帯電話移動機装置において
は、ＡＦＣを行うためのキャリア位相回転検出を、デー
タ復調用の相関器６の出力を用いて行っているため、デ
ータのシンボルレートが低速なシステムにおいては、デ
ータ変調によるキャリア位相角度の変化とキャリア周波
数誤差によるキャリア位相回転の識別が困難になり、Ａ
ＦＣ引き込みが正しく行われなくなるという問題を有
し、この問題を避けるためには高精度の水晶発振器を必
要とし、部品コストが高くなるという問題を有してい
た。
来のスペクトラム拡散方式携帯電話移動機装置において
は、ＡＦＣを行うためのキャリア位相回転検出を、デー
タ復調用の相関器６の出力を用いて行っているため、デ
ータのシンボルレートが低速なシステムにおいては、デ
ータ変調によるキャリア位相角度の変化とキャリア周波
数誤差によるキャリア位相回転の識別が困難になり、Ａ
ＦＣ引き込みが正しく行われなくなるという問題を有
し、この問題を避けるためには高精度の水晶発振器を必
要とし、部品コストが高くなるという問題を有してい
た。
【０００５】本発明は、上記従来の問題を解決するもの
で、水晶発振器の所要精度を緩和し、低コストの優れた
スペクトラム拡散通信用受信装置を提供することを目的
とする。
で、水晶発振器の所要精度を緩和し、低コストの優れた
スペクトラム拡散通信用受信装置を提供することを目的
とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に本発明は、スペクトラム拡散通信用受信装置におい
て、データ復調用相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を
持ち、ＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器
の積分時間とは独立に設定する制御手段を設けたもので
あり、これにより、水晶発振器の所要精度が厳しくない
低コストの優れたスペクトラム拡散通信用受信装置が得
られる。
に本発明は、スペクトラム拡散通信用受信装置におい
て、データ復調用相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を
持ち、ＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器
の積分時間とは独立に設定する制御手段を設けたもので
あり、これにより、水晶発振器の所要精度が厳しくない
低コストの優れたスペクトラム拡散通信用受信装置が得
られる。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、データ復調用相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を
持ち、このＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相
関器の積分時間とは独立に設定する制御手段を備えたこ
とを特徴とするものであり、受信装置においてデータシ
ンボルレートによらずＡＦＣ引き込み範囲を拡大し、受
信装置に用いる水晶発振器の所要精度を緩和することが
できるという作用を有する。
は、データ復調用相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を
持ち、このＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相
関器の積分時間とは独立に設定する制御手段を備えたこ
とを特徴とするものであり、受信装置においてデータシ
ンボルレートによらずＡＦＣ引き込み範囲を拡大し、受
信装置に用いる水晶発振器の所要精度を緩和することが
できるという作用を有する。
【０００８】また、請求項２に記載の発明は、電源投入
時にはＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器
の積分時間よりも短く設定し、ＡＦＣ引き込み完了後に
はＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器の積
分時間と等しいか、またはデータ復調用相関器の積分時
間よりも長く設定することを特徴するたものであり、電
源投入時にはＡＦＣ引き込み範囲の拡大を図り、引き込
み完了後にはＳ／Ｎを高めることで、ＡＦＣ制御残差を
小さく抑えることができるという作用を有する。
時にはＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器
の積分時間よりも短く設定し、ＡＦＣ引き込み完了後に
はＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ復調用相関器の積
分時間と等しいか、またはデータ復調用相関器の積分時
間よりも長く設定することを特徴するたものであり、電
源投入時にはＡＦＣ引き込み範囲の拡大を図り、引き込
み完了後にはＳ／Ｎを高めることで、ＡＦＣ制御残差を
小さく抑えることができるという作用を有する。
【０００９】以下、本発明の実施の形態について、図面
を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の第１の実施の形態にお
けるスペクトラム拡散通信経受信装置の構成を示し、図
３に示した従来例と同様な要素には同様な符号を付して
ある。図１において、１は受信アンテナ、２は低雑音増
幅回路、３は電圧制御発振器、４は直交検波回路、５は
Ａ／Ｄ変換回路、６はデータ用相関器、７はディジタル
同期検波回路、８は誤り訂正符号復号回路、９はＡＦＣ
用相関器、１０はキャリア位相回転検出回路、１１は平
均化回路、１２はＤ／Ａ変換回路、１３はデータ用相関
器タイミング制御回路、１４はＡＦＣ用相関器タイミン
グ制御回路である。
を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の第１の実施の形態にお
けるスペクトラム拡散通信経受信装置の構成を示し、図
３に示した従来例と同様な要素には同様な符号を付して
ある。図１において、１は受信アンテナ、２は低雑音増
幅回路、３は電圧制御発振器、４は直交検波回路、５は
Ａ／Ｄ変換回路、６はデータ用相関器、７はディジタル
同期検波回路、８は誤り訂正符号復号回路、９はＡＦＣ
用相関器、１０はキャリア位相回転検出回路、１１は平
均化回路、１２はＤ／Ａ変換回路、１３はデータ用相関
器タイミング制御回路、１４はＡＦＣ用相関器タイミン
グ制御回路である。
【００１０】以上のように構成されたスペクトラム拡散
通信用受信装置について、以下その動作を説明する。受
信アンテナ１で捕らえられた受信信号は、低雑音アンプ
２で増幅され、直交検波回路４で準同期検波され、ベー
スバンド信号に周波数変換される。直交検波回路４の出
力は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ別々にＡＤ変換器５でディジタル
信号に変換され、データ用相関器６で送信時に使用され
た拡散符号との相関が求められ、ディジタル同期検波回
路７で同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤り訂
正符号の復号が行われて、受信データが復調される。デ
ータ用相関器６の動作タイミングは、相関器タイミング
制御回路１３で制御される。一方、ＡＦＣ用相関器９で
も、送信時に使用された拡散符号との相関が求められ、
キャリア位相回転検出回路１０で電圧制御発振器３で作
られる受信ローカル周波数の誤差によるキャリア位相回
転の速度が求められ、平均化回路１１で時間平均が求め
られ、Ｄ／Ａ変換回路１２でアナログ制御電圧に変換さ
れ、電圧制御発振器３の制御電圧入力端子に入力され
る。このＡＦＣ制御電圧により、データ用相関器６の出
力におけるキャリア位相回転速度が最低になるように、
電圧制御発振器３の発振周波数が制御される。なお、Ａ
ＦＣ用の相関器９の動作タイミングは、相関器タイミン
グ制御回路１４で制御される。
通信用受信装置について、以下その動作を説明する。受
信アンテナ１で捕らえられた受信信号は、低雑音アンプ
２で増幅され、直交検波回路４で準同期検波され、ベー
スバンド信号に周波数変換される。直交検波回路４の出
力は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ別々にＡＤ変換器５でディジタル
信号に変換され、データ用相関器６で送信時に使用され
た拡散符号との相関が求められ、ディジタル同期検波回
路７で同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤り訂
正符号の復号が行われて、受信データが復調される。デ
ータ用相関器６の動作タイミングは、相関器タイミング
制御回路１３で制御される。一方、ＡＦＣ用相関器９で
も、送信時に使用された拡散符号との相関が求められ、
キャリア位相回転検出回路１０で電圧制御発振器３で作
られる受信ローカル周波数の誤差によるキャリア位相回
転の速度が求められ、平均化回路１１で時間平均が求め
られ、Ｄ／Ａ変換回路１２でアナログ制御電圧に変換さ
れ、電圧制御発振器３の制御電圧入力端子に入力され
る。このＡＦＣ制御電圧により、データ用相関器６の出
力におけるキャリア位相回転速度が最低になるように、
電圧制御発振器３の発振周波数が制御される。なお、Ａ
ＦＣ用の相関器９の動作タイミングは、相関器タイミン
グ制御回路１４で制御される。
【００１１】ここでキャリア位相回転検出回路１０の動
作を説明する。データ変調がＱＰＳＫ変調の場合、準同
期検波された受信信号は、Ｉ，Ｑ平面上の９０度ずつ離
れた４点に現れる。これらの点をデータシンボル毎に９
０度の整数倍の角度で回転させ、常に同じ象限の点に集
まるように操作する。この操作を行うと、受信ローカル
信号の周波数が送信機の搬送波周波数と等しい場合に
は、完全に１点に重なるが、受信ローカル周波数に誤差
がある場合には、１シンボル時間毎のキャリア位相回転
の分だけずれた角度で重なることになる。このずれの角
度がデータ変調による位相の変化に比べて小さければ、
このずれの角度から１シンボル当たりの位相回転角度を
求めることができ、受信ローカル信号の周波数誤差を計
算することが可能である。このことから同じキャリア周
波数では、データシンボル速度が小さいほど正しい誤差
周波数を検出できる範囲が狭くなることが分かる。しか
し、データ用相関器６の積分時間は、データ変調のシン
ボル時間と等くなければならないが、ＡＦＣ用相関器９
の積分時間は、必ずしもデータ変調シンボル時間と同じ
である必要はなく、データ変調シンボル時間よりも短い
積分時間とすることも可能である。これにより、キャリ
ア位相回転検出回路１０における位相回転速度検出範囲
を広げることが可能である。ただし、この場合拡散符号
の部分相関を利用することになるので、拡散符号には部
分相関特性の優れた符号を使用する。なおデータ変調が
ＢＰＳＫの場合は、同期検波された受信信号はＩ，Ｑ平
面上の１８０度ずつ離れた２点に現れる。これらの点を
データシンボル毎に１８０度の整数倍の角度で回転さ
せ、常に同じ象限の点に集まるように操作する。それ以
降の処理はＱＰＳＫ変調の場合と同様である。
作を説明する。データ変調がＱＰＳＫ変調の場合、準同
期検波された受信信号は、Ｉ，Ｑ平面上の９０度ずつ離
れた４点に現れる。これらの点をデータシンボル毎に９
０度の整数倍の角度で回転させ、常に同じ象限の点に集
まるように操作する。この操作を行うと、受信ローカル
信号の周波数が送信機の搬送波周波数と等しい場合に
は、完全に１点に重なるが、受信ローカル周波数に誤差
がある場合には、１シンボル時間毎のキャリア位相回転
の分だけずれた角度で重なることになる。このずれの角
度がデータ変調による位相の変化に比べて小さければ、
このずれの角度から１シンボル当たりの位相回転角度を
求めることができ、受信ローカル信号の周波数誤差を計
算することが可能である。このことから同じキャリア周
波数では、データシンボル速度が小さいほど正しい誤差
周波数を検出できる範囲が狭くなることが分かる。しか
し、データ用相関器６の積分時間は、データ変調のシン
ボル時間と等くなければならないが、ＡＦＣ用相関器９
の積分時間は、必ずしもデータ変調シンボル時間と同じ
である必要はなく、データ変調シンボル時間よりも短い
積分時間とすることも可能である。これにより、キャリ
ア位相回転検出回路１０における位相回転速度検出範囲
を広げることが可能である。ただし、この場合拡散符号
の部分相関を利用することになるので、拡散符号には部
分相関特性の優れた符号を使用する。なおデータ変調が
ＢＰＳＫの場合は、同期検波された受信信号はＩ，Ｑ平
面上の１８０度ずつ離れた２点に現れる。これらの点を
データシンボル毎に１８０度の整数倍の角度で回転さ
せ、常に同じ象限の点に集まるように操作する。それ以
降の処理はＱＰＳＫ変調の場合と同様である。
【００１２】以上のように、本発明の実施の形態１によ
れば、データ復調とは別系統のＡＦＣ用相関器９を持
ち、ＡＦＣ用相関器９の積分時間をデータ復調用相関器
６の積分時間とは独立に設定する相関器タイミング制御
回路１４を備えることにより、水晶発振器の所要精度を
緩和し、低コストの優れたスペクトラム拡散通信用受信
装置を実現することができる。
れば、データ復調とは別系統のＡＦＣ用相関器９を持
ち、ＡＦＣ用相関器９の積分時間をデータ復調用相関器
６の積分時間とは独立に設定する相関器タイミング制御
回路１４を備えることにより、水晶発振器の所要精度を
緩和し、低コストの優れたスペクトラム拡散通信用受信
装置を実現することができる。
【００１３】（実施の形態２）図２は本発明の第２の実
施の形態におけるスペクトラム拡散通信用受信装置の構
成を示し、図１と同様な要素には同様な符号を付してあ
る。図２において、１は受信アンテナ、２は低雑音増幅
回路、３は電圧制御発振器、４は直交検波回路、５はＡ
／Ｄ変換回路、６はデータ用相関器、７はディジタル同
期検波回路、８は誤り訂正符号復号回路、９はＡＦＣ用
相関器、１０Ａはキャリア位相回転検出回路、１１は平
均化回路、１２はＤ／Ａ変換回路、１３はデータ用相関
器タイミング制御回路、１４ＡはＡＦＣ用相関器タイミ
ング制御回路である。
施の形態におけるスペクトラム拡散通信用受信装置の構
成を示し、図１と同様な要素には同様な符号を付してあ
る。図２において、１は受信アンテナ、２は低雑音増幅
回路、３は電圧制御発振器、４は直交検波回路、５はＡ
／Ｄ変換回路、６はデータ用相関器、７はディジタル同
期検波回路、８は誤り訂正符号復号回路、９はＡＦＣ用
相関器、１０Ａはキャリア位相回転検出回路、１１は平
均化回路、１２はＤ／Ａ変換回路、１３はデータ用相関
器タイミング制御回路、１４ＡはＡＦＣ用相関器タイミ
ング制御回路である。
【００１４】以上のように構成されたスペクトラム拡散
通信用受信装置について、以下その動作を説明する。受
信アンテナ１で捕らえられた受信信号は、低雑音アンプ
２で増幅され、直交検波回路４で準同期検波されベース
バンド信号に周波数変換される。直交検波回路４の出力
は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ別々にＡ／Ｄ変換器５でディジタル
信号に変換され、データ用相関器６で送信時に使用され
た拡散符号との相関が求められ、ディジタル同期検波回
路７で同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤り訂
正符号の復号が行われて、受信データが復調される。デ
ータ用相関器６の動作タイミングは、相関器タイミング
制御回路１３で制御される。一方、ＡＦＣ用相関器９で
も、送信時に使用された拡散符号との相関が求められ、
キャリア位相回転検出回路１０Ａで受信ローカル周波数
の誤差によるキャリア位相回転の速度が求められ、平均
化回路１１で時間平均が求められ、Ｄ／Ａ変換回路１２
でアナログ制御電圧に変化され、電圧制御発振器３の制
御電圧入力端子に入力される。このＡＦＣ制御電圧によ
り、データ用相関器６の出力におけるキャリア位相回転
速度が最低になるように電圧制御発振器３の発振周波数
が制御される。なお、ＡＦＣ用相関器９の動作タイミン
グは、相関器タイミング制御回路１４Ａで制御され、初
期状態ではＡＦＣ用相関器９の積分時間をデータ用相関
器６の積分時間よりも短く設定し、ＡＦＣ引き込み範囲
が広くなるようにする。そして、キャリア位相回転検出
回路１０Ａから、誤差周波数が設定値よりも小さくなっ
たことを示すＡＦＣ引き込み完了フラグが出力され、Ａ
ＦＣ用相関器タイミング制御回路１４Ａに入力される。
ＡＦＣ用相関器タイミング制御回路１４Ａは、ＡＦＣ引
き込み完了フラグを受け取ると、ＡＦＣ用相関器９の積
分時間を長く設定し、これにより誤差周波数の検出範囲
を狭くする代わりに、長時間積分することによる雑音の
抑圧効果を高める。
通信用受信装置について、以下その動作を説明する。受
信アンテナ１で捕らえられた受信信号は、低雑音アンプ
２で増幅され、直交検波回路４で準同期検波されベース
バンド信号に周波数変換される。直交検波回路４の出力
は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ別々にＡ／Ｄ変換器５でディジタル
信号に変換され、データ用相関器６で送信時に使用され
た拡散符号との相関が求められ、ディジタル同期検波回
路７で同期検波され、誤り訂正符号復号回路８で誤り訂
正符号の復号が行われて、受信データが復調される。デ
ータ用相関器６の動作タイミングは、相関器タイミング
制御回路１３で制御される。一方、ＡＦＣ用相関器９で
も、送信時に使用された拡散符号との相関が求められ、
キャリア位相回転検出回路１０Ａで受信ローカル周波数
の誤差によるキャリア位相回転の速度が求められ、平均
化回路１１で時間平均が求められ、Ｄ／Ａ変換回路１２
でアナログ制御電圧に変化され、電圧制御発振器３の制
御電圧入力端子に入力される。このＡＦＣ制御電圧によ
り、データ用相関器６の出力におけるキャリア位相回転
速度が最低になるように電圧制御発振器３の発振周波数
が制御される。なお、ＡＦＣ用相関器９の動作タイミン
グは、相関器タイミング制御回路１４Ａで制御され、初
期状態ではＡＦＣ用相関器９の積分時間をデータ用相関
器６の積分時間よりも短く設定し、ＡＦＣ引き込み範囲
が広くなるようにする。そして、キャリア位相回転検出
回路１０Ａから、誤差周波数が設定値よりも小さくなっ
たことを示すＡＦＣ引き込み完了フラグが出力され、Ａ
ＦＣ用相関器タイミング制御回路１４Ａに入力される。
ＡＦＣ用相関器タイミング制御回路１４Ａは、ＡＦＣ引
き込み完了フラグを受け取ると、ＡＦＣ用相関器９の積
分時間を長く設定し、これにより誤差周波数の検出範囲
を狭くする代わりに、長時間積分することによる雑音の
抑圧効果を高める。
【００１５】以上のように、本発明の実施の形態２によ
れば、電源投入時にはＡＦＣ用相関器９の積分時間をデ
ータ復調用相関器６の積分時間よりも短く設定し、ＡＦ
Ｃ引き込み完了後には、ＡＦＣ用相関器９の積分時間を
データ復調用相関器６の積分時間よりも長く設定する相
関器タイミング制御回路１４Ａを設けることにより、電
源投入時にはＡＦＣ引き込み範囲の拡大を図り、引き込
み完了後にはＳ／Ｎを高めることで、ＡＦＣ制御残差を
小さく抑えることができる。
れば、電源投入時にはＡＦＣ用相関器９の積分時間をデ
ータ復調用相関器６の積分時間よりも短く設定し、ＡＦ
Ｃ引き込み完了後には、ＡＦＣ用相関器９の積分時間を
データ復調用相関器６の積分時間よりも長く設定する相
関器タイミング制御回路１４Ａを設けることにより、電
源投入時にはＡＦＣ引き込み範囲の拡大を図り、引き込
み完了後にはＳ／Ｎを高めることで、ＡＦＣ制御残差を
小さく抑えることができる。
【００１６】
【発明の効果】以上のように、本発明は、データ復調用
相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を持ち、ＡＦＣ用相
関器の積分時間をデータ復調用相関器の積分時間とは独
立に設定する制御手段を設けたものであり、水晶発振器
の所要精度が厳しくない低コストの優れたスペクトラム
拡散通信用受信装置を実現することができるという効果
が得られる。
相関器とは別系統のＡＦＣ用相関器を持ち、ＡＦＣ用相
関器の積分時間をデータ復調用相関器の積分時間とは独
立に設定する制御手段を設けたものであり、水晶発振器
の所要精度が厳しくない低コストの優れたスペクトラム
拡散通信用受信装置を実現することができるという効果
が得られる。
【図１】本発明の実施の形態１におけるスペクトラム拡
散通信用受信装置の概略ブロック図
散通信用受信装置の概略ブロック図
【図２】本発明の実施の形態２におけるスペクトラム拡
散通信用受信装置の概略ブロック図
散通信用受信装置の概略ブロック図
【図３】従来のスペクトラム拡散通信用受信装置の概略
ブロック図
ブロック図
１ 受信アンテナ ２ 低雑音増幅回路 ３ 電圧制御発振器 ４ 直交検波回路 ５ Ａ／Ｄ変換回路 ６ データ用相関器 ７ ディジタル同期検波回路 ８ 誤り訂正符号復号回路 ９ ＡＦＣ用相関器 １０、１０Ａ キャリア位相回転検出回路 １１ 平均化回路 １２ Ｄ／Ａ変換回路 １３ データ用の相関器タイミング制御回路 １４、１４Ａ ＡＦＣ用の相関器タイミング制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】 データ復調相関器とは別系統のＡＦＣ用
相関器を持ち、このＡＦＣ用相関器の積分時間をデータ
復調用相関器の積分時間とは独立に設定する制御手段を
備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信用受信装
置。 - 【請求項２】 電源投入時にはＡＦＣ用相関器の積分時
間をデータ復調用相関器の積分時間よりも短く設定し、
ＡＦＣ引き込み完了後にはＡＦＣ用相関器の積分時間を
データ復調用相関器の積分時間と等しいか、またはデー
タ復調用相関器の積分時間よりも長く設定することを特
徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散通信用受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28051096A JP3617741B2 (ja) | 1996-10-23 | 1996-10-23 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28051096A JP3617741B2 (ja) | 1996-10-23 | 1996-10-23 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126310A true JPH10126310A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3617741B2 JP3617741B2 (ja) | 2005-02-09 |
Family
ID=17626109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28051096A Expired - Fee Related JP3617741B2 (ja) | 1996-10-23 | 1996-10-23 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3617741B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0991188A2 (en) * | 1998-10-01 | 2000-04-05 | Nec Corporation | Method of performing automatic frequency control in mobile station in waiting mode |
| EP0991189A2 (en) * | 1998-10-01 | 2000-04-05 | Nec Corporation | Method of performing automatic frequency control in a mobile station during communication mode |
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| US6996156B1 (en) | 1999-06-29 | 2006-02-07 | Nec Corporation | CDMA receiver capable of estimation of frequency offset in high precision |
| JP2009519689A (ja) * | 2005-12-13 | 2009-05-14 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ワイヤレスローカルエリアネットワークのための範囲拡張技術 |
-
1996
- 1996-10-23 JP JP28051096A patent/JP3617741B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8064414B2 (en) | 2005-12-13 | 2011-11-22 | Qualcomm, Incorporated | Range extension techniques for a wireless local area network |
| US8712400B2 (en) | 2005-12-13 | 2014-04-29 | Qualcomm Incorporated | Range extension techniques for a wireless local area network |
| US8792877B2 (en) | 2005-12-13 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Range extension techniques for a wireless local area network |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3617741B2 (ja) | 2005-02-09 |
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