JP2009519689A - ワイヤレスローカルエリアネットワークのための範囲拡張技術 - Google Patents

Abstract

ＷＬＡＮにおいて送信範囲を拡張する技術を記述する。１つの観点において、１つ以上の初期パケット送信に基づいて、受信局は、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定し、送信局から受信される後続のパケット送信のために、この周波数誤差を補正する。周波数誤差の補正後は、残留周波数誤差は小さく、受信局が、より長い時間間隔にわたってコヒーレントな累算／集積を実行して、パケット送信を検出することを可能にする。より長いコヒーレントな累算間隔は、拡張された送信範囲に対して、特に低いＳＮＲにおいて、検出性能を向上させる。受信局が送信局の身元を知っているときはいつでも、この技術を使用できる。別の観点において、プリアンブルは、より長い拡散シーケンスとともに発生され、各パケット送信とともに送信される。
【選択図】 図２

Description

合衆国法典第３５部第１１９条に基づく優先権の主張

本出願は、２００５年１２月１３日に出願され、この出願の譲受人に譲渡され、参照によりここに組み込まれている、“ワイヤレスローカルエリアネットワークのための範囲拡張技術”と題する仮米国出願第６０／７５０，１８３号の優先権を主張する。

背景

Ｉ．分野
本開示は、一般に通信に関し、より詳細には、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）のための送信範囲を拡張する技術に関する。

ＩＩ．背景
ワイヤレス通信ネットワークは、データ、音声、ビデオなどのような、さまざまな通信サービスを提供するために、広く展開されている。これらのワイヤレスネットワークは、通信カバレッジを大きな地理的エリア（例えば、都市）に提供するワイヤレスワイドエリアネットワーク（ＷＷＡＮ）、通信カバレッジを中間サイズの地理的エリア（例えば、建物）に提供するワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、および通信カバレッジを小さい地理的エリア（例えば、家）に提供するワイヤレスパーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を含む。

ＩＥＥＥ ８０２．１１は、ＷＬＡＮのために米国電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）により開発された一群の規格である。これらの規格は、中距離の無線技術をカバーする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ １９９９エディション（または単に、“８０２．１１”）は、周波数ホッピングスペクトラム拡散方式（ＦＨＳＳ）およびダイレクトスペクトラム拡散方式（ＤＳＳＳ）を使用して、２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）周波数帯域において、１および２メガビット／秒（Ｍｂｐｓ）のデータレートをサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ａ−１９９９（または単に、“８０２．１１ａ”）は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を使用して、５ＧＨｚ周波数帯域において、６ないし５４Ｍｂｐｓのデータレートをサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ｂ−１９９９（または単に、“８０２．１１ｂ”）は、ＤＳＳＳを使用して、２．４ＧＨｚ帯域において、１ないし１１Ｍｂｐｓのデータレートをサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ｇ−２００３（または単に、“８０２．１１ｇ”）は、ＤＳＳＳおよびＯＦＤＭを使用して、２．４ＧＨｚ帯域において、１ないし５４Ｍｂｐｓのデータレートをサポートする。これらのさまざまなＩＥＥＥ ８０２．１１規格は、技術的に知られており、公に利用可能である。

ＩＥＥＥ ８０２．１１規格によりサポートされる最も低いデータレートは、１Ｍｂｐｓである。１Ｍｂｐｓの最も低いデータレートで送られる送信の信頼できる受信のためには、ある最小の信号対ノイズおよび干渉比（ＳＮＲ）が必要とされる。必要とされるＳＮＲまたはより良いＳＮＲを受信局が達成できる地理的エリアにより、送信の範囲が決定される。いくつかの例において、ＩＥＥＥ ８０２．１１規格によりサポートされる最も低いデータレートに対する範囲よりも大きい範囲で送信を送ることが望ましい。さらに、送信および受信局の両方において、ハードウェアの複雑性の増加を最小にして、より大きい送信範囲を達成することが望ましい。

それ故に、ＷＬＡＮに対して送信範囲を拡張する、費用対効果が大きい技術に対する技術的必要性がある。

概要

ＷＬＡＮにおいて送信範囲を拡張する技術をここで記述する。１つの観点において、受信局は、１つ以上の最初のパケット送信に基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定し、送信局から受信される後続のパケット送信のために、この周波数誤差を補正する。パケット送信は、ある時間量内のあるデータ量の送信である。周波数誤差に対する補正後は、残留周波数誤差は小さく、受信局は、より長い時間間隔にわたってコヒーレントな累算／集積を実行して、パケット送信を検出することが可能になる。より長いコヒーレントな累算間隔は、特に、拡張された送信範囲に対して直面するかもしれない低いＳＮＲにおいて、検出性能を向上させる。受信局が送信局の身元を知っているときはいつでも、周波数補正技術を使用でき、それは、例えば、後続のパケット送信がスケジュールされている場合である。

別の観点において、プリアンブルが、より長い拡散シーケンスとともに発生され、各パケット送信とともに送られる。受信局は、より長い拡散シーケンスの長さにわたってコヒーレントな累算を実行して、低いＳＮＲにおいて、プリアンブルのより信頼できる検出を達成できる。

本発明のさまざまな観点および実施形態を、以下でさらに詳細に記述する。

詳細な説明

ここで記述した範囲拡張技術は、ＩＥＥＥ ８０２．１１のような、さまざまな無線技術および規格に対して使用できる。明瞭にするために、以下の記述の多くは、８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇに対するものであり、８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇは、８０２．１１ｂ／ｇとして一般に呼ばれる。

図１は、アクセスポイント１１０と複数のユーザ端末１２０とを有するＷＬＡＮ１００を示す。アクセスポイントは、ユーザ端末と通信する局である。アクセスポイントはまた、基地局、ベーストランシーバサブシステム（ＢＴＳ）、ノードＢ、および／または他のいくつかのネットワークエンティティで呼ばれてもよく、それらの機能のいくつかまたはすべてを含んでいてもよい。ユーザ端末１２０は、ＷＬＡＮ１００全体にわたって分散していてもよく、各ユーザ端末は、固定されたもの、または移動性を持ったものであってもよい。ユーザ端末はまた、移動局、ユーザ機器（ＵＥ）、および／または他のいくつかのデバイスで呼ばれてもよく、それらの機能のいくつかまたはすべてを含んでいてもよい。ユーザ端末は、ワイヤレスデバイス、セルラ電話機、ラップトップコンピュータ、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、ワイヤレスモデムカードなどであってもよい。ユーザ端末は、アクセスポイントまたは別のユーザ端末と通信できる。

集中化されたネットワークアーキテクチャのために、ネットワーク制御装置１３０がアクセスポイントに結合し、協調および制御をこれらのアクセスポイントに提供する。ネットワーク制御装置１３０は、単一のネットワークエンティティまたはネットワークエンティティの集合であってもよい。分散化されたアーキテクチャのために、アクセスポイントは、ネットワーク制御装置１３０を使用することなく、必要に応じて互いに通信できる。

一般に、ＷＬＡＮは、任意の数の局を含むことができ、局（ＳＴＡ）は、アクセスポイントまたはユーザ端末とすることができる。局は、例えば、８０２．１１ｂおよび／または８０２．１１ｇのような、ＩＥＥＥ ８０２．１１規格のいずれか１つまたは任意の組み合わせを実現できる。局はまた、１Ｍｂｐｓよりも低い少なくとも１つのデータレートをサポートする範囲拡張モードを実現できる。例えば、範囲拡張モードは、５００キロビット／秒（Ｋｂｐｓ）、２５０Ｋｂｐｓ、１２５Ｋｂｐｓなどのデータレート、またはこれらのより低いデータレートの組み合わせをサポートできる。一般に、プログレッシブにより低いデータレートでのパケット送信は、プログレッシブにより低いＳＮＲで受信され、プログレッシブにより大きい地理的エリアに対して達成される。これは、一般的に、パケット送信の信頼できる受信のために、ある最小のビットエネルギー対ノイズ密度（Ｅｂ／Ｎｏ）が必要とされるからである。したがって、データレートが低下するにつれて、データビットは、より長い継続時間にわたって送信され、受信局において必要とされる信号レベルは低下し、送信範囲は増加する。例えば、１２５Ｋｂｐｓでのパケット送信は、１Ｍｂｐｓに対して必要とされるＳＮＲよりもはるかに低いＳＮＲで、確実に受信できる。したがって、１２５Ｋｂｐｓの送信は、１Ｍｂｐｓの送信よりも、より長い送信範囲およびより大きいカバレッジエリアを有する。

図２は、ＷＬＡＮ１００に対する例示的な送信タイムライン２００を示す。アクセスポイント１１０は、アクセスポイントによりカバーされるすべての送信に対してタイムラインを維持する。アクセスポイント１１０は、（１）捕捉のために他の局により使用されるプリアンブル、と、（２）アクセスポイントとの通信をサポートするために使用されるさまざまなタイプの情報、とを搬送するビーコンを定期的に送信する。ビーコン中の情報は、（１）ユーザ端末がアクセスポイントを検出および識別することを可能にするアクセスポイント識別子（ＡＰ ＩＤ）、と、（２）連続的なビーコン送信間の期間を示すビーコン間隔とを含む。ビーコン間隔だけ間を空けて離れているターゲットビーコン送信時間（ＴＢＴＴ）において、ビーコンは送信される。

ＴＢＴＴの間の期間は、コンテンションフリー期間（ＣＦＰ）とコンテンション期間（ＣＰ）とに分割される。コンテンションフリー期間は、ビーコンだけでなく、他の送信もカバーし、他の送信は、アクセスポイントにより、制御され、またはスケジュールされる。したがって、コンテンションフリー期間の間の任意の所定の時に、１つの局だけが、ワイヤレス媒体上で送信し、この期間の間は、ワイヤレス媒体に対して、局の間でコンテンションはない。コンテンション期間は、アクセスポイントによりスケジュールされる送信だけでなく、アクセスポイントによりスケジュールされない送信もカバーする。したがって、１つよりも多い局が、コンテンション期間の間に、ワイヤレス媒体上で同時に送信するかもしれない。

ＩＥＥＥ ８０２．１１は、３つのチャネルアクセス機能を規定し、３つのチャネルアクセス機能は、分散調整機能（ＤＣＦ）、ポイント調整機能（ＰＣＦ）、およびハイブリッド制御機能（ＨＣＦ）である。ＤＣＦは、搬送波感知多元接続衝突回避（ＣＳＭＡ／ＣＡ）プロトコルにより、コンテンションベースのチャネルアクセスをサポートする。ＤＣＦに対して、パケット送信はスケジュールされず、ワイヤレス媒体が使用中でないことを局が感知した場合に、局は送信する。ＤＣＦは、コンテンション期間の間に動作可能である。

ＰＣＦは、アクセスポイントにおいて実現される集中ポイントコーディネータにより、コンテンションフリーのチャネルアクセスをサポートする。ＰＣＦに対して、ポイントコーディネータは、送信に対して特定の局をポーリングし、局は、ポーリングされる場合にのみ、送信できる。ポイントコーディネータもまた、特定の局に対してデータを送信できる。ＰＣＦは、コンテンションフリー期間の間に動作可能である。

ＨＣＦは、（１）コンテンションベースのチャネルアクセススキームである、エンハンスト分散チャネルアクセス（ＥＤＣＡ）、と、（２）ハイブリッドコーディネータにより制御されるコンテンションフリーのチャネルアクセススキームである、ＨＣＦ制御されたチャネルアクセス（ＨＣＣＡ）、とをサポートする。パケット送信は、ＥＤＣＡに対してスケジュールされず、ＨＣＣＡに対してスケジュールされる。ＥＤＣＡは、コンテンション期間の間に使用され、ＨＣＣＡは、コンテンション期間またはコンテンションフリー期間において使用される。ＨＣＦ、ＥＤＣＡ、およびＨＣＣＡは、ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ｅ（または単に“８０２．１１ｅ”）において記述されている。

一般に、ＷＬＡＮにおけるパケット送信は、スケジュールされてもよく、またはスケジュールされなくてもよい。局は、コンテンション期間の間に、別の局からいつでも、スケジュールされないパケット送信を受信でき、通常、パケットが検出されるまで、送信局の身元を知らない。局は、特定の時点において、または時間窓内に、別の局からスケジュールされたパケット送信を受信でき、通常、パケット送信を受信する前に、送信局の身元を知っている。

ＷＬＡＮは、通常、スケジュールされないパケット送信を受信するように設計されている。ＷＬＡＮ内の局は、通常、それらのクロックを共通の基準周波数にロックせずに動作するので、各局は一般に、それぞれの受信されるパケット送信に対して、独自に捕捉を実行する。捕捉は一般に、パケット送信の存在を検出し、検出されたパケット送信のタイミングおよび周波数を決定することを必要とする。捕捉は、ＩＥＥＥ ８０２．１１において各パケットとともに送られるプリアンブルに基づいて達成されることが多い。

ＩＥＥＥ ８０２．１１に対して、トラフィックデータは、媒体アクセス制御（ＭＡＣ）層により、ＭＡＣプロトコルデータユニット（ＭＰＤＵ）として処理される。各ＭＰＤＵは、物理層コンバージェンスプロトコル（ＰＬＣＰ）により処理され、ＰＬＣＰプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）にカプセル化される。各ＰＰＤＵは、物理層によりさらに処理され、ワイヤレス媒体を介して送信される。ＰＰＤＵは、パケットと呼ばれることが多い。

図３は、８０２．１１ｂ／ｇに対するＰＰＤＵフォーマットを示す。ＰＰＤＵは、ＰＬＣＰプリアンブル、ＰＬＣＰヘッダ、およびＭＰＤＵを含む。ＰＬＣＰプリアンブルは、ＰＬＣＰ同期（ＳＹＮＣ）フィールドと開始フレームデリミタ（ＳＦＤ）フィールドとを含む。ＳＹＮＣフィールドは、プリアンブルと呼ばれることが多い、固定された１２８ビットのシーケンスを搬送する。ＳＦＤフィールドは、ＰＬＣＰヘッダの開始を示す、固定された１６ビットのシーケンスを搬送する。ＰＬＣＰヘッダは、ＭＰＤＵに対する、データレート、継続時間、および他の情報を伝達するさまざまなフィールドを含む。ＭＰＤＵは、トラフィックデータを搬送し、可変長を有する。ＰＬＣＰプリアンブルとＰＬＣＰヘッダは、１Ｍｂｐｓで送信される。ＰＬＣＰプリアンブルは、総計１４４個のビットを含み、１４４個のビットは、１４４個のＢＰＳＫシンボルを発生させるために処理される。これらの１４４個のＢＰＳＫシンボルは、１４４個のシンボル期間で送信され、各シンボル期間は、１マイクロ秒（μｓ）の継続時間を有する。

図３はまた、８０２．１１ｂに対するプリアンブルを示す。このプリアンブルは、擬似乱数（ＰＮ）発生器に基づいて発生される、既知の１２８個のパイロットビットのシーケンスによって構成される。１２８個のパイロットビットは、ｄ₀ないしｄ₁₂₇として表示されている。各パイロットビットは、バーカーシーケンスと呼ばれる、｛＋１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−１｝の１１個のチップの拡散シーケンスにより拡散される。このプリアンブルは、１２８μｓの長さを有する。

受信局は、受信信号に対する入力サンプルを発生させ、入力サンプルを１２８ビットのパイロットシーケンスおよび１１チップのバーカーシーケンスと相関させて、プリアンブルの存在を検出する。受信局は、プリアンブル検出のために、コヒーレントな累算および非コヒーレントな累算を実行できる。コヒーレントな累算は、複素数値の、累算、集積または合計を指し、複素数値の位相は、累算結果に影響を与える。非コヒーレントな累算は、実数値、例えば、振幅の、累算、集積または合計を指す。プリアンブルの検出は、以下で詳細に記述する。

検出性能は、ＳＮＲおよび周波数誤差／オフセットのような、さまざまな要素に依存する。高いＳＮＲで受信されたパケットに対しては、少量のチップのプリアンブルにわたってコヒーレントに累算することにより、プリアンブルは、容易に検出できる。低いＳＮＲで受信されたパケットに対しては、より多いチップにわたるコヒーレントな累算が、プリアンブルの信頼できる検出のために必要とされる。

送信局と受信局との間の周波数誤差は、著しい結合損失を負うことなしにコヒーレントに累算されるチップの数を決定する。大きな周波数位相誤差は、プリアンブルにわたって大きな位相シフトをもたらす。例えば、５．８ＧＨｚにおける±４０ｐａｒｔｓ ｐｅｒ ｍｉｌｌｉｏｎ（ｐｐｍ）の周波数誤差は、１１チップのバーカーシーケンスにわたる±８３°の位相シフトに相当する。したがって、周波数誤差は、プリアンブルにわたって、より多くプログレッシブに位相から外れる入力サンプルを結果として生じさせ、それ故に、コヒーレントに累算されるチップの数を制限する。

受信局は、一般に、１１チップのバーカーシーケンスにわたるコヒーレントな累算と、１２８ビットのパイロットシーケンスにわたる非コヒーレントな累算とを実行する。最悪のケースの周波数誤差と、ＩＥＥＥ ８０２．１１によりサポートされる最も低いデータレートである１Ｍｂｐｓに対して必要とされるＳＮＲとに対して、このスキームは、良好な検出性能を提供する。

受信局は、範囲拡張モードにおける低いレート（例えば、１２５Ｋｂｐｓ）のパケット送信に対して低いＳＮＲを観測する。受信局は、１１個より多いチップにわたって（例えば、４４個のチップにわたって）コヒーレントな累算を実行して、良好な検出性能を達成できる。パケット送信に対して必要とされるＳＮＲに基づいて、コヒーレントな累算間隔が選択され、これは範囲拡張モードに対してより低いものである。より長いコヒーレントな累算間隔にわたる、より大きな位相シフトに対処するために、受信局は、複数の周波数仮定に対して検出を実行できる。各周波数仮定は、送信局と受信局との間の、異なって仮定された周波数誤差に対応する。必要とされるＳＮＲに対して選択された間隔にわたってコヒーレントな累算が実行されるように、周波数仮定が選択される。一般に、コヒーレントな累算間隔は、周波数オフセットにより制限され、コヒーレントな累算は、より小さい周波数オフセットに対して、より長い間隔にわたって実行される。各周波数仮定に対して、受信局は、コヒーレントな累算を実行する前に、仮定された周波数誤差を取り除くことができる。実際の周波数誤差に最も近くなる正確な周波数仮定は、コヒーレントな累算間隔にわたって最小量の位相シフトを生じさせ、最大の累算結果を提供する。

受信局は、複数の周波数仮定に対してプリアンブルの検出を実行して、各パケット送信における独立的な捕捉により、低いＳＮＲで良好な検出性能を達成できる。捕捉ハードウェアを複数回繰り返して、同時に複数の周波数の仮定を評価できる。各捕捉ハードウェアは、異なる周波数の仮定に対してそれぞれ同調でき、選択された間隔にわたってコヒーレントな累算を実行できる。最も大きな偏差統計値を有する捕捉ハードウェアが、最も小さい周波数誤差を有する捕捉ハードウェアであるだろう。しかしながら、繰り返されるハードウェアは、局のコストを著しく増加させ、これは望ましくない。

１つの観点において、受信局は、１つ以上の最初のパケット送信に基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定し、送信局から受信される後続のパケット送信のために、この周波数誤差を補正する。受信局が送信局の身元を知っているときはいつでも、周波数補正技術を使用できる。例えば、音声をＩＰにのせる（ＶｏＩＰ）通話、大規模ファイルの転送などのような、さまざまな動作シナリオの下で、受信局は、同一の送信局から多数のパケット送信を予期する。一般に、予期されるパケット送信は、スケジュールされるかもしれず、スケジュールされないかもしれない。送信局に対する既知の周波数誤差を補正し、または取り除いた後で、受信局は、予期されるパケット送信に対して捕捉を実行できる。既知の周波数誤差を補正した後は、残留周波数誤差は小さく、受信局がより長い間隔にわたってコヒーレントな累算を実行することを可能にし、検出性能を向上させる。本質的に、受信局は、単一の正確な周波数仮定により、それぞれの予期されるパケット送信に対して捕捉を実行できる。

受信局は、制限された捕捉ハードウェアを使用して、最初の捕捉を実行するかもしれない。例えば、捕捉ハードウェアは、それぞれのパケット送信に対して、たった１つの周波数仮定を評価できるかもしれない。このケースにおいて、受信局は、それぞれのパケット送信に対して、異なる周波数仮定により捕捉を実行するかもしれない。正確な周波数仮定が選択されるとき、受信局は、高い確率でパケット送信を検出できる。プリアンブルが検出される前に、受信局は、１つ以上のパケット送信を見逃すかもしれない。見逃されたパケット送信は、単に通話セットアップのためのものであるかもしれず、および／または再送信されるかもしれないので、これらのパケット送信が全体の性能に与える影響は小さいかもしれない。

図４は、周波数補正とともにデータを受信する受信局により実行されるプロセス４００の実施形態を示す。受信局は、ＷＬＡＮにおいて、送信局から少なくとも１つの最初のパケット送信を受信する（ブロック４１２）。受信局は、少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行する（ブロック４１４）。受信局のハードウェアの性能にもよるが、受信局は、１つまたは複数の周波数仮定により、それぞれのパケット送信に対する検出を実行する。通常、最新の最初のパケット送信である、検出されたパケット送信に基づいて、受信局は、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定する（ブロック４１６）。受信局は次に、周波数誤差を補正した状態で、送信局からの少なくとも１つの後続のパケット送信に対する検出を実行する（ブロック４１８）。以下で記述するように、周波数誤差補正は、（１）受信局においてダウンコンバート局部発振器（ＬＯ）信号の周波数を調整し、および／または（２）入力サンプルをデジタルに回転させる、ことにより達成できる。

最初および後続のパケット送信は、範囲拡張モードに対して１Ｍｂｐｓよりも低いデータレートで送られるかもしれない。パケット送信はまた、ＩＥＥＥ ８０２．１１によりサポートされるデータレートで送られるかもしれない。後続のパケット送信は、スケジュールされるかもしれず、またはスケジュールされないかもしれない。

受信局は、１１個よりも多いチップにわたってコヒーレントな累算を実行して、パケット送信を検出できる。受信局は、最初および後続のパケット送信に対して、同一または異なるコヒーレントな累算間隔を使用するかもしれない。例えば、受信局は、（１）送信局の身元が知られていないときの、最初の捕捉に対する第１の間隔、と、（２）送信局の身元が知られているときの、後続の捕捉に対する、第１の間隔よりも長い第２の間隔、とにわたってコヒーレントな累算を実行できる。チャネルフェード、知られていない周波数誤差などに対処するために、短い間隔が最初の捕捉に対して使用される。より信頼できる検出のために、より長い間隔が後続の捕捉に対して使用される。

図５は、周波数補正とともにデータを受信するための装置５００の実施形態を示す。装置５００は、ＷＬＡＮにおいて送信局から少なくとも１つの最初のパケット送信を受信する少なくとも１つのプロセッサ５１２、少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行する少なくとも１つのプロセッサ５１４、検出されたパケット送信に基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定する少なくとも１つのプロセッサ５１６、および周波数誤差を補正した状態で、送信局からの少なくとも１つの後続のパケット送信に対する検出を実行する少なくとも１つのプロセッサ５１８を含む。

別の観点において、１１個のチップよりも長い拡散シーケンスによりプリアンブルが発生される。受信局は、より長い拡散シーケンスの長さにわたってコヒーレントな累算を実行して、範囲拡張モードで直面するかもしれない低いＳＮＲで、プリアンブルのより信頼できる検出を達成できる。プリアンブルはまた、検出性能をさらに向上させるために、より長く拡張できる。

図６は、範囲拡張モードに対して使用できるプリアンブル６００の実施形態を示す。この実施形態に対して、プリアンブルは、６４個のパイロットビットのシーケンスによって構成され、６４個のパイロットビットは、ＰＮ発生器に基づいて発生される。６４個のパイロットビットは、ｄ₀ないしｄ₆₃として表示されている。この実施形態に対して、ｉ＝０，．．．，６３に対する各パイロットビットｄ_iは、４つのバイナリ値｛＋１，＋１，−１および＋１｝の中間シーケンスにより拡散され、各バイナリ値は、１１チップのバーカーシーケンスによりさらに拡散される。各パイロットビットは、こうして、１１チップのバーカーシーケンスの４つのインスタンスによって構成される、４４チップの拡散シーケンスにより拡散される。バーカーシーケンスの３番目のインスタンスは、バーカーシーケンスの他の３つのインスタンスと比較して極性が反転している。このプリアンブルは、２５６μｓの長さを有し、１２５Ｋｂｐｓまで下がったデータレートに対して信頼できる検出を提供できる。

図６中で示した実施形態に対して、受信局は、４４チップの拡散シーケンスにわたってコヒーレントな累算を実行でき、６４ビットのパイロットシーケンスにわたって非コヒーレントな累算を実行できる。ＩＥＥＥ ８０２．１１に対して、最大周波数誤差は、±４０ｐｐｍであり、それは、５．８ＧＨｚの中心周波数において±２３２ＫＨｚに相当する。±２３２ＫＨｚの最大周波数誤差は、４４のチップの拡散シーケンスにわたる±３３４°の位相シフトに相当する。受信局は、３つの周波数仮定を評価して、最悪のケースの位相シフトを、１．４デシベル（ｄＢ）までの結合損失に相当する、±１１１°に減少させることができる。これらの３つの周波数仮定は、公称周波数、公称周波数から＋２６．７ｐｐｍ、そして、公称周波数から−２６．７ｐｐｍに対するものである。

図６中で示した実施形態に対して、受信局は、例えば、通話セットアップの間に、３つの周波数仮定に対して検出を実行する。捕捉ハードウェアが、各パケット送信に対して、１つの周波数仮定だけを評価できる場合、受信局は、３つの周波数仮定を通して循環し、各パケット送信に対して異なる周波数仮定を評価できる。受信局は、せいぜい３つのパケット送信においてプリアンブルを検出できればよい。パケット送信を検出する際に、受信局は、周波数誤差を決定し、後続のパケット送信のために、この周波数誤差を補正する。受信局は、高い確率で、それぞれの後続のパケット送信を検出できるはずである。

図６は、範囲拡張モードに対するプリアンブルの特定の実施形態を示す。この実施形態に対して、プリアンブルは、３つのシーケンスによって構成され、３つのシーケンスは、（１）長い／外部の６４ビットのパイロットシーケンス、（２）各パイロットビットに対する４つのバイナリ値の中間シーケンス、（３）各バイナリ値に対する短い／内部の、１１チップのバーカーシーケンスである。このプリアンブルの設計は、基本的なビルディングブロックとして１１チップのバーカーシーケンスを使用するので有利である。それ故に、１１チップのバーカーシーケンスにわたってコヒーレントな累算を実行する他の局もまた、このプリアンブルを検出し、ワイヤレス媒体が使用中であることを認識できる。

範囲拡張モードに対して、さまざまな他のプリアンブルの設計を使用してもよい。一般に、プリアンブルは、何らかの数のシーケンスとともに発生され、各シーケンスは、
何らかの長さを有することができる。1つの実施形態において、プリアンブルは、１０４８個またはより多いチップの単一のシーケンスによって構成され、ここで１０４８＝１２８×１１である。別の実施形態において、プリアンブルは、２つのシーケンス、パイロットシーケンスおよび１１個のチップより長い拡散シーケンスによって構成される。例えば、良好な相関特性を有する４４の擬似乱数チップの拡散シーケンスをプリアンブルに対して使用してもよい。さらに別の実施形態において、プリアンブルは、２つより多いシーケンスによって構成される。

図７は、ＷＬＡＮ１００における送信局７１０および受信局７５０のブロック図を示す。局７１０および７５０はそれぞれ、アクセスポイントまたはユーザ端末とすることができる。簡単にするために、図７中で示した実施形態に対して、各局は、単一のアンテナを備えている。

送信局７１０において、送信プロセッサ７３０は、データ源７２０からトラフィックデータを受け取り、選択されたデータレートにしたがってトラフィックデータを処理する（例えば、エンコードし、インターリーブし、シンボルマッピングし、拡散する）。送信プロセッサ７３０はまた、（例えば、図３または図６中で示したような）プリアンブルを発生させ、トラフィックデータに対して発生されたチップと、プリアンブルに対して発生されたチップとを多重化し、出力チップを提供する。送信機（ＴＭＴＲ）７３２は、出力チップを処理し（例えば、アナログに変換し、増幅し、フィルタリングし、アップコンバートする）、アンテナ７３４を介して送信される変調信号を発生させる。

受信局７５０において、アンテナ７５２は、送信された信号を受信し、受信信号を受信機（ＲＣＶＲ）７５４に提供する。受信機７５４は、受信信号を処理およびデジタル化し、入力サンプルを捕捉プロセッサ７６０に提供する。捕捉プロセッサ７６０は、捕捉を実行し、パケット送信を検出し、周波数誤差を決定および補正し、以下で記述するように、逆拡散シンボルを提供する。受信プロセッサ７７０は、送信プロセッサ７３０により実行される処理と相補的な方法で、逆拡散シンボルを処理し、デコードされたデータをデータシンク７７２に提供する。

制御装置／プロセッサ７４０および７８０は、それぞれ、送信局７１０および受信局７５０で動作を命令する。メモリ７４２および７８２は、それぞれ、局７１０および７５０に対して、データおよび／またはプログラムコードを記憶する。

受信機７５４は、チップレートと等しいまたはチップレートよりも高いサンプルレートで複素数値の入力サンプルを提供する。簡単にするために、以下の記述は、入力サンプルがチップレートで提供されると仮定する。８０２．１１ｂに対して、チップレートは、１１Ｍｃｐｓであり、ビットレートとシンボルレートは、プリアンブルに対して１Ｍｂｐｓである。それ故に、シンボル期間（Ｔ_s）は１μｓであり、チップ期間（Ｔ_c）は、８０２．１１ｂのプリアンブルに対して９０．９ナノ秒（ｎｓ）である。図６中で示したプリアンブルに対して、ビットレートとシンボルレートは、２５０Ｋｂｐｓであり、シンボル期間（Ｔ_s）は４μｓであり、４４個のチップをカバーする。以下の記述において、“ｎ”は、チップ期間に対するインデックスであり、“ｋ”は、周波数ビンに対するインデックスであり、“ｉ”は、プリアンブル中のパイロットビットに対するインデックスである。

図８は、捕捉プロセッサ７６０ａのブロック図を示し、捕捉プロセッサ７６０ａは、図７中の捕捉プロセッサ７６０の実施形態である。プロセッサ７６０ａ内で、乗算器８１０は、入力サンプルを複素シヌソイド信号と乗算し、回転されたサンプルを提供する。ここで複素シヌソイド信号は、次のように表される。

送信局の身元が知られていない場合、シヌソイド信号の周波数は、評価されている周波数仮定により決定される。送信局の身元が知られている場合、シヌソイド信号の周波数は、送信局と受信局との間の周波数誤差により決定される。

逆拡散器８２０は、回転サンプルを逆拡散し、逆拡散シンボルを提供する。捕捉の間、逆拡散器８２０は、Ｌ個のチップにわたる回転サンプルを逆拡散し、チップレートで逆拡散シンボルを提供する。ここで、Ｌは、１１、２２、４４、または他のいくつかの値に等しい。各チップ期間ｎに対して、逆拡散器８２０は、チップ期間ｎないしｎ−Ｌ＋１に対するＬ個の入力サンプルをＬチップの拡散シーケンスのＬ個のチップと乗算し、Ｌ個の乗算結果を累算し、そのチップ期間に対して逆拡散シンボルｘ（ｎ）を提供する。１つの実施形態において、Ｌは１１に等しく、Ｌチップの拡散シーケンスは、１１チップのバーカーシーケンスであり、逆拡散器８２０は、１１チップのバーカーシーケンスの長さにわたって逆拡散を実行する。別の実施形態において、Ｌは４４に等しく、Ｌチップの拡散シーケンスは、図６中で示した４４チップの拡散シーケンスであり、逆拡散器８２０は、４４チップの拡散シーケンスの長さにわたって逆拡散を実行する。他の実施形態に対して、Ｌは、他の値に等しく、他のＬチップの拡散シーケンスが、逆拡散に対して使用される。いずれのケースでも、逆拡散器８２０は、Ｌチップの拡散シーケンスとの、入力サンプルのスライディング相関を実行して、（各シンボル期間の代わりに）各チップ期間に対して逆拡散シンボル取得し、それぞれのＬのチップ間隔に対してＬ個の逆拡散シンボルを提供する。これらのＬ個の逆拡散シンボルは、正確なタイミングに対して、Ｌ個の異なる可能性があるチップオフセット（すなわちＬ個のタイミング仮定）に対応する。

図８中で示した実施形態に対して、ユニット８４０は、逆拡散器８２０からの各逆拡散シンボルの振幅の平方を計算する。図８中で示していない別の実施形態において、複数の逆拡散シンボルは、コヒーレントに累算され、ユニット８４０は、それぞれのコヒーレントに累算された結果の振幅の平方を計算する。両方の実施形態に対して、累算器８５０は、それぞれの異なるチップオフセットに対して非コヒーレントな累算を実行する。Ｌ＝１１、例えば、図３中で示したプリアンブルに対する場合、１１個の異なるチップオフセットがあり、累算器８５０は、各チップオフセットに対して、１２８個までの逆拡散シンボルの振幅の平方を累算する。Ｌ＝４４、例えば、図６中で示したプリアンブルに対する場合、４４個の異なるチップオフセットがあり、累算器８５０は、各チップオフセットに対して、６４個までの逆拡散シンボルの振幅の平方を累算する。累算器８５０は、スライディング非コヒーレント累算を実行し、それぞれのＬのチップ間隔に対して、Ｌの異なるチップオフセットのＬ個の累算された結果を提供する。

信号／プリアンブル検出器８７０は、それぞれのＬのチップ間隔に対するＬ個の累算結果を受け取り、それぞれの累算結果をしきい値Ｓ_thと比較し、累算結果がしきい値を超える場合、プリアンブルの存在を宣言する。信号／プリアンブル検出器８７０は、ピーク値をサーチするため累算結果を監視し続け、このピーク値に対するチップオフセットを、検出されたプリアンブルに対するタイミング（タウ）として提供する。

シンボルバッファ８３０は、逆拡散器８２０からの逆拡散シンボルを記憶する。プリアンブルの検出の際に、周波数誤差推定器８８０は、シンボルバッファ８３０から逆拡散シンボルと、信号／プリアンブル検出器８７０からタイミング（タウ）とを受け取る。周波数誤差推定器８８０は、検出されたプリアンブル中の周波数誤差を決定し、周波数誤差推定を提供する。

図９Ａは、捕捉プロセッサ７６０ｂのブロック図を示し、捕捉プロセッサ７６０ｂは、図７中の捕捉プロセッサ７６０の別の実施形態である。プロセッサ７６０ｂ内で、乗算器９１０は、入力サンプルを複素シヌソイド信号と乗算し、回転されたサンプルを提供する。逆拡散器９２０は、Ｌチップの拡散シーケンスにより、回転サンプルを逆拡散し、それぞれのＬのチップ間隔に対する、Ｌ個の逆拡散シンボルを提供する。乗算器９１０および逆拡散器９２０は、図８中の、それぞれ乗算器８１０および逆拡散器８２０と同じ方法で動作する。

遅延乗算器９４０は、以下で記述するような、逆拡散シンボルの、１シンボルおよび２シンボル遅延された積を発生させる。１シンボル遅延された積ｙ₁（ｎ）は、１つのシンボル期間だけ隔てられた２つの逆拡散シンボルｘ（ｎ）とｘ（ｎ−Ｔ_s）との間の位相差を示す。２シンボル遅延された積ｙ₂（ｎ）は、２つのシンボル期間だけ隔てられた２つの逆拡散シンボルｘ（ｎ）とｘ（ｎ−２Ｔ_s）との間の位相差を示す。差分相関器９５０ａは、１シンボル遅延の積ｙ₁（ｎ）を受け取り、１シンボル遅延の積と、これらの積に対して予期される値との間の相関を実行し、各チップ期間に対する相関結果ｃ₁（ｎ）を提供する。同様に、差分相関器９５０ｂは、２シンボル遅延の積ｙ₂（ｎ）を受け取り、２シンボル遅延の積と、これらの積に対して予期される値との間の相関を実行し、各チップ期間に対する相関結果ｃ₂（ｎ）を提供する。

差分相関器９５０ｂからの相関結果ｃ₂（ｎ）の位相は、差分相関器９５０ａからの対応する相関結果ｃ₁（ｎ）の位相と整列していないかもしれない。乗算器９６２は、差分相関器９５０ｂからの各相関結果ｃ₂（ｎ）を、Ｑ個の異なって仮定された位相に対する複素フェーザーと乗算し、各チップ期間に対する、Ｑ個の位相回転された相関結果のセットを提供する。ここで複素フェーザーは、次のように表される。

例えば、仮定された位相は、Ｑ＝３に対して、｛０，６０°，−６０°｝、Ｑ＝４に対して、｛０，９０°，１８０°，−９０°｝などである。相対位相の可能性のある範囲をカバーするために、Ｑ個の仮定された位相が選択される。例えば、１シンボルおよび２シンボル遅延された相関の間の最大位相差は、±２３２ＫＨｚの最大周波数誤差に対して、おおよそ９０度である。したがって、０、６０°、および−６０°の３つの仮定された位相が使用される場合、最も小さい１つの仮定される位相は、３０°内である。

それぞれのチップ期間ｎに対して、加算器９６４は、差分相関器９５０ａからの相関結果を、乗算器９６２からのＱ個の対応する、位相が回転された相関結果のそれぞれと加算し、ｑ＝１，．．．，Ｑに対して、Ｑ個の結合された相関結果ｚ_q（ｎ）を提供する。各チップ期間ｎに対して、ユニット９６６は、Ｑ個の結合された相関結果のそれぞれの振幅の平方を計算し、Ｑ個の振幅の平方値の中で最も大きい振幅の平方値を識別し、この最も大きい振幅の平方値Ｚ（ｎ）を提供する。各チップ期間ｎに対して、信号／プリアンブル検出器９７０は、最も大きい振幅の平方値Ｚ（ｎ）をしきい値Ｚ_thと比較し、Ｚ（ｎ）がしきい値Ｚ_thを超える場合、プリアンブルの存在を宣言する。信号／プリアンブル検出器９７０は、ピーク値をサーチするために振幅の平方値を監視し続け、このピーク値に対するチップオフセットを、検出されたプリアンブルに対するタイミング（タウ）として提供する。

シンボルバッファ９３０は、逆拡散器９２０からの逆拡散シンボルを記憶する。周波数誤差推定器９８０は、検出されたプリアンブル中の周波数誤差を決定し、周波数誤差推定を提供する。

図９Ｂは、図９Ａ中の遅延乗算器９４０の実施形態を示す。遅延乗算器９４０内で、逆拡散シンボルｘ（ｎ）は、２つの乗算器９４２ａおよび９４２ｂに提供され、さらに２つの直列に結合された遅延ユニット９４４ａおよび９４４ｂに提供される。各遅延ユニット９４４は、１つのシンボル期間Ｔ_sの遅延を提供し、１つのシンボル期間Ｔ_sの遅延は、Ｌ＝１１に対する１１個のチップ期間およびＬ＝４４に対する４４個のチップ期間に等しい。ユニット９４６ａおよび９４６ｂは、それぞれ、遅延ユニット９４４ａおよび９４４ｂからの逆拡散シンボルの複素共役を提供する。乗算器９４２ａは、各チップ期間ｎに対する逆拡散シンボルｘ（ｎ）をユニット９４６ｂの出力に乗算し、そのチップ期間に対する、１シンボル遅延の積ｙ₁（ｎ）を提供する。乗算器９４２ｂは、各チップ期間ｎに対する逆拡散シンボルをユニット９４６ａの出力に乗算し、そのチップ期間に対する、２シンボル遅延の積ｙ₂（ｎ）を提供する。

図９Ｃは、差分相関器９５０ｍの実施形態を示し、差分相関器９５０ｍは、図９Ａ中の差分相関器９５０ａおよび９５０ｂのそれぞれに対して使用できる。差分相関器９５０ｍ内で、ｍ∈｛１，２｝に対して、ｍシンボル遅延された積ｙ_m(ｎ）が、交互遅延ユニット９５２および９５４のシーケンスに提供される。各遅延ユニット９５２は、１つのチップ期間の遅延を提供し、各遅延ユニット９５４は、Ｌ−１個のチップ期間の遅延を提供し、遅延ユニット９５２と９５４とのそれぞれの対は、１つのシンボル期間である、Ｌ個のチップ期間の総遅延を提供する。差分相関器９５０ｍは、Ｐ個の遅延ユニット９５２とＰ−１個の遅延ユニット９５４とを含む。１シンボル遅延差分相関器９５０ａに対して、Ｐは、図３中で示した８０２．１１ｂプリアンブルに対して１２７に等しく、図６中で示したプリアンブルに対して６３に等しい。２シンボル遅延差分相関器９５０ｂに対して、Ｐは、図３中で示した８０２．１１ｂプリアンブルに対して１２６に等しく、図６中で示したプリアンブルに対して６２に等しい。Ｐはこのように、プリアンブル中のビットの数（Ｂ）と遅延の量（ｍ）に依存し、すなわちＰ＝Ｂ−ｍである。

Ｐ個の加算器９５６が、Ｐ個の遅延ユニット９５２に結合している。各加算器９５６は、関係付けられた遅延ユニット９５２の入力と出力とを合計し、出力を提供する。Ｐ個の乗算器９５８が、Ｐ個の加算器９５６に結合しており、さらに、Ｐ個のｍシンボル遅延の積に対して、Ｐ個の予期される値ａ_m,1ないしａ_m,Pを受け取る。ｍ＝｛１，２｝かつｉ＝１，．．．，Ｐに対して、予期される値ａ_m,iは、１シンボル遅延差分相関器９５０ａに対してａ_1,i＝ｄ_i-1・ｄ_iとして、そして、２シンボル遅延差分相関器９５０ｂに対してａ_2,i＝ｄ_i-1・ｄ_i+1として計算される。予期される値ａ_m,iは、ｍシンボル遅延の積と同じ方法で計算され、ｍシンボル遅延の積は、ｙ_m（ｎ）＝ｘ（ｎ）・ｘ^*（ｎ−ｍ）である。しかしながら、パイロットビットが実数値であるため、複素共役は、予期される値に対して無視され、例えば、ａ_1,i＝ｄ_i-1・ｄ^* _i＝ｄ_i-1・ｄ_iである。各乗算器９５８は、関係付けられた加算器９５６の出力を、その予期される値ａ_m,iと乗算する。各チップ期間ｎに対して、加算器９６０は、Ｐ個のすべての乗算器９５８からの出力を合計し、そのチップ期間に対する相関結果ｃ_m（ｎ）を提供する。

図１０は、周波数誤差推定器８８０ａのブロック図を示し、周波数誤差推定器８８０ａは、図８中の周波数誤差推定器８８０および図９Ａ中の周波数誤差推定器９８０の実施形態である。周波数誤差推定器８８０ａは、Ｎ個の逆拡散シンボルをシンボルバッファ８３０または９３０から受け取り、Ｎ個の逆拡散シンボルは、信号／プリアンブル検出器８７０または９７０により提供されるタイミングであるタウにおいて開始するＬ個のチップ期間（すなわち１つのシンボル期間）だけ間を空けて離れている。最初の逆拡散シンボルは、このように、最良のタイミング仮定により時間調整される。Ｎは、プリアンブル中のパイロットビットの数より小さいかまたは等しい何らかの整数値であり、例えば、Ｎは、３２、６４、または１２８である。周波数誤差推定器８８０ａ内で、Ｎ個の乗算器１０１２が、Ｎ個の逆拡散シンボルと、プリアンブル中のＮ個の対応するパイロットビットを受け取る。各乗算器１０１２は、逆拡散シンボルをパイロットビットｄ_iと乗算して、その逆拡散シンボルに関して変調を取り除く。ユニット１０１４は、Ｎ個の乗算器１０１２からＮ個の出力を受け取り、Ｎポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をこれらのＮ個の出力に実行し、Ｎ個の周波数ビンに対してＮ個の周波数領域の値を提供する。Ｎ個のユニット１０１６は、ＦＦＴ／ＤＦＴユニット１０１４からＮ個の周波数領域の値を受け取る。各ユニット１０１６は、周波数領域の値の振幅の平方を計算し、それぞれの周波数ビンｋに対して、検出されたエネルギーを提供する。

乗算器１０１２により変調を取り除いた後、これらの乗算器からのＮ個の出力は、周期的な成分を有しているかもしれない。この周期的な成分は、送信局と受信局との間の周波数誤差により引き起こされる。ＦＦＴ／ＤＦＴユニット１０１４は、乗算器１０１２からのＮ個の出力のスペクトル応答を提供する。最も大きい検出エネルギーを有する周波数ビンは、送信局と受信局との間の周波数誤差を示している。

選択器１０１８は、Ｎ個の周波数ビンに対するＮ個の検出エネルギーの中で、最も大きい検出エネルギーを選択する。信号／プリアンブル検出器１０２０は、最も大きい検出エネルギーをしきい値Ｅ_thと比較し、最も大きい検出エネルギーがしきい値Ｅ_thより大きい場合、信号検出を宣言し、最も大きい検出エネルギーを有する周波数ビンを周波数誤差推定として提供する。プリアンブルに対する総受信エネルギーのスケーリング係数倍に等しくなるように、しきい値Ｅ_thを設定してもよい。信号／プリアンブル検出は、（例えば、検出器８７０または９７０、および検出器１０２０により）複数のステージで実行され、検出性能を向上させる。

プリアンブル検出および周波数誤差推定の別の実施形態において、入力サンプルは、異なって仮定された周波数誤差に対してパイロットシーケンスと相関付けられる。各仮定された周波数誤差に対して、入力サンプルは、その周波数誤差により回転され、回転されたサンプルは、パイロットシーケンスと相関付けられ、相関結果は、しきい値と比較され、相関結果がしきい値を超える場合、信号／プリアンブル検出が宣言される。相関は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ構造により時間領域において、またはＦＦＴとＩＦＦＴとを乗算する動作により周波数領域において実行されてもよい。周波数誤差推定は、しきい値を超える最も大きい相関結果を生じる、仮定された周波数誤差により与えられる。

周波数誤差推定のさらに別の実施形態において、入力サンプルは、最初に逆拡散されて、図８または９Ａ中で示したように、チップレートで逆拡散シンボルが取得される。逆拡散シンボルは、パイロット変調を取り除くために、対応するパイロットビットに乗算される。結果として生ずるシンボルは、例えば、図９Ｂ中の遅延乗算器９４０を使用して、１シンボルおよび２シンボル遅延された積を発生させるために使用される。各遅延に対する遅延積は、その遅延に対する複素数値を発生させるために処理される。ｍ＝｛１，２｝である各遅延ｍに対して、ｍシンボル遅延積は、Ｌ−１個の直列に結合された、チップの間隔が空けられた遅延ユニットに提供され、Ｌ個の異なるチップオフセットにおいてｍシンボル遅延積が取得される。各チップオフセットに対して、そのチップ誤差に対するｍシンボル遅延積は、プリアンブルにわたってコヒーレントに累算される。Ｌ個のチップオフセットに対するＬ個の累算結果は、（例えば、最大比合成を使用して）結合されて、遅延ｍに対して複素数値Ｖ_mを発生させる。１シンボルおよび２シンボル遅延に対する複素数値Ｖ₁およびＶ₂の間の位相差が計算され、周波数誤差を導出するために使用される。

上述した何らかの技術に基づいて導出される周波数誤差推定は、通常、残留周波数誤差を含んでいる。この残留周波数誤差は、プリアンブルの前半に基づいて、第１のＬ個のタップのチャネル推定を導出することにより、そして、プリアンブルの後半に基づいて、第２のＬ個のタップのチャネル推定を導出することにより、推定される。両方のチャネル推定は、最初の周波数オフセット推定が取り除かれた状態で導出される。第２のチャネル推定と第１のチャネル推定の複素共役との積は、タップ毎のベースで計算される。Ｌ個の結果として生ずる積は、コヒーレントに合計され、２つのチャネル推定間の位相差が取得される。しきい値処理は、（１）積を計算する前に各チャネルタップ、および／または（２）積を合計する前に各積、上で実行される。しきい値処理は、予め定められたしきい値を下回る低いエネルギーを有するチャネルタップを取り除く。残留周波数誤差は、２つのチャネル推定間の位相差に基づいて推定してもよく、最初の周波数誤差推定と結合されて最終周波数誤差推定を取得してもよい。

送信局と受信局との間の周波数誤差は、（１）図７中の受信機７５４内のダウンコンバートＬＯ信号の周波数を調整する、または（２）（周波数誤差推定の反対である）適切な周波数を有するシヌソイド信号を、図８中の乗算器８１０または図９Ａ中の乗算器９１０に適用する、ことにより取り除かれる。逆拡散器８２０および９２０は、捕捉の間、１１個またはより多いチップにわたって、およびデータ受信の間、１１のチップにわたって逆拡散を実行する。

図１１は、データを受信する受信局により実行されるプロセス１１００の実施形態を示す。受信局は、入力サンプルをシヌソイド信号により回転させて、回転されたサンプルを取得する（ブロック１１１２）。送信局の身元に関する知識がない最初の捕捉の間、シヌソイド信号は、送信局と受信局との間の仮定された周波数誤差に対応する周波数を有する。送信局の身元に関する知識を有する後続の捕捉の間だけでなく、データ受信の間も、シヌソイド信号は、送信局と受信局との間の推定された周波数誤差に対応する周波数を有する。受信局は次に、回転されたサンプルを、Ｌチップの拡散シーケンスにより逆拡散して、逆拡散シンボルを取得する。ここでＬは、捕捉の間は１１よりも大きく（例えば、Ｌ＝４４）、データ受信の間は１１に等しい（ブロック１１１４）。

捕捉に対して、受信局は、逆拡散シンボルに基づいて、ＷＬＡＮにおいて送信されたプリアンブルを検出する（ブロック１１１６）。受信局は、非コヒーレントな累算を逆拡散シンボルに実行して累算結果を取得することができ、例えば、図８中で示したように、累算結果に基づいて、プリアンブルを検出できる。図９Ａないし９Ｃ中で示したように、受信局はまた、少なくとも２つの遅延に対して逆拡散シンボルの積を導出し、各遅延に対する積と、遅延に対して予期される値との相関を実行し、少なくとも２つの遅延に対する相関結果を結合し、結合された相関結果に基づいて、プリアンブルを検出できる。検出されたプリアンブルに基づいて、受信局は、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定する（ブロック１１１８）。例えば、図１０中で示したように、受信局は、複数の周波数ビンに対する逆拡散シンボルのエネルギーを決定し、最も大きい検出エネルギーを有する周波数ビンを周波数誤差として提供する。

図１２は、ＷＬＡＮにおいてデータを受信するための装置１２００の実施形態を示す。装置１２００は、入力サンプルをシヌソイド信号により回転させて、回転されたサンプルを取得する少なくとも１つのプロセッサ１２１２、捕捉の間は、Ｌ＞１１である、Ｌチップの拡散シーケンスにより、回転されたサンプルを逆拡散して逆拡散シンボルを捕捉する少なくとも１つのプロセッサ１２１４、逆拡散シンボルに基づいて、ＷＬＡＮにおいて送信されたプリアンブルを検出する少なくとも１つのプロセッサ１２１６、および検出されたプリアンブルに基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定する少なくとも１つのプロセッサ１２１８を含む。

明瞭にするために、さまざまな範囲拡張技術を特に８０２．１１ｂ／ｇに対して記述した。これらの技術は、他のＩＥＥＥ ８０２．１１規格に対して使用することもできる。例えば、８０２．１１ａにおいて、プリアンブルは、１０個の短いトレーニングシンボルと２つの長いトレーニングシンボルとによって構成されており、それぞれの短いトレーニングシンボルは、１６個の複素数値シンボルによって構成されている。周波数補正技術を使用して、（１）送信局と受信局との間の周波数誤差を決定および補正でき、（２）１６個よりも多い複素数値シンボルにわたってコヒーレントな累算を実行でき、これらは検出性能を向上させる。

ここで記述した範囲拡張技術を、さまざまな手段により実現してもよい。例えばこれらの技術を、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはこれらの組み合わせ中で実現してもよい。ハードウェア実施のために、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、電子デバイス、ここで記述した機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはこれらの組み合わせ内で、受信局における処理ユニットを実現してもよい。１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰ、プロセッサなどの内部で、送信局における処理ユニットを実現してもよい。

ファームウェアおよび／またはソフトウェア実現のために、ここで記述した機能を実行する少なくとも１つのプロセッサにより使用されるコード（例えば、手続き、関数、命令など）により、技術を実現してもよい。ソフトウェアコードをメモリ（例えば、図７中のメモリ７４２または７８２）中に記憶させ、プロセッサ（例えば、プロセッサ７４０または７８０）により実行してもよい。メモリユニットをプロセッサ内部またはプロセッサ外部で実現してもよい。

さらに、ソフトウェア実現のために、コードをコンピュータ読み取り可能媒体上に記憶させてもよく、またはコンピュータ読み取り可能媒体に対して送信してもよい。コンピュータ読み取り可能媒体は、コンピュータ記憶媒体と、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする何らかの媒体を含む通信媒体との両方を含む。記憶媒体は、汎用目的のまたは特別目的のコンピュータによりアクセスできる任意の利用可能な媒体である。一例として、限定ではないが、このようなコンピュータ読み取り可能媒体は，ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光学ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶装置、あるいは、命令またはデータ構造の形態で所望のプログラムコード手段を搬送または記憶するために使用でき、そして、汎用目的のまたは特別目的のコンピュータ、あるいは汎用目的のまたは特別目的のプロセッサ、によりアクセスできる他の任意の媒体を備えることができる。さらに、いくつかの接続は、適切にコンピュータ読み取り可能媒体と呼ばれる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア線、デジタル加入者線（ＤＳＬ）、または、赤外線、無線、およびマイクロ波のようなワイヤレス技術を使用して、ウェブサイト、サーバまたは他のリモート情報源から送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア線、ＤＳＬ、または、赤外線、無線、およびマイクロ波のようなワイヤレス技術は、媒体の定義に含まれる。ここで使用されるディスク（ｄｉｓｋおよびｄｉｓｃ）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光ディスク、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、およびブルーレイディスクを含み、ディスク（ｄｉｓｋ）は通常、磁気的にデータを再生し、一方、ディスク（ｄｉｓｃ）は、レーザにより光学的にデータを再生する。上述の組み合わせもまた、コンピュータ読み取り可能媒体の範囲内に含まれるべきである。

いかなる当業者であっても本発明を作成または使用できるように、開示した実施形態の記述をこれまでに提供している。これらの実施形態に対してさまざまな修正が当業者に容易に明らかであり、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、ここで規定した一般的な原理を他の実施形態に適用してもよい。したがって、本発明は、ここで示した実施形態に限定されるように意図されていないが、ここで開示した原理および新規な特徴に矛盾しない最も広い範囲に一致すべきである。

図１は、アクセスポイントおよび複数のユーザ端末を有するＷＬＡＮを示す。 図２は、ＷＬＡＮに対する送信タイムラインを示す。 図３は、８０２．１１ｂに対するパケットおよびプリアンブルを示す。 図４は、周波数補正とともにデータを受信するプロセスを示す。 図５は、周波数補正とともにデータを受信する装置を示す。 図６は、範囲拡張モードに対するプリアンブルを示す。 図７は、送信局および受信局のブロック図を示す。 図８は、捕捉プロセッサの実施形態を示す。 図９Ａは、捕捉プロセッサの別の実施形態を示す。 図９Ｂは、捕捉プロセッサの別の実施形態を示す。 図９Ｃは、捕捉プロセッサの別の実施形態を示す。 図１０は、周波数誤差推定器のブロック図を示す。 図１１は、ＷＬＡＮにおいてデータを受信するプロセスを示す。 図１２は、ＷＬＡＮにおいてデータを受信する装置を示す。

Claims (49)

1. 装置において、
   ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で、第１の局から第２の局に送られる少なくとも１つの最初のパケット送信の検出を実行し、前記少なくとも１つの最初のパケット送信に基づいて、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を決定し、前記周波数誤差を補正した状態で、前記第１の局からの少なくとも１つの後続のパケット送信に対する検出を実行するように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリとを具備する装置。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサは、少なくとも１つの周波数の仮定により、前記少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行するように構成されており、それぞれの周波数の仮定は、前記第１および第２の局の間の、異なって仮定された周波数誤差に対応する請求項１記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサは、異なる周波数仮定により、前記少なくとも１つの最初のパケット送信のそれぞれに対する検出を実行するように構成されている請求項２記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのプロセッサは、１１個より多いチップにわたってコヒーレントな累算を実行して、前記少なくとも１つの最初のパケット送信を検出するように構成されている請求項１記載の装置。
5. 前記少なくとも１つのプロセッサは、デジタル回転をサンプルに実行して、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を補正するように構成されている請求項１記載の装置。
6. ダウンコンバート信号により、無線周波数（ＲＦ）入力信号のダウンコンバートを実行するように構成された受信機をさらに具備し、前記ダウンコンバート信号の周波数は、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を補正するように調整される請求項１記載の装置。
7. 前記少なくとも１つの後続のパケット送信が、スケジュールされる請求項１記載の装置。
8. 前記少なくとも１つの最初のパケット送信と前記少なくとも１つの後続のパケット送信は、１メガビット／秒（Ｍｂｐｓ）よりも低いデータレートで送られる請求項１記載の装置。
9. 方法において、
   ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で、第１の局から第２の局に送られる少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行することと、
   前記少なくとも１つの最初のパケット送信に基づいて、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を決定することと、
   前記周波数誤差を補正した状態で、前記第１の局からの少なくとも１つの後続のパケット送信に対する検出を実行することとを含む方法。
10. 前記少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行することは、少なくとも１つの周波数の仮定により、前記少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行することを含み、それぞれの周波数の仮定は、前記第１および第２の局の間の、異なって仮定された周波数誤差に対応する請求項９記載の方法。
11. デジタル回転を入力サンプルに実行して、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を補正することをさらに含む請求項９記載の方法。
12. 前記少なくとも１つの後続のパケット送信が、スケジュールされる請求項９記載の方法。
13. 装置において、
    ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で、第１の局から第２の局に送られる少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行する手段と、
    前記少なくとも１つの最初のパケット送信に基づいて、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を決定する手段と、
    前記周波数誤差を補正した状態で、前記第１の局からの少なくとも１つの後続のパケット送信に対する検出を実行する手段とを具備する装置。
14. 前記少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行する手段は、少なくとも１つの周波数の仮定により、前記少なくとも１つの最初のパケット送信に対する検出を実行する手段を備え、それぞれの周波数の仮定は、前記第１および第２の局の間の、異なって仮定された周波数誤差に対応する請求項１３記載の装置。
15. デジタル回転を入力サンプルに実行して、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を補正する手段をさらに具備する請求項１３記載の装置。
16. コンピュータプログラムプロダクトにおいて、
    ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で、少なくとも１つのプロセッサに、第１の局から第２の局に送られる少なくとも１つの最初のパケット送信を検出させるコードと、
    前記少なくとも１つの最初のパケット送信に基づいて、少なくとも１つのプロセッサに、前記第１および第２の局の間の周波数誤差を決定させるコードと、
    前記周波数誤差を補正した状態で、少なくとも１つのプロセッサに、前記第１の局からの少なくとも１つの後続のパケット送信を検出させるコードとを含むコンピュータプログラムプロダクト。
17. ビットの第１のシーケンスを発生させ、１１個より多いチップの第２のシーケンスにより、前記第１のシーケンス中のビットのそれぞれを拡散してプリアンブルを発生させ、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるパケットに前記プリアンブルを付加するように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリとを具備する装置。
18. 前記第２のシーケンスは、少なくとも２つの値の第３のシーケンスを含み、前記第３のシーケンス中の前記少なくとも２つの値のそれぞれは、１１個のチップのバーカーシーケンスにより拡散される請求項１７記載の装置。
19. 前記第３のシーケンスは、４つの値を含む請求項１８記載の装置。
20. 前記第２のシーケンスは、少なくとも４４個のチップを含む請求項１７記載の装置。
21. 前記プリアンブルは、１４４マイクロ秒（μｓ）よりも長い継続時間を有する請求項１７記載の装置。
22. 装置において、
    ビットの第１のシーケンスを発生させる手段と、
    １１個より多いチップの第２のシーケンスにより前記第１のシーケンス中のビットのそれぞれを拡散して、プリアンブルを発生させる手段と、
    ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるパケットに前記プリアンブルを付加する手段とを具備する装置。
23. 前記第２のシーケンスは、少なくとも２つの値の第３のシーケンスを含み、前記第３のシーケンス中の前記少なくとも２つの値のそれぞれは、１１個のチップのバーカーシーケンスにより拡散される請求項２２記載の装置。
24. 前記第３のシーケンスは、４つの値を含む請求項２３記載の装置。
25. 前記第２のシーケンスは、少なくとも４４個のチップを含む請求項２２記載の装置。
26. 前記プリアンブルは、１４４マイクロ秒（μｓ）よりも長い継続時間を有する請求項２２記載の装置。
27. 方法において、
    ビットの第１のシーケンスを発生させることと、
    １１個より多いチップの第２のシーケンスにより前記第１のシーケンス中のビットのそれぞれを拡散して、プリアンブルを発生させることと、
    ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるパケットに前記プリアンブルを付加することとを含む方法。
28. 前記第２のシーケンスは、少なくとも２つの値の第３のシーケンスを含み、前記第３のシーケンス中の前記少なくとも２つの値のそれぞれは、１１個のチップのバーカーシーケンスにより拡散される請求項２７記載の方法。
29. 前記第３のシーケンスは、４つの値を含む請求項２８記載の方法。
30. 前記第２のシーケンスは、少なくとも４４個のチップを含む請求項２７記載の方法。
31. 前記プリアンブルは、１４４マイクロ秒（μｓ）よりも長い継続時間を有する請求項２７記載の方法。
32. コンピュータプログラムプロダクトにおいて、
    少なくとも１つのプロセッサに、ビットの第１のシーケンスを発生させるコードと、
    少なくとも１つのプロセッサに、１１個より多いチップの第２のシーケンスにより前記第１のシーケンス中のビットのそれぞれを拡散させて、プリアンブルを発生させるコードと、
    少なくとも１つのプロセッサに、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるパケットに前記プリアンブルを付加させるコードとを含むコンピュータプログラムプロダクト。
33. １１個より多いチップのシーケンスによりサンプルを逆拡散して、逆拡散されたシンボルを取得し、前記逆拡散されたシンボルに基づいて、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるプリアンブルを検出するように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリとを具備する装置。
34. 前記少なくとも１つのプロセッサは、入力サンプルをシヌソイド信号により回転させて、回転されたサンプルを取得し、前記回転されたサンプルを逆拡散して、前記逆拡散されたシンボルを取得するように構成されており、前記シヌソイド信号は、送信局と受信局との間の仮定された周波数誤差に対応する周波数を有する請求項３３記載の装置。
35. 前記シーケンスは、少なくとも４４個のチップを含む請求項３３記載の装置。
36. 前記少なくとも１つのプロセッサは、非コヒーレントな累算を前記逆拡散されたシンボルに実行して、累算結果を取得し、前記累算された結果に基づいて、前記プリアンブルを検出するように構成されている請求項３３記載の装置。
37. 前記少なくとも１つのプロセッサは、逆拡散されたシンボルの、少なくとも２つの遅延に対する積を導出し、各遅延に対する前記積と、前記遅延に対して予期される値との相関を実行し、前記少なくとも２つの遅延に対する相関結果を結合し、前記結合された相関結果に基づいて、前記プリアンブルを検出するように構成されている請求項３３記載の装置。
38. 前記少なくとも１つのプロセッサは、１つのシンボル期間だけ隔てられた、逆拡散されたシンボルの対に基づいて、１シンボル遅延された積を導出し、２つのシンボル期間だけ隔てられた、逆拡散されたシンボルの対に基づいて、２シンボル遅延された積を導出するように構成されている請求項３７記載の装置。
39. 前記少なくとも２つの遅延のそれぞれに対して、前記少なくとも１つのプロセッサは、前記遅延に対する、隣接した積を合計し、前記合計された積と、前記遅延に対して予期される値との間の相関を実行するように構成されている請求項３７記載の装置。
40. 前記少なくとも１つのプロセッサは、複数の周波数ビンに対して、前記逆拡散されたシンボルのエネルギーを決定し、前記複数の周波数ビンに対する前記エネルギーに基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定するように構成されている請求項３３記載の装置。
41. 方法において、
    １１個より多いチップのシーケンスによりサンプルを逆拡散して、逆拡散されたシンボルを取得することと、
    前記逆拡散されたシンボルに基づいて、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるプリアンブルを検出することとを含む方法。
42. 前記プリアンブルを検出することは、非コヒーレントな累算を前記逆拡散されたシンボルに実行して、累算結果を取得することと、前記累算された結果に基づいて、前記プリアンブルを検出することとを含む請求項４１記載の方法。
43. 前記プリアンブルを検出することは、逆拡散されたシンボルの、少なくとも２つの遅延に対する積を導出することと、各遅延に対する前記積と、前記遅延に対して予期される値との相関を実行することと、前記少なくとも２つの遅延に対する相関結果を結合することと、前記結合された相関結果に基づいて、前記プリアンブルを検出することとを含む請求項４１記載の方法。
44. 複数の周波数ビンに対して、前記逆拡散されたシンボルのエネルギーを決定することと、
    前記複数の周波数ビンに対する前記エネルギーに基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定することとをさらに含む請求項４１記載の方法。
45. 装置において、
    １１個より多いチップのシーケンスによりサンプルを逆拡散して、逆拡散されたシンボルを取得する手段と、
    前記逆拡散されたシンボルに基づいて、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるプリアンブルを検出する手段とを具備する装置。
46. 前記プリアンブルを検出する手段は、非コヒーレントな累算を前記逆拡散されたシンボルに実行して、累算結果を取得する手段と、前記累算された結果に基づいて、前記プリアンブルを検出する手段とを備える請求項４５記載の装置。
47. 前記プリアンブルを検出する手段は、逆拡散されたシンボルの、少なくとも２つの遅延に対する積を導出する手段と、各遅延に対する前記積と、前記遅延に対して予期される値との相関を実行する手段と、前記少なくとも２つの遅延に対する相関結果を結合する手段と、前記結合された相関結果に基づいて、前記プリアンブルを検出する手段とを具備する請求項４５記載の装置。
48. 複数の周波数ビンに対して、前記逆拡散されたシンボルのエネルギーを決定する手段と、
    前記複数の周波数ビンに対する前記エネルギーに基づいて、送信局と受信局との間の周波数誤差を決定する手段とをさらに具備する請求項４５記載の装置。
49. コンピュータプログラムプロダクトにおいて、
    少なくとも１つのプロセッサに、１１個より多いチップのシーケンスによりサンプルを逆拡散させて、逆拡散されたシンボルを取得させるコードと、
    前記逆拡散されたシンボルに基づいて、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）中で送信されるプリアンブルを検出させるコードとを含むコンピュータプログラムプロダクト。

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