JP4272593B2 - 自己相関が低減されるように変形された直交コードを用いるデジタル変調システム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システム、より詳細には、変形直交コード、例えば、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）を用いて情報を符号化するデジタル変調システムに関する。

無線通信チャネルは、純粋に見通しのきくチャネルとしてモデル化できることは殆どない。従って、送信局と受信局の間、およびこれらの周囲に横たわる多くの物体の間で信号が散乱や反射を繰り返し、結果としての多くの独立な経路を考慮することが必要となる。信号の散乱と反射のために、受信局の所には、様々な程度の遅延、位相シフト、および減衰を伴って到達する送信信号の多くの異なる“コピー”（“マルチパス信号（multipath signlas）”が受信される。このため、受信信号は、おのおのが別個の経路を伝搬した多くの信号から成る。これら伝搬経路の長さは等しくなく、このため、無線リンクを通じて運ばれる情報は、送信局と受信局の間を伝搬される際に、遅延の広がりを受ける。あるレベル以上の信号強度を持つ送信信号の最も早く受信されたコピーと、最も最後に受信されたコピーの間の時間分散の量は、しばしば、遅延の広がりと呼ばれる。遅延の広がりは、シンボル間干渉（ISI）の原因となる。遅延の広がりに加えて、同一のマルチパス環境は、マルチパス信号が受信アンテナの所で互いに強め合うようにあるいは互いに相殺するように加算されるために、受信信号強度の厳しい局所変動の原因となる。マルチパス成分は、ほぼ同一の遅延にて受信機に到達するマルチパス信号の結合である。マルチパス成分の振幅（強度）のこのような変動は、通常、レイリー（Rayleigh）フェーディングと呼ばれ、大きなブロックの情報が失われる原因となる。

デジタル変調技法が、より大きなノイズ耐性と頑健さを提供することで、無線通信リンクを向上させるために用いられる。幾つかのデジタル変調システムにおいては、無線通信リンクを通じて送信されるデータが、シンボルの時間シーケンスとして表現あるいは符号化される。各シンボルは、Ｍ個の有限状態を持ち、各シンボルは、Ｎビットの情報を表現する。デジタル変調は、Ｍ個の有限個のコードシンボルから特定のコードシンボルを変調器に加えられたＮビットの情報に基づいて選択することから成る。Ｍ−アレイ変調スキームの場合、log₂Mビットの情報がＭ個の異なるコードあるいはコードシンボルによって表現あるいは符号化され、こうして符号化されたコードが送信される。送信されたコードは、送信されたコードの複数の遅延されたレプリカ（複製）として受信され、受信機は、受信されたコードのこれら遅延されたバージョンと既知のコードとの間の相関を調べるが、これは、自己相関値を全ての可能なマルチパス遅延に対して総和することで遂行される。

自己相関サイドローブは、既知のコードと受信されたコードの時間シフトされたリプリカとの間の相関値を示す。コードが同一の場合、すなわち、それ自身のシフトされたバージョンである場合は、そのコードは、高レベルの自己相関あるいは自己相関サイドローブを持つ。例えば、コード（111-1）の場合、自己相関は、零シフトの場合は：
コード 1 1 1 -1
シフトされたコード 1 1 1 -1
乗算 1 1 1 1
相関＝乗算された値の総和＝４
となる。

１チップシフトの場合は、自己相関は：
コード 1 1 1 -1
シフトされたコード 1 1 1 -1
乗算 1 1 -1
相関＝乗算された値の総和＝１
となる。

２チップシフトの場合は、自己相関は：
コード 1 1 1 -1
シフトされたコード 1 1 1 -1
乗算 1 -1
相関＝乗算された値の総和＝ ０
となる。

３チップシフトの場合は、自己相関は：
コード 1 1 1 -1
シフトされたコード 1 1 1 -1
乗算 -1
相関＝乗算された値の総和＝ −１
となる。

大きなシフトは０の自己相関値を与え、このため、この例では、最大の自己相関サイドローブは１の値あるいは規模を持つ。この例では、受信機内では、０の代わりに、−１が用いられる。自己相関サイドローブはマルチパス性能に関する指標を与える。自己相関サイドローブが大きな場合、これは、幾つかのマルチパス成分が互いに強く干渉し合っていることを示す。

他方、相互相関は異なるコードとの間の相関に関する。Ｍ−アレイ直交変調は、デジタル変調の一つの形態であり、データを互いに干渉しない直交コードを用いて符号化することで、コード間に良好な相互相関を与える。図１は、Ｍ−アレイ直交変調システム１０を略ブロック図にて示す。このシステムにおいては、入力データは、スクランブラ１２によって、Institute of Electrical and Electronics Engineers（IEEE）の現在の802.11標準の指定に従ってスクランブルされる。このデータは、次に、直列／並列変換器１４に供給され、変換器１４は、直列データを８個の並列ビットに変換し、これから一つのデータシンボルが形成される。第一の変調器１６は、これら並列の８ビットの内の３ビットを受信し、検索テーブルから長さ８チップの第一のコードを生成し、第二の変調器１８は、これら並列の８ビットの内の３ビットを受信し、検索テーブルから長さ８チップの第二のコードを生成する。これらチップは、実際には、コードビットであるが、ここでは、データビットと区別するために、チップと呼ばれる。この実現においては、これら並列の８ビットの内の１ビットは、第一の排他的ｏｒ（XOR）ゲート２０に供給される。XORゲート２０は、そのビットが１の値を持つ場合は、そのコードを反転する。同様に、残りの最後の１ビットは、第二のXORゲート２２に供給される。XORゲート２２は、第二の変調器１８からのコードを、そのビットが１の値を持つ場合は反転する。この実現においては、XORゲート２０の出力I_outは信号回路２１に供給される。信号回路２１は、全ての０を−１に変換し、これをミキサ２４に供給する。キミサ２４は、この出力I_outを用いて、周波数ωの搬送波を変調する。場合によっては、信号回路２１は、出力I_outを変調のために用いる前に、これに、操作、変換および／あるいは処理を施すことも考えられる。XORゲート２２からの出力Q_outは、信号回路２３に供給される。信号回路２３は、全ての０を−１に変換し、これをキミサ２６に供給する。キミサ２６は、この出力Q_outを用いて９０度シフトされた周波数を変調する。場合によっては、信号回路２３は、出力I_outを変調のために用いる前に、これに、操作、変換および／あるいは処理を施すことも考えられる。この特定の実現においては、第一の変調器１６は、出力信号の同相（Ｉ）成分に対応し、第二の変調器１８は、出力信号の直交（Ｑ）成分に対応する。

変調器１６、１８は、おのおのがlog₂Mビットの情報を受信し、Ｍ個の直交コードの中から１個のコードを選択するために、Ｍ−アレイ直交変調あるいは符号化を遂行する。異なる符号を持つＩ成分とＱ成分の両方が用意され、全部で（２Ｍ）²個のコードの組合せが可能であるために、全部で２＋２log₂Ｍビットを１つの直交コードに符号化することができる。上述の例においては、Ｍは８である。Ｍ−アレイ直交変調システムにおけるこれらＭ個のコードは、通常は、ＭチップWalshコードに基づく。Ｍ−アレイ直交変調システムに、ＭチップWalshコードを用いることは、以下の点で有利である。つまり、ＭチップWalshコードは直交コードであり、これは相互相関が零であることを意味し、このためＭチップWalshコードは互いの弁別が容易である。

ただし、直交コードとしてWalshコードを用い場合、新たな問題が発生する。例えば、Walshコードの０（全て１）がコードシンボルとして選択された場合、Walshコード０は、無変調持続波（CW）の搬送波信号のように見える。

このWalshコード０にて変調した際に発生する問題（Walshコード０持続波変調問題）を回避するために、（1111100）のカバーシーケンスを用いて、Walshコードの最後の２ビットを反転することでWalshコードを変形し、こうして変形されたWalshコードを用いるＭ−アレイ直交変調システムが提唱されている。Walshコードをこのようにして変形することで、Walshコード０にて変調した際に発生する問題（Walshコード０持続波変調問題）は解決されるが、ただし、こうして変形されたWalshコードは、Walshコードに生来的な、貧弱な自己相関とスペクトル特性を持つ。Walshコードのこの貧弱な自己相関とスペクトル特性に対処するために、従来のシステムは、出力信号に、疑似ランダムノイズ（PN）信号を掛ける。ただし、幾つかのシステムは、E.G.Tiedemann,A.B.Salmasi and K.S.Gilhousen,“The Design And Development of a Code Division Multiple Access (CDMA) System for Cellular and Personal Communications",Proceedings of IEEE PIMRC,London,September 23-25,1991,pp.131-136において説明されているように、出力信号に、Walshコードよりかなり大きな長さを持つPNシーケンスを掛ける。ただし、この場合でも、結果としてのコードの自己相関特性には欠ける。送信コードの自己相関特性が十分でない場合は、システムによる送信コードの遅延あるいはシフトされたバージョンの検出が困難となり、システムのマルチパス性能が悪くなる。

本発明は、デジタル（復）変調システムに関するが、このシステムは、低減さ
れた自己相関サイドローブを持つ変形直交コードを用いることで、マルチパス性能の改善し、同時に、この変形コードの相互相関特性は維持される。例えば、この変形直交コードは、この変形直交コードの長さの半分を超えない自己相関サイドローブを持つ。幾つかの実施例においては、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システムが用いられ、このシステムは、直交Walshコードを補数コードを用いて変形することで、Walshコードの自己相関特性を改善する。これによってＭ−アレイ直交変調（MOK）システムのマルチパス性能が向上され、同時に、Walshコードの直交性および低い相互相関特性は維持される。
本発明の他の特徴および長所が、以下の詳細の説明を、図面を参照しながら読むことによってより明白になるものである。

以下では、無線通信システムに対するマルチパス性能を向上させるためのデジタル（復）変調システムの幾つかの実施例を示す。図２は、本発明の原理によるデジタル変調器２８を示す。変調器２８は、データビットに応答して、Ｍ個のコードの対応する一つを選択する。これらＭ個のコードは、セットの直交コードを変形することで生成されるが、これによって、これらセットの直交コードと関連する自己相関レベルは低減され、他方、これらセットの直交コードの直交性は維持される。例えば、これら直交コードセットのコード内の同一チップが反転された場合、この変形直交コードは、直交性を維持する。本発明の幾つかの実施例においては、ある直交コードセットが、もう一つのコードにて変形され、値（長さ）がＮ／２を超えない自己相関サイドローブを持つＭ個の直交Ｎチップコードが生成される。変調器２８による変形直交コードの生成には、様々な方法が考えられる。例えば、幾つかの実施例においては、変調器２８は、この直交コードの変形を、この変形を遂行するための論理を実現する処理回路を用いて遂行し、また、幾つかの実施例においては、変調器２８は、例えば、変形直交コードを検索テーブルに格納する。また、変調器２８は、動作変更による要請に応じて、異なるセットの変形直交コードを格納し、あるいは、異なるセットの変形直交コードを計算することも考えられる。直交コードの変形は、例えば、これら直交コードと良好な自己相関特性を持つコードとの要素毎の乗算によって遂行される。こうして変調器２８によって生成されるコードは、低い自己相関特性を持ち、他方、元の直交コードの少なくとも幾らかの直交特性を維持する。図２の実施例においては、データビットは並列に受信されるように示され、コードチップは直列に生成されるように示される。ただし、用途によっては、逆に、データビットを直列に受信し、コードチップを並列に生成することも考えられる。

本発明において用いられる補数コードあるいは補数シーケンスとは、それらシーケンスがシフトした場合でも、零シフトの場合の主ピークを除いて、それらシーケンスの自己相関の総和が零となる特性を持つセットのシーケンスである。この性質から、補数コードは、変調器２８との関連で用いられるセットの直交コードを変形するために用いることができる。補数コードについては、Robert L.Frank,“Polyphase Complementray Codes",IEEE Transactions On Information Theory,Vol.IT-26,No.6,Nov.1980,pp.641〜647において説明されているため、これを参照されたい。２の巾乗に等しい長さに対しては、補数コードは、以下の規則によって簡単に生成することができる；つまり、シーケンスＡ＝Ｂ＝｛１｝から開始し、長さの２倍の補数コードは、ＡＢＡＢ’によって与えられる。ここで、Ｂ’は、シーケンスＢの全ての要素を反転することを意味する。こうして、２から１６までの長さに対しては、補数シーケンスは、以下のようになる。

{1 0}
{1 1 1 0}
{1 1 1 0 1 1 0 1}
{1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0}

加えて、補数コードに関して他の変換を施すことで、同一の長さから他の補数コードを生成することもできる。例えば、コードの第一あるいは第二の半分を反転することで、{11101011}を長さ８のもう一つの補数コードとして得ることもできる。

補数コードは低い自己相関サイドローブを持ち、補数コードとWalsh関数を掛けると、もう一つの補数コードが生成される。こうして、補数コードをWalshコードセットを変形するために用いた場合、結果として得られる変形Walshコードは補数となり、同一の低自己相関サイドローブを持つ。この変形Walshコードは、加えて、直交性を維持し、これは、任意の異なるコード間の相互相関が（零遅延の場合）零となることを意味する。

図３は、本発明の原理による一つの実施例であるＭ−アレイ直交変調（MOK）システム３０を示す。このシステム３０は、直列／並列変換器１４からの３個の情報ビットに応答して、変調器３２、３４を用いて、長さ８のコードを生成する。この実施例においては、セットの直交コードとして、長さ８のWalshコードセットが用いられ、このWalshコードセットが、補数コードを用いて変形される。この長さ８のWalshコードセットは以下の通りである。

1 1 1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 0 0 0 0
1 1 0 0 1 1 0 0
1 0 0 1 1 0 0 1
1 0 1 0 1 0 1 0
1 0 1 0 0 1 0 1
1 0 0 1 0 1 1 0
1 1 0 0 0 0 1 1

上述のように、従来のシステムにおいては、Walshコードがコード{11111100}との排他的ORにより要素毎に変形され、各Walshコードの最後の２チップ（すなわち、Walshコードセットの最後の２列のチップが）反転される。ただし、この変形コードは、最悪の場合（０に対して−１を用いた場合）、規模５の自己相関サイドローブを持ち、この自己相関値は８チップコードの長さの半分より大きくなり、マルチパス性能を劣化させる。

これとは対照的に、図３の実施例においては、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０は、長さ８のWalshコードセットを変形するために、長さ８の補数コード、例えば、補数シーケンス{11101101}、あるいは{11101011}を用いる。後者のコードの場合、変形Walshコードセットは、以下のようになる。

1 1 1 0 1 0 1 1
1 1 1 0 0 1 0 0
1 1 0 1 1 0 0 0
1 0 0 0 1 1 0 1
1 0 1 1 1 1 1 0
1 0 1 1 0 0 0 1
1 0 0 0 0 0 1 0
1 1 0 1 0 1 1 1

この変形Walshコードセットの場合は、生成されるコードの自己相関サイドローブは、最悪の場合でも、たった２の規模あるいは値を持つ。この変形コードは、Robert L.Frank,“Polyphase Complementray Codes",IEEE Transactions On Information Theory,Vol.IT-26,No.6,Nov.1980,pp.641〜647において説明されている補数Barkerコード比較して性能が優れる。つまり、補数Barkerコードは、たった１の規模に制限された自己相関サイドローブを持つが、ただし、補数Barkerコードあるいはシーケンスは、ある奇数の長さ、例えば、長さ１１に対してのみ存在する。上で一例として示した２つの補数コードを比較した場合は、最初のコードの方が時間シフトされたコードに対しては優れた相互相関特性を持つ。

図３の実施例の動作において、スクランブラ１２は、データを受信し、このデータをIEEE 802.11標準に従ってスクランブルする。別の方法として、スクランブラ１２は用いず、データに他の形式の操作、例えば、変換、インタリービンク、変形等を施した後に、あるいは、データを直接に、直列／並列変換器１４に供給することもできる。図３の実施例においては、直列／並列変換器１４として、１：８マルチプレクサ（MUX）が用いられ、マルチプレクサは、1.375MHzクロック信号に従って８データビットのデータシンボルを並列に生成する。この８ビットデータシンボルは、８チップコードあるいはコード語のＩ／Ｑコードペアから成るシンボルに符号化され、このシンボルの間隔はコード長に等しい。８ビットデータシンボルの内の３ビットは、第一の変調器３２に供給され、第一の変調器３２は、対応する補数コードによって変形された長さ８のWalshコードを生成する。第一の変調器３２は、この長さ８のWalshコードを11MHzクロック信号によって制御される約11MHzのチップ速度にて生成する。上述の例では、各シンボルは８個のデータビットを含み、これらは、独立した８チップのＩとＱコードに符号化される。チップは、実際にはコードビットであるが、これらは、ここでは、データビットと区別するために、チップと呼ばれる。図３の実施例においては、第一の変調器３２は、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０のＩ位相変調ブランチに対応し、このブランチは送信されるべき信号のＩ成分を生成する。

変換器１４からの８ビットデータシンボルの第二のセットの３ビットは、第二の変調器３４に供給され、第二の変調器３４は、対応する補数コードを用いて変形された長さ８のWalshコードを生成する。この第二の変調器３４は、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０のＱ位相変調ブランチに対応し、このブランチは、送信されるべき信号のＱ成分を生成する。第二の変調器３４もこれら３つのデータビットに応答して、長さ８のWalshコードを11MHzクロック信号によって制御される約11MHzのチップ速度にて生成する。

直列／並列変換器１４からの８ビットデータシンボルの残り２ビットの内の１ビットは、第一のXORゲート３６に供給される。第一のXORゲート３６は、そのビットが０である場合は、第一の変調器３２からの長さ８のWalshコードの符号（極性）を変える。結果としての変形WalshコードI_outは、信号回路２１に供給される。信号回路２１は、０を全て１に変え、追加の信号処理および／あるいは変換を遂行した後に、これを第一のミキサ２４に供給する。第一のミキサ２４は、このコードにて、周波数ωの搬送波を変調する。最後のビットは、第二のXORゲート３８に供給される。第二のXORゲート３８は、そのビットが０である場合は、第二の変調器３４からの長さ８のWalshコードの符号を変える。結果としての変形WalshコードQ_outは、信号回路２３に供給される。信号回路２３は、０を全て１に変え、追加の信号処理および／あるいは変換を遂行した後に、これを第二のミキサ２６に供給する。第二のミキサ２６は、このコードにて、周波数ωの搬送波の９０度シフトされたバージョンを変調する。０の代わりに、−１が用いられる場合は、第一と第二のXORゲート３６、３８の代わりにマルチプレクサを用いて、I_outとQ_outの符号を変えることもできる。最後に、I_outにて変調された搬送波とQ_outにて変調された搬送波が結合され、送信される。こうして、この特定の実施例によるＭ−アレイ直交変調（MOK）システム３０においては、入りデータの８ビットが、Ｉブランチに対する４ビットとＱブランチに対する４ビットに分割される。Ｉブランチ上の３つのデータビットは、８チップのコードに符号化され、Ｑブランチ上の３つのデータビットは、並列に８チップのコードに符号化される。最後の２つのビットは、それぞれ、８ビットシンボルの符号を決定することで情報を符号化するために、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０は、８データビットを２つのコードに符号化するが、これらは、両方ともセットの１６の可能なコードから拾われる。図３の実施例においては、８個の変形Walshコードが存在し、これらを、反転することで、１６個のコードが得られる。1.375MSpsのシンボル速度と、８ビット／シンボルを用いた場合、Ｍ−アレイ直交変調 （MOK）システム３０のデータ速度は11MBpsとなる。

図４は、マルチフェーディングチャネルのパケットエラー率対遅延広がりの関係を、シンボル当たり８ビット、11Mbps、および、当業者においては周知の４タップチャネル整合フィルタを用いるという条件下で、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システムが、従来のカバーシーケンスによって変形されたWalshコードを用いた場合と、本発明による変形直交コードを用いた場合について比較して示す。曲線４０は、従来のシステム１０の方法の場合のように、カバーシーケンス（11111100）にて変形されたWalshコードを用いてデジタル変調した場合に対応し、曲線４２は、本発明の場合のように、補数コード（11101011）にて変形されたWalshコードを用いてデジタル変調した場合に対応する。比較のために使用されたチャネルモデルは、指数関数的に減衰する電力遅延特性と、独立なレイリーフェーディング経路を想定する。図４から、システムは、補数コードを用いた場合（曲線４２）、他のコードを用いた場合（曲線４０）と比較して、１％あるいは１０％のパケットエラー率を達成するために、約５０％大きな遅延の広がりに耐えられることがわかる。

図５は、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０（図３）のフォールバックモードとして用いることができるＭ−アレイ直交変調（MOK）システム５０を示す。この実施例においても、入力データは、スクランブラ１２によってIEEE 802.11標準に従ってスクランブルされる。このデータは、直列／並列変換器５２に供給される。この実施例においては、変換器５２は、５ビットデータシンボルを、1.375MSpsのデータシンボル速度にて並列に生成する。この５ビットデータシンボルからの３ビットは変調器５４によって受信される。変調器５４は、この３ビットを、本発明の原理による長さ８の変形Walshコードに符号化する。この長さ８の変形Walshコードは、Ｉブランチ５６とＱブランチ５８の両方に供給される。図５のこの特定の実施例においては、同一コードが複数の位相変調経路あるいはブランチに供給され、このため、複数の位相変調経路上に（この実施例の場合はＩブランチ５６とＱブランチ５８上に）、同一コードの独立な位相変調、例えば、直交位相シフト変調（QPSK）あるいは8-位相シフト変調（8-PSK）を用いるフォールバックモードが可能となる。Ｉブランチ５６上では、８チップ変形Walshコードが直列に第一のXORゲート６０に供給され、Ｑブランチ５８上では、８チップ変形Walshコードが直列に第二のXORゲート６２に供給される。直列／並列変換器５２からの残りの２ビットの内の１ビットは、第一のXORゲート６０に供給され、これに基づいて、長さ８の変形Walshコードの符号が調節され、この結果として、Ｉブランチ５６上にIoutが生成される。もう１ビットは、第二のXORゲート６２に供給され、これに基づいて、長さ８の変形Walshコードの符号が調節され、この結果として、Ｑブランチ５８上にQ_outが生成される。実現によって、０の代わりに−１が用いられる場合は、第一と第二のXORゲート６０、６２の代わりに、マルチプレクサを用いることもできる。こうして、５ビット／シンボルのデータシンボルと、1.375MBpsのシンボル速度を用いた場合、この実施例のデータ速度は6.8MBpsとなる。

図６は、マルチパスフェーディングチャネルのパケットエラー率対遅延の広がり（ｎｓ）の関係を、（１）従来のシステムの場合のようにカバーシーケンス（111111000）にて変形されたWalshコードと、直交位相シフト変調（QPSK）を6.8Mpbsのフォールバック速度にて用いた場合（曲線６３）、（２）補数コード（例えば、11101011）にて変形されたWalshコードと、8-位相シフト変調（8-PSK）を8.25Mbpsの速度にて用いた場合（曲線６４）と、（３）補数コード（例えば、11101011）にて変形されたWalshコードと、直交位相シフト変調（QPSK）を6.8Mbpsにて用い、同一のコードをＩブランチとＱブランチ上に供給した場合（曲線６５）について比較して示す。この比較において使用されるチャネルモデルは、指数関数的に減衰する電力遅延プロフィルと、独立なレイリーフェーディング経路を想定される。図６から、本発明によって提唱されるコードを用いると、遅延の広がりに対する耐性が倍以上も向上することがわかる。加えて、図６から（の曲線６４から）わかるように、このデジタル変調システムは、直交位相シフト変調（QPSK）の代わりに、代替の変調スキーム、例えば、８−位相シフト変調（8-PSK）と共に用いることもでき、この場合は、より高いデータ速度（8.25Mbps）を、遅延の広がり性能をそれほど失うことなく、得ることができる。

図７は、Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム３０（図３）に対するフォールバックモードとして用いることができるもう一つのＭ−アレイ直交変調（MOK）システム６６を示す。入力データは、スクランブラ１２によって、IEEE 802.11標準に従ってスクランブルされる。このスクランブルされたデータは、直列／並列変換器６８に供給される。直列／並列変換器６８は、この実施例においては、４ビットデータシンボルを、1.375MSpsのシンボル速度にて並列に生成する。この４ビットデータシンボルからの３ビットは変調器７０によって受信される。変調器７０は、この３ビットを本発明の原理による長さ８の変形Walshコードに符号化する。変調器７０は、この長さ８のWalshコードを11MHzの速度にて直列に生成する。この長さ８の変形Walshコードは、ＩブランチとＱブランチの両方に対応するXORゲート７２に供給される。この長さ８の変形Walshコードに、直列／並列変換器６８からのデータシンボルの残りの１ビットを掛けることで、この長さ８のコードの符号が調節され、I_outとQ_outが直列に生成される。実現によって、０の代わりに−１が用いられる場合、XORゲート７２の代わりに、マルチプレクサを用いることもできる。こうして、４ビット／シンボルのデータシンボルと、1.375MBpsのシンボル速度を用いた場合、この実施例のデータ速度は5.5MBpsとなる。

図８は、上述のデジタル変調システムを用いる送信機（図示せず）から送信されたコードを受信するための受信機（図示せず）の所で用いられるデジタル復調システム７６を示す。このデジタル復調システム７６は、変形直交コードを本発明の原理に従って受信する。このデジタル復調システム７６は、変形直交コードに応答して、対応するデータシンボルを生成する。実現によって、コードチップおよび／あるいはデータビットは、並列とすることも、直列とすることもできる。

図９は、本発明の原理によるデジタル復調システムを使用する復調システム８０を示す。この特定の実施例においては、受信された信号は、復調システム８０のＩブランチ８２とＱブランチ８４の両方に供給される。第一のミキサ８６は、受信された信号に、cosωt（ここで、ωは搬送波の周波数を表す）を掛けることで、変調されたＩ情報を抽出し、第二のミキサ８８は、受信された信号に、sinωtを掛けることで、変調されたＱ情報を抽出する。低域通過フィルタリングの後に、これらＩおよびＱ情報は、それぞれ、相関器ブロック９０、９２に供給される。図９に示す実施例においては、これら相関器ブロック９０、９２は、それぞれ、Ｉ情報とＱ情報の時間遅延されたバージョンの相関を取るための８個の相関器を含む。コード発見ブロック９４、９６は、本発明の原理に従って、それぞれ、Ｉ情報とＱ情報に対して最も高い相関規模を与える既知の変形直交コードを見つける。既知の直交コードを対応するデータビットに復号するための復調器７６（図８）あるいはこの一部分は、実現によって、コード発見ブロック９４、９６内で動作を遂行することも、コード発見ブロック９４、９６から出力を受信することも考えられる。さらに、実現によって、デジタル復調システム７６（図８）あるいはその一部は、変形直交コードを対応するデータビットに復号するために、コード発見ブロック９４、９６内に実現することも、符号検出ブロック９８、１００内に実現することも、Ｉ経路８２とＱ経路８４からブランチオフ（分岐）された所に実現することも、あるいは、符号検出ブロック９８、１００の出力の所に実現することもできる。図９の実施例においては、符号検出ブロック９８、１００は、おのおの、発見された変形直交コードの各符号から追加のデータビットを復号する。

図１０は、同一のコードが複数の変調経路上に送信される変調器システム５０（図５）からのコードシンボルを受信する復調システム８０（図９）に対するフォールバックモードして（フォールバック速度にて）用いることができる復調システム１１０を示す。復調システム１１０が、図９のフル速度復調システム８８と異なる点は、コード発見ブロック１１２がＩ相関器９０とＱ相関器９２の二乗された相関出力を加え、最も高い複合相関規模を与える本発明の原理による変形直交コードを検出することである。この特定の実施例においては、デジタル復調のための同一コードがＩ経路８２とＱ経路８４の両方に存在し、位相検出ブロック１１４は、最も高い複合相関規模を持つ変形直交コードを見つける。変形直交コードを対応するデータビットに復号するための復調器７６あるいはこの一部分は、実現によって、コード発見ブロック１１２内で動作を遂行することも、あるいはコード発見ブロック１１２からの出力を受信して動作を遂行することも考えられる。さらに、実現によって、デジタル復調システム７６（図８）あるいはこの一部は、変形直交コードを復号し、対応するデータビットを生成するために、コード発見ブロック１１２内に実現することも、位相検出器１１４内に実現することも、経路１１５からブランチオフ（分岐）された所に実現することも、あるいは、位相検出器１１４の出力の所に実現することも考えられる。位相検出器１１４は、複合相関出力の位相を検出し、QPSKの場合は、コード当たり追加の２ビットを、そして、8-PSKの場合は、コードシンボル当たり追加の３ビットを複合する。

上述の実施例に加え、本発明の原理から逸脱することなく、説明のシステムの要素の省略、追加、バリエーションあるいは一部のみの使用等を含むデジタル（復）変調システムの様々な代替構成が可能である。例えば、上述の適用においては、デジタル変調スキームとして、直交位相シフト変調（QPSK）なる位相シフト変調スキーム（図１、３、５）、および、二進位相シフト変調（BPSK）スキーム（図６）が用いられたが、ただし、当業者においては理解できるように、デジタル変調スキームとして、直交振幅変調（QAM）を含む振幅変調や、8-位相シフト変調（8-PSK）を含む他の位相変調スキームを用いることもできる。加えて、上述のデジタル変調システムの説明では、１と０の直交コードが用いられ、これがが１と０によって変形されるものと説明されたが、ただし、本発明によるデジタル変調システムは、実現によって、１と−１の直交コードを用い、これ１と０によって変形することもできる。さらに、上述の実施例の説明では、１と−１のコードが受信機の所に受信され、相関の決定においては、１と−１が用いられたが、ただし、この復調システムは、実現によっては、１と０を受信機の所に受信し、相関の決定において１と−１を用いることもできる。

さらに、上では、デジタル変調システムは、特定の要素を、特定の構成にて、用いるものとして説明されたが、ただし、本発明によるデジタル変調システムは、説明とは異なる構成にて、説明とは異なるプロセスとの関連で動作することもできる。加えて、本発明によるデジタル変調システムを構築する様々な要素と、これら各要素の動作パラメータおよび特性は、正しい動作が確保できるように、動作環境に合わせて正しく適合されるべき性質のものである。本発明によるデジタル変調システムおよびこの一部分は、当業者においては容易に理解できるように、アプリケーションスペシフィック集積回路、ソフトウエア駆動処理回路、ファームウエア、検索テーブル、その他、離散要素の他の配列内に、任意に、本発明の利益を損なうことなく、実現できるものである。上の説明は、もっぱら本発明の原理の応用を解説することを目的とし、当業者においては容易に理解できるように、解説のために上に説明された幾つかの実施例とは厳密な意味においては異なるが、ただし、本発明の精神および範囲から逸脱することのない上述の本発明の装置および方法に対する他の様々な修正が可能である。

カバーシーケンス（11111100）によって変形されたWalshコードを用いるＭ−アレイ直交変調（MOK）システムをブロック図にて示す。 直交コードの自己相関サイドローブを低減するために本発明による変形直交コードを用いるデジタル変調システムをブロック図にて示す。 本発明の原理によるMOKシステムの一つの実施例をブロック図にて示す。 MOKシステムによって達成されるパケットエラー率対遅延広がりの関係を、カバーシーケンスによって変形されたWalshコードを用いた場合と、自己相関サイドローブを低減するための本発明による変形直交コードを用いた場合について比較して示すグラフである。 本発明の原理によるMOKシステムのもう一つの実施例をブロック図にて示す。 MOKシステムのパケットエラー率対遅延広がりの関係を、カバーシーケンスによって変形されたWalshコードを用いた場合と、自己相関サイドローブを低減するための本発明による変形直交コードを用いた場合について比較して示すグラフである。 本発明の原理によるMOKシステムのもう一つの実施例をブロック図にて示す。 本発明の幾つかの原理によるデジタル復調器を示す。 本発明の幾つかの原理によるデジタル復調器を用いる復調システムを示す。 本発明の幾つかの原理によるデジタル復調器を用いる復調システムのもう一つの実施例を示す。

符号の説明

１２ スクランブラ
１４ 直列／並列変換器
２１、２３ 信号回路
２４、２６ ミキサ
２８ デジタル変調器
３０ Ｍ−アレイ直交変調（MOK）システム
３２、３４ 変調器
３６、３８ XORゲート
７６ 復調器
８０ 復調システム
８２ Ｉブランチ
８４ Ｑブランチ
８６ ミキサ
９０、９２ 相関器ブロック
９４、９６ コード発見ブロック
９８、１００ 符号検出ブロック

Claims (43)

1. 無線周波数通信チャンネルにおける情報ビットを変調するための方法であって、
   複数の情報ビットをグループ分けするステップと、
   直交コードを補数コードで変形することにより生成されるＭ個の変形直交コードのうちの１つを、該グループ分けに基づいて選択するステップと、
   該選択された変形直交コードに従って、少なくとも１つの搬送波信号を変調するステップと、を含む方法。
2. 請求項１に記載の方法において、さらに
   該少なくとも１つの搬送波信号上で少なくとも１つの追加の情報ビットを変調するために位相シフトを適用するステップを含む方法。
3. 請求項１に記載の方法において、該直交コードが、Ｗａｌｓｈコードである方法。
4. 請求項１に記載の方法において、
   該少なくとも１つの搬送波信号の位相が、Ｍ個の変形された直交コードのうちの該選択された１つにてＱＰＳＫ変調される方法。
5. 請求項１に記載の方法において、
   該補数コードが、ｘを正の整数として、２^ｘのチップ長を有している方法。
6. 請求項１に記載の方法において、
   Ａを要素のシーケンスとし、Ｂを要素のシーケンスとし、そしてＢ’が該シーケンスＢ中のすべての要素を反転することにより導出されるものとしたとき、該補数コードがシーケンスＡＢＡＢ’により定義されるものである方法。
7. 請求項６に記載の方法において、
   Ａ＝｛1 1｝およびＢ＝｛1 0｝として、該シーケンスＡＢＡＢ’が｛1 1 1 0 1 1 0 1｝で与えられる方法。
8. 請求項１に記載の方法において、
   該補数コードが、該補数コードにおけるシフトに関して、該補数コードの自己相関が零シフトのところの主ピークを除いてその総和がゼロとなる特性により特徴づけられている方法。
9. 請求項１に記載の方法において、
   該補数コードが、該変形された直交コードの長さの１／２以下に等しい自己相関サイドローブを有する変形された直交コードを与えるものである方法。
10. 請求項１に記載の方法において、
    該補数コードが、シーケンス｛1 1 1 0 1 1 0 1｝である方法。
11. 請求項１０に記載の方法において、
    該直交コードがＷａｌｓｈコードであり、そして当該Ｗａｌｓｈコードは、このコードに補数シーケンス｛1 1 1 0 1 1 0 1｝を乗算することにより変形されるようになっている方法。
12. 請求項１に記載の方法において、さらに
    フルデータモードまたはフォールバックモードを選択するステップを含み、該フルデータモードにおけるデータ速度が、該フォールバックモードにおけるデータ速度のおおよそ２倍である方法。
13. 請求項１２に記載の方法において、
    該フルデータモードが、該グループ分けするステップにおいて８つの情報ビットがグループ分けされるように選択され、および該Ｍ個の変形直交コードワードの各々が８つのチップを含んでいる方法。
14. 請求項１２に記載の方法において、
    該フォールバックデータモードが、該グループ分けするステップにおいて４つの情報ビットがグループ分けされるように選択され、および該Ｍ個の変形直交コードワードの各々が８つのチップを含むものである方法。
15. 無線周波数通信チャンネル上で情報を搬送する受信信号を復調するための方法であって、
    受信信号と、直交コードを補数コードにて変形することにより生成されるＭ（Ｍ＞１）個のシンボルから成るコードセットとの相関をとるステップと、
    該相関をとるステップに基づいて、該コードセット中の該Ｍ個のシンボルのうちの１つを選択するステップと、を含む方法。
16. 請求項１５に記載の方法において、
    該補数コードが、Ｘを正の整数として２^Ｘのチップ長を有する方法。
17. 請求項１５に記載の方法において、
    Ａを要素のシーケンス、Ｂを要素のシーケンスとし、そしてＢ’が該シーケンスＢ中のすべての要素を反転することにより導出されるものであるとしたとき、該補数コードがシーケンスＡＢＡＢ’により定義されるものである方法。
18. 請求項１７に記載の方法において、
    Ａ＝｛1 1｝およびＢ＝｛1 0｝であり、該シーケンスＡＢＡＢ’が｛1 1 1 0 1 1 0 1｝で与えられる方法。
19. 請求項１５に記載の方法において、
    該補数コードが、該補数コードにおけるシフトに関して、零シフトにおける主ピークを除き該補数コードの自己相関の総計がゼロとなるような特性により特徴づけられる方法。
20. 請求項１５に記載の方法において、
    該コードセット中のコードの長さの１／２以下に等しい、コードセット中の自己相関サイドローブを与えるものである方法。
21. 請求項１５に記載の方法において、
    該選択するステップが、該相関をとるステップからの最も高い複合相関規模に基いて該情報ビットを復号する方法。
22. 請求項１５に記載の方法において、
    最も高い相関規模を発生するコードセット内のコードの位相を検出するステップを含む方法。
23. 請求項１５に記載の方法において、
    該直交コードが、Ｗａｌｓｈコードであり、そして当該Ｗａｌｓｈコードが、このＷａｌｓｈコードに補数シーケンス｛1 1 1 0 1 1 0 1｝を乗算することにより変形される方法。
24. 請求項１５に記載の方法において、
    該無線周波数通信チャンネルにて受信された信号が、直交コードを補数コードで変形することにより生成されるコードを選択することにより、送信機のところで形成されるものである方法。
25. データビットを変調するためのデジタル変調システムであって、
    該データビットをグループ分けする直列／並列変換器と、
    該データビットのグループ分けに応動して、Ｎチップを有するコードであって、直交コードを補数コードにて変形することにより生成されるコードセットの要素であるコードを選択する変調器と、を備えるデジタル変調システム。
26. データビットのグループを変調するためのデジタル変調システムであって、
    該データビットのグループをスクランブルするスクランブラと、
    該データビットのグループ分けに応動して、Ｎチップを有するコードであって、直交コードを補数コードにて変形することにより生成されるコードセットの要素であるコードを選択する変調器と、を備えるデジタル変調システム。
27. 請求項２５又は２６に記載のデジタル変調システムにおいて、
    Ａを要素のシーケンス、Ｂを要素のシーケンスとし、そしてＢ’を該シーケンスＢ中のすべての要素を反転することにより導出されるものであるときに、該補数コードが、シーケンスＡＢＡＢ’により定義されるものであるデジタル変調システム。
28. 請求項２７に記載のデジタル変調システムにおいて、
    Ａ＝｛1 1｝およびＢ＝｛1 0｝であって、該シーケンスＡＢＡＢ’が｛1 1 1 0 1 1 0 1｝で与えられるようになっているデジタル変調システム。
29. 請求項２５又は２６に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該補数コードが、該補数コードにおけるシフトに関して、該補数コードの自己相関が零シフトのところの主ピークを除いてその総和がゼロとなる特性により特徴づけられているデジタル変調システム。
30. 請求項２５又は２６に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該補数コードが、Ｎチップコードの長さの１／２以下に等しいコードセット中の自己相関サイドローブを与えるものであるデジタル変調システム。
31. 請求項２５又は２６に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該直交コードが、Ｗａｌｓｈコードであるデジタル変調システム。
32. 請求項３１に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該Ｗａｌｓｈコードが、このＷａｌｓｈコードに補数シーケンス｛1 1 1 0 1 1 0 1｝を乗算することにより変形されるデジタル変調システム。
33. 請求項２５に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該変調器が、フルデータモード又はフォールバックモードを選択するよう動作し、および該フルデータモードにおけるデータ速度が、該フォールバックモードにおけるデータ速度のおよそ２倍であるデジタル変調システム。
34. 請求項２５に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該データビットのグループが８つのビットから成るようにフルデータモードが選択され、および該変形された直交コードのワードの各々が８つのチップを含むデジタル変調システム。
35. 請求項２５に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該データビットのグループが４つのビットから成るようにフォールバックデータモードが選択され、および該Ｍ個の変形直交コードのワードの各々が８つのチップを含むデジタル変調システム。
36. 無線周波数通信チャンネルを介して情報セットを搬送する受信信号を復調するためのデジタル復調器であって、
    該受信信号と、Ｍ（Ｍ＞１）個のシンボルのコードセットとの相関をとるための相関ブロックであって、該コードセットが直交コードを補数コードにて変形することにより生成されるものである相関ブロックと、
    該受信された信号の相関および該コードセットに基づいて、該コードセット中のＭ個のシンボルのうちの１つを選択するための発見コードブロックと、を備えるデジタル復調器。
37. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、
    Ａを要素の系列、Ｂを要素の系列とし、そしてＢ’が系列Ｂ中のすべての要素を反転することにより導出されるものであるとき、該補数コードが、系列ＡＢＡＢ’によって定義されるデジタル復調器。
38. 請求項３７に記載のデジタル復調器において、
    Ａ＝｛1 1｝およびＢ＝｛1 0｝であり、該系列ＡＢＡＢ’が｛1 1 1 0 1 1 0 1｝で与えられるデジタル復調器。
39. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、
    該補数コードが、該補数コードにおけるシフトに関して、該補数コードの自己相関が零シフトのところの主ピークを除いてその総和がゼロとなる特性により特徴づけられているデジタル復調器。
40. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、
    該補数コードが、Ｎチップコードの長さの１／２以下に等しいコードセット内の自己相関サイドローブを与えるようになっているデジタル復調器。
41. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、さらに
    最高の相関規模を発生するコードセット内のコードの位相を検出し、および該検出された位相に基づいてコードごとに余分の２ビットを復号する位相検出器を備えているデジタル復調器。
42. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、
    該直交コードが、Ｗａｌｓｈコードであり、および当該Ｗａｌｓｈコードが、このＷａｌｓｈコードを補数シーケンス｛1 1 1 0 1 1 0 1｝で乗算することにより変形されるデジタル復調器。
43. 請求項３６に記載のデジタル復調器において、
    該無線通信チャンネルを介して受信された信号が、直交コードを補数コードにて変形することにより生成されるＮ個のチップを有するコードを選択する変調器を備える送信機によって送信されるデジタル変調器。

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