JP3532556B2 - 高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワーク - Google Patents
高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワークInfo
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- H04W84/12—WLAN [Wireless Local Area Networks]
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- Small-Scale Networks (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【発明の分野】本発明は、一般に無線ローカル・エリア
・ネットワーク、特に多重通路干渉の影響を受ける高速
データ伝送用に使用される無線ローカル・エリア・ネッ
トワークに関する。
・ネットワーク、特に多重通路干渉の影響を受ける高速
データ伝送用に使用される無線ローカル・エリア・ネッ
トワークに関する。
【０００２】
【発明の背景】コンピュータ間で通信を行うことができ
るコンピュータ通信ネットワークが普及してきた。例え
ば、あるコンピュータのユーザは、他のコンピュータと
の間でファイルおよび実時間データを送受信することが
できる。ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）
は、共通の場所内に位置している複数のコンピュータの
間で通信を行うことができるコンピュータ通信ネットワ
ークである。例えば、ＬＡＮは通信事務所または学校内
のパソコンまたはワークステーションを相互に接続した
り、キャンパスまたは事務所パーク内のいくつかの建物
内にあるコンピュータを相互に接続するのに使用され
る。ＬＡＮに接続しているコンピュータは、通常相互に
通信し、また通常一台またはそれ以上のホスト・コンピ
ュータのような中央コンピュータまたは専用コンピュー
タや、プリンタのような出力装置、およびファイル・サ
ーバのような大量データ記憶装置と通信する。
るコンピュータ通信ネットワークが普及してきた。例え
ば、あるコンピュータのユーザは、他のコンピュータと
の間でファイルおよび実時間データを送受信することが
できる。ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）
は、共通の場所内に位置している複数のコンピュータの
間で通信を行うことができるコンピュータ通信ネットワ
ークである。例えば、ＬＡＮは通信事務所または学校内
のパソコンまたはワークステーションを相互に接続した
り、キャンパスまたは事務所パーク内のいくつかの建物
内にあるコンピュータを相互に接続するのに使用され
る。ＬＡＮに接続しているコンピュータは、通常相互に
通信し、また通常一台またはそれ以上のホスト・コンピ
ュータのような中央コンピュータまたは専用コンピュー
タや、プリンタのような出力装置、およびファイル・サ
ーバのような大量データ記憶装置と通信する。
【０００３】ＬＡＮのようなコンピュータ通信ネットワ
ークは、ネットワーク内の複数のデータ装置の間でデー
タ信号を通信するための送信媒体を使用している。通
常、この通信媒体は、ワイヤのネットワークである。ワ
イヤは、ルートを決めなければならないという問題があ
り、スペースをとり、設置に時間が掛かり、ネットワー
クに接続しているコンピュータを移動させることができ
ないという厄介な問題を含んでいる場合がある。
ークは、ネットワーク内の複数のデータ装置の間でデー
タ信号を通信するための送信媒体を使用している。通
常、この通信媒体は、ワイヤのネットワークである。ワ
イヤは、ルートを決めなければならないという問題があ
り、スペースをとり、設置に時間が掛かり、ネットワー
クに接続しているコンピュータを移動させることができ
ないという厄介な問題を含んでいる場合がある。
【０００４】通信媒体としてワイヤ・システムを使用す
る場合に生ずる問題を解決するために、コンピュータ通
信ネットワーク内のコンピュータ間で、データ・メッセ
ージを運ぶための無線信号を通信するのに、複数の無線
送信機および受信機を使用することができる。無線送信
機および受信機は、データ送信速度および／または信頼
が低いために現在までほとんど普及しなかった。通常、
データ送信速度が下がると、信頼性は向上する。別の方
法としては、信頼性を犠牲にして高速データ送信速度を
行うことができる。
る場合に生ずる問題を解決するために、コンピュータ通
信ネットワーク内のコンピュータ間で、データ・メッセ
ージを運ぶための無線信号を通信するのに、複数の無線
送信機および受信機を使用することができる。無線送信
機および受信機は、データ送信速度および／または信頼
が低いために現在までほとんど普及しなかった。通常、
データ送信速度が下がると、信頼性は向上する。別の方
法としては、信頼性を犠牲にして高速データ送信速度を
行うことができる。
【０００５】無線ローカル・エリア・ネットワーク内の
コンピュータ間の高速データ通信の本質的障害は、「多
重通路」と呼ばれる干渉である。無線信号は、受信機に
到着するまでに通常多くの通路を通る。無線信号が多く
の伝送通路を通るという現象は、例えば、環境内のいく
つかの表面からの反射によって起こる場合がある。これ
らの通路のいくつかは、他の通路より長い。それ故、反
射したそれぞれの信号が同じ速度で伝わるから、信号の
いくつかは他の信号より遅れて到着する。場合によって
は、遅れた信号は受信機に到着したとき、より速く到着
した信号と干渉を起こし信号の質を劣化する場合があ
る。
コンピュータ間の高速データ通信の本質的障害は、「多
重通路」と呼ばれる干渉である。無線信号は、受信機に
到着するまでに通常多くの通路を通る。無線信号が多く
の伝送通路を通るという現象は、例えば、環境内のいく
つかの表面からの反射によって起こる場合がある。これ
らの通路のいくつかは、他の通路より長い。それ故、反
射したそれぞれの信号が同じ速度で伝わるから、信号の
いくつかは他の信号より遅れて到着する。場合によって
は、遅れた信号は受信機に到着したとき、より速く到着
した信号と干渉を起こし信号の質を劣化する場合があ
る。
【０００６】多重通路による時間のずれは、送信された
信号の中の最も早い信号が受信機に到着した時間と最も
遅い信号が受信機に到着した時間との間の時間の経過で
ある。
信号の中の最も早い信号が受信機に到着した時間と最も
遅い信号が受信機に到着した時間との間の時間の経過で
ある。
【０００７】多重通路という現象および本発明を理解し
てもらうために、「記号」という用語を説明する。ある
意味を伝達するメッセージを作成するためには、一つま
たはそり以上の記号を組み合わせることができる。各記
号は一意に認識できるものでなければならず、また信号
アルファベットと呼ばれる一組の使用可能な記号から選
び出される。記号アルファベット内の記号の数は、記号
アルファベットの「オーダ」と呼ばれる。例えば、文字
「ａ」、「ｂ」および「ｃ」は、英語のアルファベット
からの記号であり、この場合、英語のアルファベットの
オーダは２６である。数字の「０」および「１」は、二
進法の記号であり、二進法のオーダは２である。
てもらうために、「記号」という用語を説明する。ある
意味を伝達するメッセージを作成するためには、一つま
たはそり以上の記号を組み合わせることができる。各記
号は一意に認識できるものでなければならず、また信号
アルファベットと呼ばれる一組の使用可能な記号から選
び出される。記号アルファベット内の記号の数は、記号
アルファベットの「オーダ」と呼ばれる。例えば、文字
「ａ」、「ｂ」および「ｃ」は、英語のアルファベット
からの記号であり、この場合、英語のアルファベットの
オーダは２６である。数字の「０」および「１」は、二
進法の記号であり、二進法のオーダは２である。
【０００８】第一のアルファベットから選んだ一連の記
号を、第二のアルファベットから選んだ一つの記号で表
すことができる。例えば、一連の二進法の記号「１０
１」を「ａ」で表すことができる。この二進法の一連の
組み合わせは、三つの記号からできている。二進法の各
記号は、二つの可能な記号の中のどちらか一つであるか
ら、三つの二進法の記号からなる一連の組み合わせの場
合には、二進法の記号による一意の可能な組み合わせは
８組ある。それ故、三つの記号で二進法の記号による８
組の一意の組み合わせを作るには、８の記号からなるア
ルファベットが必要になる。一般的にいって、Ｎ個の記
号を使用して、二進法の記号によるＭ＝２N 個の一意の
組み合わせを作るには、Ｍ＝２N 個の記号からなるアル
ファベットが必要である。
号を、第二のアルファベットから選んだ一つの記号で表
すことができる。例えば、一連の二進法の記号「１０
１」を「ａ」で表すことができる。この二進法の一連の
組み合わせは、三つの記号からできている。二進法の各
記号は、二つの可能な記号の中のどちらか一つであるか
ら、三つの二進法の記号からなる一連の組み合わせの場
合には、二進法の記号による一意の可能な組み合わせは
８組ある。それ故、三つの記号で二進法の記号による８
組の一意の組み合わせを作るには、８の記号からなるア
ルファベットが必要になる。一般的にいって、Ｎ個の記
号を使用して、二進法の記号によるＭ＝２N 個の一意の
組み合わせを作るには、Ｍ＝２N 個の記号からなるアル
ファベットが必要である。
【０００９】二進法による信号法を二次の信号法と呼ぶ
ことができるように、８個の記号からなる信号アルファ
ベットを使用して、三つの記号による二進法の組み合わ
せを表す信号システムを８次信号法と呼ぶ。通信システ
ム設計の用語においては、８次信号表示方法は、「一つ
の記号に３ビット」を使用して、各記号を表示する方法
と呼ばれる。
ことができるように、８個の記号からなる信号アルファ
ベットを使用して、三つの記号による二進法の組み合わ
せを表す信号システムを８次信号法と呼ぶ。通信システ
ム設計の用語においては、８次信号表示方法は、「一つ
の記号に３ビット」を使用して、各記号を表示する方法
と呼ばれる。
【００１０】一般的にいって、Ｍ＝２N 個の記号からな
る信号アルファベットを使用して、Ｎ素子による二進法
の組み合わせを表示する信号システムは、Ｍ次信号法と
呼ばれる。Ｍ字信号法の場合には、等価の二進法データ
伝送速度Ｒは、信号伝送速度Ｓに記号Ｎ当たりのビット
数を掛けたもの、すなわち、Ｒ＝Ｓ＊Ｎである。記号Ｎ
を構成するビット数は、ｌｏｇ2 Ｍである。それ故、８
次信号法の場合には、Ｎ＝３であるので、等価二進法デ
ータ伝送速度は、（エラー訂正コードおよびオーバヘッ
ドビットを使用しない場合には）記号伝送速度の３倍で
ある。
る信号アルファベットを使用して、Ｎ素子による二進法
の組み合わせを表示する信号システムは、Ｍ次信号法と
呼ばれる。Ｍ字信号法の場合には、等価の二進法データ
伝送速度Ｒは、信号伝送速度Ｓに記号Ｎ当たりのビット
数を掛けたもの、すなわち、Ｒ＝Ｓ＊Ｎである。記号Ｎ
を構成するビット数は、ｌｏｇ2 Ｍである。それ故、８
次信号法の場合には、Ｎ＝３であるので、等価二進法デ
ータ伝送速度は、（エラー訂正コードおよびオーバヘッ
ドビットを使用しない場合には）記号伝送速度の３倍で
ある。
【００１１】二進信号法の場合には、等価二審データ伝
送速度は、信号伝送速度に等しい。すなわち、Ｒ＝Ｓで
ある。何故なら、Ｍ＝２の場合には、記号Ｎ当たりのビ
ット数は１だからである。従って、二進信号法を論ずる
場合には、「ビット」と「記号」とはしばしば同じ意味
に使用される。
送速度は、信号伝送速度に等しい。すなわち、Ｒ＝Ｓで
ある。何故なら、Ｍ＝２の場合には、記号Ｎ当たりのビ
ット数は１だからである。従って、二進信号法を論ずる
場合には、「ビット」と「記号」とはしばしば同じ意味
に使用される。
【００１２】無線通信の場合には、送信機は、モジュレ
ータに送られた情報を表す送信信号を供給するモジュレ
ータを含んでいる。逆に、受信機は、送信信号を受信
し、理想的には送信信号が表すもとの情報を提供する復
調器を含んでいる。通常、モジュレータに送られる情報
は、複数の信号を含み、各記号は一組の有限の記号から
選ばれる。モジュレータに送られる各記号に対して、モ
ジュレータは一組の別々の記号の波形から選ばれた対応
する記号の波形を生成し、その記号の波形は通信チャネ
ルを通して送信され、少なくとも一台の受信機によって
受信される。
ータに送られた情報を表す送信信号を供給するモジュレ
ータを含んでいる。逆に、受信機は、送信信号を受信
し、理想的には送信信号が表すもとの情報を提供する復
調器を含んでいる。通常、モジュレータに送られる情報
は、複数の信号を含み、各記号は一組の有限の記号から
選ばれる。モジュレータに送られる各記号に対して、モ
ジュレータは一組の別々の記号の波形から選ばれた対応
する記号の波形を生成し、その記号の波形は通信チャネ
ルを通して送信され、少なくとも一台の受信機によって
受信される。
【００１３】送信される各記号の波形は、歪を生じノイ
ズの影響を受ける。それにより受信される各波形は、対
応するもとの送信記号波形とは違ったものになり、実際
に送信されなかった他の記号波形にさらに似たものにな
る。従って、既知の記号の中の個々の記号のどれが最も
送信された可能性が高いかを決定する必要がある。この
決定は受信機の復調器によって行われ、復調器の出力は
送信された記号の組み合わせに最も近い記号の既知の一
組から選ばれた記号の組み合わせである。
ズの影響を受ける。それにより受信される各波形は、対
応するもとの送信記号波形とは違ったものになり、実際
に送信されなかった他の記号波形にさらに似たものにな
る。従って、既知の記号の中の個々の記号のどれが最も
送信された可能性が高いかを決定する必要がある。この
決定は受信機の復調器によって行われ、復調器の出力は
送信された記号の組み合わせに最も近い記号の既知の一
組から選ばれた記号の組み合わせである。
【００１４】どの記号の組み合わせが送信されたのか判
断するために、送信された各記号に対して、復調器はコ
ヒーレントな積分インタバルと呼ばれる時間の間、対応
する受信記号波形を処理する。各コヒーレントな積分イ
ンタバルが、各受信記号波形と一致し、それにより正し
い同期を行うことが最も重要である。正しい同期が行わ
れない場合には、受信機波形の記号内容は間違って解釈
される。
断するために、送信された各記号に対して、復調器はコ
ヒーレントな積分インタバルと呼ばれる時間の間、対応
する受信記号波形を処理する。各コヒーレントな積分イ
ンタバルが、各受信記号波形と一致し、それにより正し
い同期を行うことが最も重要である。正しい同期が行わ
れない場合には、受信機波形の記号内容は間違って解釈
される。
【００１５】多重通路干渉の概念をもっとはっきりさせ
るために、メッセージが、各メッセージ記号が単一のビ
ットでできている二進データ変調波形として送信された
場合を考えてみよう。多重通路による時間のずれが、記
号波形の持続時間より長い場合には、受信信号の最初の
信号の記号波形は、受信信号の非常に遅れた信号の対応
していない記号波形に重なる。この現象は記号間干渉
（ＩＳＩ）と呼ばれる。
るために、メッセージが、各メッセージ記号が単一のビ
ットでできている二進データ変調波形として送信された
場合を考えてみよう。多重通路による時間のずれが、記
号波形の持続時間より長い場合には、受信信号の最初の
信号の記号波形は、受信信号の非常に遅れた信号の対応
していない記号波形に重なる。この現象は記号間干渉
（ＩＳＩ）と呼ばれる。
【００１６】例えば、通常の室内またはキャンパス無線
ネットワーク環境の場合には、時間の遅れは５００ナノ
（ｎｓ）秒より長い場合がある。二進法データ変調の場
合には、データ伝送速度は、記号の持続時間の乗法逆数
（逆数）であるから、５００ｎｓの時間の遅れは、１秒
当たり二百万ビット（Ｍｂｐｓ）より遙かに遅いデータ
伝送速度の場合でも、記号間干渉により有意なデータ・
エラーを生ずることを意味している。
ネットワーク環境の場合には、時間の遅れは５００ナノ
（ｎｓ）秒より長い場合がある。二進法データ変調の場
合には、データ伝送速度は、記号の持続時間の乗法逆数
（逆数）であるから、５００ｎｓの時間の遅れは、１秒
当たり二百万ビット（Ｍｂｐｓ）より遙かに遅いデータ
伝送速度の場合でも、記号間干渉により有意なデータ・
エラーを生ずることを意味している。
【００１７】記号間干渉のほかに、いくつかの多重通路
反射が、記号波形の持続時間より短い時間の遅れを生じ
る場合がある。このタイプの多重通路干渉は、記号内干
渉と呼ばれ、このような干渉は、受信信号全体の振幅内
に有意な劣化を生ずる恐れがある。
反射が、記号波形の持続時間より短い時間の遅れを生じ
る場合がある。このタイプの多重通路干渉は、記号内干
渉と呼ばれ、このような干渉は、受信信号全体の振幅内
に有意な劣化を生ずる恐れがある。
【００１８】記号内干渉の場合には、多重通路による時
間の遅れは記号波形の持続時間より短い。それ故、第一
の受信信号の記号波形は、遅れて受信された信号の対応
する記号波形の対応していない部分に重なる。従って、
有意の振幅を持っている反射信号は、特定の周波数にお
けるコヒーレントな打ち消しにより、受信信号全体の周
波数スペクトル内で周期的に振幅ゼロの状態を引き起こ
す。振幅ゼロの帯域幅は干渉を引き起こしている対応す
る信号の遅れに反比例する。この現象は「周波数選択フ
ェージング」と呼ばれ、実質的に送信機と受信機間の通
信の信頼性を実質的に損なう。
間の遅れは記号波形の持続時間より短い。それ故、第一
の受信信号の記号波形は、遅れて受信された信号の対応
する記号波形の対応していない部分に重なる。従って、
有意の振幅を持っている反射信号は、特定の周波数にお
けるコヒーレントな打ち消しにより、受信信号全体の周
波数スペクトル内で周期的に振幅ゼロの状態を引き起こ
す。振幅ゼロの帯域幅は干渉を引き起こしている対応す
る信号の遅れに反比例する。この現象は「周波数選択フ
ェージング」と呼ばれ、実質的に送信機と受信機間の通
信の信頼性を実質的に損なう。
【００１９】周波数選択フェージングを解決するには、
通常ダイバシティ法が使用される。ダイバシティ法とし
ては、空間ダイバシティ、偏波ダイバシティおよび周波
数ダイバシティ等がある。空間および偏波ダイバシティ
は、各アンテナに対する周波数選択パターンが異なるよ
うに、その各々が別々の受信アンテナを持っている少な
くとも二台の受信機が必要である。
通常ダイバシティ法が使用される。ダイバシティ法とし
ては、空間ダイバシティ、偏波ダイバシティおよび周波
数ダイバシティ等がある。空間および偏波ダイバシティ
は、各アンテナに対する周波数選択パターンが異なるよ
うに、その各々が別々の受信アンテナを持っている少な
くとも二台の受信機が必要である。
【００２０】周波数ダイバシティ受信機は、一本の放送
受信アンテナを共同で使用しているが、送信信号は複写
され、周波数ゼロの幅より広い周波数帯域幅により分離
されている、少なくとも二つのキャリア信号に乗せて送
信される。周波数ダイバシティ受信機は、それぞれが異
なるキャリア周波数に同調している複数の受信機からな
っている。それぞれの方法の受信機の出力のフェージン
グはそれぞれ異なっていて、この利点を利用するための
いくつかの既知の方法の中の一つで結合される。この方
法は、使用する各ダイバシティ・チャネル用に別々の受
信機を使用しているので、実行コストが非常に高くな
る。
受信アンテナを共同で使用しているが、送信信号は複写
され、周波数ゼロの幅より広い周波数帯域幅により分離
されている、少なくとも二つのキャリア信号に乗せて送
信される。周波数ダイバシティ受信機は、それぞれが異
なるキャリア周波数に同調している複数の受信機からな
っている。それぞれの方法の受信機の出力のフェージン
グはそれぞれ異なっていて、この利点を利用するための
いくつかの既知の方法の中の一つで結合される。この方
法は、使用する各ダイバシティ・チャネル用に別々の受
信機を使用しているので、実行コストが非常に高くな
る。
【００２１】高速のデータ伝送速度を維持しながら、多
重通路現象による記号間干渉を減らすためのいくつかの
既知の方法が用いられている。第一の方法は、利得の高
いアンテナを使用して指向性の高い見通し線マイクロウ
エーブ・リンクを使用している。何故なら、最も長い遅
れを持っている信号は、しばしばマイクロウエー・アン
テナの中心軸から外れた角度で到着するからである。こ
の方法のひとつの問題は、アンテナ利得を高くしなけれ
ばならないということである。アンテナは、固定しプラ
ットフォームに装着した大型のもので、その向きを注意
深く設定しなければならない。それ故、そのようなアン
テナは、構造が複雑で、設置するにも移動するにも金が
かかる。大型のアンテナは特に、レンジの短い室内およ
びキャンパス環境用としては不適当である。
重通路現象による記号間干渉を減らすためのいくつかの
既知の方法が用いられている。第一の方法は、利得の高
いアンテナを使用して指向性の高い見通し線マイクロウ
エーブ・リンクを使用している。何故なら、最も長い遅
れを持っている信号は、しばしばマイクロウエー・アン
テナの中心軸から外れた角度で到着するからである。こ
の方法のひとつの問題は、アンテナ利得を高くしなけれ
ばならないということである。アンテナは、固定しプラ
ットフォームに装着した大型のもので、その向きを注意
深く設定しなければならない。それ故、そのようなアン
テナは、構造が複雑で、設置するにも移動するにも金が
かかる。大型のアンテナは特に、レンジの短い室内およ
びキャンパス環境用としては不適当である。
【００２２】高いデータ伝送速度を維持しながら、記号
間干渉を減らす第二の方法は、適応フィルタを使用して
実行するエコー打ち消し技術を使用する方法である。し
かし、適応フィルタはコストが高く、計算が面倒なの
で、非常に動的な無線通信環境の場合には、要求される
高速のデータ伝送速度で使用することはできない。
間干渉を減らす第二の方法は、適応フィルタを使用して
実行するエコー打ち消し技術を使用する方法である。し
かし、適応フィルタはコストが高く、計算が面倒なの
で、非常に動的な無線通信環境の場合には、要求される
高速のデータ伝送速度で使用することはできない。
【００２３】第三の方法は、送信波形を多重チャネルに
チャネル化する方法である。各チャネルは異なるキャリ
ア−周波数を持ち、単一チャネルにより送信された波形
より狭い帯域幅を持っている（それ故、より長い記号持
続時間を使用している）。その後、各チャネルは個別に
受信される。この方法は、非常にコストが高くつく。何
故なら、各チャネル毎に一台の独立した受信機が必要だ
からである。
チャネル化する方法である。各チャネルは異なるキャリ
ア−周波数を持ち、単一チャネルにより送信された波形
より狭い帯域幅を持っている（それ故、より長い記号持
続時間を使用している）。その後、各チャネルは個別に
受信される。この方法は、非常にコストが高くつく。何
故なら、各チャネル毎に一台の独立した受信機が必要だ
からである。
【００２４】第四の比較的新しい方法は、二進法の記号
である限り、ｌｏｇ2 Ｍ倍である記号を使用して、Ｍ次
の直交信号法を使用する方法である。直交性の特徴に従
って、各記号を表す波形は、そこからメッセージの記号
を選択する記号アルファベットの任意の他の記号の各波
形上の突出部を持っていない。従って、アルファベット
内の各記号は、直交特性を使用しない場合と比較する
と、アルファベット内の他の記号からもっと容易に区別
することができる。
である限り、ｌｏｇ2 Ｍ倍である記号を使用して、Ｍ次
の直交信号法を使用する方法である。直交性の特徴に従
って、各記号を表す波形は、そこからメッセージの記号
を選択する記号アルファベットの任意の他の記号の各波
形上の突出部を持っていない。従って、アルファベット
内の各記号は、直交特性を使用しない場合と比較する
と、アルファベット内の他の記号からもっと容易に区別
することができる。
【００２５】直交信号の記号の一時的な持続時間を、多
重通路による時間の遅れより遙かに長くすると、多重通
路の影響を減らすことができる。例えば、多くの方法の
一つは、高次の記号アルファベットをＭ周波数の一つに
コード化するために、Ｍ次周波数シフト・キーイング
（ＭＦＳＫ）変調を含んでいる。直交信号法は、さらに
記号内干渉を除去するために、ダイバシティ受信機を必
要とする。さらに、直交信号法は、従来の通信チャネル
と比較すると、実行するのに非常に広い帯域幅を必要と
し、それ故、通常政府の規制によりその使用が禁じられ
ている。
重通路による時間の遅れより遙かに長くすると、多重通
路の影響を減らすことができる。例えば、多くの方法の
一つは、高次の記号アルファベットをＭ周波数の一つに
コード化するために、Ｍ次周波数シフト・キーイング
（ＭＦＳＫ）変調を含んでいる。直交信号法は、さらに
記号内干渉を除去するために、ダイバシティ受信機を必
要とする。さらに、直交信号法は、従来の通信チャネル
と比較すると、実行するのに非常に広い帯域幅を必要と
し、それ故、通常政府の規制によりその使用が禁じられ
ている。
【００２６】高速なデータ伝送速度を維持しながら、多
重通路効果による記号間の干渉を減らすためのこれらす
べての方法は、一般的に同様に記号内干渉を減らすため
のダイバシティ受信用の装置を含んでいて、そのため複
数の受信機を使用しなければならない。
重通路効果による記号間の干渉を減らすためのこれらす
べての方法は、一般的に同様に記号内干渉を減らすため
のダイバシティ受信用の装置を含んでいて、そのため複
数の受信機を使用しなければならない。
【００２７】直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳ
Ｓ）変調は、多重通路干渉を解決し、区別するために使
用することができる乗法変調技術である。多重通路効果
を緩和するために普通使用されているが効果が低い方法
は、二進データ変調と一緒に使用される直接シーケンス
拡張スペクトル変調を使用する方法である。この場合、
ＤＳＳＳ変調の直接シーケンス拡張関数は、疑似ノイズ
（ＰＮ）波形である。この方法の効果は満足できるもの
ではない。何故なら、多重通路効果を除去するために十
分な処理利得を使用すると、ＬＡＮ処理能力要件をサポ
ートするために必要な十分速いデータ伝送速度が得られ
ないからである。
Ｓ）変調は、多重通路干渉を解決し、区別するために使
用することができる乗法変調技術である。多重通路効果
を緩和するために普通使用されているが効果が低い方法
は、二進データ変調と一緒に使用される直接シーケンス
拡張スペクトル変調を使用する方法である。この場合、
ＤＳＳＳ変調の直接シーケンス拡張関数は、疑似ノイズ
（ＰＮ）波形である。この方法の効果は満足できるもの
ではない。何故なら、多重通路効果を除去するために十
分な処理利得を使用すると、ＬＡＮ処理能力要件をサポ
ートするために必要な十分速いデータ伝送速度が得られ
ないからである。
【００２８】二進法データ変調拡張スペクトル波形の処
理利得は、ＤＳＳＳの拡張帯域幅とデータ帯域幅との比
である。拡張帯域幅は、しばしば政府規制または信号処
理技術の欠陥による束縛により制限される。二進法デー
タ伝送速度を遅くすると、処理利得が増大し、その結
果、強くになるが、データ処理能力の速度が低下する。
理利得は、ＤＳＳＳの拡張帯域幅とデータ帯域幅との比
である。拡張帯域幅は、しばしば政府規制または信号処
理技術の欠陥による束縛により制限される。二進法デー
タ伝送速度を遅くすると、処理利得が増大し、その結
果、強くになるが、データ処理能力の速度が低下する。
【００２９】多重通路効果による記号間および記号内干
渉を減らす効果は、拡張スペクトル波形の処理利得によ
って決まるが、一方隣接する通路を解像する能力は、記
号伝送速度び関数ではなく、拡張帯域幅の一つの関数に
しかすぎない。
渉を減らす効果は、拡張スペクトル波形の処理利得によ
って決まるが、一方隣接する通路を解像する能力は、記
号伝送速度び関数ではなく、拡張帯域幅の一つの関数に
しかすぎない。
【００３０】コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）を実
行するのにウオルシュ関数波形を使用することは周知で
ある。ＣＤＭＡは、複数の送信機が同じ周波数スペクト
ルを共通に使用している拡張スペクトル・システムのチ
ャネル容量を改善するのに使用される。ウオルシュ関数
変調は分割可能な信号を供給するために使用される。こ
の分割の可能性を確保することは困難である。何故な
ら、処理利得が制限されていて、その結果、正確な送信
機の電力規制が通常要求されるからである。利得をさら
に増大することが望ましい。
行するのにウオルシュ関数波形を使用することは周知で
ある。ＣＤＭＡは、複数の送信機が同じ周波数スペクト
ルを共通に使用している拡張スペクトル・システムのチ
ャネル容量を改善するのに使用される。ウオルシュ関数
変調は分割可能な信号を供給するために使用される。こ
の分割の可能性を確保することは困難である。何故な
ら、処理利得が制限されていて、その結果、正確な送信
機の電力規制が通常要求されるからである。利得をさら
に増大することが望ましい。
【００３１】ギルハウゼンの米国特許第５，１０３，４
５９号は、多重ユーザの信号を相互に区別するために拡
張スペクトル・コード化を使用しているセルラ電話シス
テムを詳細に開示している。この能力は、拡張スペクト
ル信号法の周知のＣＤＭＡ装置の一例である。その目的
は、多重通路干渉の減少ではない。順方向チャネル内に
おいては、ウオルシュ関数信号法は、データ変調用とし
てではなく、改善されたＣＤＭＡ性能用に使用されてい
る。さらに、ウオルシュ関数信号法は、記号持続時間の
拡張によるＣＤＭＡ処理利得を増大するためには使用さ
れていないで、ＤＳＳＳが単独で供給できる疑似ノイズ
よりよいＣＤＭＡ波形を供給するという目的だけに使用
されている。何故なら、この処理が行われるのは、直交
特性がデータ記号の間で起こるのではなく、同じ周波数
帯域幅を分割して使用している複数のユーザの間で起こ
るからである。ギルハウゼンの５，１０３，４５９は、
逆方向チャネル内でのウオルシュ関数データ変調の使用
について記述しているが、ギルハウゼンの５，１０３，
４５９は、はっきりとウオルシュ関数信号法の目的は、
ライリ・フェージング多重通路チャネル内で良好なガウ
ス雑音性能を達成するためであると述べている。従っ
て、復調ためにコヒーレントな位相基準信号を必要とす
る二進法位相シフト・キーイングのような変調の使用は
避けなければならない。ギルハウゼンの５，１０３，４
５９は、ライリ・フェージング多重通路環境内において
は、作動位相シフト・キーイングはうまく作動しないと
述べているし、また直交信号法のある種の装置は、位相
基準がなくても作動するものでなければならないと述べ
ている。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９に
記載されている多重通路チャネルはライリ・フェージン
グであるので、ギルハウゼンの５，１０３，４５９の方
法では多重通路干渉を解決できないし、区別することも
できない。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９
の装置内で、データ変調用にウオルシュ関数信号法を使
用すると、その内部で拡張スペクトル・コード化を独立
して使用しなければならなくなる。ギルハウゼンの５，
１０３，４５９は、明らかに二進法直交信号法を使用す
ることができる、何故なら、コヒーレントな位相基準を
必要としないからであると述べている。ギルハウゼンの
５，１０６，４５９に記載されている受信機の場合に
は、移動装置を時間的に同期させるために、順方向およ
び逆方向の全チャネルを使用しなければならない。実
際、サテライトに基づくタイミング・システムは、セル
間で時間を整合していなければならない。それ故、ギル
ハウゼンの５，１０３，４５９に開示されているシステ
ムは、明らかに時間同期ＣＤＭＡセルラ電話通信システ
ムであり、高速データ伝送無線周波数コンピュータ間通
信システムを意図するものでもなければ、その目的のた
めに使用できるものでもない。
５９号は、多重ユーザの信号を相互に区別するために拡
張スペクトル・コード化を使用しているセルラ電話シス
テムを詳細に開示している。この能力は、拡張スペクト
ル信号法の周知のＣＤＭＡ装置の一例である。その目的
は、多重通路干渉の減少ではない。順方向チャネル内に
おいては、ウオルシュ関数信号法は、データ変調用とし
てではなく、改善されたＣＤＭＡ性能用に使用されてい
る。さらに、ウオルシュ関数信号法は、記号持続時間の
拡張によるＣＤＭＡ処理利得を増大するためには使用さ
れていないで、ＤＳＳＳが単独で供給できる疑似ノイズ
よりよいＣＤＭＡ波形を供給するという目的だけに使用
されている。何故なら、この処理が行われるのは、直交
特性がデータ記号の間で起こるのではなく、同じ周波数
帯域幅を分割して使用している複数のユーザの間で起こ
るからである。ギルハウゼンの５，１０３，４５９は、
逆方向チャネル内でのウオルシュ関数データ変調の使用
について記述しているが、ギルハウゼンの５，１０３，
４５９は、はっきりとウオルシュ関数信号法の目的は、
ライリ・フェージング多重通路チャネル内で良好なガウ
ス雑音性能を達成するためであると述べている。従っ
て、復調ためにコヒーレントな位相基準信号を必要とす
る二進法位相シフト・キーイングのような変調の使用は
避けなければならない。ギルハウゼンの５，１０３，４
５９は、ライリ・フェージング多重通路環境内において
は、作動位相シフト・キーイングはうまく作動しないと
述べているし、また直交信号法のある種の装置は、位相
基準がなくても作動するものでなければならないと述べ
ている。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９に
記載されている多重通路チャネルはライリ・フェージン
グであるので、ギルハウゼンの５，１０３，４５９の方
法では多重通路干渉を解決できないし、区別することも
できない。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９
の装置内で、データ変調用にウオルシュ関数信号法を使
用すると、その内部で拡張スペクトル・コード化を独立
して使用しなければならなくなる。ギルハウゼンの５，
１０３，４５９は、明らかに二進法直交信号法を使用す
ることができる、何故なら、コヒーレントな位相基準を
必要としないからであると述べている。ギルハウゼンの
５，１０６，４５９に記載されている受信機の場合に
は、移動装置を時間的に同期させるために、順方向およ
び逆方向の全チャネルを使用しなければならない。実
際、サテライトに基づくタイミング・システムは、セル
間で時間を整合していなければならない。それ故、ギル
ハウゼンの５，１０３，４５９に開示されているシステ
ムは、明らかに時間同期ＣＤＭＡセルラ電話通信システ
ムであり、高速データ伝送無線周波数コンピュータ間通
信システムを意図するものでもなければ、その目的のた
めに使用できるものでもない。
【００３２】カーの米国特許第４，６３５，２２１号お
よび第５，００１，７２３号は、一般的に信号送信用に
使用できる帯域幅より遙かに広い処理帯域幅を持ってい
る、表面音波コンボルバ内で使用できる帯域幅を使用す
るシステムを開示している。受信された信号は、いくつ
かのキャリア周波数に多重化され、そのそれぞれはコン
ボルバ内で別々に処理される。コンボルバは、受信した
信号を、ウオルシュ関数およびＰＮ−ＤＳＳＳ波形から
なるＭ個の直交基準波形と、同時に比較するために使用
される。カーの５，００１，７２３特許は、４，６３
５，２２１特許が開示しているウオルシュ関数の代わり
に、直交正弦波を使用している別なタイプのものを開示
している。これら特許の開示の範囲は狭く、限定的にコ
ンボルバを使用する複数の信号を復調する方法を述べて
いるに過ぎず、多重通路環境内での使用に適している高
速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワークを実
行するいかなる装置も開示していない。
よび第５，００１，７２３号は、一般的に信号送信用に
使用できる帯域幅より遙かに広い処理帯域幅を持ってい
る、表面音波コンボルバ内で使用できる帯域幅を使用す
るシステムを開示している。受信された信号は、いくつ
かのキャリア周波数に多重化され、そのそれぞれはコン
ボルバ内で別々に処理される。コンボルバは、受信した
信号を、ウオルシュ関数およびＰＮ−ＤＳＳＳ波形から
なるＭ個の直交基準波形と、同時に比較するために使用
される。カーの５，００１，７２３特許は、４，６３
５，２２１特許が開示しているウオルシュ関数の代わり
に、直交正弦波を使用している別なタイプのものを開示
している。これら特許の開示の範囲は狭く、限定的にコ
ンボルバを使用する複数の信号を復調する方法を述べて
いるに過ぎず、多重通路環境内での使用に適している高
速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワークを実
行するいかなる装置も開示していない。
【００３３】グロスの米国特許第４，４９４，２３８号
は、受信機によりコヒーレントに処理される多重非連続
キャリア周波数間の疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペ
クトルの使用を開示している。このシステム内において
は、ウオルシュ関数は、受信機内で信号を生成するのに
使用され、この信号は位相の計算には使用されるが、多
重通路干渉の影響を受けている通信チャネルを通して、
信号を送受信するのには使用されていない。
は、受信機によりコヒーレントに処理される多重非連続
キャリア周波数間の疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペ
クトルの使用を開示している。このシステム内において
は、ウオルシュ関数は、受信機内で信号を生成するのに
使用され、この信号は位相の計算には使用されるが、多
重通路干渉の影響を受けている通信チャネルを通して、
信号を送受信するのには使用されていない。
【００３４】マクリー等の米国特許第４，８７２，１８
２号は、高周波無線通信ネットワークを操作するために
役にたつ周波数を決定するための方法を提供している。
各受信機は、その疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペク
トル基準コードによって識別されるが、このことは拡張
スペクトルコード化がＣＤＭＡ用に使用されていること
を意味している。ただし、「ＣＤＭＡ」という用語の意
味ははっきりとは説明されていない。ウオルシュ関数変
調は、役にたつ周波数バンドが発見されるまで、使用で
きる周波数バンドを走査するための制御情報を指定する
ために使用される。
２号は、高周波無線通信ネットワークを操作するために
役にたつ周波数を決定するための方法を提供している。
各受信機は、その疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペク
トル基準コードによって識別されるが、このことは拡張
スペクトルコード化がＣＤＭＡ用に使用されていること
を意味している。ただし、「ＣＤＭＡ」という用語の意
味ははっきりとは説明されていない。ウオルシュ関数変
調は、役にたつ周波数バンドが発見されるまで、使用で
きる周波数バンドを走査するための制御情報を指定する
ために使用される。
【００３５】
【発明の目的】本発明の一般的な目的は、先行技術の問
題点を解決することができる上記のタイプの無線ＬＡＮ
を提供することである。
題点を解決することができる上記のタイプの無線ＬＡＮ
を提供することである。
【００３６】本発明のより明確な目的としては、通信の
信頼性を維持しながら、非常に高速のデータ伝送速度を
達成することができる無線ＬＡＮを提供すること等があ
る。
信頼性を維持しながら、非常に高速のデータ伝送速度を
達成することができる無線ＬＡＮを提供すること等があ
る。
【００３７】本発明の他の目的は、多重通路効果による
記号間および記号内干渉を解決し、それにより従来のも
のより確実な性能とともに、より高速なデータ伝送速度
を提供することである。
記号間および記号内干渉を解決し、それにより従来のも
のより確実な性能とともに、より高速なデータ伝送速度
を提供することである。
【００３８】本発明の他の目的は、信頼性が高く、デー
タ伝送速度が速い無線ローカル・エリア・ネットワーク
を実行する実用的な手段を提供することである。
タ伝送速度が速い無線ローカル・エリア・ネットワーク
を実行する実用的な手段を提供することである。
【００３９】
【発明の要約】本発明は、多重通路による干渉がある場
合でも、無線ローカル・エリア・ネットワーク・データ
通信環境内で、高速のデータ伝送速度を提供する装置お
よび方法を提供することである。この目的を達成するた
めに、本発明は、多重通路効果による記号間および記号
内干渉の両方を抑制するための処理利得を提供するた
め、また一方無線ＬＡＮ用に必要とされる高速のデータ
処理能力を提供するために、一組の直交信号のようなよ
り高次の信号アルファベットを、直接シーケンス拡張ス
ペクトル変調（ＤＳＳＳ）と組み合わせている。さら
に、上記の高速データ伝送速度の分野にＤＳＳＳを使用
することにより、記号内干渉の影響をダイバシティ法の
使用の必要性を有意に減らすことができる程度にまで減
少している。
合でも、無線ローカル・エリア・ネットワーク・データ
通信環境内で、高速のデータ伝送速度を提供する装置お
よび方法を提供することである。この目的を達成するた
めに、本発明は、多重通路効果による記号間および記号
内干渉の両方を抑制するための処理利得を提供するた
め、また一方無線ＬＡＮ用に必要とされる高速のデータ
処理能力を提供するために、一組の直交信号のようなよ
り高次の信号アルファベットを、直接シーケンス拡張ス
ペクトル変調（ＤＳＳＳ）と組み合わせている。さら
に、上記の高速データ伝送速度の分野にＤＳＳＳを使用
することにより、記号内干渉の影響をダイバシティ法の
使用の必要性を有意に減らすことができる程度にまで減
少している。
【００４０】より高次の信号法アルファベットを使用す
ることにより、等価の二進信号法の波形よりｌｏｇ2 Ｍ
倍長い記号波形が得られる。この場合、Ｍはより高次の
信号アルファベットの位数である。より高次の信号アル
ファベットの持続時間がより長い記号波形は、拡張スペ
クトル送信帯域幅を増大しないで、一定のデータ伝送速
度に対する処理利得を増大するために、ＤＳＳＳ波形と
一緒に変調される。処理利得が増大した結果、実用的な
無線ＬＡＮを提供するために十分な速さのデータ伝送速
度で、信頼性の高い性能を得ることができる。
ることにより、等価の二進信号法の波形よりｌｏｇ2 Ｍ
倍長い記号波形が得られる。この場合、Ｍはより高次の
信号アルファベットの位数である。より高次の信号アル
ファベットの持続時間がより長い記号波形は、拡張スペ
クトル送信帯域幅を増大しないで、一定のデータ伝送速
度に対する処理利得を増大するために、ＤＳＳＳ波形と
一緒に変調される。処理利得が増大した結果、実用的な
無線ＬＡＮを提供するために十分な速さのデータ伝送速
度で、信頼性の高い性能を得ることができる。
【００４１】ある種の用途の場合には、非直交のより高
次の信号アルファベットを使用すると、一定のＳＮ比に
対して低いビット・エラー率で測定した場合の性能は合
格ライン以上である。一つの記号に対して二つまたはそ
れ以上のビットを送信する場合の一組の非直交記号の例
としては、直角位相振幅変調（ＱＡＮ）信号立体配置お
よび一組のＭ次位相シフト・キーイング等がある。
次の信号アルファベットを使用すると、一定のＳＮ比に
対して低いビット・エラー率で測定した場合の性能は合
格ライン以上である。一つの記号に対して二つまたはそ
れ以上のビットを送信する場合の一組の非直交記号の例
としては、直角位相振幅変調（ＱＡＮ）信号立体配置お
よび一組のＭ次位相シフト・キーイング等がある。
【００４２】望ましい実施例の場合、使用されるより高
次のアルファベットは相互に直交している。Ｍ次直交信
号法をより高次のアルファベットを実行するために使用
しようとしても、通常利用可能なチャネルの割当が狭い
ために使用できない。一つの記号当たりｎビットを送る
ために必要な帯域幅は、記号伝送速度のＭ倍である。こ
の場合、Ｍは２n である。ｎとＭとの間の指数関係が表
しているように、Ｍ個の直交波形をサポートするのに必
要な小さな構造体（高周波部品）を使用すると、帯域幅
の要件は指数的に増大することになる。例えば、一定の
記号伝送速度に対しては、一つの記号に対して送信され
るピット数が４から５に増大すると、処理能力（データ
伝送速度）は２５％増大するが、送信機の帯域幅を１０
０％増大しなければならない。
次のアルファベットは相互に直交している。Ｍ次直交信
号法をより高次のアルファベットを実行するために使用
しようとしても、通常利用可能なチャネルの割当が狭い
ために使用できない。一つの記号当たりｎビットを送る
ために必要な帯域幅は、記号伝送速度のＭ倍である。こ
の場合、Ｍは２n である。ｎとＭとの間の指数関係が表
しているように、Ｍ個の直交波形をサポートするのに必
要な小さな構造体（高周波部品）を使用すると、帯域幅
の要件は指数的に増大することになる。例えば、一定の
記号伝送速度に対しては、一つの記号に対して送信され
るピット数が４から５に増大すると、処理能力（データ
伝送速度）は２５％増大するが、送信機の帯域幅を１０
０％増大しなければならない。
【００４３】その内部で使用される、すなわち、直接シ
ーケンス拡張コードおよび帯域幅によってサポートされ
る一組の直交信号の一例としては、一組のウオルシュ関
数波形がある。より高次のアルファベットとしての、こ
れらの波形は、拡張スペクトル信号法だけに必要な占有
送信帯域幅を越えない範囲で、疑似ノイズ拡張スペクト
ル変調により直接変調することができる。拡張スペクト
ル周波数割当および拡張スペクトル送信装置は、コヒー
レントな広帯域幅を持っているので、ウオルシュ関数コ
ード化だけを使用する場合に、コード化される信号より
もっと広い帯域幅が必要な場合でも、ＤＳＳＳコード化
と一緒に使用する場合には、一組のウオルシュ関数波形
は追加の帯域幅を必要としない。
ーケンス拡張コードおよび帯域幅によってサポートされ
る一組の直交信号の一例としては、一組のウオルシュ関
数波形がある。より高次のアルファベットとしての、こ
れらの波形は、拡張スペクトル信号法だけに必要な占有
送信帯域幅を越えない範囲で、疑似ノイズ拡張スペクト
ル変調により直接変調することができる。拡張スペクト
ル周波数割当および拡張スペクトル送信装置は、コヒー
レントな広帯域幅を持っているので、ウオルシュ関数コ
ード化だけを使用する場合に、コード化される信号より
もっと広い帯域幅が必要な場合でも、ＤＳＳＳコード化
と一緒に使用する場合には、一組のウオルシュ関数波形
は追加の帯域幅を必要としない。
【００４４】従って、「拡張」および「縮小」という用
語の意味は、ＤＳＳＳ波形による帯域幅の変化があろう
がなかろうが、それぞれ変調およびＤＳＳＳコード化波
形の除去と解釈していただきたい。ＤＳＳＳの帯域幅よ
り狭い帯域幅を持っているウオルシュ関数波形の場合に
は、「拡張」および「縮小」という用語は、従来の意味
により近い意味に解釈することができる。
語の意味は、ＤＳＳＳ波形による帯域幅の変化があろう
がなかろうが、それぞれ変調およびＤＳＳＳコード化波
形の除去と解釈していただきたい。ＤＳＳＳの帯域幅よ
り狭い帯域幅を持っているウオルシュ関数波形の場合に
は、「拡張」および「縮小」という用語は、従来の意味
により近い意味に解釈することができる。
【００４５】本発明は、ウオルシュ関数波形および拡張
スペクトル波形のすべての二進法による遷移が、共通の
クロック信号の遷移と一緒に起こるように、拡張スペク
トルコード上で同期している状態で変調することができ
る、複数の相互に直交する二進波形を含んでいる一組の
ウオルシュ関数波形を使用している。クロック信号周波
数は、各ウオルシュ関数および拡張スペクトル波形内の
可能な限りの最も小さいパルス構造体をサポートするよ
うに選択される。一つの波形内で起こる可能性のある最
も小さいパルス構造体が、波形の帯域幅を決定する。そ
れ故、クロックの速度が波形の帯域幅を確立する。クロ
ックの縁部で波形信号の遷移が起こっている限りは、ウ
オルシュ関数波形と拡張スペクトル波形との乗法合成
は、その二つの構成波形の帯域幅以上の追加帯域幅を必
要としない。従って、ＤＳＳＳ波形の帯域幅より狭いか
または等しい帯域幅を持っているウオルシュ関数波形
は、ウオルシュ関数／ＤＳＳＳ合成波形の帯域幅を全然
増大しないで、使用することができる。
スペクトル波形のすべての二進法による遷移が、共通の
クロック信号の遷移と一緒に起こるように、拡張スペク
トルコード上で同期している状態で変調することができ
る、複数の相互に直交する二進波形を含んでいる一組の
ウオルシュ関数波形を使用している。クロック信号周波
数は、各ウオルシュ関数および拡張スペクトル波形内の
可能な限りの最も小さいパルス構造体をサポートするよ
うに選択される。一つの波形内で起こる可能性のある最
も小さいパルス構造体が、波形の帯域幅を決定する。そ
れ故、クロックの速度が波形の帯域幅を確立する。クロ
ックの縁部で波形信号の遷移が起こっている限りは、ウ
オルシュ関数波形と拡張スペクトル波形との乗法合成
は、その二つの構成波形の帯域幅以上の追加帯域幅を必
要としない。従って、ＤＳＳＳ波形の帯域幅より狭いか
または等しい帯域幅を持っているウオルシュ関数波形
は、ウオルシュ関数／ＤＳＳＳ合成波形の帯域幅を全然
増大しないで、使用することができる。
【００４６】他の望ましい実施例の場合には、一組の直
交信号は、一組の二重直交信号を形成するために対せき
信号を含んでいて、一定のＤＳＳＳ処理利得で達成する
ことができるデータ伝達速度をさらに増大する。他の実
施例は、二重直交信号法を行うために、差動位相シフト
・キーイング（ＰＳＫ）内でのように、二つの記号にま
たがっているコヒーレントでない信号法、単一の記号内
で直交信号法と組み合わされているコヒーレントおよび
コヒーレントでないＭ次位相シフト信号法、一つの記号
内で直交信号法とともに、二つの記号にまたがっている
差動コード化コヒーレント位相シフト・キーイングを含
んでいる。
交信号は、一組の二重直交信号を形成するために対せき
信号を含んでいて、一定のＤＳＳＳ処理利得で達成する
ことができるデータ伝達速度をさらに増大する。他の実
施例は、二重直交信号法を行うために、差動位相シフト
・キーイング（ＰＳＫ）内でのように、二つの記号にま
たがっているコヒーレントでない信号法、単一の記号内
で直交信号法と組み合わされているコヒーレントおよび
コヒーレントでないＭ次位相シフト信号法、一つの記号
内で直交信号法とともに、二つの記号にまたがっている
差動コード化コヒーレント位相シフト・キーイングを含
んでいる。
【００４７】本発明は、多重通路による干渉の影響を軽
減するための装置および方法を提供する一方、ローカル
・エリア・ネットワーク・データ通信環境内で高速デー
タ伝送速度を提供する。本発明の装置および方法は、一
組の直交信号のようなより高次の信号アルファベット
を、直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）変調と
を組み合わせて使用する。
減するための装置および方法を提供する一方、ローカル
・エリア・ネットワーク・データ通信環境内で高速デー
タ伝送速度を提供する。本発明の装置および方法は、一
組の直交信号のようなより高次の信号アルファベット
を、直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）変調と
を組み合わせて使用する。
【００４８】本発明でわかったことだが、ＤＳＳＳ変調
の拡張コードの帯域幅と同じ程度の帯域幅を必要とする
一組の直交信号としては、例えば、一組のウオルシュ関
数波形がある。高次のアルファベットとしての、これら
の波形は、占有送信帯域幅を拡張スペクトル信号だけに
必要な帯域幅以上に増大せずに、疑似ノイズ（ＰＮ）直
接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）波形と組み合
わせることができる。一組のウオルシュ関数信号は、ウ
オルシュ関数波形のすべての二進遷移が、ＤＳＳＳ波形
を生成する同じクロック信号の遷移の際に起こるよう
に、ＤＳＳＳ波形によって同期状態で多重化することが
できる二進波形を含んでいる。
の拡張コードの帯域幅と同じ程度の帯域幅を必要とする
一組の直交信号としては、例えば、一組のウオルシュ関
数波形がある。高次のアルファベットとしての、これら
の波形は、占有送信帯域幅を拡張スペクトル信号だけに
必要な帯域幅以上に増大せずに、疑似ノイズ（ＰＮ）直
接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）波形と組み合
わせることができる。一組のウオルシュ関数信号は、ウ
オルシュ関数波形のすべての二進遷移が、ＤＳＳＳ波形
を生成する同じクロック信号の遷移の際に起こるよう
に、ＤＳＳＳ波形によって同期状態で多重化することが
できる二進波形を含んでいる。
【００４９】波形の帯域幅は、波形の可能な限りの最も
小さいパルス構造によって決まる。各クロック遷移は潜
在的な信号の遷移を表しているので、クロックの速度に
より信号波形の可能な限りの最も小さいパルス構造が確
立する。クロックの縁部で起こる帯域幅が最も広い波形
のすべての信号の遷移は、クロック信号の帯域幅以上の
追加の帯域幅を必要としない。
小さいパルス構造によって決まる。各クロック遷移は潜
在的な信号の遷移を表しているので、クロックの速度に
より信号波形の可能な限りの最も小さいパルス構造が確
立する。クロックの縁部で起こる帯域幅が最も広い波形
のすべての信号の遷移は、クロック信号の帯域幅以上の
追加の帯域幅を必要としない。
【００５０】他の方法によっても、拡張スペクトル技術
と一緒に使用するための一組の直交信号を提供すること
ができる。信号法を実行するために、一つの疑似ノイズ
拡張コードと一緒にウオルシュ関数のような別々の乗法
直交信号セットを使用する代わりに、記号波形を、ほと
んど直交している一組の疑似ノイズ（ＰＮ）拡張コー
ド、または上記の拡張コードの位相シフトの中から選ぶ
ことができる。同じコードの種々のシフトを送信するた
めの変調としては、例えば、パルス位置変調（ＰＰＭ）
および周期コード・シフト・キーイング等があるが、こ
れらの時間シフト変調は不適当である。なぜなら、多重
通路による時間の遅れが起こったとき、変調が不明確に
なる恐れがあるからである。データをリレーするため
に、一組のＰＮ拡張波形の中の一つを送る変調も、いく
つかの問題点がある。
と一緒に使用するための一組の直交信号を提供すること
ができる。信号法を実行するために、一つの疑似ノイズ
拡張コードと一緒にウオルシュ関数のような別々の乗法
直交信号セットを使用する代わりに、記号波形を、ほと
んど直交している一組の疑似ノイズ（ＰＮ）拡張コー
ド、または上記の拡張コードの位相シフトの中から選ぶ
ことができる。同じコードの種々のシフトを送信するた
めの変調としては、例えば、パルス位置変調（ＰＰＭ）
および周期コード・シフト・キーイング等があるが、こ
れらの時間シフト変調は不適当である。なぜなら、多重
通路による時間の遅れが起こったとき、変調が不明確に
なる恐れがあるからである。データをリレーするため
に、一組のＰＮ拡張波形の中の一つを送る変調も、いく
つかの問題点がある。
【００５１】周期的に、データ変調を受けていない最大
長の組み合わせだけが、必要なほとんど直交する相互相
関特性を持っている。ランダムに選んだＰＮ波形は、Ｐ
Ｎ波形の処理利得に等しい（異なるペアの波形間で）平
均相互相関値を示す。良好な相互相関特性を持っている
波形のサブセットを得ることは困難である。必要な波形
の数は、送信しなければならない一つの記号当たりのビ
ット数の増大とともに、指数的に増大する。いったん決
定したこれらの波形は、別々のＰＮ生成装置で生成しな
ければならない。何故なら、各波形の構造は他のそれぞ
れの波形の構造と無関係であるからである。
長の組み合わせだけが、必要なほとんど直交する相互相
関特性を持っている。ランダムに選んだＰＮ波形は、Ｐ
Ｎ波形の処理利得に等しい（異なるペアの波形間で）平
均相互相関値を示す。良好な相互相関特性を持っている
波形のサブセットを得ることは困難である。必要な波形
の数は、送信しなければならない一つの記号当たりのビ
ット数の増大とともに、指数的に増大する。いったん決
定したこれらの波形は、別々のＰＮ生成装置で生成しな
ければならない。何故なら、各波形の構造は他のそれぞ
れの波形の構造と無関係であるからである。
【００５２】受信機の場合には、各送信波形に対して別
々のスペクトル・相関器を設置しなければならない。何
故なら、波形は一般的にそれぞれ独立しているからであ
る。各相関器は、受信信号によって作動し、受信信号波
形と基準波形との間の相関関係の程度を示す相関器の出
力でのレベルを供給する。潜在的に送信することができ
る各波形は、一つの相関器内で基準波形として供給され
る。どの波形が実際に送信されたのかに関する決定は、
最大の出力信号を持っている相関器によって行われる。
々のスペクトル・相関器を設置しなければならない。何
故なら、波形は一般的にそれぞれ独立しているからであ
る。各相関器は、受信信号によって作動し、受信信号波
形と基準波形との間の相関関係の程度を示す相関器の出
力でのレベルを供給する。潜在的に送信することができ
る各波形は、一つの相関器内で基準波形として供給され
る。どの波形が実際に送信されたのかに関する決定は、
最大の出力信号を持っている相関器によって行われる。
【００５３】本発明によれば、先行技術とは異なって、
ウオルシュ関数はこれらの問題点を持っていない。ウオ
ルシュ関数の規則的な波形構造により、任意の次数の一
組の波形を容易に合成することができる。受信機におい
ては、本発明は、それにより相関器を複数の同一の素子
から構成することができる、ウオルシュ関数波形の分解
特性を使用することができる。それ故、本発明によれ
ば、ウオルシュ関数直交データ変調は、拡張スペクトル
変調と一緒に使用するための望ましい形のデータ変調と
なる。
ウオルシュ関数はこれらの問題点を持っていない。ウオ
ルシュ関数の規則的な波形構造により、任意の次数の一
組の波形を容易に合成することができる。受信機におい
ては、本発明は、それにより相関器を複数の同一の素子
から構成することができる、ウオルシュ関数波形の分解
特性を使用することができる。それ故、本発明によれ
ば、ウオルシュ関数直交データ変調は、拡張スペクトル
変調と一緒に使用するための望ましい形のデータ変調と
なる。
【００５４】しかし、Ｍ個のウオルシュ関数波形のそれ
ぞれに相関関係を供給する手段であれば、どの手段でも
使用することができる。拡張スペクトル変調と一緒に使
用する場合には、（高速ハダマード変換とも呼ばれる）
ウオルシュ変換のような他の例も、同様に役にたつ。
ぞれに相関関係を供給する手段であれば、どの手段でも
使用することができる。拡張スペクトル変調と一緒に使
用する場合には、（高速ハダマード変換とも呼ばれる）
ウオルシュ変換のような他の例も、同様に役にたつ。
【００５５】一組の直交信号の特徴は、拡張スペクトル
波形がその組の中の他の波形上に突出部を持っていない
という特性である。一方、一組の対せき信号の特徴は、
波形が他の波形上に負の突出部を持つことができるとい
う特性である。二組の信号を組み合わせることによっ
て、一組の二重直交信号が形成される。この場合、直交
信号および対せき信号の両方とも可能である。利点をあ
げると、二重直交データ変調の場合には、各記号は、送
信帯域幅を広げなくても、または処理利得を下げなくて
も、余分のデータビットを使用することができる。この
場合、ＳＮ比が少し悪化するが無視できる程度のもので
ある。
波形がその組の中の他の波形上に突出部を持っていない
という特性である。一方、一組の対せき信号の特徴は、
波形が他の波形上に負の突出部を持つことができるとい
う特性である。二組の信号を組み合わせることによっ
て、一組の二重直交信号が形成される。この場合、直交
信号および対せき信号の両方とも可能である。利点をあ
げると、二重直交データ変調の場合には、各記号は、送
信帯域幅を広げなくても、または処理利得を下げなくて
も、余分のデータビットを使用することができる。この
場合、ＳＮ比が少し悪化するが無視できる程度のもので
ある。
【００５６】一組の二重信号は、図１４の例示としての
実施例に示したように、ウオルシュ関数復調器内で実行
することができる。この場合、任意の波形の正負の位相
を一つの記号内の追加の可能性のある波形として使用す
ることができる。それ故、位相シフト・キーイング（Ｐ
ＳＫ）は直交信号と組み合わせることができる。受信し
た信号の位相を追跡することができる場合には、二重直
交変調をコヒーレントに処理することができる。
実施例に示したように、ウオルシュ関数復調器内で実行
することができる。この場合、任意の波形の正負の位相
を一つの記号内の追加の可能性のある波形として使用す
ることができる。それ故、位相シフト・キーイング（Ｐ
ＳＫ）は直交信号と組み合わせることができる。受信し
た信号の位相を追跡することができる場合には、二重直
交変調をコヒーレントに処理することができる。
【００５７】別々の方法を使用する場合には、二重直交
変調を、図１３の例示としての実施例に示した通り、記
号間で差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）を使用
してコヒーレントでない状態で処理することができる。
コヒーレントでないＤＰＳＫを使用する場合には、直交
受信機が連続している記号の各組に対して送信された可
能性の最も高い波形を決定した後、ＤＰＳＫ受信機は各
組の記号波形のキャリアの間で位相反転が行われたかど
うかを判断する。この動作に対する次の組の記号は、二
進法のＤＰＳＫと丁度同じように、前の組の第二の記号
と一つの新しい記号からなっている。
変調を、図１３の例示としての実施例に示した通り、記
号間で差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）を使用
してコヒーレントでない状態で処理することができる。
コヒーレントでないＤＰＳＫを使用する場合には、直交
受信機が連続している記号の各組に対して送信された可
能性の最も高い波形を決定した後、ＤＰＳＫ受信機は各
組の記号波形のキャリアの間で位相反転が行われたかど
うかを判断する。この動作に対する次の組の記号は、二
進法のＤＰＳＫと丁度同じように、前の組の第二の記号
と一つの新しい記号からなっている。
【００５８】位相基準が受信機で生成される場合には、
コヒーレントなＰＳＫを各記号に対して使用することが
できるようにデータ伝送速度を速くするために、直交信
号と一緒に多相シフト・キーイングを使用することがで
きる。しかし、このタイプのビット・エラー率性能は、
信号セットの次数が増大するにつれて急速に悪化する。
さらに、差動直角位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳ
Ｋ）のようなマルチレベルのＤＰＳＫを使用することが
できるが、この方法はデータ伝送速度は向上するが、そ
のかわりにビット・エラー率性能が低くなる。
コヒーレントなＰＳＫを各記号に対して使用することが
できるようにデータ伝送速度を速くするために、直交信
号と一緒に多相シフト・キーイングを使用することがで
きる。しかし、このタイプのビット・エラー率性能は、
信号セットの次数が増大するにつれて急速に悪化する。
さらに、差動直角位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳ
Ｋ）のようなマルチレベルのＤＰＳＫを使用することが
できるが、この方法はデータ伝送速度は向上するが、そ
のかわりにビット・エラー率性能が低くなる。
【００５９】本発明のいくつかの実施例は、信頼性の高
い無線ＬＡＮ性能を提供する。上記の実施例の一つは、
送信記号の後に続く各記号用の異なるＰＮ拡張コードを
使用している。それにより、送信記号間の多重通路内の
高い相互間相互関係のサイドローブによるエラーはダン
ダム化される。
い無線ＬＡＮ性能を提供する。上記の実施例の一つは、
送信記号の後に続く各記号用の異なるＰＮ拡張コードを
使用している。それにより、送信記号間の多重通路内の
高い相互間相互関係のサイドローブによるエラーはダン
ダム化される。
【００６０】望ましい実施例の場合には、エラー率をさ
らに減少させるために、エラー修正コード化も使用する
ことができる。エラー修正コード化は、復調器の出力で
測定した場合に、ある種の多重通路による遅れの条件下
で起こる恐れのある高いサイドローブによるエラー率の
一部を補償するために使用することができる。
らに減少させるために、エラー修正コード化も使用する
ことができる。エラー修正コード化は、復調器の出力で
測定した場合に、ある種の多重通路による遅れの条件下
で起こる恐れのある高いサイドローブによるエラー率の
一部を補償するために使用することができる。
【００６１】他の実施例の場合、同じＰＮコードが各継
続記号の形で繰り返して現れる。反復するＰＮコードを
使用することによって、相互相関関係のピーク・サイド
ローブ・レベルを低くすることができるが、コードを変
更すると記号間のレベルのある程度のランダム化が起こ
る。
続記号の形で繰り返して現れる。反復するＰＮコードを
使用することによって、相互相関関係のピーク・サイド
ローブ・レベルを低くすることができるが、コードを変
更すると記号間のレベルのある程度のランダム化が起こ
る。
【００６２】本発明の他の実施例は、一定の処理利得を
得るために必要な帯域幅を減らすために、拡張スペクト
ルコード変調に対してパルス整形フィルタを使用してい
る。周波数領域で正方形に整形された波形、すなわち、
周波数サイドローブを持っていない波形の場合に、処理
利得が最大になることは当業者にとっては周知である。
それ故、コードのパルス整形を行えば、時間サイドロー
ブは高くなるが、周波数サイドローブが低くなる、すな
わち、周波数領域内の正方形の形が崩れることになる。
得るために必要な帯域幅を減らすために、拡張スペクト
ルコード変調に対してパルス整形フィルタを使用してい
る。周波数領域で正方形に整形された波形、すなわち、
周波数サイドローブを持っていない波形の場合に、処理
利得が最大になることは当業者にとっては周知である。
それ故、コードのパルス整形を行えば、時間サイドロー
ブは高くなるが、周波数サイドローブが低くなる、すな
わち、周波数領域内の正方形の形が崩れることになる。
【００６３】＜多重通路環境＞図１について説明する
と、二つのタイプの主な多重通路による干渉の違いを知
ることは有益なことである。「近接」多重通路による干
渉は、直接見通し線信号２６よりほんの少し長い距離を
通ってきた、見通し線信号（ＬＯＳ）２６の反射信号２
８が存在する場合に起こる。これにより、受信信号の信
号の強度のコヒーレントな打ち消し合いと深いフェージ
ングが起こる。これは少なくとも反射信号２８とＬＯＳ
信号２６の組み合わせである。このタイプの反射信号の
ＬＯＳ信号２６に対する遅れは、もはやＬＯＳ信号２６
の一つのデータ記号の持続時間より短く、そのためそれ
による干渉は「記号内」干渉と呼ばれる。このタイプの
多重通路による干渉は、ＬＯＳ信号２６と比較すると、
小さな角度で受信機に到着するような状態で表面から反
射する通路を通る信号によって起こる。
と、二つのタイプの主な多重通路による干渉の違いを知
ることは有益なことである。「近接」多重通路による干
渉は、直接見通し線信号２６よりほんの少し長い距離を
通ってきた、見通し線信号（ＬＯＳ）２６の反射信号２
８が存在する場合に起こる。これにより、受信信号の信
号の強度のコヒーレントな打ち消し合いと深いフェージ
ングが起こる。これは少なくとも反射信号２８とＬＯＳ
信号２６の組み合わせである。このタイプの反射信号の
ＬＯＳ信号２６に対する遅れは、もはやＬＯＳ信号２６
の一つのデータ記号の持続時間より短く、そのためそれ
による干渉は「記号内」干渉と呼ばれる。このタイプの
多重通路による干渉は、ＬＯＳ信号２６と比較すると、
小さな角度で受信機に到着するような状態で表面から反
射する通路を通る信号によって起こる。
【００６４】ＬＯＳ信号２６および反射信号２８の種々
の周波数構成要素は、受信機に悪影響を及ぼすような形
で干渉し、その結果、受信周波数スペクトルがゼロにな
る。例えば、狭い帯域幅の信号、すなわち、（通常従来
の通信で使用されていた）比較的狭い周波数レンジを占
有する信号は、受信周波数スペクトル内で零になるある
周波数のキャリア信号の変調に使用される。また狭い帯
域幅の信号は受信機へのＬＯＳ通路および反射通路の両
方を通り、受信変調信号の振幅は実質的に減少する。変
調信号の振幅が、通信チャネルにより導入されたノイズ
の振幅より小さな振幅にまで減少することすら起こり得
る。この現象は多重通路によるフェージングと呼ばれて
いる。
の周波数構成要素は、受信機に悪影響を及ぼすような形
で干渉し、その結果、受信周波数スペクトルがゼロにな
る。例えば、狭い帯域幅の信号、すなわち、（通常従来
の通信で使用されていた）比較的狭い周波数レンジを占
有する信号は、受信周波数スペクトル内で零になるある
周波数のキャリア信号の変調に使用される。また狭い帯
域幅の信号は受信機へのＬＯＳ通路および反射通路の両
方を通り、受信変調信号の振幅は実質的に減少する。変
調信号の振幅が、通信チャネルにより導入されたノイズ
の振幅より小さな振幅にまで減少することすら起こり得
る。この現象は多重通路によるフェージングと呼ばれて
いる。
【００６５】例えば、受信機が送信機から２００メート
ル離れた場所に設置されていて、信号反射器が受信機と
送信機間の見通し線から垂直に４５メートルのところに
設置されている場合には、送信機から出た後、反射器に
よって受信機の方向に反射された信号は、見通し線（Ｌ
ＯＳ）信号が通った距離と比べると、２０メートルだけ
長い距離を通過する。それ故、この例の場合、反射信号
はＬＯＳ信号より６５ナノ秒遅れて到着する。反射が正
反射である場合には、しばしば反射信号の振幅はＬＯＳ
信号の振幅にほとんど等しい場合も起こり得るし、それ
により深い多重通路によるフェージングが起こる。
ル離れた場所に設置されていて、信号反射器が受信機と
送信機間の見通し線から垂直に４５メートルのところに
設置されている場合には、送信機から出た後、反射器に
よって受信機の方向に反射された信号は、見通し線（Ｌ
ＯＳ）信号が通った距離と比べると、２０メートルだけ
長い距離を通過する。それ故、この例の場合、反射信号
はＬＯＳ信号より６５ナノ秒遅れて到着する。反射が正
反射である場合には、しばしば反射信号の振幅はＬＯＳ
信号の振幅にほとんど等しい場合も起こり得るし、それ
により深い多重通路によるフェージングが起こる。
【００６６】「遠い外側の」多重通路干渉は、一つのデ
ータ記号の持続時間より長い遅れを生ずるように、反射
信号が見通し線信号が通った距離より十分長い距離通っ
た場合に起こる。この結果起こる干渉は記号間干渉（Ｉ
ＳＩ）と呼ばれる。反射の原因は、「近接」多重通路内
の反射の原因に類似している場合があるが、反射面と送
信機および受信機との幾何学的位置関係により、ＬＯＳ
信号の振幅以下に十分減衰する前に、記号の持続時間以
上に延びる場合がある過度の反射通路が形成される。本
発明は、二進法による通信のデータ伝送速度に対する遠
い外側の多重通路干渉による今までの制限を取り除く。
ータ記号の持続時間より長い遅れを生ずるように、反射
信号が見通し線信号が通った距離より十分長い距離通っ
た場合に起こる。この結果起こる干渉は記号間干渉（Ｉ
ＳＩ）と呼ばれる。反射の原因は、「近接」多重通路内
の反射の原因に類似している場合があるが、反射面と送
信機および受信機との幾何学的位置関係により、ＬＯＳ
信号の振幅以下に十分減衰する前に、記号の持続時間以
上に延びる場合がある過度の反射通路が形成される。本
発明は、二進法による通信のデータ伝送速度に対する遠
い外側の多重通路干渉による今までの制限を取り除く。
【００６７】第一のデータ・ビットに対応する信号の反
射が、第二のデータ・ビットに対応する直接通路信号に
重なった場合には、記号間干渉（ＩＳＩ）が起こる。Ｉ
ＳＩは、受信機のところでデータ回復エラーを起こす場
合がある。例えば、送信機と受信機との間の距離が２０
０メートルあり、反射器が見通し線通路から垂直方向に
１５０メートル離れていて、送信機および受信機から同
じ距離にある場合には、見通し線（ＬＯＳ）信号が通っ
た直接通路より１６０メートル長い反射通路ができる。
それ故、反射信号は、ＬＯＳ信号より５３５ナノ秒遅れ
て到着する。この作動環境内では、二進法による信号法
の速度が、２Ｍｂｐｓより遙かに低い速度に制限され
る。
射が、第二のデータ・ビットに対応する直接通路信号に
重なった場合には、記号間干渉（ＩＳＩ）が起こる。Ｉ
ＳＩは、受信機のところでデータ回復エラーを起こす場
合がある。例えば、送信機と受信機との間の距離が２０
０メートルあり、反射器が見通し線通路から垂直方向に
１５０メートル離れていて、送信機および受信機から同
じ距離にある場合には、見通し線（ＬＯＳ）信号が通っ
た直接通路より１６０メートル長い反射通路ができる。
それ故、反射信号は、ＬＯＳ信号より５３５ナノ秒遅れ
て到着する。この作動環境内では、二進法による信号法
の速度が、２Ｍｂｐｓより遙かに低い速度に制限され
る。
【００６８】図２は、無線ＬＡＮ通信チャネルの代表的
なろ過インパルス応答測定値のグラフである。この図に
おいて、Ｔは記号の持続時間を示す。最初の（ろ過）パ
ルスは送信されたインパルスへの見通し線応答を表す。
その後のすべての応答は、反射によるものである。層内
および層間干渉両方のＴの数値に対する影響は明かであ
る。
なろ過インパルス応答測定値のグラフである。この図に
おいて、Ｔは記号の持続時間を示す。最初の（ろ過）パ
ルスは送信されたインパルスへの見通し線応答を表す。
その後のすべての応答は、反射によるものである。層内
および層間干渉両方のＴの数値に対する影響は明かであ
る。
【００６９】＜拡張スペクトル性能の利点＞図３を見れ
ば分かるように、疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペク
トル技術（ＰＮ−ＤＳＳＳ）は、データ伝送速度をサポ
ートするのに通常必要な周波数（帯域幅）より広いレン
ジ上に、送信信号を分配する乗法変調ステップを使用し
ている。例えば、二進法データ３０は、第一のモジュレ
ータ３４内で、キャリア信号３２を位相シフト・キー変
調するのに使用されている。第一のモジュレータ３４の
出力３６は、二進法データ３０のデータ伝送速度程度の
周波数帯域幅を持っている。変調データ信号３０内のシ
ャープな信号遷移３８は、変調信号３６の位相反転３９
を行う。フーリエ変換理論によると、位相反転３９が行
われると、信号帯域幅内に高い周波数の信号成分が導入
される。
ば分かるように、疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペク
トル技術（ＰＮ−ＤＳＳＳ）は、データ伝送速度をサポ
ートするのに通常必要な周波数（帯域幅）より広いレン
ジ上に、送信信号を分配する乗法変調ステップを使用し
ている。例えば、二進法データ３０は、第一のモジュレ
ータ３４内で、キャリア信号３２を位相シフト・キー変
調するのに使用されている。第一のモジュレータ３４の
出力３６は、二進法データ３０のデータ伝送速度程度の
周波数帯域幅を持っている。変調データ信号３０内のシ
ャープな信号遷移３８は、変調信号３６の位相反転３９
を行う。フーリエ変換理論によると、位相反転３９が行
われると、信号帯域幅内に高い周波数の信号成分が導入
される。
【００７０】ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張コード４２内の最小の
パルス構造体４０は、通常、データ信号の可能な最小パ
ルスであるビットと区別するために、チップ４０と呼ば
れている。ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張コード４２は、第二のモ
ジュレータ４４内で波形３６を位相シフト・キー変調
し、その結果、出力波形４５の各データ記号内でより多
くの位相反転が起こる。第二のモジュレータ４４の出力
波形４５は、ＰＮ−ＤＳＳＳコードの帯域幅に等しい帯
域幅を持っている。モジュレータ３４および４４の変調
順序は反対にすることができる。また変調を当業者にと
っては周知の最小シフト・キーイングまたは他の種々の
連続位相シフト・キーイングの形でも行うことができ
る。
パルス構造体４０は、通常、データ信号の可能な最小パ
ルスであるビットと区別するために、チップ４０と呼ば
れている。ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張コード４２は、第二のモ
ジュレータ４４内で波形３６を位相シフト・キー変調
し、その結果、出力波形４５の各データ記号内でより多
くの位相反転が起こる。第二のモジュレータ４４の出力
波形４５は、ＰＮ−ＤＳＳＳコードの帯域幅に等しい帯
域幅を持っている。モジュレータ３４および４４の変調
順序は反対にすることができる。また変調を当業者にと
っては周知の最小シフト・キーイングまたは他の種々の
連続位相シフト・キーイングの形でも行うことができ
る。
【００７１】図４について説明すると、受信機４６内に
おいては、拡張コード４２を、基準コード４９を使用す
る整合ろ過または直列相関器内で実行することができ
る、相関関係プロセスにより除去することができる。相
関器４８により実行される相関関係プロセスにより、受
信信号を形成している個々の伝ぱん通路の線形分解５０
が行われる。この分解は、信号処理に固有のもので、フ
ィードバックを必要としない。それ故、適応イコライザ
・システムの場合と違って、面倒な計算をしなくても、
広域チャネル・ダイナミックを行うことができる。
おいては、拡張コード４２を、基準コード４９を使用す
る整合ろ過または直列相関器内で実行することができ
る、相関関係プロセスにより除去することができる。相
関器４８により実行される相関関係プロセスにより、受
信信号を形成している個々の伝ぱん通路の線形分解５０
が行われる。この分解は、信号処理に固有のもので、フ
ィードバックを必要としない。それ故、適応イコライザ
・システムの場合と違って、面倒な計算をしなくても、
広域チャネル・ダイナミックを行うことができる。
【００７２】図４に示すように、受信機４６内での相関
関係プロセス４８により、信号通信チャネルを通しての
送信により崩れた後で、ローカル基準コード４９と受信
信号４７との間で相互相関関係のチェックが行われる。
相関関係プロセス出力５０は、基準コード信号に対する
受信信号の相対的変位のレンジに対して描くことができ
る。拡張コード信号４２は、その自動相関関係の振幅
が、信号が整合する場所を除いては、すべての場所でほ
とんどゼロになるように選ばれる。信号が整合する場所
では、相関スパイク５０と呼ばれる底辺の長さが２／Ｔ
C である、三角パルスができる。この場合、ＴC はチッ
プの幅である。
関係プロセス４８により、信号通信チャネルを通しての
送信により崩れた後で、ローカル基準コード４９と受信
信号４７との間で相互相関関係のチェックが行われる。
相関関係プロセス出力５０は、基準コード信号に対する
受信信号の相対的変位のレンジに対して描くことができ
る。拡張コード信号４２は、その自動相関関係の振幅
が、信号が整合する場所を除いては、すべての場所でほ
とんどゼロになるように選ばれる。信号が整合する場所
では、相関スパイク５０と呼ばれる底辺の長さが２／Ｔ
C である、三角パルスができる。この場合、ＴC はチッ
プの幅である。
【００７３】相関スパイク５０のピークは、完全な整合
が行われた場所で発生する。データのビットと区別する
ために、拡張コードの各ビットをチップと呼ぶことにし
たことを思い出してほしい。それ故、相互相関インタバ
ル、例えば、記号の持続時間内の拡張シーケンスのチッ
プが１６であ場合で、チップの縁部も整合する場合に
は、拡張コードを相関関係のチェックが行われる信号に
対して整合させる方法は１６種類ある。未知のチップ境
界タイミングは、チップ・タイミング・シフトの半端な
部分によるものと説明がつく。相関関係プロセスによ
り、有意の信号エネルギー（相関スパイク）をもたらし
た相対位置、および無視できる信号エネルギー、すなわ
ち、目でみて分からない信号スパイクを持っている残り
の相対位置を知ることができる。
が行われた場所で発生する。データのビットと区別する
ために、拡張コードの各ビットをチップと呼ぶことにし
たことを思い出してほしい。それ故、相互相関インタバ
ル、例えば、記号の持続時間内の拡張シーケンスのチッ
プが１６であ場合で、チップの縁部も整合する場合に
は、拡張コードを相関関係のチェックが行われる信号に
対して整合させる方法は１６種類ある。未知のチップ境
界タイミングは、チップ・タイミング・シフトの半端な
部分によるものと説明がつく。相関関係プロセスによ
り、有意の信号エネルギー（相関スパイク）をもたらし
た相対位置、および無視できる信号エネルギー、すなわ
ち、目でみて分からない信号スパイクを持っている残り
の相対位置を知ることができる。
【００７４】図５について説明すると、反射信号５２お
よびＬＯＳ信号５４をＰＮ−ＤＳＳＳ変調することによ
り、これら信号を相関関係プロセス５６を使用している
受信機で、時間内に分析することができ、それにより多
重通路干渉を除去することができる。相関関係プロセス
の後で、各信号５２および５４は、それぞれ変位した相
関スパイク５２ａおよび５４ａで表され、各スパイクは
受信信号の相対強度を表す振幅を持っている。実際、相
関関係プロセスの出力は、整合した相対コードとして掃
引され、それがすべての信号通路の自動相関機能の線形
の和として、拡張帯域幅に分解された通信チャネルのイ
ンパルス応答に近似される。
よびＬＯＳ信号５４をＰＮ−ＤＳＳＳ変調することによ
り、これら信号を相関関係プロセス５６を使用している
受信機で、時間内に分析することができ、それにより多
重通路干渉を除去することができる。相関関係プロセス
の後で、各信号５２および５４は、それぞれ変位した相
関スパイク５２ａおよび５４ａで表され、各スパイクは
受信信号の相対強度を表す振幅を持っている。実際、相
関関係プロセスの出力は、整合した相対コードとして掃
引され、それがすべての信号通路の自動相関機能の線形
の和として、拡張帯域幅に分解された通信チャネルのイ
ンパルス応答に近似される。
【００７５】本発明の場合、ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペク
トル信号法を使用することによる利点は、強い遠い外側
の多重通路ＩＳＩを緩和できることである。望ましい実
施例の場合には、この緩和は、各データ記号からのＩＳ
Ｉが任意の以後の記号のＤＳコードと相関関係を持たな
いように、各データ記号の拡張スペクトル波形を変更す
ることにより達成される。
トル信号法を使用することによる利点は、強い遠い外側
の多重通路ＩＳＩを緩和できることである。望ましい実
施例の場合には、この緩和は、各データ記号からのＩＳ
Ｉが任意の以後の記号のＤＳコードと相関関係を持たな
いように、各データ記号の拡張スペクトル波形を変更す
ることにより達成される。
【００７６】図６は、図２のチャネル・インパルス応答
に対する相関関係プロセス出力のグラフである。チャネ
ル・インパルス応答５８の遠い外側の多重通路部分は、
記号時間を過ぎた部分が切除されている。何故なら、各
データ記号は異なるＰＮ−ＤＳＳＳ波形によって変調さ
れているからである。
に対する相関関係プロセス出力のグラフである。チャネ
ル・インパルス応答５８の遠い外側の多重通路部分は、
記号時間を過ぎた部分が切除されている。何故なら、各
データ記号は異なるＰＮ−ＤＳＳＳ波形によって変調さ
れているからである。
【００７７】相関関係プロセスは、直列相関器、または
整合フィルタ、またはそのどちらかの近似法を使用する
ことによって実行することができる。直列相関器（別名
スライディング・相関器）は、検出インタバルと呼ばれ
る処理期間後、信号が検出されたかどうかを確認する。
検出インタバルは、通常データ記号より長い、何故な
ら、無線ＬＡＮの性能が満足できるものにするために信
号を復調するのに必要な信号エネルギーより、信号を検
出するのに必要な信号エネルギーのほうが大きいからで
ある。
整合フィルタ、またはそのどちらかの近似法を使用する
ことによって実行することができる。直列相関器（別名
スライディング・相関器）は、検出インタバルと呼ばれ
る処理期間後、信号が検出されたかどうかを確認する。
検出インタバルは、通常データ記号より長い、何故な
ら、無線ＬＡＮの性能が満足できるものにするために信
号を復調するのに必要な信号エネルギーより、信号を検
出するのに必要な信号エネルギーのほうが大きいからで
ある。
【００７８】多重コヒーレント積分インタバル上で（コ
ヒーレントまたは非コヒーレントに）積分を行うことに
より、検出インタバルをさらに長くすることができる。
この場合、各コヒーレントな積分インタバルは、通常デ
ータ記号に関連する持続時間である。検出インタバルの
後で、信号の検出ができなかった場合には、直列相関器
は、ＰＮ−ＤＳＳＳコード・チップの端数により基準タ
イミングをスライドする。チェックしなければならない
検出インタバルの数は、不確かなコード・タイミングお
よびチップ・タイミングのオーバサンプルの量によって
決まる。例えば、タイミングが全く分からず、プリアン
ブルの検出部分が１６のチップの反復シーケンスであ
り、ストラドリング損失を防止するためのオーバサンプ
ルに対してチップ半分毎に相関関係が起こる場合、受信
信号を検出するのに正しいタイミングを行うには、３２
程度の検出インタバルで十分である。検出インタバルが
１０記号分長い場合には、送信機は任意のデータを送信
する前に、３２０の記号からなるプリアンブルを送信し
なければならない。さらに、ＤＳＳＳシーケンスは、プ
リアンブル内で反復され、検出は任意の反復の際に起こ
るので、信号検出後は、どの記号がデータ・ストリーム
の冒頭の部分であるかを知るためにフレーム同期を行わ
なければならない。Ｓ／Ｎ比は、検出には十分であるの
で、フレーム同期は、容易に認識できる簡単なフレーム
同期ビット・パターンを使用して行うことができる。
ヒーレントまたは非コヒーレントに）積分を行うことに
より、検出インタバルをさらに長くすることができる。
この場合、各コヒーレントな積分インタバルは、通常デ
ータ記号に関連する持続時間である。検出インタバルの
後で、信号の検出ができなかった場合には、直列相関器
は、ＰＮ−ＤＳＳＳコード・チップの端数により基準タ
イミングをスライドする。チェックしなければならない
検出インタバルの数は、不確かなコード・タイミングお
よびチップ・タイミングのオーバサンプルの量によって
決まる。例えば、タイミングが全く分からず、プリアン
ブルの検出部分が１６のチップの反復シーケンスであ
り、ストラドリング損失を防止するためのオーバサンプ
ルに対してチップ半分毎に相関関係が起こる場合、受信
信号を検出するのに正しいタイミングを行うには、３２
程度の検出インタバルで十分である。検出インタバルが
１０記号分長い場合には、送信機は任意のデータを送信
する前に、３２０の記号からなるプリアンブルを送信し
なければならない。さらに、ＤＳＳＳシーケンスは、プ
リアンブル内で反復され、検出は任意の反復の際に起こ
るので、信号検出後は、どの記号がデータ・ストリーム
の冒頭の部分であるかを知るためにフレーム同期を行わ
なければならない。Ｓ／Ｎ比は、検出には十分であるの
で、フレーム同期は、容易に認識できる簡単なフレーム
同期ビット・パターンを使用して行うことができる。
【００７９】整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれ
と同等の装置を使用することにより、一回の検出タイミ
ング内のすべてのコード・タイミングの関係を試験する
ことができ、それ故、これら装置を高速シンクロナイザ
として使用することができることは一般に知られてい
る。整合フィルタ同期は、直列相関器と比較すると、タ
イミングが曖昧である。本格的な整合フィルタの種々の
近似法は、二進法量子化入力整合フィルタまたはある種
のコヒーレントでない処理を含む整合フィルタ、または
数段の間（しかし、直列相関器ほどではない）に全タイ
ミング・サーチを行う整合フィルタを含んでいる。
と同等の装置を使用することにより、一回の検出タイミ
ング内のすべてのコード・タイミングの関係を試験する
ことができ、それ故、これら装置を高速シンクロナイザ
として使用することができることは一般に知られてい
る。整合フィルタ同期は、直列相関器と比較すると、タ
イミングが曖昧である。本格的な整合フィルタの種々の
近似法は、二進法量子化入力整合フィルタまたはある種
のコヒーレントでない処理を含む整合フィルタ、または
数段の間（しかし、直列相関器ほどではない）に全タイ
ミング・サーチを行う整合フィルタを含んでいる。
【００８０】同期のために相関器を使用するかまたは整
合フィルタを使用するかは、用途によって違ってくる。
相関器の方が、遙かに価値が安く、はるかに技術によっ
て左右されない。整合フィルタは、計算向きである。長
い同期オーバーヘッドが起きても平気な場合や、適当な
データ・リンク・プロトコルを使用して、検出プロセス
を支援する装置を使用する場合には、相関器を使用する
ことができる。
合フィルタを使用するかは、用途によって違ってくる。
相関器の方が、遙かに価値が安く、はるかに技術によっ
て左右されない。整合フィルタは、計算向きである。長
い同期オーバーヘッドが起きても平気な場合や、適当な
データ・リンク・プロトコルを使用して、検出プロセス
を支援する装置を使用する場合には、相関器を使用する
ことができる。
【００８１】＜ローカル・エリア・ネットワーク・チャ
ネル・アクセス・プロトコル＞通信アクセス・チャネル
・プロトコルは、多くのユーザが共通の通信チャネルに
アクセスできるようにする一連の手順である。例えば、
複数の送信機が同一の通信周波数バンドを使用している
ある種の通信環境の場合には、処理能力要件の通信量優
先権に基づく通信アクセス・チャネル・プロトコルは、
複数の送信機のそれぞれが順番にチャネルを通して送信
することを要求する。データの長いブロックを送信する
には、コンピュータ通信プロトコルは、しばしばデータ
をパケットと呼ばれるより短いブロックに分割し、送信
する。これらパケットは受信機で再び組み立てられる。
データをパケットに分割することにより、多くのユーザ
が通信チャネルを公平に有効に共通使用することができ
る。
ネル・アクセス・プロトコル＞通信アクセス・チャネル
・プロトコルは、多くのユーザが共通の通信チャネルに
アクセスできるようにする一連の手順である。例えば、
複数の送信機が同一の通信周波数バンドを使用している
ある種の通信環境の場合には、処理能力要件の通信量優
先権に基づく通信アクセス・チャネル・プロトコルは、
複数の送信機のそれぞれが順番にチャネルを通して送信
することを要求する。データの長いブロックを送信する
には、コンピュータ通信プロトコルは、しばしばデータ
をパケットと呼ばれるより短いブロックに分割し、送信
する。これらパケットは受信機で再び組み立てられる。
データをパケットに分割することにより、多くのユーザ
が通信チャネルを公平に有効に共通使用することができ
る。
【００８２】図７は、六つの周知のプロトコル・タイプ
と必要なシンクロナイザ回路の速度の比較を示す。使用
されるプロトコルにより、どの速度のシンクロナイザが
必要であるかが決まる。何故なら、平均のデータの処理
能力は同期オーバーヘッドにより影響を受けるからであ
る。例えば、一般的に入って、直列相関器・シンクロナ
イザ内での信号検出は遅いが、その速度はその使用がプ
ロトコルによってサポートされている場合には、事前タ
イミング情報を使用することによって改善することがで
きる。タイミング情報は、各データ・パケットに関する
不確かなタイミングを最低限度に抑えることにより、大
まかな分析でのタイミングを長期間追跡することによっ
て決めることができる。別な方法を使用した場合には、
タイミング情報は、タイミング・ハブからの放送用の送
信を通してタイミングを中央で制御することにより決め
ることができる。このタイプの通信システムは、制御信
号の同期の性質を示すために、「時間スロットつき」と
呼ばれる。
と必要なシンクロナイザ回路の速度の比較を示す。使用
されるプロトコルにより、どの速度のシンクロナイザが
必要であるかが決まる。何故なら、平均のデータの処理
能力は同期オーバーヘッドにより影響を受けるからであ
る。例えば、一般的に入って、直列相関器・シンクロナ
イザ内での信号検出は遅いが、その速度はその使用がプ
ロトコルによってサポートされている場合には、事前タ
イミング情報を使用することによって改善することがで
きる。タイミング情報は、各データ・パケットに関する
不確かなタイミングを最低限度に抑えることにより、大
まかな分析でのタイミングを長期間追跡することによっ
て決めることができる。別な方法を使用した場合には、
タイミング情報は、タイミング・ハブからの放送用の送
信を通してタイミングを中央で制御することにより決め
ることができる。このタイプの通信システムは、制御信
号の同期の性質を示すために、「時間スロットつき」と
呼ばれる。
【００８３】チャネルが時間スロットつきでなく、ラン
ダム・アクセスタイプである場合には、使用するデータ
・パケットの長さが重要である。データ・パケットが直
列相関器同期に必要なプリアンブルよりかなり長い場合
には、プリアンブルは通信チャネル処理能力効率に影響
を与えない。しかし、データ・パケットの持続時間に対
してプリアンブルと比較して短いほうが望ましい場合に
は、チャネルの効率を維持するために高速シンクロナイ
ザを使用しなければならない。場合によっては、再送信
制御を行うために、送信されるデータのタイプに従っ
て、通信量の流れを最適化するために短いデータ・パケ
ットが必要になる。
ダム・アクセスタイプである場合には、使用するデータ
・パケットの長さが重要である。データ・パケットが直
列相関器同期に必要なプリアンブルよりかなり長い場合
には、プリアンブルは通信チャネル処理能力効率に影響
を与えない。しかし、データ・パケットの持続時間に対
してプリアンブルと比較して短いほうが望ましい場合に
は、チャネルの効率を維持するために高速シンクロナイ
ザを使用しなければならない。場合によっては、再送信
制御を行うために、送信されるデータのタイプに従っ
て、通信量の流れを最適化するために短いデータ・パケ
ットが必要になる。
【００８４】整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれ
に相当する装置は、一つの検出インタバルの間に、すべ
てのコード・タイミング関係を試験することができ、そ
れ故、高速シンクロナイザとして、使用することができ
ることは広く知られている。短いデータ・パケットを使
用する場合には、シンクロナイザが必要な低い同期オー
バーヘッドを得るのに十分なだけ高速であることは、き
わめて重要である。
に相当する装置は、一つの検出インタバルの間に、すべ
てのコード・タイミング関係を試験することができ、そ
れ故、高速シンクロナイザとして、使用することができ
ることは広く知られている。短いデータ・パケットを使
用する場合には、シンクロナイザが必要な低い同期オー
バーヘッドを得るのに十分なだけ高速であることは、き
わめて重要である。
【００８５】もう一つの方法は、パケット切り換えでは
なく、メッセージ切り換えに基づくネットワークであ
る。メッセージ切り換えの場合には、通信量はパケット
化されるが、チャネルの各ユーザはメッセージを送信す
る。この場合、各メッセージは一連のパケットを含んで
いて、他のユーザはメッセージの中断を行うことはでき
ない。各連続パケットを異なるユーザが送信することが
できるパケット切り換えの場合のように、各パケット内
で、同期を再度行う必要はない。図７の図面に示すよう
に、切り換えられたパケットだけが短いパケットを使用
するランダム・アクセス・プロトコルは、高速シンクロ
ナイザを必要とする。
なく、メッセージ切り換えに基づくネットワークであ
る。メッセージ切り換えの場合には、通信量はパケット
化されるが、チャネルの各ユーザはメッセージを送信す
る。この場合、各メッセージは一連のパケットを含んで
いて、他のユーザはメッセージの中断を行うことはでき
ない。各連続パケットを異なるユーザが送信することが
できるパケット切り換えの場合のように、各パケット内
で、同期を再度行う必要はない。図７の図面に示すよう
に、切り換えられたパケットだけが短いパケットを使用
するランダム・アクセス・プロトコルは、高速シンクロ
ナイザを必要とする。
【００８６】送信が切り換えられたメッセージである場
合、またはパケットがクロック安定性より長い場合、ま
たはドップラ・シフトを使用できる場合には、送信期間
中同期を維持するために時間追跡ループを使用しなけれ
ばならない。例えば、データ伝送速度が５Ｍｂｐｓで、
パケット長が２００キロビットである場合には、パケッ
トの持続時間は４０ミリ秒になる。必要とする整合が、
最初の同期タイミングの２０ナノ秒間持続しなければな
らない場合には（この時間はコード・チップの持続時間
より実質的に短くなければならない）、２０ｐｐｍのネ
ットのクロック・オフセットが送信機と受信機との間に
必要になる。別々の方法を使用する場合には、受信信号
との基準コード整合を維持するために、遅れロックタイ
ミング制御ループを使用することができる。他の例とし
ては、クロック周波数をロックするために、自動周波数
制御（ＡＦＣ）ループを使用することができる。
合、またはパケットがクロック安定性より長い場合、ま
たはドップラ・シフトを使用できる場合には、送信期間
中同期を維持するために時間追跡ループを使用しなけれ
ばならない。例えば、データ伝送速度が５Ｍｂｐｓで、
パケット長が２００キロビットである場合には、パケッ
トの持続時間は４０ミリ秒になる。必要とする整合が、
最初の同期タイミングの２０ナノ秒間持続しなければな
らない場合には（この時間はコード・チップの持続時間
より実質的に短くなければならない）、２０ｐｐｍのネ
ットのクロック・オフセットが送信機と受信機との間に
必要になる。別々の方法を使用する場合には、受信信号
との基準コード整合を維持するために、遅れロックタイ
ミング制御ループを使用することができる。他の例とし
ては、クロック周波数をロックするために、自動周波数
制御（ＡＦＣ）ループを使用することができる。
【００８７】本発明による無線ＬＡＮ通信システムの一
実施例を図８に示す。コンピュータ・インタフェース６
０は、記号グループ化モジュール６２によって、最初に
一連のデータ・ワードに分割される二進法データのデー
タ・ストリームを供給する。各データ・ワードは記号の
数値を表す。記号の数値は、エンコーダ６４を任意に通
かすることができ、その際にエラー修正のコード化が行
われる。直交信号法の場合には、変調アルファベットに
整合している記号と一緒に、リード・ソロモン・エラー
修正コードを使用することができる。二重直交信号法の
場合には、リード・ソロモン・コードを排他的に使用す
ることができ、またハイブリッド・リード・ソロモン／
二進法コード化技術を使用することができる。この場
合、リード・ソロモン・コード化は直交復調プロセスを
修正するために使用される。また記号間位相反転復調に
対しては、二進法修正を使用することができる。例え
ば、振幅情報に基づくデコーダ内に潜在的エラーを表示
する削除解読法は、直交または二重直交信号法を使用す
るオプションである。例えば、直交復調の間に記号エラ
ーが起こった場合には、対応する間違っている記号を使
用した位相反転決定の有効性を疑ってみる必要がある。
実施例を図８に示す。コンピュータ・インタフェース６
０は、記号グループ化モジュール６２によって、最初に
一連のデータ・ワードに分割される二進法データのデー
タ・ストリームを供給する。各データ・ワードは記号の
数値を表す。記号の数値は、エンコーダ６４を任意に通
かすることができ、その際にエラー修正のコード化が行
われる。直交信号法の場合には、変調アルファベットに
整合している記号と一緒に、リード・ソロモン・エラー
修正コードを使用することができる。二重直交信号法の
場合には、リード・ソロモン・コードを排他的に使用す
ることができ、またハイブリッド・リード・ソロモン／
二進法コード化技術を使用することができる。この場
合、リード・ソロモン・コード化は直交復調プロセスを
修正するために使用される。また記号間位相反転復調に
対しては、二進法修正を使用することができる。例え
ば、振幅情報に基づくデコーダ内に潜在的エラーを表示
する削除解読法は、直交または二重直交信号法を使用す
るオプションである。例えば、直交復調の間に記号エラ
ーが起こった場合には、対応する間違っている記号を使
用した位相反転決定の有効性を疑ってみる必要がある。
【００８８】もっと詳細に説明すると、エラー修正コー
ド化は、通常記号グループ内の多数の修正可能なエラー
を修正しようとする。この記号グループは、「コード化
ブロック」と呼ばれる。リード・ソロモンコード化ブロ
ックは、データ記号と同じに表示されるが、実際にはコ
ード化情報を含んでいるある種の「チェック記号」と接
続している一組のもとのデータ記号からなる。データと
一緒に含まれるチェック記号の数が増えれば増えるほ
ど、修正することができるエラー内のデータ記号の数が
増える。データ記号と全グループの大きさとの比は、
「コード化」比と呼ばれる。例えば、「比率１／２」コ
ード化は、データ記号の数とチェック記号の数が同じで
あることを意味する。「比率１／２」は低い比コードと
見なされる。低い比コード化の結果、復調を効率的に行
うことができるガウスノイズ環境での最低Ｓ／Ｎ比は減
少し、エラーの突発に対する許容範囲を達成することが
できる。
ド化は、通常記号グループ内の多数の修正可能なエラー
を修正しようとする。この記号グループは、「コード化
ブロック」と呼ばれる。リード・ソロモンコード化ブロ
ックは、データ記号と同じに表示されるが、実際にはコ
ード化情報を含んでいるある種の「チェック記号」と接
続している一組のもとのデータ記号からなる。データと
一緒に含まれるチェック記号の数が増えれば増えるほ
ど、修正することができるエラー内のデータ記号の数が
増える。データ記号と全グループの大きさとの比は、
「コード化」比と呼ばれる。例えば、「比率１／２」コ
ード化は、データ記号の数とチェック記号の数が同じで
あることを意味する。「比率１／２」は低い比コードと
見なされる。低い比コード化の結果、復調を効率的に行
うことができるガウスノイズ環境での最低Ｓ／Ｎ比は減
少し、エラーの突発に対する許容範囲を達成することが
できる。
【００８９】本発明による装置および方法は、若干異な
る目的のためのコード化に使用することができる。それ
故、本発明の一つの特徴は、衛星通信またはコンピュー
タ内で使用されるハード・ディスク・ドライブ上のエラ
ーを修正するというようなより一般的な用途には、一般
的に不適当であると思われているコード化方法を含んで
いることである。上記の用途は、一般的に、必要な性能
を実現するために低速コードと大きなコード化ブロック
を必要とする。実際、共通コード化方法を実行すること
ができる集積回路を入手することができるが、これらの
集積回路は上記の用途に適していないことが分かってい
る。使用中の直接シーケンス・コードおよび実際の多重
通路による遅れによる、ウオルシュ直交信号法による無
線データ通信システムの独特な問題としては、多重通路
による自己干渉による減らすことができないエラーが起
こる場合がある。このことは、非常に高いＳ／Ｎ比の場
合ですら、復調したデータ内にエラーが現れることを意
味する。
る目的のためのコード化に使用することができる。それ
故、本発明の一つの特徴は、衛星通信またはコンピュー
タ内で使用されるハード・ディスク・ドライブ上のエラ
ーを修正するというようなより一般的な用途には、一般
的に不適当であると思われているコード化方法を含んで
いることである。上記の用途は、一般的に、必要な性能
を実現するために低速コードと大きなコード化ブロック
を必要とする。実際、共通コード化方法を実行すること
ができる集積回路を入手することができるが、これらの
集積回路は上記の用途に適していないことが分かってい
る。使用中の直接シーケンス・コードおよび実際の多重
通路による遅れによる、ウオルシュ直交信号法による無
線データ通信システムの独特な問題としては、多重通路
による自己干渉による減らすことができないエラーが起
こる場合がある。このことは、非常に高いＳ／Ｎ比の場
合ですら、復調したデータ内にエラーが現れることを意
味する。
【００９０】この問題を解決するために、高速度コード
が使用される。すなわち、一つのデータ・ブロックに対
して、少数のチェック記号が好んで使用される。この独
特なコード化を使用すると、無線データ通信ネットワー
クの高い処理能力の要件を維持しながら、減らすことが
できないエラー率を除去することができる。もっと普通
のコード化方法が使用した場合には、減らすことができ
ないエラーを除去できるだろうが、この場合には、デー
タの処理能力が大きく低下し、ハードウエアおよびソフ
トウエアが非常に複雑になる。本発明の一つの特徴によ
ると、上記のような犠牲はしばしば他の用途の場合には
必要と思われるが、無線データ通信ネットワーク内の多
重通路による問題の解決には望ましいものではない。
が使用される。すなわち、一つのデータ・ブロックに対
して、少数のチェック記号が好んで使用される。この独
特なコード化を使用すると、無線データ通信ネットワー
クの高い処理能力の要件を維持しながら、減らすことが
できないエラー率を除去することができる。もっと普通
のコード化方法が使用した場合には、減らすことができ
ないエラーを除去できるだろうが、この場合には、デー
タの処理能力が大きく低下し、ハードウエアおよびソフ
トウエアが非常に複雑になる。本発明の一つの特徴によ
ると、上記のような犠牲はしばしば他の用途の場合には
必要と思われるが、無線データ通信ネットワーク内の多
重通路による問題の解決には望ましいものではない。
【００９１】高速エラー修正コードは、多重通路が記号
間で起こらない場合であっても、各記号に対する多重通
路の効果をランダム化する各記号に対する直接シーケン
ス・コードを変更することによって改善される場合があ
る。さらに、短いコード化ブロックが好んで使用され
る。短いコード化ブロックを使用すると、高速コードに
より、各ブロック内での修正の可能性が低い場合であっ
ても、パケットの性能は高くなる。より短いコード化ブ
ロックが好まれるには、他の理由もある。すなわち、ブ
ロック内の各記号を変更するために、コードの選択が行
われる直接シーケンスコードのライブラリとして、小規
模のものを使用することができること。復調器とコンピ
ュータとの間の待ち時間を、短くすることができるこ
と。修正を行う際の計算の要件が少なくなり、データ記
憶装置の容量が少なくてすむことである。
間で起こらない場合であっても、各記号に対する多重通
路の効果をランダム化する各記号に対する直接シーケン
ス・コードを変更することによって改善される場合があ
る。さらに、短いコード化ブロックが好んで使用され
る。短いコード化ブロックを使用すると、高速コードに
より、各ブロック内での修正の可能性が低い場合であっ
ても、パケットの性能は高くなる。より短いコード化ブ
ロックが好まれるには、他の理由もある。すなわち、ブ
ロック内の各記号を変更するために、コードの選択が行
われる直接シーケンスコードのライブラリとして、小規
模のものを使用することができること。復調器とコンピ
ュータとの間の待ち時間を、短くすることができるこ
と。修正を行う際の計算の要件が少なくなり、データ記
憶装置の容量が少なくてすむことである。
【００９２】エラーの突発に耐えなければならない用途
の場合には、大きなコード化ブロックだけしか使用する
ことができない。一方、ランダム・エラーの場合には、
一定のコード速度、その結果であるある種の平均エラー
率への許容範囲は、チェック記号とブロック記号との間
の比率が同じである限り、異なるブロック・サイズを使
用することによって達成することができる。コード・ブ
ロックが長いと性能が幾分良くなるので、従来のコード
化の設計は通常長いブロックを使用していた。本明細書
内で使用する「短いブロック」という用語は、一定のラ
ンダム・エラー率が、単一のエラーを修正する能力だけ
で許容することができる程度に十分短いブロック・サイ
ズを意味する。従来のコード化を実行するには、洗練さ
れたプロセッサ内で行われる複雑な反復解読手順を使用
しなければならなかったが、単一エラー修正コードは、
比較的簡単なデジタル・ロジックを使用することにより
直接解読することができる。それ故、短いコード化ブロ
ックを使用すれば、少ない遅れで簡単な回路を使用し
て、高速伝送エラーを修正することができる。
の場合には、大きなコード化ブロックだけしか使用する
ことができない。一方、ランダム・エラーの場合には、
一定のコード速度、その結果であるある種の平均エラー
率への許容範囲は、チェック記号とブロック記号との間
の比率が同じである限り、異なるブロック・サイズを使
用することによって達成することができる。コード・ブ
ロックが長いと性能が幾分良くなるので、従来のコード
化の設計は通常長いブロックを使用していた。本明細書
内で使用する「短いブロック」という用語は、一定のラ
ンダム・エラー率が、単一のエラーを修正する能力だけ
で許容することができる程度に十分短いブロック・サイ
ズを意味する。従来のコード化を実行するには、洗練さ
れたプロセッサ内で行われる複雑な反復解読手順を使用
しなければならなかったが、単一エラー修正コードは、
比較的簡単なデジタル・ロジックを使用することにより
直接解読することができる。それ故、短いコード化ブロ
ックを使用すれば、少ない遅れで簡単な回路を使用し
て、高速伝送エラーを修正することができる。
【００９３】望ましい実施例の場合、高速コードは、各
コード化ブロック内の一つの記号だけを修正することが
できる単一エラー修正リードソロモンコードである。そ
れ故、コード化された信号を受信した場合、簡単な記号
幅のフィードバック・シフト・レジスターまたは全解読
動作を含んでいる索引テーブルを使用する簡単なデコー
ダを作ることができる。これについては後で詳細に説明
する。二つのチェック記号を含む１５の記号からなる長
さのコード化ブロックは、速度１３／１５（ＲＳ（１
５，１３）とも表記する）単一エラー修正リード・ソロ
モンコード化ブロックを形成する。このブロックは、１
／１５程度の記号エラー率を取り扱うことができ、また
計算は最も簡単である。
コード化ブロック内の一つの記号だけを修正することが
できる単一エラー修正リードソロモンコードである。そ
れ故、コード化された信号を受信した場合、簡単な記号
幅のフィードバック・シフト・レジスターまたは全解読
動作を含んでいる索引テーブルを使用する簡単なデコー
ダを作ることができる。これについては後で詳細に説明
する。二つのチェック記号を含む１５の記号からなる長
さのコード化ブロックは、速度１３／１５（ＲＳ（１
５，１３）とも表記する）単一エラー修正リード・ソロ
モンコード化ブロックを形成する。このブロックは、１
／１５程度の記号エラー率を取り扱うことができ、また
計算は最も簡単である。
【００９４】基本的なＲＳ（１５，１３）コードは、
（コヒーレントまたはコヒーレントでない復調の）ウオ
ルシュ二重直交信号法だけに対して使用される。（コヒ
ーレントまたはコヒーレントでない復調の）ウオルシュ
二重直交信号法の場合には、リード・ソロモンコード化
ブロックの他にデータの二進法素子の修正を行う必要が
ある。直交変調の場合に必要な記号Ｓ／Ｎ比の場合に
は、波形の二進法の部分内のエラーは、直交信号法のエ
ラーと比較すると、数段低いので、無視することができ
る。データの送信パケットが、ランダム二進法ビット・
エラーにより失われる場合があるが、このようなこと
は、平均して、（ＲＳ（１５，１３）を使用している記
号１５からなる長さのブロック内での単一直交エラーよ
り多い）非常に多くの直交信号法エラーによるパケット
の紛失より、その頻度は遙かに少ない。
（コヒーレントまたはコヒーレントでない復調の）ウオ
ルシュ二重直交信号法だけに対して使用される。（コヒ
ーレントまたはコヒーレントでない復調の）ウオルシュ
二重直交信号法の場合には、リード・ソロモンコード化
ブロックの他にデータの二進法素子の修正を行う必要が
ある。直交変調の場合に必要な記号Ｓ／Ｎ比の場合に
は、波形の二進法の部分内のエラーは、直交信号法のエ
ラーと比較すると、数段低いので、無視することができ
る。データの送信パケットが、ランダム二進法ビット・
エラーにより失われる場合があるが、このようなこと
は、平均して、（ＲＳ（１５，１３）を使用している記
号１５からなる長さのブロック内での単一直交エラーよ
り多い）非常に多くの直交信号法エラーによるパケット
の紛失より、その頻度は遙かに少ない。
【００９５】しかし、直交信号法エラーを起こしたこと
が二進法信号法に与える影響は、無視することはできな
い。何故なら、二進法部分の変調を行う処理チャネルを
選択するのに、直交復調が使用されるからである。例え
ば、コヒーレントな二重直交の場合には、直交波形決定
の際に一つのエラーが起こると、対応する二進法のビッ
トにエラーが起こる確率は５０％である。一方、コヒー
レントでない二重直交信号法の場合には、直交信号法エ
ラーが起こると、ＤＰＳＫ決定を行う際に複雑な振幅を
使用する二つのＤＰＳＫビットのエラーを起こす確率は
５０％である。都合のいいことに、信号法エラーと二進
法エラーとの間には高い相関関係があるので、削除解読
法は魅力があり、削除解読法はランダム・エラー修正と
比較すると、より少ないチェック・ビットしか必要とし
ない。
が二進法信号法に与える影響は、無視することはできな
い。何故なら、二進法部分の変調を行う処理チャネルを
選択するのに、直交復調が使用されるからである。例え
ば、コヒーレントな二重直交の場合には、直交波形決定
の際に一つのエラーが起こると、対応する二進法のビッ
トにエラーが起こる確率は５０％である。一方、コヒー
レントでない二重直交信号法の場合には、直交信号法エ
ラーが起こると、ＤＰＳＫ決定を行う際に複雑な振幅を
使用する二つのＤＰＳＫビットのエラーを起こす確率は
５０％である。都合のいいことに、信号法エラーと二進
法エラーとの間には高い相関関係があるので、削除解読
法は魅力があり、削除解読法はランダム・エラー修正と
比較すると、より少ないチェック・ビットしか必要とし
ない。
【００９６】特別なケースとして、一つの記号当たり５
ビットを使用しているウオルシュ二重直交信号法に対す
る望ましいコード化は、１３の５ビットからなる情報記
号と一緒に１５０の記号ブロックを使用している。二つ
の５ビットからなるチェック記号は、任意の４ビットの
直交復調エラーが起こったとき、修正を行う。Ｒ−ＳＦ
ＥＣの位置が確認され、４ビットの直交信号法エラーが
修正された後、おそらくエラーを起こしていると思われ
る一組のＤＰＳＫビットの位置を知ることができる。５
ビットからなるチェック記号のそれぞれのための二進法
（第五）ビットは、それぞれ復調された二進法ビットの
偶数および奇数の組用のパリティ・チェックを含んでい
る。このことは、隣接している二進法ＤＰＳＫビット
が、異なるパリティ・ビットによってチェックされるこ
とを意味するが、この異なるパリティ・ビットは、どの
エラーがペアで現れやすいかについてＤＰＳＫ対するパ
リティ・チェックを有益なものにしている。ランダムな
二進法エラーは無視することができるので、単一のエラ
ーは二進法データ・グループ（偶数および奇数）内でお
こる恐れがあり、直交信号法エラーが起こったとき、疑
わしい二進法ビットの位置を知ることができる。それ
故、二進法データを修正するには、一組のパリティ・ビ
ットで十分である。
ビットを使用しているウオルシュ二重直交信号法に対す
る望ましいコード化は、１３の５ビットからなる情報記
号と一緒に１５０の記号ブロックを使用している。二つ
の５ビットからなるチェック記号は、任意の４ビットの
直交復調エラーが起こったとき、修正を行う。Ｒ−ＳＦ
ＥＣの位置が確認され、４ビットの直交信号法エラーが
修正された後、おそらくエラーを起こしていると思われ
る一組のＤＰＳＫビットの位置を知ることができる。５
ビットからなるチェック記号のそれぞれのための二進法
（第五）ビットは、それぞれ復調された二進法ビットの
偶数および奇数の組用のパリティ・チェックを含んでい
る。このことは、隣接している二進法ＤＰＳＫビット
が、異なるパリティ・ビットによってチェックされるこ
とを意味するが、この異なるパリティ・ビットは、どの
エラーがペアで現れやすいかについてＤＰＳＫ対するパ
リティ・チェックを有益なものにしている。ランダムな
二進法エラーは無視することができるので、単一のエラ
ーは二進法データ・グループ（偶数および奇数）内でお
こる恐れがあり、直交信号法エラーが起こったとき、疑
わしい二進法ビットの位置を知ることができる。それ
故、二進法データを修正するには、一組のパリティ・ビ
ットで十分である。
【００９７】図８について説明すると、データ・モジュ
レータ６６は、入力データを対応するウオルシュ関数記
号波形に変換し、適当な位相変化が記号の間に任意に追
加される。データ・モジュレータ６６は、記憶している
対の波形を選択することによって、またはデジタル波形
生成装置内の対応するロジックを選択することによっ
て、入力データを対応するウオルシュ関数記号波形に変
換する。二重直交または差動二重直交変調の場合には、
位相反転の制御は、記号の情報内容を増加させ、それに
よりデータ伝送速度を増大するために、二進法ウオルシ
ュ関数出力を補足するか、または補足しないで行われ
る。その後、排他的ＯＲ論理ゲート７２は、結果として
得られた波形を、直接シーケンス疑似ノイズ生成装置７
０が生成したＰＮ−ＤＳＳＳ波形６９と結合させる。論
理ゲート７２の出力は、送信信号７６を供給するＲＦモ
ジュレータ７４を駆動し、送信信号７６は、ＲＦアンプ
７８によって増幅され、データのパケットとしてアンテ
ナ８０から放送される。
レータ６６は、入力データを対応するウオルシュ関数記
号波形に変換し、適当な位相変化が記号の間に任意に追
加される。データ・モジュレータ６６は、記憶している
対の波形を選択することによって、またはデジタル波形
生成装置内の対応するロジックを選択することによっ
て、入力データを対応するウオルシュ関数記号波形に変
換する。二重直交または差動二重直交変調の場合には、
位相反転の制御は、記号の情報内容を増加させ、それに
よりデータ伝送速度を増大するために、二進法ウオルシ
ュ関数出力を補足するか、または補足しないで行われ
る。その後、排他的ＯＲ論理ゲート７２は、結果として
得られた波形を、直接シーケンス疑似ノイズ生成装置７
０が生成したＰＮ−ＤＳＳＳ波形６９と結合させる。論
理ゲート７２の出力は、送信信号７６を供給するＲＦモ
ジュレータ７４を駆動し、送信信号７６は、ＲＦアンプ
７８によって増幅され、データのパケットとしてアンテ
ナ８０から放送される。
【００９８】モジュール７０，７２および７４によって
行われる変調の順序は重要ではないし、それ故逆の順序
で行うこともできる。同様に、ＲＦモジュレータ７４
は、各段にわけて行うことができる。例えば、最初に中
間周波数変調、その後でろ過に関連する最終送信周波数
での変調を行うことができる。
行われる変調の順序は重要ではないし、それ故逆の順序
で行うこともできる。同様に、ＲＦモジュレータ７４
は、各段にわけて行うことができる。例えば、最初に中
間周波数変調、その後でろ過に関連する最終送信周波数
での変調を行うことができる。
【００９９】データ・モジュレータ６６は、ウオルシュ
関数の選択の他に任意の位相変調を内蔵することができ
る。Ｓ／Ｎ比が十分に高い場合には、コヒーレントなＭ
次ＰＳＫ，またはＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫのような記号間
のコヒーレントでない差動位相シフト、または差動Ｍ次
ＰＳＫを、データ伝送速度を高めるために使用すること
ができる。適当なエラー修正コード化を上記の変調方式
と一緒に使用することができる。
関数の選択の他に任意の位相変調を内蔵することができ
る。Ｓ／Ｎ比が十分に高い場合には、コヒーレントなＭ
次ＰＳＫ，またはＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫのような記号間
のコヒーレントでない差動位相シフト、または差動Ｍ次
ＰＳＫを、データ伝送速度を高めるために使用すること
ができる。適当なエラー修正コード化を上記の変調方式
と一緒に使用することができる。
【０１００】図９に示す本発明の一実施例の場合には、
受信機８４は高速シンクロナイザ８２を含んでいる。高
速シンクロナイザ８２の出力は、ウオルシュ関数の結
合、ＰＮ相関器８６およびＰＮ基準生成装置８３のタイ
ミングを制御する。図１２、図１３、図１４は、図９お
よび図１０のウオルシュ関数／疑似相関器８６のような
ウオルシュ関数／直接シーケンス・相関器の種々の実施
例を示す。高速同期のいくつかの方式は、当業者にとっ
ては周知であり、本発明に従っていろいろの形で使用す
ることができる。実施例の一つは、整合フィルタであ
る。他の実施例は、獲得補助相関器である。高速シンク
ロナイザ８２は、検出域値レベルを持っている検出回路
を含んでいなければならない。域値レベルは固定にする
こともできるし、受信信号レベルの関数として決定する
こともできる。
受信機８４は高速シンクロナイザ８２を含んでいる。高
速シンクロナイザ８２の出力は、ウオルシュ関数の結
合、ＰＮ相関器８６およびＰＮ基準生成装置８３のタイ
ミングを制御する。図１２、図１３、図１４は、図９お
よび図１０のウオルシュ関数／疑似相関器８６のような
ウオルシュ関数／直接シーケンス・相関器の種々の実施
例を示す。高速同期のいくつかの方式は、当業者にとっ
ては周知であり、本発明に従っていろいろの形で使用す
ることができる。実施例の一つは、整合フィルタであ
る。他の実施例は、獲得補助相関器である。高速シンク
ロナイザ８２は、検出域値レベルを持っている検出回路
を含んでいなければならない。域値レベルは固定にする
こともできるし、受信信号レベルの関数として決定する
こともできる。
【０１０１】相関器８６は、最大確度決定またはその近
似を行う復調器８８を駆動する。相関器８６は、複数Ｍ
個の出力を持ち、この出力の数Ｍは復調されるＭ次信号
８５の位数Ｍに等しい。最大値を持っているＭ個の出力
の特定の出力は、送信される波形にマッチしている基準
波形にもっとよく対応している。従って、相関器８６の
Ｍ個の出力は、復調器８８を駆動し、復調器８８はすべ
ての相関器８６の出力の中から大きさが最も大きい出力
を選ぶ。
似を行う復調器８８を駆動する。相関器８６は、複数Ｍ
個の出力を持ち、この出力の数Ｍは復調されるＭ次信号
８５の位数Ｍに等しい。最大値を持っているＭ個の出力
の特定の出力は、送信される波形にマッチしている基準
波形にもっとよく対応している。従って、相関器８６の
Ｍ個の出力は、復調器８８を駆動し、復調器８８はすべ
ての相関器８６の出力の中から大きさが最も大きい出力
を選ぶ。
【０１０２】直交変調の他に使用されるすべての位相シ
フト・データ変調は、復調器８８内のすべての可能な波
形に対して相関関係をチェックすることにより理想的に
復調することができる。別々の方法としては、（コヒー
レントまたはコヒーレントでない、また記号内または記
号間の）位相シフト・キーイングを、性能の無視できる
程度の損失の結果生じる選択された直交値に対して、復
調器８８を作動させることによって、別々に復調するこ
とができる。
フト・データ変調は、復調器８８内のすべての可能な波
形に対して相関関係をチェックすることにより理想的に
復調することができる。別々の方法としては、（コヒー
レントまたはコヒーレントでない、また記号内または記
号間の）位相シフト・キーイングを、性能の無視できる
程度の損失の結果生じる選択された直交値に対して、復
調器８８を作動させることによって、別々に復調するこ
とができる。
【０１０３】例示としての実施例の場合には、Ｍ次の直
交信号法と結合したＤＰＳＫの場合には、各記号のペア
内のＭ次の直交波形が最初に復調される。連続している
記号上の最大出力を含んでいる相関器の出力は、ＤＰＳ
Ｋ復調に使用される。他の例示としての実施例の場合に
は、Ｍ次の直交信号法と結合しているコヒーレントなＰ
ＳＫに対して、各記号内のＭ次の直交波形が最初に復調
される。その後、連続している記号上の最大出力を含ん
でいる相関器の出力は、ＰＳＫ復調器内の位相基準と比
較される。
交信号法と結合したＤＰＳＫの場合には、各記号のペア
内のＭ次の直交波形が最初に復調される。連続している
記号上の最大出力を含んでいる相関器の出力は、ＤＰＳ
Ｋ復調に使用される。他の例示としての実施例の場合に
は、Ｍ次の直交信号法と結合しているコヒーレントなＰ
ＳＫに対して、各記号内のＭ次の直交波形が最初に復調
される。その後、連続している記号上の最大出力を含ん
でいる相関器の出力は、ＰＳＫ復調器内の位相基準と比
較される。
【０１０４】復調器８８内においては、復調が行われた
後、送信機内でエラー修正コード化が使用されていた場
合には、復調されたそれぞれの記号が、エラーがあるか
ないかをチェックするために解読される。その後、解読
された記号８９は、データ・インタフェース９２内で鎖
状に接続され、二進法のデータ・ストリームが形成さ
れ、コンピュータによって受信される。
後、送信機内でエラー修正コード化が使用されていた場
合には、復調されたそれぞれの記号が、エラーがあるか
ないかをチェックするために解読される。その後、解読
された記号８９は、データ・インタフェース９２内で鎖
状に接続され、二進法のデータ・ストリームが形成さ
れ、コンピュータによって受信される。
【０１０５】遅延ロック・タイミング制御ループが含ま
れていないことに注目してほしい。何故なら、パケット
が高速同期を必要とするほど十分に短いと思われるから
である。しかし、にもかかわらずパケットがタイミング
・ドリフト仕様に対して長すぎる場合、または可変長パ
ケットが望ましい場合には、遅延ロック・ループまたは
ＡＦＣループを内部に設置することができる。
れていないことに注目してほしい。何故なら、パケット
が高速同期を必要とするほど十分に短いと思われるから
である。しかし、にもかかわらずパケットがタイミング
・ドリフト仕様に対して長すぎる場合、または可変長パ
ケットが望ましい場合には、遅延ロック・ループまたは
ＡＦＣループを内部に設置することができる。
【０１０６】図１０に、相関器同期を使用し、任意の遅
延ロック時間追跡制御ループ９０を内蔵している、本発
明による受信機の一実施例を示す。任意のウオルシュ波
形を、パケットの最初に送信する同期信号として使用す
ることができる。例示としての実施例として、最も低い
位数の波形Ｗ0 を使用する。この場合、相関器８６は、
タイミング情報をタイミング制御モジュール８７からの
入力として使用して、ＰＮコード・タイミングを探して
直列相関器サーチを行う。アナログ信号であってもデジ
タル信号であってもいい、出力信号Ｗ0 は、相関器８６
の実行技術に従って、コンパレータ９３によって検出さ
れる。コンパレータ９３の出力信号は、同期検出装置９
５によって受信される。その後、同期検出装置９５は、
それ以上の信号のサーチを止め、復調プロセスが行える
ようになる。
延ロック時間追跡制御ループ９０を内蔵している、本発
明による受信機の一実施例を示す。任意のウオルシュ波
形を、パケットの最初に送信する同期信号として使用す
ることができる。例示としての実施例として、最も低い
位数の波形Ｗ0 を使用する。この場合、相関器８６は、
タイミング情報をタイミング制御モジュール８７からの
入力として使用して、ＰＮコード・タイミングを探して
直列相関器サーチを行う。アナログ信号であってもデジ
タル信号であってもいい、出力信号Ｗ0 は、相関器８６
の実行技術に従って、コンパレータ９３によって検出さ
れる。コンパレータ９３の出力信号は、同期検出装置９
５によって受信される。その後、同期検出装置９５は、
それ以上の信号のサーチを止め、復調プロセスが行える
ようになる。
【０１０７】例示としての実施例の場合には、コンパレ
ータ９３への第二の入力９４は、他のチャネル９６の一
つまたはそれ以上の出力のそれぞれの大きさの合計を行
う域値推定モジュール９８によって決定される。これら
のチャネル９６は、送信される同期信号に対して直交相
関関係のチェックを行っているので、チャネル９６は、
受信機内におけるノイズおよび干渉の強さの測定値を提
供する。ノイズおよび干渉がない場合には、チャネル９
６の中の一つだけが能動状態になっている。しかし、あ
る程度のノイズおよび干渉は不可避であるので、チャネ
ル９６のそれぞれはある程度能動状態にある。多くのこ
れらチャネル９６を結合することによって、受信信号の
ノイズおよび干渉の強さをコヒーレントでない状態で平
均することができ、それによりほとんど一定の偽のアラ
ーム速度を維持するように設定されている検出域値が与
えられる。この場合、偽のアラームはノイズまたは干渉
が真の相関信号として誤って解釈されたものである。検
出域値レベルを確立するために直交チャネル内で同時相
関関係チェックを行うという方法は、多重出力サンプル
にまたがる期間の間一台の相関器のレベルを平均する方
法より優れている。何故なら、この方法は遷移応答問題
を抱えているからである。
ータ９３への第二の入力９４は、他のチャネル９６の一
つまたはそれ以上の出力のそれぞれの大きさの合計を行
う域値推定モジュール９８によって決定される。これら
のチャネル９６は、送信される同期信号に対して直交相
関関係のチェックを行っているので、チャネル９６は、
受信機内におけるノイズおよび干渉の強さの測定値を提
供する。ノイズおよび干渉がない場合には、チャネル９
６の中の一つだけが能動状態になっている。しかし、あ
る程度のノイズおよび干渉は不可避であるので、チャネ
ル９６のそれぞれはある程度能動状態にある。多くのこ
れらチャネル９６を結合することによって、受信信号の
ノイズおよび干渉の強さをコヒーレントでない状態で平
均することができ、それによりほとんど一定の偽のアラ
ーム速度を維持するように設定されている検出域値が与
えられる。この場合、偽のアラームはノイズまたは干渉
が真の相関信号として誤って解釈されたものである。検
出域値レベルを確立するために直交チャネル内で同時相
関関係チェックを行うという方法は、多重出力サンプル
にまたがる期間の間一台の相関器のレベルを平均する方
法より優れている。何故なら、この方法は遷移応答問題
を抱えているからである。
【０１０８】図１０の復調器８８は、図９の復調器と同
じものである。図１０には、長いパケットの間同期を維
持するために使用される、任意の時間追跡機能９０がは
っきりと図示されていて、一方、図９には時間追跡機能
が明示されていることに注目してほしい。時間追跡モジ
ュール９０の実行方法は周知であり、早期／後期相関関
係チェックおよび時間ディザを含み、時間ドリフト源が
クロックのオフセットまたはドップラである場合には、
ＡＦＣを含んでいる。
じものである。図１０には、長いパケットの間同期を維
持するために使用される、任意の時間追跡機能９０がは
っきりと図示されていて、一方、図９には時間追跡機能
が明示されていることに注目してほしい。時間追跡モジ
ュール９０の実行方法は周知であり、早期／後期相関関
係チェックおよび時間ディザを含み、時間ドリフト源が
クロックのオフセットまたはドップラである場合には、
ＡＦＣを含んでいる。
【０１０９】図１１に、本発明と一緒に使用することが
できるデータ・パケット構造１００の一例を示す。デー
タ・パケット構造１００は、ヘッダー部分１０１、デー
タ部分１０２およびトレイラ部分１０３を含んでいる。
ヘッダー部分１０１は、プリアンブル１０４、ソース・
アドレス１０６、行き先アドレス１０８およびパケット
長１１０を含んでいる。プリアンブルは同期信号を含
み、オプションとして、受信機が検出イベントが発生し
たことを確認するために使用することができる信号を含
んでいる。プリアンブル１０４の長さは、使用する同期
のタイプによって決まる。またプリアンブル１０４の後
ろには、エラー修正のタイプまたは制御情報自身に対す
るエラーチェックのような他の制御情報をつけることも
できる。パケット本体はデータ１０２を含んでいる。ト
レイラ１０３は、最終エラー検出のための周期的冗長度
チェックコード１１２を含んでいる。トレイラは、また
前のパケットの受信が成功したか失敗したかに関する確
認情報を含むこともできる。この確認は「ピッギーバッ
クド」確認と呼ばれる。
できるデータ・パケット構造１００の一例を示す。デー
タ・パケット構造１００は、ヘッダー部分１０１、デー
タ部分１０２およびトレイラ部分１０３を含んでいる。
ヘッダー部分１０１は、プリアンブル１０４、ソース・
アドレス１０６、行き先アドレス１０８およびパケット
長１１０を含んでいる。プリアンブルは同期信号を含
み、オプションとして、受信機が検出イベントが発生し
たことを確認するために使用することができる信号を含
んでいる。プリアンブル１０４の長さは、使用する同期
のタイプによって決まる。またプリアンブル１０４の後
ろには、エラー修正のタイプまたは制御情報自身に対す
るエラーチェックのような他の制御情報をつけることも
できる。パケット本体はデータ１０２を含んでいる。ト
レイラ１０３は、最終エラー検出のための周期的冗長度
チェックコード１１２を含んでいる。トレイラは、また
前のパケットの受信が成功したか失敗したかに関する確
認情報を含むこともできる。この確認は「ピッギーバッ
クド」確認と呼ばれる。
【０１１０】図１２、１３および１４は、結合ウオルシ
ュ関数およびＰＮ相関器・ブロック８６および図９およ
び１０に示すデータ復調器８８の詳細を示す。これらの
実施例は一つの記号に対して３ビットを供給するために
８次のウオルシュ変調を使用しているが、これは説明上
の便宜のためだけである。しかし、同じ回路を、二進法
直交信号法を含めて、一つの記号当たり任意の数のビッ
トを使用する直交信号法に適用することができることを
理解してほしい。
ュ関数およびＰＮ相関器・ブロック８６および図９およ
び１０に示すデータ復調器８８の詳細を示す。これらの
実施例は一つの記号に対して３ビットを供給するために
８次のウオルシュ変調を使用しているが、これは説明上
の便宜のためだけである。しかし、同じ回路を、二進法
直交信号法を含めて、一つの記号当たり任意の数のビッ
トを使用する直交信号法に適用することができることを
理解してほしい。
【０１１１】疑似ノイズ（ＰＮ）は、図１２に示すよう
に、少なくとも一台のミキサ１１５および少なくとも一
台の帯域フィルタ１１６によって、直接中間周波数上で
除去することができる。ウオルシュ関数コード化が、拡
張スペクトル帯域幅全体を占めていない場合には（すな
わち、ウオルシュ関数クロック・サイクル当たり一つ以
上のＰＮチップが存在する場合には）、帯域フィルタ１
１６は、ウオルシュ関数帯域幅にろ過することができ、
その結果部分的な相関関係のチェックが行われる。この
場合は、表面音波（ＳＡＷ）フィルタとして実行するこ
とができる帯域フィルタ１１６は、ウオルシュ関数変調
の帯域幅内に入るように、入力波形をろ過する矩形波イ
ンパルス応答を行う。その後、このろ過された信号１１
７は、それぞれのミキサ１１８、低減フィルタ１２０お
よびＡ／Ｄコンバータ１２２により、ＩおよびＱチャネ
ル内で分割され、サンプルされ、それにより信号１１７
の複雑な形が形成されるが、Ｉチャネルは真の成分を表
し、Ｑチャネルは信号１１７の虚の成分を表す。Ａ／Ｄ
コンバータ１２２の出力は、ウオルシュ関数復調器１２
４によって受信され、この復調器は信号と基準ウオルシ
ュ関数との相関関係をチェックする。相関器１２４の出
力は、結合回路１２６内で包絡線変調され、この結合回
路１２６は８次変調に対する８組の複合（ＩおよびＱ）
チャネルの各組に対して包連出力を行う。八組の包連出
力は、８次コンバータ１３０内で比較され、どの複合相
関器１２４が最も強い包絡出力を行ったのかを示す最大
振幅インデクスが得られる。最大振幅インデクスは、相
関器１２４内で行われた直線相関関係チェックプロセス
による決定に従って、送信された可能性の最も高いデー
タ記号を示す。データ・デコーダ１３２は、最大振幅イ
ンデクスおよび八組の包絡出力を受信し、選択されたウ
オルシュ関数相関器包絡出力の二進法ストリームに対し
て直接解読を行うか、二重直交信号法が同様に使用され
ている場合には、任意のリード・ソロモンまたはハイブ
リッド・リード・ソロモンおよび二進法コード・エラー
解読を行う。
に、少なくとも一台のミキサ１１５および少なくとも一
台の帯域フィルタ１１６によって、直接中間周波数上で
除去することができる。ウオルシュ関数コード化が、拡
張スペクトル帯域幅全体を占めていない場合には（すな
わち、ウオルシュ関数クロック・サイクル当たり一つ以
上のＰＮチップが存在する場合には）、帯域フィルタ１
１６は、ウオルシュ関数帯域幅にろ過することができ、
その結果部分的な相関関係のチェックが行われる。この
場合は、表面音波（ＳＡＷ）フィルタとして実行するこ
とができる帯域フィルタ１１６は、ウオルシュ関数変調
の帯域幅内に入るように、入力波形をろ過する矩形波イ
ンパルス応答を行う。その後、このろ過された信号１１
７は、それぞれのミキサ１１８、低減フィルタ１２０お
よびＡ／Ｄコンバータ１２２により、ＩおよびＱチャネ
ル内で分割され、サンプルされ、それにより信号１１７
の複雑な形が形成されるが、Ｉチャネルは真の成分を表
し、Ｑチャネルは信号１１７の虚の成分を表す。Ａ／Ｄ
コンバータ１２２の出力は、ウオルシュ関数復調器１２
４によって受信され、この復調器は信号と基準ウオルシ
ュ関数との相関関係をチェックする。相関器１２４の出
力は、結合回路１２６内で包絡線変調され、この結合回
路１２６は８次変調に対する８組の複合（ＩおよびＱ）
チャネルの各組に対して包連出力を行う。八組の包連出
力は、８次コンバータ１３０内で比較され、どの複合相
関器１２４が最も強い包絡出力を行ったのかを示す最大
振幅インデクスが得られる。最大振幅インデクスは、相
関器１２４内で行われた直線相関関係チェックプロセス
による決定に従って、送信された可能性の最も高いデー
タ記号を示す。データ・デコーダ１３２は、最大振幅イ
ンデクスおよび八組の包絡出力を受信し、選択されたウ
オルシュ関数相関器包絡出力の二進法ストリームに対し
て直接解読を行うか、二重直交信号法が同様に使用され
ている場合には、任意のリード・ソロモンまたはハイブ
リッド・リード・ソロモンおよび二進法コード・エラー
解読を行う。
【０１１２】図１３は、アナログ／デジタル変換後、お
よびウオルシュ関数照合を行う直前にＰＮ除去を行う例
示としての実施例を示す。Ａ／Ｄ変換（図示してない）
の前にアナログ乗算を使用してベースバンドでＰＮの除
去を行うこともできる。復調器は図１２の復調器１３
０，１３２と同じものであってもいいし、または任意に
ＤＰＳＫを記号の間に追加することもできる。この形の
信号法は、ＤＰＳＫを使用するので、コヒーレントでな
い二重直交信号法と呼ばれる。
よびウオルシュ関数照合を行う直前にＰＮ除去を行う例
示としての実施例を示す。Ａ／Ｄ変換（図示してない）
の前にアナログ乗算を使用してベースバンドでＰＮの除
去を行うこともできる。復調器は図１２の復調器１３
０，１３２と同じものであってもいいし、または任意に
ＤＰＳＫを記号の間に追加することもできる。この形の
信号法は、ＤＰＳＫを使用するので、コヒーレントでな
い二重直交信号法と呼ばれる。
【０１１３】ＤＰＳＫ復調を行うには、最大相関器出力
を決定する８次振幅比較モジュール１５０の出力１５２
が、選択装置１４６内で使用され、八の複合振幅１４５
からその出力に多重化され、振幅１４７を複合化する最
大信号の複合振幅１４７がＤＰＳＫ変調に使用される。
を決定する８次振幅比較モジュール１５０の出力１５２
が、選択装置１４６内で使用され、八の複合振幅１４５
からその出力に多重化され、振幅１４７を複合化する最
大信号の複合振幅１４７がＤＰＳＫ変調に使用される。
【０１１４】ＤＰＳＫの決定は、最大振幅の相関器の出
力の内積を取り出し、その結果の符号を決定した後で、
記号遅延１５４を使用して、複合乗算装置１５８内の二
つの連続している記号の選択出力を使用して行われる。
それとは別々、記号の内の一番大きいインデックスが、
記号遅延モジュール１５６内に、ウオルシュ関数法の正
しい数値としてセーブされる。データ・デコーダ１６０
は、記号遅延モジュール１５６からウオルシュ復調の結
果を、複合乗算装置１５８からＤＰＳＫ復調の結果を受
信する。これらの結果は、各記号に対して４ビットの出
力（１６字のアルファベット）を得るために、一つのビ
ットからなるＤＰＳＫの答を３ビットからなるウオルシ
ュ相関器の答を鎖状に接続することによって、データ・
デコーダ内で結合される。そうしたい場合には、データ
・デコーダ１６０は、エラー修正アルゴリズムを適用す
る。その後、データ・デコーダ１６０は、結果として得
られたそれぞれの記号を、コンピュータ（図示してな
い）によって処理するために、等価の二進法データ・シ
ケンスに変換する。データ・デコーダ１６０は、図８の
モジュール６２、６４および６６が行った演算を反転す
る。記号遅延装置１５６は、送信されたＤＰＳＫ変調と
整合する特定の記号に従って使用される任意の装置であ
ることに注意してほしい。記号遅延モジュール１５６は
正しい場所に設置され、ＤＳＰＫの結果は、データ・デ
コーダ１６０内において、対のＤＰＳＫ記号の先の記号
の間に送信されたウオルシュ関数記号と整合する。
力の内積を取り出し、その結果の符号を決定した後で、
記号遅延１５４を使用して、複合乗算装置１５８内の二
つの連続している記号の選択出力を使用して行われる。
それとは別々、記号の内の一番大きいインデックスが、
記号遅延モジュール１５６内に、ウオルシュ関数法の正
しい数値としてセーブされる。データ・デコーダ１６０
は、記号遅延モジュール１５６からウオルシュ復調の結
果を、複合乗算装置１５８からＤＰＳＫ復調の結果を受
信する。これらの結果は、各記号に対して４ビットの出
力（１６字のアルファベット）を得るために、一つのビ
ットからなるＤＰＳＫの答を３ビットからなるウオルシ
ュ相関器の答を鎖状に接続することによって、データ・
デコーダ内で結合される。そうしたい場合には、データ
・デコーダ１６０は、エラー修正アルゴリズムを適用す
る。その後、データ・デコーダ１６０は、結果として得
られたそれぞれの記号を、コンピュータ（図示してな
い）によって処理するために、等価の二進法データ・シ
ケンスに変換する。データ・デコーダ１６０は、図８の
モジュール６２、６４および６６が行った演算を反転す
る。記号遅延装置１５６は、送信されたＤＰＳＫ変調と
整合する特定の記号に従って使用される任意の装置であ
ることに注意してほしい。記号遅延モジュール１５６は
正しい場所に設置され、ＤＳＰＫの結果は、データ・デ
コーダ１６０内において、対のＤＰＳＫ記号の先の記号
の間に送信されたウオルシュ関数記号と整合する。
【０１１５】図１４は、コヒーレントな位相基準信号１
６４と一緒に使用するための単一チャネル復調器を示
す。ＩＦ信号１６６は、帯域幅フィルタ１６８によって
ろ過される。ろ過されたＩＦ信号には、キャリア回復ル
ープ（図示してない）からのコヒーレントな位相基準信
号１６４が掛けられる。その結果得られる信号は、低域
フィルタ１７０によってろ過され、その後アナログ−デ
ジタル・コンバータ１７２によってデジタル信号に変換
される。その結果得られたデジタル信号は、ＰＮ基準コ
ード１７４を使用してＰＮ相関器１７６によりデスプレ
ッドされ、デスプレッドされた信号は、ウオルシュ相関
器１７８内でウオルシュ関数復調される。ＰＮ除去およ
びウオルシュ関数復調のための上記の技術の任意なもの
を適用することができ、その適用の順序も任意である。
ＰＮスプレディイング・コードが、ウオルシュ変調より
高速な変調である場合には、デスプレッドしたＰＮはＰ
Ｎ相関器１７６内でウオルシュ帯域幅に狭めることがで
きる。位相基準信号１６４を使用するので、この相関器
内には単一のチャネル（チャネルＩ）だけで十分であ
る。符号除去モジュール１８０は、ウオルシュ関数相関
器１７８からのデジタル信号の符号ビットを除去し、８
次比較モジュール１８２が、相関器１７８のどの出力が
最も大きいかを判断する。位相基準信号１６４がコヒー
レントな状態を保っているので、任意のＰＳＫ変調をコ
ヒーレントな二重直交信号法を供給するために使用する
ことができる。復調する場合には、符号レジスター１８
４内で最大の数値の符号ビットを選択する必要がある。
データ・デコーダ１８６は、任意にエラー検出および修
正を行い、８次比較モジュール１８２からの信号の記号
グループをコンピュータ（図示してない）で処理するた
めに二進法データ・ストリームに分解する。
６４と一緒に使用するための単一チャネル復調器を示
す。ＩＦ信号１６６は、帯域幅フィルタ１６８によって
ろ過される。ろ過されたＩＦ信号には、キャリア回復ル
ープ（図示してない）からのコヒーレントな位相基準信
号１６４が掛けられる。その結果得られる信号は、低域
フィルタ１７０によってろ過され、その後アナログ−デ
ジタル・コンバータ１７２によってデジタル信号に変換
される。その結果得られたデジタル信号は、ＰＮ基準コ
ード１７４を使用してＰＮ相関器１７６によりデスプレ
ッドされ、デスプレッドされた信号は、ウオルシュ相関
器１７８内でウオルシュ関数復調される。ＰＮ除去およ
びウオルシュ関数復調のための上記の技術の任意なもの
を適用することができ、その適用の順序も任意である。
ＰＮスプレディイング・コードが、ウオルシュ変調より
高速な変調である場合には、デスプレッドしたＰＮはＰ
Ｎ相関器１７６内でウオルシュ帯域幅に狭めることがで
きる。位相基準信号１６４を使用するので、この相関器
内には単一のチャネル（チャネルＩ）だけで十分であ
る。符号除去モジュール１８０は、ウオルシュ関数相関
器１７８からのデジタル信号の符号ビットを除去し、８
次比較モジュール１８２が、相関器１７８のどの出力が
最も大きいかを判断する。位相基準信号１６４がコヒー
レントな状態を保っているので、任意のＰＳＫ変調をコ
ヒーレントな二重直交信号法を供給するために使用する
ことができる。復調する場合には、符号レジスター１８
４内で最大の数値の符号ビットを選択する必要がある。
データ・デコーダ１８６は、任意にエラー検出および修
正を行い、８次比較モジュール１８２からの信号の記号
グループをコンピュータ（図示してない）で処理するた
めに二進法データ・ストリームに分解する。
【０１１６】＜ウオルシュ関数信号法＞図１５Ａ−図１
５Ｈに第一のウオルシュ関数を示す。図１５Ａは一番低
位のウオルシュ関数であり、図１５Ｂ−図１５Ｈに他の
ウオルシュ関数を昇順に示す。最も低位のウオルシュ関
数はＷ0 で示す。通信環境の場合には、ウオルシュ関数
は時間の関数であるので、ウオルシュ関数はまたＷ
（ｎ，ｔ）またはＷＡＬ（ｎ，ｔ）で表すことができ
る。この場合、ｎは特定のウオルシュ関数の位数であ
り、ｔは時間を表す。
５Ｈに第一のウオルシュ関数を示す。図１５Ａは一番低
位のウオルシュ関数であり、図１５Ｂ−図１５Ｈに他の
ウオルシュ関数を昇順に示す。最も低位のウオルシュ関
数はＷ0 で示す。通信環境の場合には、ウオルシュ関数
は時間の関数であるので、ウオルシュ関数はまたＷ
（ｎ，ｔ）またはＷＡＬ（ｎ，ｔ）で表すことができ
る。この場合、ｎは特定のウオルシュ関数の位数であ
り、ｔは時間を表す。
【０１１７】ウオルシュ関数は、相互に掛け合わせた場
合、それぞれが異なる位数の他方のウオルシュ波形と相
互に直交しているデジタル波形である。すなわち、異な
る位数の任意の二つのウオルシュ関数の積の整数は零に
等しい。各ウオルシュ関数の位数は、その関数が示す二
進法遷移の数に等しい。例えば、ＷＡＬ（０，ｔ）は二
進法遷移を持っていないが、一方、ＷＡＬ（２，ｔ）は
二つの二進法遷移を持っている。等価的にいって、ウオ
ルシュ関数波形は波形の持続時間内の一つまたはそれ以
上の二進法の状態を持っていると見なすことができる
が、この場合、一つの二進法の状態はウオルシュ・チッ
プと呼ばれる最低の持続時間より長くない持続時間であ
ってもいい。
合、それぞれが異なる位数の他方のウオルシュ波形と相
互に直交しているデジタル波形である。すなわち、異な
る位数の任意の二つのウオルシュ関数の積の整数は零に
等しい。各ウオルシュ関数の位数は、その関数が示す二
進法遷移の数に等しい。例えば、ＷＡＬ（０，ｔ）は二
進法遷移を持っていないが、一方、ＷＡＬ（２，ｔ）は
二つの二進法遷移を持っている。等価的にいって、ウオ
ルシュ関数波形は波形の持続時間内の一つまたはそれ以
上の二進法の状態を持っていると見なすことができる
が、この場合、一つの二進法の状態はウオルシュ・チッ
プと呼ばれる最低の持続時間より長くない持続時間であ
ってもいい。
【０１１８】メッセージの各記号に対しては、これらの
デジタル波形の一つを、メッセージによってすでに変調
されているキャリアを位相変調するために使用すること
ができる他のデジタル波形を生成するために、直接シー
ケンス拡張スペクトル・コードを使用して、排他的ＯＲ
論理ゲートにより論理的に結合することができる。
デジタル波形の一つを、メッセージによってすでに変調
されているキャリアを位相変調するために使用すること
ができる他のデジタル波形を生成するために、直接シー
ケンス拡張スペクトル・コードを使用して、排他的ＯＲ
論理ゲートにより論理的に結合することができる。
【０１１９】図１６は四つの確率曲線を示す。ＤＰＳＫ
と表示されている曲線Ａは、デシベル（ｄｂ）単位の正
規化したＳ／Ｎ比の関数として、ＤＰＳＫ拡張スペクト
ル信号法を使用してのデータの１０２４ビットのパケッ
トを正しく復調する確率を示す。（一つの記号に対する
ビットで表した）データ伝送速度が８ｂ／ｓ，４ｂ／ｓ
および２ｂ／ｓで表示されているその他の三つの曲線
は、一つの記号当たりのビット数が、それぞれ８、４お
よび２であるＭ次直交信号法を使用するデータの１０２
４ビットのパケットが、正しく復調される確率を示す。
Ｍ次直交信号法は、コード化の一つの形式であることを
強調しておかなければならない。ＤＰＳＫ変調がコード
化と結合した場合には、同様に必要とするより低次のＳ
／Ｎ比の方へ移行する。
と表示されている曲線Ａは、デシベル（ｄｂ）単位の正
規化したＳ／Ｎ比の関数として、ＤＰＳＫ拡張スペクト
ル信号法を使用してのデータの１０２４ビットのパケッ
トを正しく復調する確率を示す。（一つの記号に対する
ビットで表した）データ伝送速度が８ｂ／ｓ，４ｂ／ｓ
および２ｂ／ｓで表示されているその他の三つの曲線
は、一つの記号当たりのビット数が、それぞれ８、４お
よび２であるＭ次直交信号法を使用するデータの１０２
４ビットのパケットが、正しく復調される確率を示す。
Ｍ次直交信号法は、コード化の一つの形式であることを
強調しておかなければならない。ＤＰＳＫ変調がコード
化と結合した場合には、同様に必要とするより低次のＳ
／Ｎ比の方へ移行する。
【０１２０】図１７は、同じ曲線拡大したものである。
４次の直交（２ビット／符号）の使用は実質的にＤＰＳ
Ｋと同じであり、より高次の信号アルファベット（４ｂ
／ｓまたは８ｂ／ｓ）は有意に性能を改善することに注
目してほしい。コード化していないリンクの場合には、
上記の曲線は、一定の帯域幅の場合には、Ｍ次（Ｍ＞
２）の直交信号法をＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと結
合することによって、受信機で許容することができるＳ
／Ｉ比は、ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと二進法（Ｍ
＝２）信号法、またはＤＳＰＫのいずれかと結合するこ
とによって許容できる、Ｓ／Ｉ比より大きいことを意味
する。逆に、例えば、４ビット／記号および８０ＭＨｚ
のＰＮ−ＤＳＳＳ帯域幅を使用する送信は、受信機にお
いて約１３０ＭｈｚのＤＰＳＫおよび直接シーケンスを
使用する送信の場合と同じ干渉を許容することができ
る。
４次の直交（２ビット／符号）の使用は実質的にＤＰＳ
Ｋと同じであり、より高次の信号アルファベット（４ｂ
／ｓまたは８ｂ／ｓ）は有意に性能を改善することに注
目してほしい。コード化していないリンクの場合には、
上記の曲線は、一定の帯域幅の場合には、Ｍ次（Ｍ＞
２）の直交信号法をＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと結
合することによって、受信機で許容することができるＳ
／Ｉ比は、ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと二進法（Ｍ
＝２）信号法、またはＤＳＰＫのいずれかと結合するこ
とによって許容できる、Ｓ／Ｉ比より大きいことを意味
する。逆に、例えば、４ビット／記号および８０ＭＨｚ
のＰＮ−ＤＳＳＳ帯域幅を使用する送信は、受信機にお
いて約１３０ＭｈｚのＤＰＳＫおよび直接シーケンスを
使用する送信の場合と同じ干渉を許容することができ
る。
【０１２１】周期的コード・シフト・キーイング（ＣＣ
ＳＫ）と呼ばれている、ＰＮ−ＤＳＳＳコードのローテ
ーションを使用すると、ウオルシュ関数を使用する場合
のいくつかの利点を持っている一組の直行信号が得られ
る。その利点の一つは、ＰＮ−ＤＳＳＳコードの帯域幅
上に信号帯域幅をそれ以上拡張しないでも、直行信号法
に必要な帯域幅を、直接シーケンス帯域幅と等しくする
ことができることである。ＤＤＳＫを使用すると、パル
ス位置変調（ＰＰＭ）された相関器の出力波形を生じ
る。しかし、多重通路環境の場合には、ＣＣＳＫのＰＰ
Ｍに類似している行動は問題を引き起こす恐れがある。
何故なら、信号の重要な特徴、すなわち、復調に使用さ
れる遅延判別式が、多重通路として誤って解釈される恐
れがあるからである。それ故、ＣＣＳＫは多重通路環境
内でウオルシュ関数として使用するのは望ましくない。
ＳＫ）と呼ばれている、ＰＮ−ＤＳＳＳコードのローテ
ーションを使用すると、ウオルシュ関数を使用する場合
のいくつかの利点を持っている一組の直行信号が得られ
る。その利点の一つは、ＰＮ−ＤＳＳＳコードの帯域幅
上に信号帯域幅をそれ以上拡張しないでも、直行信号法
に必要な帯域幅を、直接シーケンス帯域幅と等しくする
ことができることである。ＤＤＳＫを使用すると、パル
ス位置変調（ＰＰＭ）された相関器の出力波形を生じ
る。しかし、多重通路環境の場合には、ＣＣＳＫのＰＰ
Ｍに類似している行動は問題を引き起こす恐れがある。
何故なら、信号の重要な特徴、すなわち、復調に使用さ
れる遅延判別式が、多重通路として誤って解釈される恐
れがあるからである。それ故、ＣＣＳＫは多重通路環境
内でウオルシュ関数として使用するのは望ましくない。
【０１２２】直交信号法による帯域幅の拡張が、直接シ
ーケンス拡張より遙かに小さい場合には、一組の直交信
号を使用することができる。この場合、便利な選択法は
拡張コードを除去した後で、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を使用して復調される一組のトーン（すなわち、Ｍ
次のＦＳＫ）を選ぶ方法である。しかし、直交信号法に
よる拡張がＤＳＳＳ変調による拡張に接近する場合に
は、実際の送信帯域幅は直接シーケンスおよび直交変調
によって変化する。何故なら、この一組の変調は根本的
に異なる変調方式であるために、どんな方法を使用して
もそれらを同期させて重畳することができないからであ
る。
ーケンス拡張より遙かに小さい場合には、一組の直交信
号を使用することができる。この場合、便利な選択法は
拡張コードを除去した後で、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を使用して復調される一組のトーン（すなわち、Ｍ
次のＦＳＫ）を選ぶ方法である。しかし、直交信号法に
よる拡張がＤＳＳＳ変調による拡張に接近する場合に
は、実際の送信帯域幅は直接シーケンスおよび直交変調
によって変化する。何故なら、この一組の変調は根本的
に異なる変調方式であるために、どんな方法を使用して
もそれらを同期させて重畳することができないからであ
る。
【０１２３】ＣＣＳＫおよびウオルシュ関数の両方と
も、直交信号法に必要な帯域幅を、ＰＮ−ＤＳＳＳの帯
域幅上の信号の帯域幅をそれ以上拡張しなくても、直接
シーケンス帯域幅に等しくすることができるという特性
を持っているけれども、ＣＣＳＫを多重通路環境内で有
効に使用することはできない。それ故、帯域幅を制限
し、多重通路環境内での性能を向上させるには、ＣＣＳ
Ｋよりウオルシュ関数のほうが望ましい。
も、直交信号法に必要な帯域幅を、ＰＮ−ＤＳＳＳの帯
域幅上の信号の帯域幅をそれ以上拡張しなくても、直接
シーケンス帯域幅に等しくすることができるという特性
を持っているけれども、ＣＣＳＫを多重通路環境内で有
効に使用することはできない。それ故、帯域幅を制限
し、多重通路環境内での性能を向上させるには、ＣＣＳ
Ｋよりウオルシュ関数のほうが望ましい。
【０１２４】＜ウオルシュ関数相関関係チェックプロセ
ッサ＞この問題を論じる場合、受信信号は、ＰＮ−ＤＳ
ＳＳおよびウオルシュ関数の両方により変調されている
ものと仮定する。また、受信機内においては、受信信号
を変調するためのＰＮ−ＤＳＳＳコードは、受信信号に
正しく整合していて、この場合、同期は、例えば、整合
しているフィルタまたは時間スライド直列相関器を使用
して行われているものと仮定する。さらに、スプレッド
信号を形成するために、受信信号と局部基準信号が掛け
合わされ、その後、最も高い位数のウオルシュ関数の処
理を容易にするために、デスプレッド信号は低域フィル
タによってろ過されるものと仮定する。（例えば、最も
高次のウオルシュ関数はＤＳＳＳチップ速度以下の周波
数を含むだけの帯域幅を持つことができる。）デスプレ
ッド動作は、ウオルシュ関数変調だけを残して、ＰＮ−
ＤＳＳＳコードを除去する効果がある。
ッサ＞この問題を論じる場合、受信信号は、ＰＮ−ＤＳ
ＳＳおよびウオルシュ関数の両方により変調されている
ものと仮定する。また、受信機内においては、受信信号
を変調するためのＰＮ−ＤＳＳＳコードは、受信信号に
正しく整合していて、この場合、同期は、例えば、整合
しているフィルタまたは時間スライド直列相関器を使用
して行われているものと仮定する。さらに、スプレッド
信号を形成するために、受信信号と局部基準信号が掛け
合わされ、その後、最も高い位数のウオルシュ関数の処
理を容易にするために、デスプレッド信号は低域フィル
タによってろ過されるものと仮定する。（例えば、最も
高次のウオルシュ関数はＤＳＳＳチップ速度以下の周波
数を含むだけの帯域幅を持つことができる。）デスプレ
ッド動作は、ウオルシュ関数変調だけを残して、ＰＮ−
ＤＳＳＳコードを除去する効果がある。
【０１２５】以下に同相ベースバンド処理について考察
する。実際の実行の場合には、キャリアの位相、および
直角位相チャネル並びに以下に説明する同相処理は、各
チャネル内で行われ、それに続いてデータの決定が行わ
れる前に対応する振幅の包絡線結合が行われる。
する。実際の実行の場合には、キャリアの位相、および
直角位相チャネル並びに以下に説明する同相処理は、各
チャネル内で行われ、それに続いてデータの決定が行わ
れる前に対応する振幅の包絡線結合が行われる。
【０１２６】ウオルシュ関数相関関係チェックプロセッ
サ（例えば、モジュール８６、１２４、１４４、１７
８）内で必要な相関関係チェックを行う一つの方法とし
ては、完全に並列の高速ウオルシュ変換を実行する方法
がある。この方法は、ウオルシュ関数が大きくなったと
きだけ魅力的になる。高速ウオルシュ変換を実行するの
に望ましい方法は、図２３に示す連続した段を持ってい
る木構造の形に相互に接続している、図２２に示す複数
の基本セル使用して、ウオルシュ関数の係数を計算する
ことによって、数学的構造を開発することである。連続
している各段のクロックの速度は、前段と比較すると半
減し、連続している各段のセルの数は二倍になってい
て、それにより各段での計算速度は同じに保たれてい
る。そのほとんどが計算速度に依存している各段で消費
される電力は、それ故、ほとんど一定である。さらに、
計算素子の数は、完全並列高速ウオルシュ変換に必要な
数より遙かに少ない。
サ（例えば、モジュール８６、１２４、１４４、１７
８）内で必要な相関関係チェックを行う一つの方法とし
ては、完全に並列の高速ウオルシュ変換を実行する方法
がある。この方法は、ウオルシュ関数が大きくなったと
きだけ魅力的になる。高速ウオルシュ変換を実行するの
に望ましい方法は、図２３に示す連続した段を持ってい
る木構造の形に相互に接続している、図２２に示す複数
の基本セル使用して、ウオルシュ関数の係数を計算する
ことによって、数学的構造を開発することである。連続
している各段のクロックの速度は、前段と比較すると半
減し、連続している各段のセルの数は二倍になってい
て、それにより各段での計算速度は同じに保たれてい
る。そのほとんどが計算速度に依存している各段で消費
される電力は、それ故、ほとんど一定である。さらに、
計算素子の数は、完全並列高速ウオルシュ変換に必要な
数より遙かに少ない。
【０１２７】並列高速ウオルシュ変換は、Ｍ次の出力当
たりＭ（ｌｏｇＭ）個の計算素子を必要とする。比較の
ために、図２３に示す木構造は、Ｍ次の出力当たり２
（Ｍ−１）の計算素子を使用している。それ故、Ｍの数
値が大きくなればなるほど、図２３の木構造はウオルシ
ュ変換を計算するための並列アーキテククチャ（図示し
てない）より優れたものになる。何故なら、Ｍ次の出力
当たりの計算素子の数は木構造の場合より有意に少ない
からである。両方の構造とも記号当たり同数の計算を行
う。この木構造により、それを集積回路の形に実行した
場合、その数だけハードウエアの動作速度に対してハー
ドウエアの規模を少なくすることができるという利点を
得ることができる。
たりＭ（ｌｏｇＭ）個の計算素子を必要とする。比較の
ために、図２３に示す木構造は、Ｍ次の出力当たり２
（Ｍ−１）の計算素子を使用している。それ故、Ｍの数
値が大きくなればなるほど、図２３の木構造はウオルシ
ュ変換を計算するための並列アーキテククチャ（図示し
てない）より優れたものになる。何故なら、Ｍ次の出力
当たりの計算素子の数は木構造の場合より有意に少ない
からである。両方の構造とも記号当たり同数の計算を行
う。この木構造により、それを集積回路の形に実行した
場合、その数だけハードウエアの動作速度に対してハー
ドウエアの規模を少なくすることができるという利点を
得ることができる。
【０１２８】図２２について説明すると、基本セル２５
０は、速度ｆinで、入力部２５２において入力サンプル
を受け入れ、ｆin／２の速度で、出力部２５４および２
５６において並列に二つの出力サンプルを生成する。そ
れ故、直列の入力サンプルのペアは並列の出力サンプル
のペアを形成する。ペアの出力中の一方の出力サンプル
は、直列入力サンプルの現在のペアの和であり、ペアの
出力の中の他方のアンプはこれら二つの入力サンプルの
間の差である。
０は、速度ｆinで、入力部２５２において入力サンプル
を受け入れ、ｆin／２の速度で、出力部２５４および２
５６において並列に二つの出力サンプルを生成する。そ
れ故、直列の入力サンプルのペアは並列の出力サンプル
のペアを形成する。ペアの出力中の一方の出力サンプル
は、直列入力サンプルの現在のペアの和であり、ペアの
出力の中の他方のアンプはこれら二つの入力サンプルの
間の差である。
【０１２９】図２３に、第一の八つのウオルシュ関数Ｗ
0 −Ｗ8 を解読するための基本セル２５０の木構造２５
２を示す。算術的な和および差を適用するけれども、木
構造を通る各通路は、入力シーケンスに（二進法）矩形
波機能の特定の組み合わせを掛け合わせ、その結果を合
計するプロセスを表している。実際、各通路の特定の矩
形波機能は、その積はウオルシュ関数を生成することで
知られているラデマチャ関数の積である。
0 −Ｗ8 を解読するための基本セル２５０の木構造２５
２を示す。算術的な和および差を適用するけれども、木
構造を通る各通路は、入力シーケンスに（二進法）矩形
波機能の特定の組み合わせを掛け合わせ、その結果を合
計するプロセスを表している。実際、各通路の特定の矩
形波機能は、その積はウオルシュ関数を生成することで
知られているラデマチャ関数の積である。
【０１３０】また、木構造は当然のことであるが電力を
一定に保つ。何故なら、連続している各段は前の段と比
較すると、二倍の素子を含んでいるが、前の段と比較す
ると、半分のクロック速度で動作するからである。さら
に、集積回路上の設計のレイアウトが簡単になる。何故
なら、論理出力信号分配がより高いと、それに比例した
低い速度で動作が行われるからである。それ故、集積回
路の場合には望ましいことであるが、より遅い回路がよ
り長い信号ルートによって接続されることになる。
一定に保つ。何故なら、連続している各段は前の段と比
較すると、二倍の素子を含んでいるが、前の段と比較す
ると、半分のクロック速度で動作するからである。さら
に、集積回路上の設計のレイアウトが簡単になる。何故
なら、論理出力信号分配がより高いと、それに比例した
低い速度で動作が行われるからである。それ故、集積回
路の場合には望ましいことであるが、より遅い回路がよ
り長い信号ルートによって接続されることになる。
【０１３１】ウオルシュ関数照合プロセッサは、フィー
ルド・プログラマブル・ゲート・アレーを使用して実行
することができる。しかし、詳細な実行技術は関係しな
い。フィールド・プログラマブル・ゲート・アレーの実
行は、木構造を使用することによって容易になる。何故
なら、上記の実行の論理出力ルートが高いと、長さも長
くなるので、動作をもっとゆっくりさせることができ
る。別の方法としては、上記のプロセッサを、デジタル
信号処理マイクロプロセッサにより実行されるソフトウ
エア内で完全に実行することができる。帯域幅が高い場
合には、プロセッサ電荷移送装置（ＣＴＤ）を使用して
効率的に実行することができる。
ルド・プログラマブル・ゲート・アレーを使用して実行
することができる。しかし、詳細な実行技術は関係しな
い。フィールド・プログラマブル・ゲート・アレーの実
行は、木構造を使用することによって容易になる。何故
なら、上記の実行の論理出力ルートが高いと、長さも長
くなるので、動作をもっとゆっくりさせることができ
る。別の方法としては、上記のプロセッサを、デジタル
信号処理マイクロプロセッサにより実行されるソフトウ
エア内で完全に実行することができる。帯域幅が高い場
合には、プロセッサ電荷移送装置（ＣＴＤ）を使用して
効率的に実行することができる。
【０１３２】＜電荷移送装置の実行＞電荷移送装置（Ｃ
ＴＤ）は、電荷結合装置（ＣＣＤ），音響電荷移送装置
（ＡＣＴ）およびバケツリレー素子（ＢＢＤ）を含んで
いる。これら技術のそれぞれは、信号を電子の電荷で表
し、電子電荷を処理することによって信号を処理する。
ＣＴＤ技術は、同期と復調の両方を行うことができる。
ＣＴＤはその入力部で離散時間アナログ・サンプルを受
け取り、すべての信号処理を行い、その出力部でその結
果得られたデジタル信号データ決定を行う。ＣＴＤ入力
部は、容量記憶セルであるので、アナログ信号は、ＣＴ
Ｄ入力がクロックで制御されるときにその特性に従っ
て、サンプルされる。この動作は、標本および保持回路
内のサンプリング・コンデンサの動作に似ている。
ＴＤ）は、電荷結合装置（ＣＣＤ），音響電荷移送装置
（ＡＣＴ）およびバケツリレー素子（ＢＢＤ）を含んで
いる。これら技術のそれぞれは、信号を電子の電荷で表
し、電子電荷を処理することによって信号を処理する。
ＣＴＤ技術は、同期と復調の両方を行うことができる。
ＣＴＤはその入力部で離散時間アナログ・サンプルを受
け取り、すべての信号処理を行い、その出力部でその結
果得られたデジタル信号データ決定を行う。ＣＴＤ入力
部は、容量記憶セルであるので、アナログ信号は、ＣＴ
Ｄ入力がクロックで制御されるときにその特性に従っ
て、サンプルされる。この動作は、標本および保持回路
内のサンプリング・コンデンサの動作に似ている。
【０１３３】別の方法の場合には、デジタル方法は高価
な高速Ｄ／Ａコンバータを必要とする。比較すると、Ｃ
ＴＤの入力の直線性のおかげで、この目的に必要とする
処理利得より遙かに高い処理利得をサポートできる。Ｃ
ＣＤ装置の場合にはサンプリング速度は５０Ｍｓｐｓで
あるが、ＡＣＴ装置の場合には、サンプリング速度は３
６０Ｍｓｐｓである。上記のサンプリング速度は、過度
のストラドル損失を防ぐために、信号帯域幅に対してフ
ァクタ・オブ・ツウ・オーバサンプリングを含んでい
る。二つ装置を並列に作動し、クロックをスタガーする
ことによって、もっと速いサンプリング速度を得ること
ができる。この信号は二進法デジタル基準信号に対して
アナログの精度で処理することができる。
な高速Ｄ／Ａコンバータを必要とする。比較すると、Ｃ
ＴＤの入力の直線性のおかげで、この目的に必要とする
処理利得より遙かに高い処理利得をサポートできる。Ｃ
ＣＤ装置の場合にはサンプリング速度は５０Ｍｓｐｓで
あるが、ＡＣＴ装置の場合には、サンプリング速度は３
６０Ｍｓｐｓである。上記のサンプリング速度は、過度
のストラドル損失を防ぐために、信号帯域幅に対してフ
ァクタ・オブ・ツウ・オーバサンプリングを含んでい
る。二つ装置を並列に作動し、クロックをスタガーする
ことによって、もっと速いサンプリング速度を得ること
ができる。この信号は二進法デジタル基準信号に対して
アナログの精度で処理することができる。
【０１３４】図１８の例示としての実施例内に概略示し
たように、ウオルシュ復調器はＣＤＴ１９０を使用して
構成することができる。ＣＣＤ１９０への電気入力は、
入力電極１９２のところで基板の表面に接着されている
信号電荷注入ワイヤ１９１に接続している。クロック電
極１９５上のクロック信号は、一列に並んでいる電荷蓄
積セル１９３に沿って、サンプルした電荷パケットを直
列に移送する。その間に、各電荷蓄積セルがその左の電
荷蓄積セル内に前に蓄えた電荷パケットを受け取るクロ
ックの各周期が終了した後で、信号感知電極１９４は各
セル内に蓄えられている電荷のレベルを読み取る。
たように、ウオルシュ復調器はＣＤＴ１９０を使用して
構成することができる。ＣＣＤ１９０への電気入力は、
入力電極１９２のところで基板の表面に接着されている
信号電荷注入ワイヤ１９１に接続している。クロック電
極１９５上のクロック信号は、一列に並んでいる電荷蓄
積セル１９３に沿って、サンプルした電荷パケットを直
列に移送する。その間に、各電荷蓄積セルがその左の電
荷蓄積セル内に前に蓄えた電荷パケットを受け取るクロ
ックの各周期が終了した後で、信号感知電極１９４は各
セル内に蓄えられている電荷のレベルを読み取る。
【０１３５】別な方法の場合には、ＡＴＣ内において、
信号サンプルは同じような方法で取り扱われるが、ＣＤ
Ｄのクロック電極は、通過する音波の電位によって置き
換えられる。ＢＢＤ内においては、信号の電荷のクロッ
クはクロックにより制御されているパス・トランジスタ
ーを通して行われるが、信号処理はアナログ的に行われ
る。
信号サンプルは同じような方法で取り扱われるが、ＣＤ
Ｄのクロック電極は、通過する音波の電位によって置き
換えられる。ＢＢＤ内においては、信号の電荷のクロッ
クはクロックにより制御されているパス・トランジスタ
ーを通して行われるが、信号処理はアナログ的に行われ
る。
【０１３６】ウオルシュ復調器は、クロック電極１９５
および信号感知電極１９４の下の基板内にある電荷蓄積
セル１９３内に設置されているような、波形サンプルを
記憶するためのサンプル遅延装置を必要とする。ウオル
シュ組み合わせ回路１９８は、信号感知電極１９４から
送られる信号上でウオルシュ相関関係のチェックを行
い、それにより複数の包絡出力を行う。その後、振幅回
路およびＭ次比較回路２００は、ウオルシュ組み合わせ
回路１９８のどの相関器が最大の振幅を持っている包絡
出力を出力したのかを示す最大振幅インデックス信号２
０１を供給する。最大振幅インデックス信号２０１は、
信号に対してデータ変調を行う検出／データ解読回路２
０２に送られる。
および信号感知電極１９４の下の基板内にある電荷蓄積
セル１９３内に設置されているような、波形サンプルを
記憶するためのサンプル遅延装置を必要とする。ウオル
シュ組み合わせ回路１９８は、信号感知電極１９４から
送られる信号上でウオルシュ相関関係のチェックを行
い、それにより複数の包絡出力を行う。その後、振幅回
路およびＭ次比較回路２００は、ウオルシュ組み合わせ
回路１９８のどの相関器が最大の振幅を持っている包絡
出力を出力したのかを示す最大振幅インデックス信号２
０１を供給する。最大振幅インデックス信号２０１は、
信号に対してデータ変調を行う検出／データ解読回路２
０２に送られる。
【０１３７】ＰＮ−ＤＳＳＳコードが、ＣＴＤがサポー
トできるより広い帯域幅を持っている場合には、受信信
号の帯域幅は、同期サイクルの間に、ＤＳチップ・タイ
ミングが確立された後、前置相関器内でＰＮ−ＤＳＳＳ
変調を除去することにより、ＣＴＤで処理される前に、
減らすことができる。その後、ＣＴＤはウオルシュ相関
関係チェック、データ変調およびデータ解読を行うこと
ができる。
トできるより広い帯域幅を持っている場合には、受信信
号の帯域幅は、同期サイクルの間に、ＤＳチップ・タイ
ミングが確立された後、前置相関器内でＰＮ−ＤＳＳＳ
変調を除去することにより、ＣＴＤで処理される前に、
減らすことができる。その後、ＣＴＤはウオルシュ相関
関係チェック、データ変調およびデータ解読を行うこと
ができる。
【０１３８】同期の確立は、復調ＣＴＤチャネルを再構
成することによっても、または別々のＣＴＤチャネルを
並列に作動させることによっても、ＣＴＤ内でも行うこ
とができる。同期および復調の両方に同じチップ速度を
使用したい場合、そして望ましいチップ速度が（５０Ｍ
ｓｐｓの装置に対して）２５ＭＨｚより速い場合には、
整合フィルタを実行する多重化構造と一緒に、並列ＣＣ
Ｄを使用することができる。
成することによっても、または別々のＣＴＤチャネルを
並列に作動させることによっても、ＣＴＤ内でも行うこ
とができる。同期および復調の両方に同じチップ速度を
使用したい場合、そして望ましいチップ速度が（５０Ｍ
ｓｐｓの装置に対して）２５ＭＨｚより速い場合には、
整合フィルタを実行する多重化構造と一緒に、並列ＣＣ
Ｄを使用することができる。
【０１３９】別な方法を使用する場合には、固有のサン
プリング速度が速いので、ＡＣＴ技術を使用することが
できる。もう一つの方法としては、同期には通信速度に
制限がないので、遅いＰＮ−ＤＳＳＳコード速度で、も
っと長い記号を使用することができ、それにより処理速
度をもとの状態に維持することができる。
プリング速度が速いので、ＡＣＴ技術を使用することが
できる。もう一つの方法としては、同期には通信速度に
制限がないので、遅いＰＮ−ＤＳＳＳコード速度で、も
っと長い記号を使用することができ、それにより処理速
度をもとの状態に維持することができる。
【０１４０】丈夫な同期プリアンブルを供給するため
に、整合フィルタ内のコード・チップの数を、さらに増
大することができる。その後で、シーケンシャル動作内
で正確なタイミングをとることができる。このようにし
て、例えば、２５ＭＨｚの拡張スペクトル・コード速度
を、同期のために使用することができ、一方、前置相関
器内で除去することができる７５ＭＨｚの拡張スペクト
ル・コードによって変調されたデータをコード化するた
めに、２５ＭＨｚのウオルシュ・チップ速度を使用する
ことができる。
に、整合フィルタ内のコード・チップの数を、さらに増
大することができる。その後で、シーケンシャル動作内
で正確なタイミングをとることができる。このようにし
て、例えば、２５ＭＨｚの拡張スペクトル・コード速度
を、同期のために使用することができ、一方、前置相関
器内で除去することができる７５ＭＨｚの拡張スペクト
ル・コードによって変調されたデータをコード化するた
めに、２５ＭＨｚのウオルシュ・チップ速度を使用する
ことができる。
【０１４１】ＣＴＤの重要な利点は、すべての関連サポ
ート回路および記憶セルを同じ装置上に集積することが
できるという点である。最近のＣＣＤは、ダイナミック
ＲＡＭに類似の記憶装置を使用しているので、ＣＣＤ技
術はＤＲＡＭ技術のパッキング密度および速度の進歩に
より直接恩恵を受けている。
ート回路および記憶セルを同じ装置上に集積することが
できるという点である。最近のＣＣＤは、ダイナミック
ＲＡＭに類似の記憶装置を使用しているので、ＣＣＤ技
術はＤＲＡＭ技術のパッキング密度および速度の進歩に
より直接恩恵を受けている。
【０１４２】例えば、振幅および８次比較回路２００お
よび検出およびデータ解読回路２０２（オプションとし
てのタイミングおよび周波数制御ループ）は、装置の出
力部を直接集積することができるので、それにより出力
処理が非常に簡単になる。
よび検出およびデータ解読回路２０２（オプションとし
てのタイミングおよび周波数制御ループ）は、装置の出
力部を直接集積することができるので、それにより出力
処理が非常に簡単になる。
【０１４３】＜デジタル実行＞チップのアーキテククチ
ャは、図２２および２３に示す基本的なセルおよび木構
造に基づいている。このアーキテククチャは、集積回路
（ＩＣ）またはフィールド・プログラマブル・ゲート・
アレー（ＦＰＧＡ）の形で、効率的に達成することがで
きる。何故なら、このアーキテククチャはレジスター向
きであり、形が木構造になっているからである。木構造
のアーキテククチャの利点は、各段がその前の段と比較
して、二倍の回路素子を含んでいても、その後の段はそ
の前の段の半分の速度で作動できる点である。それによ
り、チップ上の電力の分配は均等になり、最も速度に敏
感な回路のルートに関する要件が軽減する。従って、よ
り高速な入力段は、最適化されたルートを使用すること
ができる。同様に、比較的遅い速度で作動し、最も高い
加算器論理出力を持っているために多くのルート・チャ
ネルを必要とする最後の段を、束縛を受けることなく設
置することができる。
ャは、図２２および２３に示す基本的なセルおよび木構
造に基づいている。このアーキテククチャは、集積回路
（ＩＣ）またはフィールド・プログラマブル・ゲート・
アレー（ＦＰＧＡ）の形で、効率的に達成することがで
きる。何故なら、このアーキテククチャはレジスター向
きであり、形が木構造になっているからである。木構造
のアーキテククチャの利点は、各段がその前の段と比較
して、二倍の回路素子を含んでいても、その後の段はそ
の前の段の半分の速度で作動できる点である。それによ
り、チップ上の電力の分配は均等になり、最も速度に敏
感な回路のルートに関する要件が軽減する。従って、よ
り高速な入力段は、最適化されたルートを使用すること
ができる。同様に、比較的遅い速度で作動し、最も高い
加算器論理出力を持っているために多くのルート・チャ
ネルを必要とする最後の段を、束縛を受けることなく設
置することができる。
【０１４４】非ガウス通信チャネルを通る通信の場合に
は、デジタル信号プロセッサは、ガウス通信チャネルを
通しての通信よりも広い入力語を受信しなければならな
い。ガウスチャネル内においては、一ワードの入力ワー
ドに対してビット数を１まで下げるために望ましい信号
正規化を使用することができ、それによりハードウエア
を実質的に節約することができる。
は、デジタル信号プロセッサは、ガウス通信チャネルを
通しての通信よりも広い入力語を受信しなければならな
い。ガウスチャネル内においては、一ワードの入力ワー
ドに対してビット数を１まで下げるために望ましい信号
正規化を使用することができ、それによりハードウエア
を実質的に節約することができる。
【０１４５】図１９について説明すると、非ガウス干渉
を収容し、信号正規化回路（例えば、自動利得制御）が
必要とする精度を低くするために、図１９に示す実施例
は、ワード入力サンプル２０６（５ビット ＋ 記号ビ
ット）に対して６ビットを使用している。一連のクロッ
ク信号デバイダ２０５は、段々と遅くなるクロック信号
を供給する。入力サンプル２０６は、入力レジスター２
０７内にクロック制御下で送り込まれる。図１９に詳細
に図示した最初の段の加算／引算モジュール２０８は、
７のビットの出力２１１を生成するために、符号拡張を
持っている６ビットの２の補数入力２０９上で演算す
る。
を収容し、信号正規化回路（例えば、自動利得制御）が
必要とする精度を低くするために、図１９に示す実施例
は、ワード入力サンプル２０６（５ビット ＋ 記号ビ
ット）に対して６ビットを使用している。一連のクロッ
ク信号デバイダ２０５は、段々と遅くなるクロック信号
を供給する。入力サンプル２０６は、入力レジスター２
０７内にクロック制御下で送り込まれる。図１９に詳細
に図示した最初の段の加算／引算モジュール２０８は、
７のビットの出力２１１を生成するために、符号拡張を
持っている６ビットの２の補数入力２０９上で演算す
る。
【０１４６】１０Ｍｂｐｓの８次信号法をサポートする
ために、加算／減算ブロック２０８は、２６．６７ＭＨ
ｚのクロック速度で作動しなければならない。何故な
ら、３．３３３Ｍｓｐｓ（１秒間に百万ビット）ＭＰ記
号速度は、一つの記号当たり３ビットの形で１０Ｍｂｐ
ｓを達成するために（８次変調に対して）八つのウオル
シュ・チップ／記号を必要とするからである。
ために、加算／減算ブロック２０８は、２６．６７ＭＨ
ｚのクロック速度で作動しなければならない。何故な
ら、３．３３３Ｍｓｐｓ（１秒間に百万ビット）ＭＰ記
号速度は、一つの記号当たり３ビットの形で１０Ｍｂｐ
ｓを達成するために（８次変調に対して）八つのウオル
シュ・チップ／記号を必要とするからである。
【０１４７】９Ａ図について説明すると、クロック信号
Ａはクロック信号デバイダ２０５によって二つのファク
タに従って分割されているので、クロック信号Ｂの速度
の二倍である。従って、加算器２１０Ａおよび減算器２
１０Ｂは、入力サンプルが加算／減算モジュール２０８
に送られる速度の半分の速度で、一組の出力を供給する
ために、並列で動作する。
Ａはクロック信号デバイダ２０５によって二つのファク
タに従って分割されているので、クロック信号Ｂの速度
の二倍である。従って、加算器２１０Ａおよび減算器２
１０Ｂは、入力サンプルが加算／減算モジュール２０８
に送られる速度の半分の速度で、一組の出力を供給する
ために、並列で動作する。
【０１４８】＜刻時＞一組の入力サンプルを、第一の加
算／減算モジュール２０８の入力レジスター２０８Ａに
ロードした後で、モジュール２１０Ａおよび２１０Ｂが
行った加算および減算の結果は、次の入力サンプルが到
着したときに、それぞれラッチアウトされる。それ故、
加算／減算モジュール２０８は、同時に一組のサンプル
に対して演算を行うが、結果は一つのサンプル時間内に
準備できていなければならない。同様に、第二段の加算
／減算ブロック２１２は、第一段の加算／減算ブロック
２０８の一組の出力サンプル２１１について演算を行
う。その結果は次の入力サンプルが到着する前に次の段
にラッチアウトされていなければならない。
算／減算モジュール２０８の入力レジスター２０８Ａに
ロードした後で、モジュール２１０Ａおよび２１０Ｂが
行った加算および減算の結果は、次の入力サンプルが到
着したときに、それぞれラッチアウトされる。それ故、
加算／減算モジュール２０８は、同時に一組のサンプル
に対して演算を行うが、結果は一つのサンプル時間内に
準備できていなければならない。同様に、第二段の加算
／減算ブロック２１２は、第一段の加算／減算ブロック
２０８の一組の出力サンプル２１１について演算を行
う。その結果は次の入力サンプルが到着する前に次の段
にラッチアウトされていなければならない。
【０１４９】第三の段の加算／減算モジュール２１４
は、出力レジスター２１６０が８次比較２１８に従って
置き換えられるように修正済みであり、それにより余分
のフレーム遅延が除去され、Ｍ−１レジスター（この例
の場合、Ｍ＝８）がいらなくなる。第三段の加算／減算
モジュール２１４および８次比較回路２１８が、入力速
度の１／４の速度で動作する。各段で二重バファーが使
用されている場合には、計算速度は半分になる。何故な
ら、サンプルの余分の組が処理待ちをしている間に記憶
されるからである。
は、出力レジスター２１６０が８次比較２１８に従って
置き換えられるように修正済みであり、それにより余分
のフレーム遅延が除去され、Ｍ−１レジスター（この例
の場合、Ｍ＝８）がいらなくなる。第三段の加算／減算
モジュール２１４および８次比較回路２１８が、入力速
度の１／４の速度で動作する。各段で二重バファーが使
用されている場合には、計算速度は半分になる。何故な
ら、サンプルの余分の組が処理待ちをしている間に記憶
されるからである。
【０１５０】通常、各段の入出力のラッチ時のクロック
信号の到着の間に幾分のスキュー（遅れ）がある。入力
クロックの最後の到着時間と出力クロックの最初の到着
時間との間の差が正である場合には、それをクロック速
度を決定する論理の最大遅延通路に加えなければならな
い。最大保持時間が可能な最も短い論理遅延通路に適合
するように配慮するならば、速度を増大するために、過
度の遅延を出力クロックに加えることができる。
信号の到着の間に幾分のスキュー（遅れ）がある。入力
クロックの最後の到着時間と出力クロックの最初の到着
時間との間の差が正である場合には、それをクロック速
度を決定する論理の最大遅延通路に加えなければならな
い。最大保持時間が可能な最も短い論理遅延通路に適合
するように配慮するならば、速度を増大するために、過
度の遅延を出力クロックに加えることができる。
【０１５１】８次比較回路２１８は、前段と比較する
と、その後のそれぞれの段が半分の数の素子を含んでい
る、倒置二進法木構造の形で図示されている。一つの受
信機チャネルが図示されているので、図１４に示すよう
に、おそらくコヒーレントなキャリア基準が起こるもの
と考えられる。それ故、包絡線検出は符号除去機能にす
ぎない。第一に、加算／減算モジュール２１４からの９
ビット包絡線信号のそれぞれの振幅は、符号除去モジュ
ール２２０内で決定される。その後、各段で一組毎に振
幅の比較が行われ、ウイニング相関器からの最大バイト
の振幅が一つになる。それぞれの比較の最大バイトの数
値は、次の段に沿って送られ、一方対応する相関器のイ
ンデックスは、７−３デコーダ２２２によって直交デー
タ復調の結果と見なされる。
と、その後のそれぞれの段が半分の数の素子を含んでい
る、倒置二進法木構造の形で図示されている。一つの受
信機チャネルが図示されているので、図１４に示すよう
に、おそらくコヒーレントなキャリア基準が起こるもの
と考えられる。それ故、包絡線検出は符号除去機能にす
ぎない。第一に、加算／減算モジュール２１４からの９
ビット包絡線信号のそれぞれの振幅は、符号除去モジュ
ール２２０内で決定される。その後、各段で一組毎に振
幅の比較が行われ、ウイニング相関器からの最大バイト
の振幅が一つになる。それぞれの比較の最大バイトの数
値は、次の段に沿って送られ、一方対応する相関器のイ
ンデックスは、７−３デコーダ２２２によって直交デー
タ復調の結果と見なされる。
【０１５２】＜全ＩおよびＱ処理用アーキテククチャ＞
図２０においては、図１９に示すパイプライン化アーキ
テククチャと同じものがＱチャネルにも使用されてい
る。この場合、ＩおよびＱチャネル用の回路は、全Ｉお
よびＱ処理を行うために、８次比較回路に結合されてい
る。各組の出力上のＩ２３０またはＱ２３１チャネルの
最大の数値の出力を組み合わせ、ＩおよびＱブロック２
３２内で、より数値の小さい出力の半分に加算する方法
の周知の近似法を使用して、どのようにして直角位相チ
ャネル結合が行われるかを図２０に示す。それ故、符号
除去モジュール２２０によって行われる符号除去は、各
チャネルにとって依然として必要である。
図２０においては、図１９に示すパイプライン化アーキ
テククチャと同じものがＱチャネルにも使用されてい
る。この場合、ＩおよびＱチャネル用の回路は、全Ｉお
よびＱ処理を行うために、８次比較回路に結合されてい
る。各組の出力上のＩ２３０またはＱ２３１チャネルの
最大の数値の出力を組み合わせ、ＩおよびＱブロック２
３２内で、より数値の小さい出力の半分に加算する方法
の周知の近似法を使用して、どのようにして直角位相チ
ャネル結合が行われるかを図２０に示す。それ故、符号
除去モジュール２２０によって行われる符号除去は、各
チャネルにとって依然として必要である。
【０１５３】本発明によれば、図２０の回路を、複数の
同一またはほとんど同一の集積回路ができるように分割
することができる。この場合、各集積回路は、Ｍ個の任
意の数のＭ次ウオルシュ復調器を形成するために、類似
の集積回路と結合するのに適する段階構造になってい
る。
同一またはほとんど同一の集積回路ができるように分割
することができる。この場合、各集積回路は、Ｍ個の任
意の数のＭ次ウオルシュ復調器を形成するために、類似
の集積回路と結合するのに適する段階構造になってい
る。
【０１５４】図２０の回路を、ＦＰＧＡチップ、または
多重カスタムまたは準カスタム集積回路に分割できるよ
うに、この分割を行うための最も直接的な方法は、各チ
ップ上に一つウオルシュ・相関器を設置する方法であ
る。さらに、ＩおよびＱ組み合わせ回路が、同様に８次
比較回路を持っている第三のチップ上に設置される。こ
の分割方法を行う場合には、各ウオルシュ・相関器チッ
プは、６４の出力ライン（８ビット Ｘ ８チャネル）
を含んでいなければならないし、また組み合わせチップ
は１２８の入力ラインを含んでいなければならない。こ
のＩ／Ｏの数は過度であり、その結果、コストが高くな
り、信頼性が低下する。
多重カスタムまたは準カスタム集積回路に分割できるよ
うに、この分割を行うための最も直接的な方法は、各チ
ップ上に一つウオルシュ・相関器を設置する方法であ
る。さらに、ＩおよびＱ組み合わせ回路が、同様に８次
比較回路を持っている第三のチップ上に設置される。こ
の分割方法を行う場合には、各ウオルシュ・相関器チッ
プは、６４の出力ライン（８ビット Ｘ ８チャネル）
を含んでいなければならないし、また組み合わせチップ
は１２８の入力ラインを含んでいなければならない。こ
のＩ／Ｏの数は過度であり、その結果、コストが高くな
り、信頼性が低下する。
【０１５５】図２１Ａおよび２１Ｂについて説明する
と、本発明による分割方法は、各セグメントのＩチャネ
ル２４４およびＱチャネル２４６を同じチップ上に保持
しながら、回路を図２１Ａに示す上部セグメント２４０
に分割し、図２１Ｂに示す下部セグメント２４２に分割
するという方法である。上部セグメント２４０および下
部セグメント２４２は、比較木構造２４８の最終的な比
較が行われるまでは接続されない。上部セグメント回路
２４０は、一つのチップ上に設置することができ、下部
セグメント回路２４２は他のチップ上に設置することが
できる。二つのチップを接続するには、２４のデータ・
ラインだけで十分である。
と、本発明による分割方法は、各セグメントのＩチャネ
ル２４４およびＱチャネル２４６を同じチップ上に保持
しながら、回路を図２１Ａに示す上部セグメント２４０
に分割し、図２１Ｂに示す下部セグメント２４２に分割
するという方法である。上部セグメント２４０および下
部セグメント２４２は、比較木構造２４８の最終的な比
較が行われるまでは接続されない。上部セグメント回路
２４０は、一つのチップ上に設置することができ、下部
セグメント回路２４２は他のチップ上に設置することが
できる。二つのチップを接続するには、２４のデータ・
ラインだけで十分である。
【０１５６】図２１Ａおよび２１Ｂに示す８次回路内に
おいては、第一段の後では、ＩおよびＱチャネルのそれ
ぞれの７本のラインは、他のチップとのインタフェース
用であり、チップ上には四本の複合相関器（２４４，２
４６）が設置されている。各チップ上の四台のＩ相関器
および四台のＱ相関器（２４４，２４６）は、図２０の
相関器と同じものであるが、図２０に示す木構造の半分
だけと関連している。各チップ上で四つのＩおよびＱの
結果が結合された後で、４次比較モジュール２４８内
で、一つの最大数値が得られる。（振幅が８ビットの）
この最大数値は、二本の解読ラインを通って他のチップ
に送られ、そこで比較木構造の他の半分からの結果と比
較される。この場合、二つの数値の中最も大きいほうが
解読される。結果は復調された記号を表す３ビットから
なるワードである。
おいては、第一段の後では、ＩおよびＱチャネルのそれ
ぞれの７本のラインは、他のチップとのインタフェース
用であり、チップ上には四本の複合相関器（２４４，２
４６）が設置されている。各チップ上の四台のＩ相関器
および四台のＱ相関器（２４４，２４６）は、図２０の
相関器と同じものであるが、図２０に示す木構造の半分
だけと関連している。各チップ上で四つのＩおよびＱの
結果が結合された後で、４次比較モジュール２４８内
で、一つの最大数値が得られる。（振幅が８ビットの）
この最大数値は、二本の解読ラインを通って他のチップ
に送られ、そこで比較木構造の他の半分からの結果と比
較される。この場合、二つの数値の中最も大きいほうが
解読される。結果は復調された記号を表す３ビットから
なるワードである。
【０１５７】この回路は、さらに各部分２４０、２４２
を類似の方法で二つのより小さいチップに分割すること
によって再分割することができる。同様に、チップはよ
り高次のアルファベット、すなわち、Ｍの数値がより高
い場合には、階段式にすることができる。また、一つの
チップを、木構造の個々のセグメントを供給するフロン
ト・エンド源として、使用することによって、もっと対
称形の形状にすることもできる。より高次のアルファベ
ットを処理するために、動作速度をさらに速くするに
は、チップ間の信号ラインの数を、速度最適化フロント
・エンドの速度との兼ね合いで調整することができる。
対称形のフロント・エンド源は、上部セグメントに和の
出力を行い、下部セグメントに異なる出力を送っている
第一段の加算／減算ブロックを、分割することにより得
ることができる。信号入力ラインは、その段が加算器で
あるかまたは減算器であるかの判断を行うことができ
る。
を類似の方法で二つのより小さいチップに分割すること
によって再分割することができる。同様に、チップはよ
り高次のアルファベット、すなわち、Ｍの数値がより高
い場合には、階段式にすることができる。また、一つの
チップを、木構造の個々のセグメントを供給するフロン
ト・エンド源として、使用することによって、もっと対
称形の形状にすることもできる。より高次のアルファベ
ットを処理するために、動作速度をさらに速くするに
は、チップ間の信号ラインの数を、速度最適化フロント
・エンドの速度との兼ね合いで調整することができる。
対称形のフロント・エンド源は、上部セグメントに和の
出力を行い、下部セグメントに異なる出力を送っている
第一段の加算／減算ブロックを、分割することにより得
ることができる。信号入力ラインは、その段が加算器で
あるかまたは減算器であるかの判断を行うことができ
る。
【０１５８】この方法を使用することにより、生産性お
よび信頼性を増大するために、サイズは小さいままで、
各チップ内の相互接続も簡単な状態に維持しながら、複
数のＦＰＧＡ技術チップまたは複数のカスタムまたは準
カスタムの集積回路を使用することができる。この方法
を使用することにより、任意の大きさのアルファベット
を生成するために、ユーザは共通回路の一つのチップを
垂直および水平方向に階段状に配列することができる。
よび信頼性を増大するために、サイズは小さいままで、
各チップ内の相互接続も簡単な状態に維持しながら、複
数のＦＰＧＡ技術チップまたは複数のカスタムまたは準
カスタムの集積回路を使用することができる。この方法
を使用することにより、任意の大きさのアルファベット
を生成するために、ユーザは共通回路の一つのチップを
垂直および水平方向に階段状に配列することができる。
【０１５９】当業者なら、本発明の精神および範囲から
逸脱しないで、その他の修正および実行を行うことがで
きるだろう。従って、上記の説明は本発明が制限するた
めのものではなく、本発明下記の特許請求範囲によって
のみ制限される。
逸脱しないで、その他の修正および実行を行うことがで
きるだろう。従って、上記の説明は本発明が制限するた
めのものではなく、本発明下記の特許請求範囲によって
のみ制限される。
本発明は、添付の図面を参照しながら、下記の詳細な説
明を読めば、より完全に理解することができる。
明を読めば、より完全に理解することができる。
【図１】多重通路による干渉により影響を受けている通
信チャネルの略図である。
信チャネルの略図である。
【図２】記号間および記号内干渉の両方を示している通
常の短いレンジの多重通路チャネルの、時間対測定イン
パルス応答の対数のグラフである。
常の短いレンジの多重通路チャネルの、時間対測定イン
パルス応答の対数のグラフである。
【図３】拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラ
ムと関連波形の時間領域である。
ムと関連波形の時間領域である。
【図４】ＤＳＳＳによりコード化された見通し線（ＬＯ
Ｓ）信号を縮小するために、受信機内で使用される相関
プロセスのブロック・ダイアグラムである。
Ｓ）信号を縮小するために、受信機内で使用される相関
プロセスのブロック・ダイアグラムである。
【図５Ａ】見通し線および反射信号の時間領域グラフ、
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
【図５Ｂ】見通し線および反射信号の時間領域グラフ、
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
【図５Ｃ】見通し線および反射信号の時間領域グラフ、
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフ
を示す。これら図面すべてには、相関プロセス出力線を
引くための見通し線信号および反射信号の和に対する相
関プロセスを示している。
【図６】各記号のＤＳＳＳコード化による有意の記号間
干渉の除去を示す時間対測定インパルス応答のグラフで
ある。
干渉の除去を示す時間対測定インパルス応答のグラフで
ある。
【図７】急速な同期要件を示すＬＡＮタイプの図面であ
る。
る。
【図８】拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラ
ムである。
ムである。
【図９】相関器復調器にタイミング信号を供給する急速
同期回路を持っている、拡張スペクトル受信機のブロッ
ク・ダイアグラムである。
同期回路を持っている、拡張スペクトル受信機のブロッ
ク・ダイアグラムである。
【図１０】同期を行うためのスライド直列コリレータを
持っている拡張スペクトル受信機のブロック・ダイアグ
ラムである。
持っている拡張スペクトル受信機のブロック・ダイアグ
ラムである。
【図１１】データ・パケット構造体の一例の図面であ
る。
る。
【図１２】帯域直接シーケンス（ＤＳ）除去を使用する
コリレータ復調器の略図である。
コリレータ復調器の略図である。
【図１３】ベースバンドＤＳ除去およびコヒーレントで
ないＤＰＳＫを使用する直交信号法用の位相がコヒーレ
ントでないコリレータ・復調器の略図である。
ないＤＰＳＫを使用する直交信号法用の位相がコヒーレ
ントでないコリレータ・復調器の略図である。
【図１４】ベースバンドＤＳ除去およびコヒーレントな
ＰＳＫを使用する直交信号法用の位相がコヒーレントな
コリレータ復調器の略図である。
ＰＳＫを使用する直交信号法用の位相がコヒーレントな
コリレータ復調器の略図である。
【図１５Ａ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｂ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｃ】図１５Ａ−図１５Ｈは、ウオルシュ昇順の
第一の８のウオルシュ関数波形を示す波形トレースであ
る。
第一の８のウオルシュ関数波形を示す波形トレースであ
る。
【図１５Ｄ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｅ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｆ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｇ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１５Ｈ】ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関
数波形を示す波形トレースである。
数波形を示す波形トレースである。
【図１６】種々のデータ伝送速度での、ＤＰＳＫ信号法
および直交信号法用の１０２４ビットのデータ・パケッ
トを正しく復調する確率対信号／干渉比のグラフであ
る。
および直交信号法用の１０２４ビットのデータ・パケッ
トを正しく復調する確率対信号／干渉比のグラフであ
る。
【図１７】図１６のグラフの部分拡大図である。
【図１８】本発明の受信機を実行する電荷移送装置の集
積回路のレイアウト図面である。
積回路のレイアウト図面である。
【図１９】コヒーレントなキャリア位相基準信号と一緒
に使用する、復調チップ回路の略図である。
に使用する、復調チップ回路の略図である。
【図１９Ａ】図１９の加算／減算ブロックの詳細を示す
ブロック・ダイアグラムである。
ブロック・ダイアグラムである。
【図２０】同相チャネルおよび直交位相チャネルの両方
が処理される、位相が分からないキャリア信号と一緒に
使用する復調器チップ回路の略図である。この図の中に
は、復調器チップの組み合わせ回路の略図が示されてい
る。
が処理される、位相が分からないキャリア信号と一緒に
使用する復調器チップ回路の略図である。この図の中に
は、復調器チップの組み合わせ回路の略図が示されてい
る。
【図２１Ａ】図２０の回路を二つのチップに分割する際
の望ましい分割方法、または階段状構造を実現するため
の略図である。
の望ましい分割方法、または階段状構造を実現するため
の略図である。
【図２１Ｂ】図２０の回路を二つのチップに分割する際
の望ましい分割方法、または階段状構造を実現するため
の略図である。
の望ましい分割方法、または階段状構造を実現するため
の略図である。
【図２２】ウオルシュ係数を計算するための基本セルの
略図である。
略図である。
【図２３】ウオルシュ係数を計算するための木構造に接
続された図２２の複数の基本セルの略図である。
続された図２２の複数の基本セルの略図である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特表 平５−506765（ＪＰ，Ａ)
米国特許4644523（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04L 27/20
Claims (43)
- 【請求項１】 複数のデータ装置を含むローカルエリア
ネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続を
形成する共通無線通信チャネルを介してデータを送信す
るデータ装置であって、各データ装置は、（ｉ）既知の
チップ幅を有すると共に同一の直接シーケンス拡散スペ
クトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、（ｉｉ）拡散ス
ペクトラムプロセッシングゲインを使用して未知の干渉
信号と未知のマルチパス信号とを抑制し、該データ装置
は、 （Ａ）差動直角位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）の
位相回転と該ＤＳＳＳコードとを使用してディジタル波
形シンボルのシーケンスとしてデータを供給する手段を
含み、各ディジタル波形シンボルは、（ａ）Ｎ個のデー
タビットを表し、（ｂ）少なくとも２N個の可能なディ
ジタル波形シンボルのセットから選択され、該ディジタ
ル波形シンボルの少なくともいくつかは、互いに直交し
ており、 （ｉ）該セットの中の各ディジタル波形シンボルは、他
のものから一意であり、（ｉｉ）シンボルの一意性は、
一意のパルス構造によって決定され、（ｉｉｉ）該ディ
ジタル波形シンボルのセットの中の任意のディジタル波
形シンボルの最も小さなパルス幅は、シンボル変調パル
ス幅を定義し、（ｉｖ）該ＤＱＰＳＫは、該シーケンス
の中のシーケンシャルに隣接するディジタル波形シンボ
ルの各ペアの間の位相シフトと関連し、該データ装置
は、さらに、 （Ｂ）該ＤＳＳＳコードとＤＱＰＳＫの位相回転とを用
いて該ディジタル波形シンボルの関数として搬送波信号
を変調して、変調信号を生成する手段と、 （Ｃ）該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信
する手段とを含み、 該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を用いないディジタル波形シンボルのセットのシンボル
変調パルス幅に等しい装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のデータ装置において、
ＤＱＰＳＫを使用せずに該ＤＳＳＳコードを用いたディ
ジタル波形シンボルは、直角位相成分と同相成分とを含
む装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載のデータ装置において、
インターフェイスを介して該データ装置をコンピュータ
に接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載のデータ装置において、
該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信する手
段は、アンテナを介して該無線信号を送信する手段を含
む装置。 - 【請求項５】 複数のデータ装置を含むローカルエリア
ネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続を
形成する共通無線通信チャネルを介してデータを送信す
るデータ装置であって、各データ装置は、（ｉ）既知の
チップ幅を有すると共に同一の直接シーケンス拡散スペ
クトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、（ｉｉ）拡散ス
ペクトラムプロセッシングゲインを使用して未知の干渉
信号と未知のマルチパス信号とを抑制し、該データ装置
は、 （Ａ）ディジタル波形シンボルのシーケンスとしてデー
タを供給する手段を含み、各ディジタル波形シンボル
は、（ａ）少なくとも２N個のディジタル波形シンボル
のセットから選択され、該セットの中のディジタル波形
シンボルの少なくともいくつかは、互いに直交してお
り、（ｂ）Ｎ個のデータビットを表し、該セットの中の
各ディジタル波形シンボルは、他のものから一意であ
り、（ｉ）シンボルの一意性は、一意のパルス構造によ
って決定され、（ｉｉ）該ディジタル波形シンボルのセ
ットの中の任意のディジタル波形シンボルの最も小さな
パルス幅は、シンボル変調パルス幅を定義し、該データ
装置は、さらに、 （Ｂ）該シーケンスの中のシーケンシャルに隣接するデ
ィジタル波形シンボルの各ペアに差動直角位相シフトキ
ーイング（ＤＱＰＳＫ）を適用して、４つの可能なＤＱ
ＰＳＫ位相回転のうちの１つを用いてディジタル波形シ
ンボルを生成する手段と、 （Ｃ）ＤＱＰＳＫの位相回転を用いて（ｉ）該ＤＳＳＳ
コードと（ｉｉ）該ディジタル波形シンボルとを組み合
わせる手段と、 （Ｄ）該ＤＳＳＳコードと該ＤＱＰＳＫ位相回転とを用
いて該ディジタル波形シンボルの関数として搬送波信号
を変調して、変調信号を生成する手段と、 （Ｅ）該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信
する手段とを含み、該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅
は、ＤＳＳＳコードを用いないディジタル波形シンボル
のセットのシンボル変調パルス幅に等しい装置。 - 【請求項６】 請求項５に記載のデータ装置において、
各ディジタル波形シンボルは、直角位相成分と同相成分
とを含む装置。 - 【請求項７】 請求項５に記載のデータ装置において、
該ＤＳＳＳコードは、直角位相成分と同相成分とを含む
装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載のデータ装置において、
各ディジタル波形シンボルは、直角位相成分と同相成分
とを含む装置。 - 【請求項９】 請求項５に記載のデータ装置において、
インターフェイスを介して該データ装置をコンピュータ
に接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項１０】 請求項５に記載のデータ装置におい
て、該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信す
る手段は、アンテナを介して該無線信号を送信する手段
を含む装置。 - 【請求項１１】 複数のデータ装置を含むローカルエリ
アネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続
を形成する共通無線通信チャネルを介してデータを送信
するデータ装置であって、各データ装置は、（ｉ）既知
のチップ幅を有すると共に同一の直接シーケンス拡散ス
ペクトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、（ｉｉ）拡散
スペクトラムプロセッシングゲインを使用して未知の干
渉信号と未知のマルチパス信号とを抑制し、該データ装
置は、 （Ａ）該ＤＳＳＳコードを使用してディジタル波形シン
ボルのシーケンスとしてデータを供給する手段を含み、
該ＤＳＳＳコードを使用した各ディジタル波形シンボル
は、（ａ）該ＤＳＳＳコードを使用した少なくとも２N
個の可能なディジタル波形シンボルのセットから選択さ
れ、セットの中の該ＤＳＳＳコードを使用したディジタ
ル波形シンボルの少なくともいくつかは、互いに直交し
ており、（ｂ）Ｎ個のデータビットを表し、該セットの
中の各ディジタル波形シンボルは、他のものから一意で
あり、（ｉ）シンボルの一意性は、一意のパルス構造に
よって決定され、（ｉｉ）該ディジタル波形シンボルの
セットの中の任意のディジタル波形シンボルの最も小さ
なパルス幅は、該ＤＳＳＳコードを用いない場合には、
シンボル変調パルス幅を定義し、 （Ｂ）該ＤＳＳＳコードを用いた該シーケンスの中のシ
ーケンシャルに隣接するディジタル波形シンボルの各ペ
アに差動直角位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）の４
つの可能な位相回転のうちの１つを適用して、該ＤＳＳ
ＳコードとＤＱＰＳＫの位相回転とを用いて該ディジタ
ル波形シンボルシーケンスを生成する手段と、 （Ｃ）ＤＳＳＳコードとＤＱＰＳＫの位相回転とを用い
たディジタル波形シンボルの関数としての搬送波信号を
変調して、変調信号を生成する手段と、 （Ｄ）該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信
する手段とを含み、 該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を用いないディジタル波形シンボルのセットのシンボル
変調パルス幅に等しい装置。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載のデータ装置におい
て、該ＤＳＳＳコードを用いた各ディジタル波形シンボ
ルは、同相成分と直角位相成分とを含む装置。 - 【請求項１３】 請求項１１に記載のデータ装置におい
て、インターフェイスを介して該データ装置をコンピュ
ータに接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項１４】 請求項１１に記載のデータ装置におい
て、該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信す
る手段は、アンテナを介して該無線信号を送信する手段
を含む装置。 - 【請求項１５】 複数のデータ装置を含むローカルエリ
アネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続
を形成する共通無線通信チャネルを介してデータを送信
するデータ装置であって、各データ装置は、（ｉ）既知
のチップ幅を有すると共に同一の直接シーケンス拡散ス
ペクトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、（ｉｉ）拡散
スペクトラムプロセッシングゲインを使用して未知の干
渉信号と未知のマルチパス信号とを抑制し、該データ装
置は、 （Ａ）シーケンスの中のシーケンシャルに隣接するディ
ジタル波形シンボルの各ペアの間の差動直角位相シフト
キーイング（ＤＱＰＳＫ）の４つの位相回転を用いてデ
ィジタル波形シンボルのシーケンスとしてデータを供給
する手段を含み、各ディジタル波形シンボルは、（ａ）
少なくとも２N個のディジタル波形シンボルのセットか
ら選択され、セットの中のディジタル波形シンボルの少
なくともいくつかは、互いに直交しており、（ｂ）Ｎ個
のデータビットを表し、該セットの中の各ディジタル波
形シンボルは、他のものから一意であり、（ｉ）シンボ
ルの一意性は、一意のパルス構造によって決定され、
（ｉｉ）該ディジタル波形シンボルのセットの中の任意
のディジタル波形シンボルの最も小さなパルス幅は、シ
ンボル変調パルス幅を定義し、該データ装置は、さら
に、 （Ｂ）ＤＱＰＳＫの位相回転を使用して該ＤＳＳＳコー
ドと該ディジタル波形シンボルとを組み合わせる手段
と、 （Ｃ）ＤＳＳＳコードとＤＱＰＳＫの位相回転とを用い
たディジタル波形シンボルの関数としての搬送波信号を
変調して、変調信号を生成する手段と、 （Ｄ）該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信
する手段とを含み、 該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を用いないディジタル波形シンボルのセットのシンボル
変調パルス幅に等しい装置。 - 【請求項１６】 請求項１５に記載のデータ装置におい
て、ＤＱＰＳＫの位相回転を用いないディジタル波形シ
ンボルは、それぞれ、直角位相成分と同相成分とを含む
装置。 - 【請求項１７】 請求項１５に記載のデータ装置におい
て、ＤＳＳＳコードは、直角位相成分と同相成分とを含
む装置。 - 【請求項１８】 請求項１７に記載のデータ装置におい
て、ＤＱＰＳＫの位相回転を用いない各ディジタル波形
シンボルは、直角位相成分と同相成分とを含む装置。 - 【請求項１９】 請求項１５に記載のデータ装置におい
て、インターフェイスを介して該データ装置をコンピュ
ータに接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項２０】 請求項１５に記載のデータ装置におい
て、該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信す
る手段は、アンテナを介して該無線信号を送信する手段
を含む装置。 - 【請求項２１】 複数のデータ装置を含むローカルエリ
アネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続
を形成する共通無線通信チャネルを介してデータを送信
するデータ装置であって、各データ装置は、（ｉ）既知
のチップ幅を有すると共に同一の直接シーケンス拡散ス
ペクトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、（ｉｉ）拡散
スペクトラムプロセッシングゲインを使用して未知の干
渉信号と未知のマルチパス信号とを抑制し、該データ装
置は、 （Ａ）ディジタル波形シンボルのシーケンスとしてデー
タを供給する手段を含み、各ディジタル波形シンボル
は、（ａ）シンボル期間の間に発生し、（ｂ）少なくと
も２N個のディジタル波形シンボルのセットから選択さ
れ、セットの中のディジタル波形シンボルの少なくとも
いくつかは、互いに直交しており、（ｃ）Ｎ個のデータ
ビットを表し、該セットの中の各ディジタル波形シンボ
ルは、他のものから一意であり、（ｉ）シンボルの一意
性は、一意のパルス構造によって決定され、（ｉｉ）該
ディジタル波形シンボルのセットの中の任意のディジタ
ル波形シンボルの最も小さなパルス幅は、シンボル変調
パルス幅を定義し、該データ装置は、さらに、 （Ｂ）シーケンシャルに隣接するシンボル期間の各ペア
の中でＤＳＳＳコードを差動直角位相シフトキーイング
（ＤＱＰＳＫ）をする手段と、 （Ｃ）シーケンシャルに隣接するシンボル期間の各ペア
の中で差動直角位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）を
した後に、ディジタル波形シンボルのシーケンスとＤＳ
ＳＳコードとを組み合わせて、該ＤＳＳＳコードとＤＱ
ＰＳＫの位相回転とを用いてディジタル波形シンボルの
シーケンスを生成する手段と、 （Ｄ）ＤＳＳＳコードとＤＱＰＳＫの位相回転とを用い
たディジタル波形シンボルの関数としての搬送波信号を
変調して、変調信号を生成する手段と、 （Ｅ）該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信
する手段とを含み、 該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を用いないディジタル波形シンボルのセットのシンボル
変調パルス幅に等しい装置。 - 【請求項２２】 請求項２１に記載のデータ装置におい
て、各ディジタル波形シンボルは、直角位相成分と同相
成分とを含む装置。 - 【請求項２３】 請求項２１に記載のデータ装置におい
て、シーケンシャルなシンボル期間についてのＤＱＰＳ
Ｋを用いないＤＳＳＳコードは、直角位相成分と同相成
分とを含む装置。 - 【請求項２４】 請求項２１に記載のデータ装置におい
て、インターフェイスを介して該データ装置をコンピュ
ータに接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項２５】 請求項２１に記載のデータ装置におい
て、該変調信号の関数として無線信号を増幅して送信す
る手段は、アンテナを介して該無線信号を送信する手段
を含む装置。 - 【請求項２６】 複数のデータ装置を含むローカルエリ
アネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続
を形成する共通無線通信チャネルを介して送信されたデ
ータを受信するデータ装置であって、各データ装置は、
（ｉ）既知のチップ幅を有すると共に同一の直接シーケ
ンス拡散スペクトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、
（ｉｉ）拡散スペクトラムプロセッシングゲインを使用
して未知の干渉信号と未知のマルチパス信号とを抑制
し、データは、ＤＳＳＳコードと差動直角位相シフトキ
ーイング（ＤＱＰＳＫ）の位相回転とを使用してディジ
タル波形シンボルのシーケンスとして送信され、各ディ
ジタル波形シンボルは、データのＮ個のビットを表し、
少なくとも２N個の可能なディジタル波形シンボルのセ
ットから選択され、ディジタル波形シンボルの少なくと
もいくつかは、互いに直交しており、 （ｉ）該セットの中の各ディジタル波形シンボルは、他
のものから一意であり、（ｉｉ）シンボルの一意性は、
一意のパルス構造によって決定され、（ｉｉｉ）該ディ
ジタル波形シンボルのセットの中の任意のディジタル波
形シンボルの最も小さなパルス幅は、シンボル変調パル
ス幅を定義し、（ｉｖ）ＤＱＰＳＫは、該送信されたシ
ーケンスの中のシーケンシャルに隣接するディジタル波
形シンボルの各ペアの間の位相シフトと関連しており、
該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を使用しない場合のディジタル波形シンボルのセットの
シンボル変調パルス幅に等しく、該データ装置は、 該共通無線通信チャネルから無線信号を受信して、該共
通チャネルを介して送信され該データ装置によって受信
されたデータの関数として入力信号を供給する手段と、 該ＤＳＳＳコードを用いたディジタル波形シンボルのセ
ットと該入力信号との相関をとり、最も可能性の高い送
信されたディジタル波形シンボルのシーケンスを表すデ
ータビットの第１のシーケンスを供給する手段と、 該送信されたシーケンスの中の該ＤＳＳＳコードを用い
たシーケンシャルに隣接するディジタル波形シンボルの
各ペアの間の差動位相シフトの関数としてデータビット
の第２のシーケンスを供給する手段と、 データビットの第１のシーケンスと第２のシーケンスと
を変換してディジタルビットシーケンスにする手段とを
含む装置。 - 【請求項２７】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、ＤＳＳＳコードを用いる該セットの中の各ディジタ
ル波形シンボルは、同相成分と直角位相成分とを含み、
データビットの第１のシーケンスを供給する手段は、Ｄ
ＳＳＳコードを用いる該セットの中の各ディジタル波形
シンボルの同相成分と直角位相成分とを該入力信号と相
関させて、最も可能性の高い送信された複素ディジタル
波形シンボルのシーケンスをあらわすデータビットのシ
ーケンスを供給する手段を含む装置。 - 【請求項２８】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、入力信号を供給する手段は、ネットワークに接続さ
れた他の何れかのデータ装置から共通無線通信チャネル
を介して無線信号を受信するアンテナ手段を含む装置。 - 【請求項２９】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、コンピュータインターフェイスを介して該データ装
置をコンピュータに接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項３０】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、データインターフェイスに該データ装置を接続する
手段をさらに含む装置。 - 【請求項３１】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、該データ装置をプリンタに接続する手段をさらに含
む装置。 - 【請求項３２】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、該データ装置を大規模データ記憶装置に接続する手
段をさらに含む装置。 - 【請求項３３】 請求項３２に記載のデータ装置におい
て、大規模データ記憶装置は、ファイルサーバを含む装
置。 - 【請求項３４】 請求項２６に記載のデータ装置におい
て、該データ装置をアンテナ、バンドパスフィルタ、ダ
ウンコンバーティングステージ等に接続する手段をさら
に含む装置。 - 【請求項３５】 複数のデータ装置を含むローカルエリ
アネットワークの任意の２つのデータ装置間の無線接続
を形成する共通無線通信チャネルを介して送信されたデ
ータを受信するデータ装置であって、各データ装置は、
（ｉ）既知のチップ幅を有すると共に同一の直接シーケ
ンス拡散スペクトラム（ＤＳＳＳ）コードを使用し、
（ｉｉ）拡散スペクトラムプロセッシングゲインを使用
して未知の干渉信号と未知のマルチパス信号とを抑制
し、データは、ＤＳＳＳコードと差動直角位相シフトキ
ーイング（ＤＱＰＳＫ）の位相回転とを使用してディジ
タル波形シンボルのシーケンスとして送信され、各ディ
ジタル波形シンボルは、データのＮ個のビットを表し、
少なくとも２N個の可能なディジタル波形シンボルのセ
ットから選択され、ディジタル波形シンボルの少なくと
もいくつかは、互いに直交しており、 （ｉ）該セットの中の各ディジタル波形シンボルは、他
のものから一意であり、（ｉｉ）シンボルの一意性は、
一意のパルス構造によって決定され、（ｉｉｉ）該ディ
ジタル波形シンボルのセットの中の任意のディジタル波
形シンボルの最も小さなパルス幅は、シンボル変調パル
ス幅を定義し、（ｉｖ）ＤＱＰＳＫは、該送信されたシ
ーケンスの中のシーケンシャルに隣接するディジタル波
形シンボルの各ペアの間の位相シフトと関連しており、
該ＤＳＳＳコードの既知のチップ幅は、ＤＳＳＳコード
を使用しない場合のディジタル波形シンボルのセットの
シンボル変調パルス幅に等しく、該データ装置は、 該共通無線通信チャネルから無線信号を受信して、該共
通チャネルを介して送信され該データ装置によって受信
されたデータの関数として入力信号を供給する手段と、 （ｉ）ＤＳＳＳコードを除去し、（ｉｉ）セットのディ
ジタル波形シンボルとの相関をとり、（ｉｉｉ）該送信
されたシーケンスの中のシーケンシャルに隣接するディ
ジタル波形シンボルの各ペアの間の位相シフトを決定し
て、最も可能性の高い送信されたディジタル波形シンボ
ルと該送信されたシーケンスの中のシーケンシャルに隣
接するディジタル波形シンボルの各ペアの間の位相シフ
トとの関数としてディジタルデータビットシーケンスを
供給するように動作する手段とを含む装置。 - 【請求項３６】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、該セットの中の各ディジタル波形シンボルは、同相
成分と直角位相成分とを含み、ディジタルデータビット
シーケンスを供給する手段は、該セットの中の各ディジ
タル波形シンボルの同相成分と直角位相成分とを相関さ
せて、最も可能性の高い送信された複素ディジタル波形
シンボルのシーケンスをあらわすデータビットのシーケ
ンスを供給する手段を含む装置。 - 【請求項３７】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、入力信号を供給する手段は、ネットワークに接続さ
れた他の何れかのデータ装置から共通無線通信チャネル
を介して無線信号を受信するためにアンテナを使用する
手段を含む装置。 - 【請求項３８】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、コンピュータインターフェイスを介して該データ装
置をコンピュータに接続する手段をさらに含む装置。 - 【請求項３９】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、該データ装置をデータインターフェイスに接続する
手段をさらに含む装置。 - 【請求項４０】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、該データ装置をプリンタに接続する手段をさらに含
む装置。 - 【請求項４１】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、該データ装置を大規模データ記憶装置に接続する手
段をさらに含む装置。 - 【請求項４２】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、大規模データ記憶装置は、ファイルサーバを含む装
置。 - 【請求項４３】 請求項３５に記載のデータ装置におい
て、該データ装置をアンテナ、バンドパスフィルタ、ダ
ウンコンバーティングステージ等に接続する手段をさら
に含む装置。
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