CN100483958C - 高数据率无线局域网络的通信方法 - Google Patents

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Abstract

一种用来在至少两个数据装置之间进行数据通信的设备和方法，它适用于无线局域网络，特别在高数据率下能够提供通过被多路径干扰所干扰的射频通信频道进行坚固的数据通信时的鲁棒性。本发明的一个优选实施例把数据表示成为一个被伪噪声直接序列扩散谱调制(70)所编码的沃尔什函数波形(66)的序列。数据的沃尔什函数编码提供了长的符号持续时间，由此使得扩散谱调制有可能在提供高数据率的同时提供足够的处理增益，以基本上克服多路径干扰。

Description

高数据率无线局域网络的通信方法
本申请是95191641.6的分案申请。
发明领域
一般地说，本发明涉及各种高数据率无线局域网络，较具体地说，涉及应用于受到多路径干扰的高数据率的无线局域网络的通信方法。
发明背景
使各个计算机之间可以互相进行数据通信的计算机通信网已变得很普通。例如，一个第一计算机的用户可以与一个第二计算机进行文件和实时数据的发送和接收。局域网络(LAN)是在位于一个共同地区内的多个计算机之间提供计算机通信的计算机通信网。例如，典型的情形是LAN用于使一个办公楼或者教学楼内的多个个人计算机或工作站互相连通，或者使位于一个校园内的或办公区内的几个楼中的多个计算机互相连通。典型的情形是，连接在LAN上的多个计算机之间互相通信，它们通常也还和一个或几个装备有输出设备(如打印机)和大容量数据存储器(例如文件服务器)的一个或几个中央的或专业的计算机(例如主计算机)互相通信。
计算机通信网，如LAN，利用某种传送介质来在网络中的多个数据装置之间进行数据信号通信。一般，该传送介质是导线网络。导线可能会遇到一些麻烦，例如存在日常的维护问题、要占用空间、需要安装时间、限制连接在网络上的计算机的移动等。
为了克服与使用导线作为传送介质的系统相关联的问题，可以在计算机通信网中使用多个无线电发送接收机来在各计算机之间进行运载数据信息的无线电信号的通信。由于低的数据传送率和/或低的可靠度，至今无线电发送接收机的使用被接受的程度不大。典型地，如果降低数据传送率，则可靠度就能得到改善。或者，可以得到高的数据传送率，但这时可靠度就降低。
无线局域网络中各计算机之间的高数据率传送的主要障碍是一种称之为“多路径”的干扰现象。一个无线电信号在传向接收机时常常会途经多种路径。例如，传播环境中的一些表面的反射可能导至多个传播路径。这些路径中的一些路径比其他的路径长。因此，由于每条路径上的信号的传播速度是相同的，于是沿某些路径传播的信号要比沿另外路径传播的信号晚一些才到接收机。有时当较晚的信号到达接收机时就会和较早到达的信号发生干涉，造成信号降质。
多路径时延分散是指最早到达接收机的发送信号的到达时刻和最晚到达接收机的发送信号的到达时刻之间的时间。
为了理解多路径效应和本发明，讨论一下“符号”这个术语是有帮助的。一个或多个符号可以结合起来形成一个能够传递一个意思的消息。每一个符号都是从一组可能的符号中选出的，并能唯一地被识别，这组可能的符号叫做符号表。符号表中的符号数目叫做该符号表的“阶次”。例如，字母“a”、“b”、“c”是英语符号表(字母表)中的几个符号，这里该英语符号表的阶次为26。数“0”和“1”是二进制数系统中的两个符号，该系统的阶次为2。
有可能用第二个符号表中的一个符号来代表第一个符号表中的一系列符号，例如用符号“a”来代表二进制符号序列“101”。该二进制符号序列由三个二进制符号组成。由于每个二进制符号都可以是两个可能符号中的任一个，所以在一个由三个二进制符号组成的序列中，有8种可能的互不相同的二进制符号序列。这样，为了代表这8种可能的互不相同的含有三个二进制符号的序列，需要一个阶次为8的符号表。一般地说，为了代表M＝2N种可能的互不相同的含有N个二进制符号的序列，需要一个阶次为M＝2N的符号表。正像二进制发信可以叫做二值发信那样，一个利用阶次为8的符号表来代表三位的二进制序号序列的发信系统叫做8值发信。在通信系统设计的术语中，一个8值符号的表示方式被叫做用“每符号3比特”来代表每一个符号。
一般地说，一个用阶次为M＝2N的符号表来代表一个N位的二进制符号序列的发信系统被叫做是M值发信。在M值发信中，等价的二进制数据率R等于符号率S乘以每个符号的比特数N，即R＝S·N。每个符号的比特数N等于log 2M。所以，对于8值发信有N＝3，从而等价二进制数据率是符号率的三倍(假定没有错误校正码，也没有引头比特位)。
在二进制发信中，由于这时M＝2，每个符号的比特数N＝1，所以等价二进制数据率等于符号率，即R＝S。这样，在二进制发信的讨论中“比特”和“符号”常常可以互换使用。
在无线电通信中，发送机含有一个调制器，它给出代表提供给它的信息的发送信号。反之，接收机含有一个解调器，它接收发送信号并在理想情形下给出由该发送信号所代表的原始信息。通常，提供给调制器的信息包含有多个符号，这里的每个符号都是从一个有限的符号组中选出的。对于提供给调制器的每一个符号，调制器都产生一个从一组离散的符号波形中选出的相应的符号波形，然后该符号波形被发送到一个通信频道上，以供至少一个接收机接收。
每个被发送的符号波形都会受到失真和噪声的影响，使得每个接收到的符号波形不同于相应的原始的发送符号波形，而变得较相似于实际上没有发送的其他符号波形。于是，有必要确定在已知的离散符号组中哪一个符号是最可能被发送的符号。这个确定在接收机的解调器中进行，解调器的输出是一个从已知的符号组中选出的一些符号的序列，它代表着对发送符号序列的最佳估计。
为了确定发送了什么符号序列，对于每个发送符号，解调器对相应的接收符号波形进行一段时间的处理，这段时间叫做相干积分时间。重要的是，每个相干积分时间应该和每个接收符号波形相一致，由此给出正确的同步性。如果没有正确的同步性，接收波形的符号内容将被误释。
为了进一步说清楚多路径干扰的概念，考虑用二进制数据调制波形来发送消息的情况，其中每个消息符号由单个比特组成。当多路径时延分散大于一个符号波形的持续时间时，接收信号中首先到达的符号波形将和接收信号中前面的过分落后的另一个符号波形相重叠。这个现象叫做符号间干扰(ISI)。
例如，在典型的室内或校园无线电网络环境下，时延分散可能大于500ns。因为在二进制数据调制中，数据率是符号持续时间的倒数倍，于是500ns的时延分散意味着，甚至当数据率远小于2Mbps(每秒2兆比特)时就会造成由符号间干扰引起的明显的数据错误。
除了符号间干扰之外，某些多路径反射也能造成小于符号波形持续时间的时延分散。这种多路径干扰形式叫做符号内干扰，这种干扰可以引起总接收信号在幅度上的明显降质。
在符号内干扰中，多路径时延分散小于符号波形持续时间。于是，接收信号中首先到达的符号波形将和落后到达的同一符号波形中的非对应部分相重叠。结果，由于在某些特定频率处的相干抵消，大振幅的反射信号将在总接收信号的频谱中造成周期性的振幅零值。振幅零的带宽反比于造成干扰的对应信号的落后时间。这个现象叫做“频率选择衰减”，它基本上破坏了发送机和接收机之间的通信可靠性。
通常利用分集法来克服频率选择衰减。这些方法有空间分集、极化分集和频率分集。空间分集和极化分集少需要两个接收机，每个接收机都有一个单独的接收天线，使得每个天线的频率选择模式是不同的。
频率分集式接收机可以共用一个宽带接收天线，不过发送信号需被复制并在两个载波信号上发送，这两个载波信号的频率相差一个大于零值频率宽度的频带宽度。一个频率分集式接收机单元由多个接收机组成，各个接收机调谐在各个载波频率上。各个接收机的输出的衰减模式是互相独立的，利用这一点可以用几种已知方法中的一种方法把这些输出结合成一个输出。因为这种方法对所用的每一个分集频道使用了一个独立的接收机，所以其实现成本是很高的。
减小多路径效应引起的符号间干扰并同时保持高数据率有一些已知的方法。第一种方法使用有高天线增益的高方向性的视性(LOS)微波连接，它所基于的事实是落后最多的信号往往是沿相对于微波天线中心轴有大偏离角的路径到达天线的。这个方法的一个问题是，为了得到高天线增益，天线必须很大，安装在固定的平台上，还必须仔细地对准方向。因此安装和移动这种天线是复杂而昂贵的。对于小范围室内或校园环境来说，大天线是特别不合适的。
第二种减小由多路径效应导致的符号间干扰并保持高数据率的方法是利用自适应滤波器来实现的回波抵消技术。然而，无线电通信的高动态环境所要求的高数据率使得自适应滤波器的成本和计算要求无法满足。
第三种方法是把发送的波形分成多个频道发送，每个频道有不同的载波频率，并且其带宽要比单频道发送时的要小(因此要用较长的符号持续时间)。由于每个频道需要一个独立的接收机，所以这个方法的成本太大。
第四种方法是最不常用的方法，它利用M值正交发信，其符号的长度是二进制符号长度的log 2M倍。根据正交性质，代表每个符号的波形在符号表中的其他任一个符号的波形上的投影为零，而构成消息的各个符号就是从这个符号表中选取的。从而，该符号表中的每个符号就比不存在正交性时更容易与符号表中的其他符号区分出来。
如果使正交信号的符号持续时间比多路径时延散布长得多，就可以减小多路径的影响，例如，许多方法中的一个方法是利用M值频移键控(MFSK)调制来把高阶次符号表编码成M个频率中的一个频率。正交发信仍需要一个分集式接收机，以克服符号间干扰。而且，和普通通信频道相比，正交发信需要较大的带宽来实现，因此典型地将为政府法规所禁止。
一般地说，所有这些减小由多路径效应导致的符号间干扰并保持高数据率的方法都必须还含有分集式接收的手段，以减小符号内干扰，结果必须使用两个接收机。
直接序列扩散谱(DSSS)调制是一种乘法调制技术，它可以用来分辨和鉴别多路径干扰。一种常用但不令人满意的减轻多路径效应的方法是把直接序列扩散谱调制和二进制数据调制相结合使用，其中DSSS调制的直接序列扩散函数是一个伪噪声(PN)波形。该方法不能令人满意的原因在于当为了克服多路径效应而采用了足够大的处理增益时它不能够提供足够高的数据率来支持LAN的吞吐率要求。
二进制数据调制的扩散谱波形的处理增益是DSSS调制的扩散带宽和数据带宽之比值。由于政府法规的约束或信号处理技术缺陷的约束，扩散带宽常常是有限的。降低二进制数据率可以增大处理增益，从而增大容错能力，但同时也牺牲了数据的吞吐率。
减小由多路径效应导致的符号间和符号内干扰的能力取决于扩散谱波形的处理增益和接收机，而分辨相邻路径的能力只取决于扩散带宽，与符号率无关。
已经知道可以用沃尔什(walsh)函数波形来实现码分多重访问(CDMA)。CDMA用来改善扩散谱系统的频道容量，该系统中多个发送机有同样的频谱。沃尔什函数调制用来提供可分离的信号。由于有限的处理增益，要保证这个可分离性是困难的，因此通常需要精确的发送机功率调整。进一步改进增益将是所希望的。
Gilhousen在美国专利No.5,103,459中专门说明了一种蜂窝电话系统，该系统利用扩散谱编码来区分多个用户的各个信号。这种能力是众知的扩散谱发信的一种CDMA应用。它没有涉及到多路径干扰的减小。在前向频道中，沃尔什函数发信是用来改进CDMA性能的，不是用于数据调制。此外，沃尔什函数发信不是用来通过延长符号持续时间而提高CDMA处理增益的，而只是用来提供比单独用伪噪声DSSS所提供的更好的CDMA波形，这是因为其处理使得在共用相同频带的多个用户之间出现正交性，而不是在数据符号之间出现正交性。虽然Gilhousen的上述美国专利讨论了在逆向频道中使用沃尔什函数数据调制，但是该专利明确说明沃尔什函数发信的目的是为了在瑞利衰减多路径通道中获得良好的高斯噪声特征。所以排除了使用需要一个相干相位参考信号来进行解调的调制，例如二进制相移键控调制。Gilhousen的上述专利说，在瑞利衰减多路径环境中差分相移键控将不会很好工作，并且为了克服缺少相位参考问题，需要某种正交发信手段。况且，由于Gilhousen的前述专利中所讨论的多路径通道是瑞利衰减的，该专利没有分辨和鉴别多路径干扰。还有，在Gilhousen的上述专利中，数据调制的沃尔什函数发信的使用是独立于扩散谱编码的使用的。Gilhousen的上述专利明确地说二进制正交发信也是可工作的，这是因为不需要相干的相位参考。Gilhousen的上述专利中描述的接收机需要利用全部的前向和逆向频道以使移动单元在时间上同步。事实上，需要一个卫星运载的定时系统来保持各个蜂窝单元之间的定时对准。因此，Gilhousen的上述专利所公开的系统明显是一个时间同步的CDMA蜂窝电话通信系统，所以它并不期望用于，或不适合用作一个高数据率射频计算机间的通信系统。
Kerr的美国专利No.4,635,221和No.5,001,723描述了一种系统，它利用了表面声波卷积器中可达到的带宽，这种卷积器通常具有比信号发送可达到的带宽高得多的处理带宽。接收的信号被多重化在几个载波频率上，其中每一个都在卷积器内被独立地处理。卷积器用来同时地对接收的信号和M个由沃尔什函数和PN—DSSS波形组成的正交参考波形进行比较。专利No.5,001,723描述了一种变体，它用正交正弦函数来代替专利No.4,635,221中的沃尔什函数。在下述意义上这两个专利所涉及的范畴是比较窄的：它们专门涉及了利用卷积器来解调多个信号的方法，而没有公开任何实现适用于多路径环境中的高数据率无线局域网的手段。
Groth在美国专利No.4,494,238中公开了对跨越多个在接收机中作相干处理的非连续载波频率的伪噪声直接序列扩散谱的利用。在这个系统中，沃尔什函数用来在接收机中产生一些用于进行相位计算的信号，而不是用来在受到多路径干扰的通信频道上发信。
MacRae等人的美国专利No.4,872,182提供了一种确定使高频无线电通信网络工作的有用频带的方法。各个接收机通过它的伪噪声直接序列扩散谱参考码来识别，虽然其中没有明显地提到“CDMA”这个词，但这隐含着扩散谱编码是用于CDMA目的的。沃尔什函数调制是用来规定控制信息的，该控制信息用于对可得到的频带进行扫描，直到找到一个有用频带。
发明目的
本发明的总的目的是提供一种能克服以往技术的上述各种问题的那种类型的无线LAN。
本发明的较具体的目的是提供一种能达到高数据率同时又能提供可靠的通信的无线LAN。
本发明的另一个目的是克服由多路径效应所导致的符号间和符号内干扰，由此提供容错性能(鲁棒性)比以往技术可能达到的更好的较高的数据率。
本发明的另一个目的是提供一种实现高可靠度、高数据率的无线局域网的实际装置。
发明概述
本发明提供一种给出即使存在有多路径干扰的无线局域网络数据通信环境下的高数据率的设备和方法。为了做到这一点，本发明把例如正交信号组这样的高阶次发信符号表和直接序列扩散谱调制(DSSS)相结合，以提供能够抑制由多路径效应所导致的符号内干扰和符号间干扰的处理增益，同时也提供无线LAN所需的高数据吞吐率。再有，DSSS在这种高数据率中的应用使符号内干扰效果减少到这样的程度，以致大为大小了对各种分集方法的需要。
使用高阶次发信符号表使得一个符号波形的长度是等价的二进制发信波形的log 2M倍，其中M是高阶次发信符号表的阶次。高阶次发信符号表的较长持续时间的符号波形和DSSS波形一起调制，从而在不增加扩散谱发送带宽的情形下给出了给定数据率下的增大了的处理增益。增大的处理增益造成了在数据率高到足以支持实际无线LAN的情形下的高容错性能。
对于某些应用，利用非正交的高阶次发信符号表将可得到可接受的性能，该性能是指给定信噪比时的低误码率。非正交符号组的例子有：正交振幅调制(QAM)信号构象，和发送每个符号多于2比特的符号时的M值相移键控组。
在一个优选实际例中，所用的高阶次符号表中的各符号是互相正交的。用M值正交发信来实现高阶次符号表通常是为可得到的窄带频道分配所不能容许的；为了传送每个符号n个比特，所需的带宽将是符号率的M倍，这里M的值是2n。如n和M之间的指数关系所表明的，支持M个正交波形所需的精细结构(高频成分)导致了对带宽要求的指数式增大。例如，对于一个给定的符号率，把每个符号发送的比特数从4增大为5将使吞吐率(数据率)增加25％，但却要求发送机的带宽增加100％。
一个适配于直接序列扩散码的带宽的，也即能被该带宽支持的正交发信组的例子是沃尔什函数波形组。作为一种高阶次符号表，这些波形能够在不超过扩散谱发信独自所需占用的发送带宽的情形下直接被伪噪声扩散谱调制所调制。由于扩散谱的频率分配和扩散谱发送接收机设备本质上是宽带的，所以当沃尔什波形组和DSSS编码结合使用时它并不需要额外的带宽，虽然这时比仅仅用沃尔什函数对信号进行编码需要较大的带宽。
结果，“使扩散”和“解扩散”这两个词分别可以被解释为DSSS编码波形的调制和解调制，而不论是否存在由于DSSS波形而引起的带宽变化。对于其带宽小于DSSS编码波形带宽的沃尔什函数波形的情形而言，“使扩散”和“解扩散”可以从较为普遍的意义上来理解。
本发明采用一种含有多个互相正交的二进制波形的沃尔什函数波形，这些二进制波形可以同时地调制在一个扩散谱代码上，使得沃尔什函数波形和扩散谱波形两者中的所有的二进制值跳变都与一个公共时钟信号的跳变同时发生。该时钟信号的频率选择得能够支持沃尔什函数以及扩散谱函数中可能有的最精细的脉冲结构。波形中可能出现的最精细的脉冲结构确定了该波形的带宽。因此，时钟频率确定了波形的带宽。只要波形信号的跳变发生在时钟脉冲的边缘处，沃尔什函数和扩散谱波形的相乘性结合就不需要超过其两个组成波形的带宽的额外带宽。于是可以使用其带宽小于或等于DSSS波形带宽的沃尔什函数波形，而不会增加沃尔什函数/DSSS组合波形的带宽。
在另一个优选实施例中，给正交信号组补上了一个正反对的(antipodal)信号组，以形成一个双正交信号组，这进一步增加了给定DSSS处理增益下的数据率。其他的实施例还有：像差分相移键控(PSK)那样地进行跨越两个符号的非相干发信，以执行双正交发信；与单个符号内的正交发信相结合的相干和非相干M值相移键控；以及跨越两个符号的相干相移键控和单个符号内的正交发信的差分编码。
附图简单说明
通过下面结合附图所作的详细说明将可更充分地理解本发明，在附图中：
图1是受多路径干扰的通信频道的示意性表示图；
图2是时间和测得的脉冲响应的对数之间的关系图，该脉冲响应是一个典型的同时呈现出符号内干扰和符号间干扰的短距离多路径频道的脉冲响应；
图3是一个扩散谱发送机的方框图和有关波形的时域表示；
图4是接收机中所用的相关处理器的方框图，该相关处理用来使一个视线(LOS)信号解扩散，该视线信号先经过了DSSS编码，然后又被通信频道干扰，热噪声和多路径效应所降质。
图5A、5B和5C分别示出了视线信号及反射信号的时域图、一个方框图、和一个相关处理输出图，它们一起说明了对视线信号和反射信号的和进行相关处理操作以产生相关处理输出曲线；
图6是时间和测得的脉冲响应的对数之间的关系图，它说明了由每个符号的DSSS编码所给出的明显的符号间干扰的消除。
图7是一个表示各种类型的LAN是否要求快速同步化的表格。
图8是一种扩散发送机的方框图；
图9是一种具有向相关解调器提供定时信号的快速同步化电路的扩散谱接收机的方框图；
图10是一种具有一个执行同步化的滑移串行相关器的扩散谱接收机的原理图；
图11是数据包结构的一个例子的图；
图12是一种利用带通滤波进行直接序列(DS)去除的相关解调器的原理图；
图13是一种利用基带的DS去除和非相干DPSK的用于正交发信的非相位相干相关解调器的原理图；
图14是一种利用基带的DS去除和相干DPSK的用于正交发信的相位相干相关解调器的原理图；
图15A—15H是示出按沃尔什阶次递增的前8个沃尔什函数波形的波形图；
图16是在各种数据率下DPSK发信和正交发信时的1024比特数据包的正确解调概率和信号—干扰比之间的关系图；
图17是图16关系图的部分放大图；
图18是本发明接收机的电荷转移器件实现的集成电路布局图；
图19是用于相干载波一相位参考信号的解调器芯片电路的原理图；
图19A是详细示出图18的加/减模块的方框图；
图20是用于未知相位的载波信号的解调器芯片电路的原理图，其中既处理同相位频道，也处理正交相位频道，并且原理性地示出了其中解调器芯片的结合电路；
图21A和21B是说明把图20的电路分割成两个芯片或者实现串级结构的优选方案的原理图；
图22是计算沃尔什系数的基本单元的原理图；以及
图23是把多个图22的基本单元连接成树状结构来进行沃尔什系数计算的原理图。
发明详细说明
本发明提供在局域网络数据通信环境下减少多路径效应并同时给出高数据率的一种设备和方法。本发明的设备和方法把高阶次发信符号表，例如正交信号组，与直接序列扩散谱(DSSS)调制结合在一起。
本发明认识到，一种不需要比DSSS调制的扩散码有更大的带宽的正交发信组例如是沃尔什函数波形组。作为一个高阶次的符号表，这些波形可以与伪噪声(PN)直接序列扩散谱(DSSS)波形相结合，而不会使所占用的发送带宽增加到超出单独扩散谱发信时所需的带宽。沃尔什函数信号组所含有的二进制波形可以被DSSS波形同步地相乘，使得沃尔什函数波形的所有二进制跳变都发生在与产生DSSS波形的时钟信号的跳变相同的时刻上。
波形的带宽取决于波形可能有的最精细脉冲结构。因为时钟的每个跳变代表着可能的信号跳变，所以时钟率确定了信号波形的可能的最精细脉冲结构。最大带宽的波形的发生时钟跳变点上的任何信号跳变都不会需要超过时钟信号带宽的额外带宽。
还存在有其他的途径来提供与扩散谱技术结合使用的正交信号组。代替利用与单个伪噪声扩散码相结合的分开的例如沃尔什函数这样的相乘性正交信号组来实现发信，符号波形也可以从一组近似的正交伪噪声(PN)扩散码中来选取，或者从这些扩散码的相移中来选取。发送同一种代码的各种相移的调制包括有例如脉冲位置调制(PPM)和循环码移动键控调制，但是由于这些时移调制在受到多路径延时时其解调可能会出现含混，因此时移调制是不适当的。那种通过发送一组PN扩散波形中的一个波形来代表数据的调制也有许多问题。
只有那些循环性的、未加数据调制的最大长度序列的PN波形才呈现出所需的近似正交的互相关性质。随机选取的PN波形呈现出等于PN波形处理增益的平均互相关值(不同的波形对之间的)。要导出一个具有良好互相关性质的波形子组是困难的。所需波形的数目随着必须发送的每个符号的比特数指数地增加。这些波形一旦确定之后，则因为该结构中的各个波形是互相无关的，所以它们必须由多个独立的PN发生器来产生。
在接收机中，由于各个波形一般是互相独立的，所以对每一个发送来的波形都必须有一个分开的扩散谱相关器。每个相关器都对接收到的信号操作，试图在其输出端给出一个能代表接收信号波形和参考波形之间的相关程度的电平。在各个相关器中将提供各个有可能发送的波形来作为参考波形。关于实际上是发送了哪一个波形的数据决策是由具有最大输出信号的那个相关器来确定的。
反之，根据本发明，沃尔什函数不会出现这些问题，沃尔什函数的规则的波形结构使得可以容易地合成出一组任意阶次的波形。在接收机中，本发明充分利用了沃沃尔什函数波形的分解性质，使得一个相关器可以用多个相同的元件来构筑，详见后述。这样，根据本发明，沃尔什函数正交数据调制是一种用来和扩散谱调制相结合的优选的数据调制形式。
不过，任何一种能够给出对M个沃尔什函数波形中的第一个波形的相关值的手段也都是可使用的。关于与扩散谱调制相结合使用，作为其他的例子，例如快速沃尔什变换(也称作快速哈达马(Hadamard)变换)，也同样是可用的。
一个正交信号组的特征是具有这样的性质，即信号组中任一个波形在其他波形上的投影都为零。反之，一个正反对的信号组的特征是具有这样的性质，即一个波形可以在另一个波形上有负的投影。结合这两种信号组就形成了一个双正交信号组，其中既可能是正交信号也可能是正反对的信号。其好处是，双正交数据调制能在不增加发送带宽或不减小处理增益的情况下给出每个符号的额外的数据比特。这时将伴随着需要略微增大的信噪比，不过这影响不大。
如图14的示范性实施例中所说明的，双正交信号组可以在沃尔什函数解调器中实现，其中任何波形的正、负相位都可用作一个符号中的额外可能的波形。这样，相移键控(PSK)可以和正交发信结合。只要跟踪接收信号的相位，就可以相干地处理双正交调制。
或者，如图13的示范性实施例所说明的，利用各符号之间的差分相移键控(DPSK)，也可以非相干地处理双正交调制。如果采用非相干DPSK，则在各正交的接收机对每一对相邻符号确定了最可能发送的是哪一个波形之后，DPSK接收机就确定在每一对符号波形的载波之间是否有可能发生了相位反转。正像二进制DPSK那样，被进行这个操作的下一对符号将由前一对符号中的第二个符号和一个新符号所组成。
正像如果在接收机中产生了一个相位参考时，相干PSK可以使用于每一个符号那样，多相位相移键控也可以与正交发信一起使用，以提高数据率。不过，当信号组的阶次增加时，这种类型调制的比特误码率(BER)性能将快速下降。此外，也可以采用多级DPSK，例如差分正交相移键控(DQPSK)，它为了改善数据率而牺牲了BER性能。
本发明的几个实施例给出了容错性(鲁棒性)强的无线LAN性能。一个这样的实施例对发送符号序列中的每一个相继的符号采用了不同的PN扩散码。由此使得因各发送符号之间的多路径中的高互相关性旁瓣所引起的错误被随机化了。
在一个优选实施便中，为了进一步减小误码率，也可以采用错误校正编码。错误校正编码可以用来补偿在某些多路径延时条件下可能发生的解码器输出端的高旁瓣所引起的一部分误码率。
在另外的实施例中，对每个相继的符号重复同样的PN码。使用重复的PN码可以有助于减小峰值互相关旁瓣电平，而改变代码将引起各符号之间电平的某种随机化。
本发明的另一个实施例在扩散谱码调制中采用了脉冲整形滤波器，以减小为达到某一给定处理增益所需的带宽。本技术领域的人们都知道，在频率域中具有方形波形的，也即没有频率旁瓣的波形能够给出最大的处理增益。因此，代码脉冲的形状以其较高的时间域旁瓣来换得较低的频率域旁瓣，即频率域内的方形程度。
多路径环境
参见图1，区分多路径干扰的两种主要类型是有用的。“近型”多路径干扰是由于存在有视线(LOS)信号26的一个反射信号28而引起的，这后一信号只比直接的视线信号26多传播了一个小距离，从而造成了接收信号的相干抵消和信号功率的深度衰减，这里的接收信号至少是反射信号28和LOS信号26的组合。这种类型的反射信号相对于LOS信号26的延时不超过LOS信号26中一个数据符号的持续时间，所以由此造成的干扰被叫做“信号内”干扰。这种类型的多路径干扰是在这样的情形中造成的，即当从一个反射面上反射的反射信号的传播路径在射到接收机上时与LOS信号之间只有一个小的夹角。
LOS信号26和反射信号28的各种频率成分在接收机上发生相消干涉，使得接收频谱中出现零点。例如，假如用一个窄带信号，也即一个占据比较窄的频率范围的信号(这在传统的通信中普遍使用)，去调制一个其频率位在接收频谱中的一个零点处的载波信号，并且该窄带信号既沿着LOS路径又沿着反射路径传播到接收机，那末接收到的调制信号的振幅将几乎为零。甚至有可能发生这样的情况，即调制信号的振幅将减小到小于由通信频道所引入的噪声的振幅，结果造成数据错误。这个效应叫做多路径衰减。
例如，假定接收机位在距发送机200m远处，另有一个信号反射器位在与接收机/发送机之间的视线的垂直距离为45m的地点，则一个从发送机发出、经过该反射器反射后又射向接收机的反射信号将比LOS信号多传播20m的距离。所以在这个例子中，反射信号比LOS信号大约要晚到65纳秒(ns)。如果该反射是镜面反射，实际上经常如此，则反射信号的振幅可以接近于LOS信号的振幅，由此引起了深度的衰减。
“远型”多路径干扰发生在这样的情形中，这时反射信号传播的距离比LOS信号大得多，以致所造成的延时大于一个数据符号的持续时间。这样造成的干扰叫做“符号间干扰”(ISI)。造成反射的原因可以和“近型”多路径中的相似，但发送/接收机相对于反射表面的相对几何位置使得反射信号在衰减到远小于LOS信号的振幅之前具有了足以可能超出符号持续时间的反射路径长度。本发明排除了远型多路径干扰加在二进制通信数据率上的这种以往存在的限制。
当对应于第一个数据比特的反射信号和对应于第二个数据比特的直接路径信号相重叠时，就发生了符号间干扰(ISI)。ISI会引起接收机中的数据恢复错误。例如，如果两个发送/接收机相距200m，并且反射器位在距LOS路径的垂直距离为150m而且每个发送/接收机等距离的地方，则反射路径将比LOS信号传播的直接路径长160m。于是，反射信号的到达时间约比LOS信号晚535ns。在这个操作环境下，二进制发信将被限制在远小于2Mbps的比特率上。
图2示出无线LAN通信频道的一个典型的滤波脉冲响应测量结果。这里，T代表符号持续时间。起始(滤波的)脉冲代表对一个所发送的脉冲的LOS响应。所有后面的响应都是由反射造成的。对于这个T值，符号内干扰和符号间干扰都是明显的。
扩散谱性能的优点
参见图3，伪噪声直接序列扩散谱技术(PN—DSSS)采用了一个相乘性调制步骤，它把发送信号分布到比为支持某个数据率正常所需的频率范围(带宽)较大的频率范围上。例如，在第一个调制器34中用二进制数据30来对载波信号32进行相移键控调制。第一调制器34的输出36的频率带宽为二进制数据30的数据率的量级。调制数据信号30中的陡锐的信号跳变38引起调制后信号36的相位反转。根据傅利叶变换理论，相位反转39把高频信号成分引入到信号带宽中。
PN—DSSS扩散码42中最精细的脉冲结构通常叫做一个契普(chip)40，以与比特相区别，它的含义是指数据信号中可能的最小脉冲。在第二调制器44中，用PN—DSSS扩散码42对波形36进行相移键控调制，使输出波形45的每个数据符号中有多得多的相位反转。第二调制器44的输出波形45具有和PN—DSSS码相同的带宽。调制器34和44的调制先后次序可以颠倒过来，而且调制的形式也可以是本技术领域所熟知的最小移频键控或各种其他的连续相移键控波形。
参见图4，在接收机46中，利用一个参考代码49由相关处理除去扩散码42，这可以利用例如一个匹配滤波器或者一个串行相关器48来实现。由相关器48实行的相关处理给出了构成接收信号的各个传播路径信号的线性分解50。这种分解在信号处理中是固有的。不需要反馈。因此，与自适应平衡系统不同，这里可以不用紧张的计算来处理宽频道的动态变化。
如图4所示，接收机46中的相关处理器48执行当地参考代码49和受到通过通信频道时的损害后的接收信号47之间的互相关处理。相关处理的输出50描述了接收信号相对于参考代码信号的相对位移范围。扩散码信号42的选择使得其自相关函数除了在信号对准时之外的任何地点都接近于零。当信号对准时，将出现一个被称作相关峰50的三角形脉冲，该脉冲的底宽为2/Tc，其中Tc是契普的宽度。
当达到完全对准时，将出现相关峰50的峰值。回忆一下，扩散码的每个比特叫做一个契普，以与数据比特相区分。因此，如果在一个互相关区间，例如一个符号持续时间，内有扩散序列的16个契普，那么扩散码可以有16种可能的方式对准于要相关的信号，这时契普边缘也对准了。契普定时的分数移动是造成未知契普边缘定时的原因。相关处理确定了哪个相对位置造成了明显的信号能量(相关峰)，而其余各种相对位置只有可忽略不计的能量，也就是没有信号峰。
参见图5，反射信号52和LOS信号54的PN—DSSS扩散谱调制它们可以利用相关处理56而在接收机中在时间上被分辩开，由此排除了多路径干扰。经过相关处理56之后，信号52和54将分别由移位后的相关峰52a和54a所代表，每个峰具有一个代表相对接收信号强度的幅度。实际上，在扫过相对的代码对准时，相关处理的输出接近于能分辨扩散带宽的通信频道的脉冲响应，就像它是所有信号路径的自相关函数的线性和一样。
根据本发明，采用PN—DSSS扩散谱发信的一个好处是减轻了严重的远型多路径ISI。在一个优选实施例中，这是通过对每个数据符号改变扩散谱波形以使得每个数据符号的ISI不再与任何后继符号的DS码相关而达到的。
图6是在图2的频道脉冲响应的情形下的相关处理输出曲线。因为每个数据符号都被一个不同的PN—DSSS波形调制，所以频道脉冲响应的远型多路径部分在超出符号时间处被截断了。
相关处理可以用一个串行相关器或者一个匹配滤波器或者类似这两者的器件来实现。串行相关器(也称作滑移相关器)，在一个叫做探测区间的处理周期之后进行信号探测的测试。因为为了保证能获得可接受的无线LAN性能，探测一个信号比解调一个信号需要更多的信号能量，所以探测区间通常要比数据符号长。
通过进一步对多个相干积分区间进行积分(不论是相干的还是非相干的)，可以得到更长的探测区间，其中每一个相干积分区间通常是和一个数据符号相关连的时期。在一个探测区间之后，如果没有达到信号探测，则串行相关器使参考信号定时滑移PN—DSSS码契普的一个分数部分。必须检测的探测区间的数目由代码定时的不确定度和契普定时的过采样量所决定。例如，如果定时是完全未知的，并且先头部分的探测部分是一个16个契普的重复性序列，而且为了防止跨越丢失而进行每隔半个契普的相关过采样，那末为了达到探测接收信号的正确的定时，需要不超过32个的探测区间。如果探测区间是10个符号的长度，则发送机在发出数据之前必须先发送一个有320个符号长度的先头部分。
再有，因为DSSS序列在先头部分中是重复的，并且探测成功可能发生在任一个重复上，所以在出现信号探测成功之前，必须先获得同步以确定哪一个符号是数据流的开始。由于对探测来说有足够的信噪比，所以帧同步可以用一个容易识别的简单的帧同步比特模式结构来完成。
众所周知，匹配滤波同步器或其等价装置能够在单个探测区间内探测到所有的代码定时关系，所以它可以用作为一个快速同步化器。和串行相关器不同，匹配滤波同步器在定时上是不会含糊的。接近于满度匹配滤波器的各种器件有：二进制量化输入匹配滤波器，或者含有某种非相干处理的匹配滤波器，或者能够以几个步骤(但没有达到串行相关器的程度)执行全定时搜索的匹配滤波器。
为了实现同步化是选择用相关器还是选择用匹配滤波器取决于具体的应用。相关器的成本低得多，并且技术依赖性也小。匹配滤波器有很多的运算。如果该应用可以容许长的同步引头部分，或者具有利用适当的数据连接程序的帮助探测处理的手段，就可以用相关器。局域网络频道访问协议
通信频道访问协议是一组能够让多个用户访问一个公用的通信频道的程序。例如，在某些通信环境下，其中有多个发送机使用同一个通信频带，通信频道访问协议将基于吞吐量要求和通信传送优先权，要求每一个发送机轮流在该频道上发送。为了发送大的数据块，计算机通信协议往往把数据分成多个称作包的较小的块区，并发送这些包。在接收机中这些包再重新连接起来。把数据分成包使得多个用户可以公平地和有效地分享通信频道。
图7就同步化电路所需要的速度比较了6种已知的协议类型。所使用的协议将影响到同步化器需要什么样的速度，这是因为同步引头部分会影响平均数据吞吐量。例如，串行相关同步化器中的信号探测一般是慢的，但如果该协议能够支持利用以前的定时信息，则通过利用以前的定时信息可以改善串行相关器的速度。通过对粗分辨率的定时进行长时期的跟踪以使每个数据包的定时不确定度达到最小，可以确定出定时信息。或者，也可以借助于由一个定时中心通过广播发送的中央定时控制来确定定时信息。这种类型的通信系统将被称作是“时隙的”，以提示控制信息的同步性质。
如果频道不是时隙的而是随机访问的，那末所使用的数据包的长度将成为关键。如果数据包的长度比串行相关器同步所需的先头部分长得多，则先头部分就不会影响通信频道吞吐量的效率。然而，如果希望数据包的持续时间比先头部分短，则为了保持频道效率必须使用快速的同步化器。有时，为了根据要发送的数据的类型来优化传送流量，为了再发送控制，或者为了工作于突发性干扰环境，需要用短的数据包。
众所周知，匹配滤波同步化器或用等价物将在单个探测区间内探测所有的代码定时关系，因此它能够用作快速同步化器。当使用短数据包时，重要的是所用的同步化器应是足够地快的，以便能获得低的所需的同步引头部分。
另一种方法是一个网络，它基于信息转换而不是包转换。在信息转换中，通信的传送被包化了，频道的每个用户都发送含有一系列包的信息，其他的用户都不能中断这个信息。这时不需要象包转换那样对每一个包都进行同步，包转换时需要这样是因为每个相继的包可以是由不同的用户发送的。在图7的表中可以看出，只有包转换中使用短包的随机访问协议才需要快速同步器。
如果发送是信息转换的，或者如果包的长度长于时钟的稳定性所容许的，或者多普勒频移所容许的，则为了保持整个发送中的同步，必须使用一个定时跟踪环。作为一个例子，假定使用了5Mbps的数据率和200kbit的包长度，则包持续时间为40ms。如果所需的的时间对准必须保持在初始同步定时的20ns(它必须明显小于一个代码契普的持续时间)之内，则在发送机和接收机之间需要有20ppm的净时钟偏置。或者，可以用一个延时锁定定时控制环来保持参考代码对接收信号的对准。或者，可以用一个自动频率控制(AFC)环来锁定时钟频率。
图8示出了本发明的用于无线LAN通信系统的发送机的一个实施例。计算机接口60提供了一个二进制数据流，该数据流首先被一个符号分组模块62分成一系列的数据字，每个数据字代表一个符号值。这些符号值可以任选地通过一个编码器64，以加上错误校正编码。对于正交发信，可以采用具有匹配于调制符号表的符号的里德一所罗门(Reed—Solomon)错误校正码。对于双正交发信，只可以采用里德一所罗门码，或者是里德—所罗门/二进制编码技术，后者中的里德—所罗门编码用来校正正交解调处理，二进制校正用于逐个符号地相位反转解调。对于正交发信或双正交发信，也可以任选地采用擦除解码，由此在基于例如振幅信号的解码器中可以指示出可能存在的错误。例如，在正交解码过程中产生的符号错误将对利用相应的错误符号所作出的相位反转决策的正确性提出怀疑。
较具体地说，错误校正编码一般是试图尽量校正一个符号组内的大量可校正的错误。这个组叫做“编码块”。里德—所罗门编码块包含有一组与一些“检验”符号连接在一起的原始数据符号，这种“检验”符号在形式上和数据符号相同，但实际上含有编码信息。数据中所含的检验符号愈多，则可以校正的错误数据符号也愈多。数据符号数与整个组内的总符号数之比叫做“编码”率。例如“1/2比率”的编码意味着数据符号和检验符号的数目相等。比率1/2被认为是低编码率的。低比率编码的后果是，降低了高斯噪声环境下进行有效解调所需的最小信噪比，并可获得对突发性错误的宽容性。
本发明的设备和方法可以为了不尽相同的目的而使用编码，于是本发明的一个特征是包含这样一种编码方法，这种方法对于较为普通的编码应用来说一般被认为是不合适的，这些普通应用例如有卫星通信或计算机硬盘驱动器的错误校正。这类应用为了获得所需的性能通常需要低比率的代码和大的编码块。实际上，已经可以得到能够实现普通编码技术的集成电路，但已发现对这里的应用来说它们是不适用的。基于直接序列和沃尔什正交发信的无线数据通信系统的一个独特的问题是，随着所使用的直接序列码的不同和实际多路径延时的不同，可能存在有由多路径自身干扰而引起的不可降低的错误率。这意味着，即使信噪比十分高，解调数据中仍会出现错误。
为了解决这一问题，使用高比率代码。也就是说，对于每个数据块最好使用小量的检验符号。这种独特的使用编码的方式消除了不可降低的错误率，同时保持了无线数据通信网络的吞吐量要求。如果使用较普通的编码方法，虽然也可能消除不可降低的错误率，但其代价是数据吞吐量的严重下降，以及硬件和软件的复杂程度大为增加。根据本发明的一个特征，虽然这种代价对其他应用来说常常是不得不付出的，但在无线数据通信网络中却不希望用它来解决多路径问题。
可以通过改变直接序列码中每一个符号来帮助高比率的错误校正码，它能够使每个符号上的多路径效应随机化，即使各符号之间的多路径没有改变时也是如此。再有，最好使用短的编码块。短编码块即使在每个块内只有小量的校正度也可以使高比率码具有高容错性包的性能。希望使用较小的编码块还有其他的理由：为了改变一个块内的每个符号而从中选取代码的直接序列码数据库可以比较小；解码器和计算机之间所需的时间延迟可以比较小；只有较少的计算要求；以及进行校正时所用的数据存储量比较少。
对于必须容许突发性错误的应用来说，只能够采用大的编码块。另一方面，对于随机错误来说，只要检验符号数目和块符号数目的比值相同，则可以用不同的块大小来达到某一给定的代码率，从而能容许某个平均错误率。由于较长的码块能给出不同程度的较好的性能，所以通常的常规编码设计采用长的码块。本文所用的“短码块”一词意味着该码块的大小小到这样的程度，以致只要有校正一个错误的能力就可以容许某个给定的平均随机错误率。实现普通的编码必须在复杂的处理器中进行复杂的迭代式解码处理，而单错误校正码可以直接利用较一般的数字逻辑来解码。这样，采用短码块使得能够以小的延时和简单的电路来达到高数据率的错误校正。
作为一个优选实施例，高比率码是一种单错误校正里德—所罗门码，其中在每个码块中只可以校正一个符号。所以，如后面将较详细地说明的，可以利用一个单个符号宽度的反馈移位寄存器或者一个含有接收到编码信号时的全部解码操作的查找表来构筑一个简单的解码器。一个15个符号长并带有2个检验符号的码块构成了一个编码率为13/15(也可写成RS(15，13))的单错误校正里德—所罗门码块，它能够对付符号错误率接近于1/15的情况，并能够以最少的时间和最小的计算复杂性在接收机中被解码。
这个基本的RS(15，13)码只用于发信中的沃尔什正交部分(不论是相干解调还是非相干解调)。对于沃尔什双正交发信(相干或非相干解调)，则除了里德—所罗门码的校正之外还必须提供数据的二进制元素的校正。对于正交调制所需的符号信噪比来说，波形中二进制部分的错误概率要比正交信号错误小几个数量级，因此它是能容许的。即使发送的数据包偶而也会因随机二进制比特错误而被丢失，但平均而言发生这种情况的频度要比因太多的正交发信错误(多于使用RS(15，13)时在一个15个符号长的符号块中的单个正交错误)所造成的包丢失小得多。
不过，已经造成了一个正交发信错误对二进制发信的影响是不可忽略的，这是因为利用了正交解调来选择处理频道，而二进制部分的解调是基于该频道来进行的。例如，对于相干双正交情形，正交波形决策中发生的一个错误将有50％的概率会造成相应二进制比特的错误。另一方面，对于非相干双正交情形，发生正交发信错误将导致利用复合振幅来形成DPSK决策的两个DPSK比特有50％的出错概率。幸运的是，正交发信错误和二进制错误之间的强烈的相关性使得擦除式解码具有吸引力，而且擦除式解码比随机错误校正需要较少的检验比特。
作为一个具体例子，对于每个符号为5比特的沃尔什双正交发信，优选的编码是含有13个5比特的信息符号的15个符号的码块。2个5比特的检验码可以用来校正所发生的一个任意的4比特正交解码错误。当R—S FEC找出了并校正了该4比特正交发信错误之后，就得知了被怀疑可能有错的那对DPSK比特的位置。各个5比特的检验符号的二进制(第五)比特分别传递了被解调的二进制比特的偶组和奇组的奇偶性。这意味着相邻的二进制DPSK比特是由不同奇偶性的比特来检验的，这使得奇偶性检验对于可能出现成对错误的DPSK是有用的。因为随机二进制错误可以忽略，所以当已经发现了一个正交发信错误时可以假定单个错误可能发生在任一个二进制数据组(偶的或奇的)中并且被怀疑的二进制比特的位置是已知的，因此，这对奇偶性比特足以校正二进制数据。
再次参见图8，数据调制器66把其输入数据翻译成相应的沃尔什函数符号波形，然后可以任选地在各符号之间加入适当的相位变化。数据调制器66或者通过从一组预先存储的波形中进行选取，或者通过在一个数字波形发生器中选择相应的逻辑，而把其输入符号值翻译成相应的沃尔什函数符号波形。对于双正交调制或差分双正交调制，相位反转的控制是这样实现的：通过对二进制沃尔什函数输出取补或者不取补来增加符号的信息容量，由此而增加数据率。然后一个异或逻辑门72把得到的波形和一个由直接序列伪噪声发生器70所产生的PN—DSSS波形69结合起来。逻辑门72的输出驱动一个RF(射频)调制器74，从而提供发送信号76，然后该信号被RF放大器78放大，以作为数据包通过天线80发送出去。
模块70、72和74所施加的调制的次序并不重要，因此是可以颠倒的。还有，RF调制器74可以分级来实现，例如，利用相应的滤波器，首先采用中频调制，然后采用最后的发送频率调制。
数据调制器66除了选择沃尔什函数之外，还可以加上任何的相移调制。当信噪比足够高时，可以采用相干的M值PSK，或者各符号间的非相干差分相移，例如DPSK、DQPSK或差分M值PSK，以增加数据率。适当的错误校正编码可以和这些调制方案结合使用。
参见图9，在本发明的一个实施例中，接收机84中含有一个快速同步化器82。快速同步化器82的输出控制沃尔什函数—PN联合相关器86和PN参考发生器83的定时。图12、13和14给出了如图9和10所示的沃尔什函数/伪噪声相关器86这样的沃尔什函数/直接序列相关器的各种实现方案。关于快速同步的方案在本技术领域内是周知的，本发明中可以用各种不同的形式。一个例子是匹配滤波器。另一个例子是帮助获取相关器。快速同步化器82必须包含一个具有一个探测阈值的探测电路。该阈值可以是固定的，或者也可以作为接收信号电平的函数来确定。
相关器86驱动一个解调器88，后者执行最大相似性决策，或者执行近似最大相似性的决策。相关器86具有M个输出，输出的数目M等于要解码的M值信号85的阶次M。M个输出中具有最大幅度的那个特殊输出将最可能对应于与被发送的波形相匹配的参考波形。从而，相关器86的M个输出驱动解调器88，后者从相关器86的所有输出中选出有最大幅度的输出。
除了正交调制之外所采用的任何相移数据调制通过对解调器88中所有可能的波形进行相关来解调是理想的。或者，相移键控(相干的或非相干的，一个符号内的或两个符号之间的)可以通过使解调器88只对选出的正交值进行操作而独立地解调，这将造成性能上的不重要的损失。
在一个示范性的实施例中，对于与M值正交发信相结合的DPSK，首先对每个符号对中的M值正交波形进行解调。然后在DPSK解调中利用含有对相继的各符号有最大输出的相关器的输出。在另一个示范性实施例中，对于与M值正交发信相结合的相干PSK，首先对每个符号中的M值正交波形进行解调。然后在PSK解调器中把含有对每个符号有最大输出的相关器的输出和相位参考进行比较。
在解调器88中，在执行了解调之后，如果在发送机中采用了错误校正编码，则对每个解调的符号进行解码，以发现错误。然后把解码的符号89连接到数据接口92中，以形成将被计算机接收的二进制数据流。
需要指出，因为假定了数据包短到足以需要快速同步，所以没有包含延时锁定定时控制环。不过，如果数据包对于定时环移指标来说太长了，或者希望用可变长度的数据包，则可以包含一个延时锁定环或一个AFC(自动频率控制)环。
参见图10，那里示出了本发明的接收机的一个产施例，它采用了相关器同步，并任选地含有一个延时锁定时间跟踪控制环90。在包的开始还可以用任何一个沃尔什函数作为发送的同步信号。作为一个说明性的例子，将使用最低阶数的波形Wo。这时，相关器86利用来自一个定时控制模块87的定时信息作为其输入，执行对PN码定时的串行相关搜索。输出信号Wo由一个比较器93来探测，根据相关器86的实现技术的不同，该比较可以是模拟的或数字的。比较器93的输出信号由一个同步探测器95接收。然后同步探测器95阻止对信号的继续搜索，并激活解调处理。
在一个示范性实施例中，比较器93的第二个输入94由阈值估计模块98确定，后者把一个或多个其他通道96的各个输出大小相加起来。因为这些通道96执行对被发送的同步信号的正交相关，所以通道96提供了关于接收机中的噪声大小和干扰功率的度量。如果没有噪声和干扰，则只有一个通道96是激活的。不过，某种程度的噪声和干扰是不可避免的，所以每个通道96都有某种程度的激活。把许多这样的通道96结合起来可以对接收信号中的噪声和干扰进行非相干的平均，由此给出一个能自动适应于保持一个接近于常量的错误告警率的探测阈值，其中的错误告警是指把噪声和干扰错误地解释为真实的相关信号。利用各正交通道中的同时相关来建立探测阈值要优于利用在一个跨越多个输出样本的周期上对单个相关器的电平取平均的方法，这是因为后者具有过渡响应的问题。
图10的解调器88与图9的解调器相同。注意，在图10中明显地示出了任选的用来保持长数据包的同步性的时间跟踪功能块90，而在图9中该时间跟踪功能块是隐含的。实现该时间跟踪模块90的方法是众知的，其中包括早期/晚期相关和时间抖动调制，如果定时环移的跟踪是时钟偏移或者多普勒效应，则还包括有AFC。
能够用于本发明的数据包结构的一个例子如图11所示。该数据包结构100包括一个引头部分101、一个数据部分102、以及一个尾部103。引头部分101含有一个先头部分104、一个源地址106、一个目标地址108、和一个包长度110。先头部分包括有同步信号，也可以任选地包括一些接收机可以用来证实所发生的一个探测事件的信号。先头部分104的长度取决于所用同步器的类型。先头部分104的后面还可以跟随有其他控制信息，例如错误校正类型或控制信息自身的错误检验。数据包的包体内是数据102。尾部103包括一个用于最后错误探测的循环冗余检验码112。尾部也可以包括关于前面的包是否被成功地接收到的信息收到信息114，这个信息叫做“尾备(piggybacked)”信息收到信息。
图12、13和14示出沃尔什函数和PN相关器联合模块86和图9、10中的数据解调模块88的详细框图。仅仅为了起到说明的作用，这些例子中将采用给出每个符号3比特的8值沃尔什调制。不过，应该认识到，同样的电路也可以用于每个符号有任意个比特的正交发信，其中也包括二进制正交发信。
如图12所示，可以利用至少一个混频器115和至少一个带通滤波器116来在中频上或发送频率上直接除去伪噪声(PN)。如果沃尔什函数编码没有占用全部的扩散谱带宽(即如果每个沃尔什时钟)周期有多于1个的PN契普)，则带通滤波器116可以过滤得只剩下沃尔什函数带宽，造成部分相关。这时，可以用一个表面声波(SAW)滤波器来实现的这个带通滤波器116将给出一个方形的脉冲响应，该响应把输入波形过滤成落在沃尔什函数调制的带宽之内。然后该滤波的信号117被分成I和Q两个通道，并分别被其中的混频器118、低通滤波器120和A/D(模/数)转换器122采样，由此形式了信号117的一个复数表示，其中I通道代表信号117实部分量，Q通道代表信号117的虚部分量。A/D转换器122的输出被沃尔什函数解调器124接收，后者对该信号和一个参考沃尔什函数进行相关。相关器124的输出在联合电路126中进行包络解调，后者对8值调制的8组复(I和Q)通道中的每一组都给出一个包络输出。这8个包络输出在8路比较器130中进行比较，给出表明哪一个复相关器124给出了最大幅度包络输出的一个最大幅度指标。该最大幅度指标指明了最可能的发送数据符号，该符号是由相关器124中所执行的线性相关处理所决定的。数据解码器132接收该最大幅度指标和8个包络输出，并执行直接解码处理以得到所选出的沃尔什函数相关器包络输出的二进制数据流，或者执行任选的里德—所罗门错误解码，或者在也使用了双正交发信的情形下执行里德—所罗门和二进制码的混合错误解码。
图13示出一个示范性实施例，其中的PN去除是在A/D转换之后并紧接着沃尔什函数相关之前进行的。也有可能利用在A/D转换之前的模拟乘法(未示出)来执行在基带上的PN去除。解调器可以与图12中所使用的解调器130、132相同，或者可以在各符号之间任选地加上DPSK。因为使用了DPSK，所以这种发信形式叫做非相干双正交发信。
为了执行DPSK解调，确定最大相关器输出的8路幅度比较模块150的输出152在选择器146中被用来从8个复振幅145中选出具有最大信号的复振幅147，该复振幅147将用于DPSK解调。
DPSK决策是利用所选出的两个相继符号的输出在复乘法器158中完成的，在这过程中利用了一个符号延时器154，对最大振幅相关器输出进行了内积运算，并决定了结果的正负号。同时，每个符号的最大指标被作为沃尔什函数发信的正确值保存在符号延时模块156中。数据解码器160接收来自符号延时模块156的沃尔什解调结果和来自复乘法器158的DPSK解码结果。这两个结果在数据解码器中通过把单比特的DPSK答案和3比特的沃尔什相关器答案连接在一起而被结合，得到每个符号的4比特的(16值符号表)输出。或者，数据解码器160也可以任选地加上一个错误校正算法。然后数据解码器160把各个得到的符号转换成一个等价的二进制数据序列，以供计算机(未示出)处理。数据解码器160的功能是图8中模块62，64和66所执行的操作的逆操作。注意，根据哪一个特定符号对准于发送的DPSK调制的不同，符号延时器156是任选的。当存在有符号延时器156时，DPSK结果在数据解码器160中对准于在DPSK符号对中的前一符号时期所发送的那个沃尔什函数符号。
图14示出一个用于相干相位参考信号164的单通道解码器。IF(中频)信号166被带通滤波器168滤波。滤波后的IF信号与由一个载波恢复环(未示出)所提供的相干相位参考信号164相乘。得到的信号被低通滤波器170进行低通滤波，然后被A/D转换器172转换成数字信号。得到的数字信号被一个PN相关器176利用PN参考码174进行解扩散，然后该得到的解扩散信号在一个沃尔什相关器178中被进行沃尔什函数解调。前述的任何PN去除技术和沃尔什函数解调技术在这里都能应用，而且能以任何次序来应用。如果PN扩散码的调制率比沃尔什调制率高，则解扩散的PN可能在PN相关器176中降低到沃尔什带宽。由于使用了相位参考信号164，所以在该相关器中只需要一个通道(通道I)。一个正负号剥除模块180剥除掉由沃尔什相关器178所提供的数字信号中的正负号比特位，然后一个8路比较模块182判断相关器178的哪一个相关输出最大。因为相位参考信号164保持了相干性，所以可以任选地使用PSK调制来提供相干双正交发信。解调要求从正负号寄存器184中选出最大值的正负比特位。数据解码器186任选地执行错误探测和校正，并把由8路比较模块182所提供的信号的符号组分解成二进制数据流，以供计算机(未示出)处理。
沃尔什函数发信
图15A—15H示出了前8个沃尔什函数。最低阶次的沃尔什函数示于图15A，其他的沃尔什函数以逐渐增加阶次的顺序分别示于图15B—15H。最低阶次的沃尔什函数写作Wo。因为在通信环境下沃尔什函数是时间的函数，所以沃尔什函数也可以表示成W(n，t)或WAL(n，t)，其中n是具体沃尔什函数的阶次，t是时间。
沃尔什函数是数字化波形，它们中的每一个都是与任一个不同阶次的沃尔什波形互相正交的。当它们相乘时，也就是任何两个不同阶次的沃尔什函数的相乘的积分，等于零。各个沃尔什函数的阶次等于该函数所呈现的二值跳变的数目。例如，WAL(o，t)没有一个二值跳变，而WAL(2，t)有两个二值跳变。等价地说，沃尔什函数可以看成是在波形持续时期内具有一个或多个二进制状态，其中一个二进制状态的持续时间可以不长于某一个叫做沃尔什契普的最小特续时间。
对于一个信息的每个符号，可以用一个异或逻辑门把一个这种二值波形和一个直接序列扩散谱码进行逻辑结合，以生成另一个能够用来对已经被该信息所调制的载波进行相位调制的数字式波形。
图16示出了4条概率曲线。标有DPSK的曲线示出利用DPSK扩散谱发信时实现对一个1024比特的数据包的正确解调的概率与以分贝(db)为单位的归一化信号/干扰(S/I)比的函数关系。标有数据率8b/s(比特/符号)、4b/s和2b/s的其他三条曲线分别示出利用每个符号8、4和2比特的M值正交发信时实现对一个1024比特的数据包的正解调的概率。必须强调，M值正交发信是编码的一种形式，如果对该编码结合以DPSK调制，则所需的信号干扰比将向较小方向移动。
图17以扩大的标度示出同样的曲线。注意使用4值正交(2比特/符号)发信基本上与DPSK发信等效，而较高的发信符号表(4b/s或8b/s)将明显地改进性能。上述曲线意味着，对于未编码的连接，在给定的带宽下，把M值(M>2)正交发信与PN—DSSS扩散谱结合时在接收机中能容受的S/I比要比把PN—DSSS扩散谱与二值(M＝2)发信或DPSK发信相结合时所能容受的S/I比大。反之，例如利用4b/s和带宽为80MHz的PN—DSSS的发信时，在接收机中所能容受的干扰将和利用DPSK和带宽为130MHz的直接序列的发信所能容受的干扰一样大！
PN—DSSS码的轮转叫做循环码移键控(CCSK)，它可给出一个正交组，这个正交组具有使用沃尔什函数时的某些优点，例如它具有这样的性质：正交发信所需的带宽可以在不把信号带宽扩展到超过PN—DSSS码带宽的前提下等于直接序列的带宽。使用CCSK将给出一个脉冲位置调制(PPM)的相关器输出波形。不过，在多路径环境下，CCSK的这种PPM性质可能会产生问题，这是因为信号的一个重要特征，也即用于解调的延时判断，有可能被误解成是多路径效应。所以，在多路径环境下，使用CCSK不比使用沃尔什函数好。
如果由于正交发信而引起的带宽扩展远小于直接序列扩散，那末可以使用任何的正交组；这时，方便的选择是一个音调组(即M值频移键控)，这种组是在剥除掉了扩散码之后利用快速傅里叶变换(FFT)来解调的。然而，如果由于正交发信而引起的带宽扩展接近于由DSSS调制所引起的扩展，则因为直接序列调制和正交调制是极不相似的调制，它们不能以任何方法同步地叠加，所以实际的发送带宽将取决于直接序列调制和正交调制两者。
虽然CCSK和沃尔什函数两者都具有正交发信所需的带宽能够等于直接序列带宽，并且不使信号带宽进一步扩展得超越PN—DSSS带宽的特性，但CCSK不能在多路径环境中有效地使用。于是，对限制带宽和增强多路径环境下的性能这两个目的来说，沃尔什函数优于CCSK。
沃尔什函数相关处理器
在本讨论中假设接收到的信号是用PN—DSSS和沃尔什函数两者调制过的。还假定在接收机中，用来解调接收信号的参考PN—DSSS码是正确地对准于接收信号的，其中的同步例如是利用匹配滤波器或者时间滑移串行相关器来实现的。再有，假定接收信号已与当地参考信号相乘在一起，给出了一个解扩散的信号，然后该解扩散信号又经过了低通滤波，以容易处理高阶次沃尔什函数。(例如，最高阶次的沃尔什函数可以具有一个仅含有小于DSSS码片速率(chip rate)的频率的带宽)这个解扩散操作的效果是去除了PN—DSSS码，只留下沃尔什函数调制。
下面的讨论考虑同相位的基带处理。在实际的实施中，因为载波相位通常是未知的，所以把信号转换成同相位和正交相位两个通道，并在每一通道中部执行下述的同相位位然后在数据决策之前对相应的振幅进行包络结合。
在沃尔什函数相关处理器(例如模块86、124、144、178)中得到所需的相关的一个方法是实现完全并行的快速沃尔什变换。只有当沃尔什函数的阶次变大时这个方法才是可取的。执行快速沃尔什变换的一个较好的方法是充分利用沃尔什函数的数学结构，即利用多个图22所示的基本单元来计算沃尔什函数的各个系数，这些基本单元按图23所示的方式互连成了具有前后各级的树状结构。每个后一级的时钟率比前一级减少一半，而每个后一级的单元数比前一级多一倍，这样保持了每一级的计算率相同。每一级的功耗主要取决于计算率，所以每一级的功耗也接近相同。而且，计算单的数目要远少于完全并行快速沃尔什变换中所需的数目。
并行快速沃尔什变换对每个M值的输出需要M(logm)个计算单元。反之，图23所示的树状结构对每个M值的输出只用2(M—1)个计算单元。因此，对于较大的M值，因为在树状结构中对每个M值的输出的计算单元数目明显地少，所以对于计算沃尔什变换来说图23的树状结构要优于并行结构(未示出)。对于每一个符号，这两个结构所执行的计算次数是相同的。树状结构提供了用硬件数量换取硬件操作速率的可能性，这一点在用集成电路实现这种结构时是有利的。
参见图22，基本单元250在输入端252接收速率为fin的串行输入样本，并在输出端254和256以速率fin/2并行地产生两组输出样本。这样，输入样本中的一个串行对变成了一个输出样本并行对。输出对中的一个输出样本是当前串行输入样本对的和，输出对中的另一个输出样本是这两个输入样本的差。
图23示出了用于解码前8个沃尔什函数Wo—W8的由基本单元250所构成的树状结构252。注意，通过进行算术和及算术差的运算，通过该树状结构的条一条路径都进行了输入序列与一个特定组合的(二值)方波函数的相乘以及对结果的相加。事实上，每一条路径的特定方波函数都是一些拉马赫(Rademacher)函数乘积，已知这种乘积可以产生沃尔什函数。
还应注意，由于每一后继级都含有两倍于前一级的单元数，但其时钟率只有前一级的一半，所以该树状结构自然地保持了功率不变。再有，因为较高的扇出信号的分布工作于成比例的较低的速率，所以集成电路的设计布局就简化了。因此，正像集成电路中所希望的那样，较慢的电路由较长的信号路径来连接。
沃尔什函数相关处理器也可以用现场可编程门阵列来实现，而其实现技术的细节是没有关系的。利用树状结构可使现场可编程门阵列的实现变得容易，这是因为这种实现的较高扇出的路径较长，从而可以工作得更慢。或者，该处理器也可以用数字信号处理微处理器完全以软件来实现。对于大带宽情形，该处理器可以用电荷转移器件(CTD)来有效地实现。
电荷转移器件实现
电荷转移器件(CTD)包括电荷耦合器件(CCD)，声电荷转移(ACT)器件、和戽斗式器件(BBD)。这些技术都把信号表示成为电荷，并通过处理电荷来处理信号。CTD技术既可以执行同步化处理，也可以执行解调处理。CTD可以用时间离散的模拟样本作为其输入，执行所有的信号处理，并在其输出端给出结果的数字数据决策。因为CTD的输入端是一个电容性的存储井，所以当用时钟控制CTD的输入时，模拟信号就自然地被采样了。这个操作类似于采样保持电路中的采样电容器。
另一方面，数字方法要求昂贵的高速D/A(数/模)转换器。反之，CTD的输入线性度在一定的采样率下能支持比本应用所需的处理增益大得多的增益，该采样率对CCD来说是50Msps(兆样本/秒)，对ACT器件是360Msps。这些采样率已考虑到了相对于信号带宽的系数为2的过采样率，以防止过度的跨越损失。通过使两个器件并行地工作和时钟晃动，有可能做到更高的采样率。信号可以以模拟精度而不是以二进制数字参考信号的精度进行处理。
如图18的示范性实施例所原理性的示出的，沃尔什解调器可以利用CTD190来构筑。给CCD190的电输入被连接到信号电荷注入导线191上，后者是固定在基底表面的输入电极192上的。时钟电报195上的时钟信号把所采样的电荷包沿着一行电荷存储井193依次地转移。在每个时钟周期时期，每个电荷存储井接受原先存储在其左侧的电荷存储井中的电荷包，在每个时钟周期之后，信号传感电报194读出存储在各个井内的电荷量。
或者，在ACT器件中，对信号样本的处理是相似的，只是CCD的时钟电报被一个表面声行波的电位所取代。在BBD中，信号电荷的时钟控制是通过受时钟控制而导通的晶体管来实现的，不过信号处理是类似的。
沃尔什解调器需要样本延时以提供波形样本的存储，正像位在基底中时钟电极195下方和传感电报194下方的电荷存储井193中所提供的那样。沃尔什联合电路198对电信号传感电极194所提供的信号进行沃尔什相关，由此给出多个包络输出。然后一个幅度电路和M路比较电路200提供一个最大幅度指数信号201，指明沃尔什联合电路198中的哪一个相关器产生了具有最大幅度的包络输出。最大幅度指数信号201被提供给一个探测/数据解码电路202，后者对该信号进行数据解码。
如果PN—DSSS码的带宽大于CTD所能支持的带宽，则可以在接收信号被CTD处理之前，并当在同步阶段中建立了DS契普的定时之后，通过在一个预相关器中去除掉PN—DSSS调制而减小接收信号的带宽。然后CTD就可以进行沃尔什相关、数据解调和数据解码了。
通过对解调CTD通道的重新布局，或者通过利用一个并行工作的分开的CTD通道，同步化的建立也可以在CTD中进行。如果对同步化和解调宁可用相同的码片速率，而且如果选用的码片速率大于25MHz(对于50Msps的器件而言)，则可以结合一个多路转接结构，用一些并行的CCD来实现匹配滤波器。
或者，由于ACT器件所固有的较高的采样率，ACT技术也可以使用。另外一种选择是，由于对同步化来说不存在波特率的要求，所以可以用较长的符号和较低的PN—DSSS码率，由此来保持处理增益。
匹配滤波器中的代码契普数目可以进一步增加，以给出一个容错性强的同步先头部分。然后在一个串行的操作中可以达到精确的定时。例如，以这种方法，可以用25MHz的扩展谱码率来同步，同时用25MHz的沃尔什码片速率来编码被可以在预相关器中去除的75MHz扩散谱码所调制的数据。
CTD的一个重要优点是全部有关的支持电路和存储井都可以集成在同一个器件中。因为现代的CCD采用了类似于DRAM(动态随机存取存储器)的存储技术，所以CCD技术直接得益于DRAM技术在集成度和速度上的进步。
幅度和8路比较电路200和探测/数据解码电路202(以及任选的定时和频率控制环)例如可以直接集成在器件的输出端，从而大为简化了输出处理。
数字实现
芯片结构是根据图22和23的基本单元和树状结构来安排的。因为这种结构有密集的寄存器和树状的形状，它可以以一个集成电路(IC)的形式或一个现场可编程门阵列(FPGA)的形式来有效地实现。树状结构的一个好处是，虽然每一级含有两倍于前一级的电路数量，但后一级的操作速度只需是前一级的一半。因此芯片上的功率分布是均匀的，而且对速度要求最高的电路的布线要求减少了。结果，对较高速度的输入级可以采用优化布线。还有，对于最后一级的布局也不会受到限制，这一级工作得比较慢，但由于具有最高的相加器扇出而需要许多引线通道。
非高斯通信频道上的通信比高斯通信频道上的通信要求数字信号处理器能接收更宽的输入字。在高斯频道中，可以采用良好的信号归一化来减少每个输入字的比特数，甚至减少到1个比特，从而明显地节省了硬件。
参见图19，为了适应于非高斯干扰，还为了减小信号归一化电路(例如自动增益控制)所需要的精度，图19的实施例使用了每字6比特(5比特加上一个正负号比特)的输入样本206。一系列的时钟信号除法器205提供逐渐减慢的时钟信号。输入样本206按时钟控制进入到输入寄存器207。第一级的加/减模块208的细节如图19A所示，它对6比特的二进制补码输入209进行操作，加上正负号扩展后产生一个7比特的输出211。
为了能支持10Mbps的8值发信，该加/减模块208必须以钟频26.67MHz工作。这是因为为了对3比特/符号能达到10Mbps，对于8沃尔什契普/符号(8值调制)需要3.333Msps(每秒兆符号)的符号率。
参见图9A，时钟信号A的速度是时钟信号B的两倍，后者已被时钟信号除法器205除以2。结果，加法器210A和减法器210B并行地工作，以一半输入样本出现在该加/减模块208输入端处的速率提供一对输出。
时钟
当一对输入样本被装载到第一个加/减模块208的输入寄存器208A中之后，分别由模块210A和210B所执行的加法和减法操作的结果被锁存，直到下一个输入样本到达之前。这样，尽管加/减模块208对一对样本同时进行操作，但必须在一个采样周期内得到结果。类似地，第二级的加/减模块212对第一级加/减模块208的一对输出样本211进行操作。而且在下一个输入样本到达之前必须把结果输出给下一级。
第三级的加/减模块214被作了修改，使其输出寄存器216安排在8路比较器218的后面，从而避免了一个额外的帧延迟，同时也省去了M—1个寄存器(在本例中M＝8)。第三级加/减模块214和8路比较电路218都以1/4的输入速率工作。如果在每一级的输入端都采用了双缓存，则由于要在等待处理的同时存储一组额外的样本，所以计算速率将可减半。
典型地，在时钟信号到达每一级的输入锁存器和输出锁存器之间存在有时钟歪斜(延迟)。如果输入时钟最晚到达的时间和输出时钟最早到达的时间的差值是正的，则必须在逻辑路径的最大延时上加上这个差值，然后来决定时钟频率。如果注意到了最小保持时间能满足最短可能的逻辑延时路径的情况，则可以通过在输出时钟上加上额外的延时来提高速率。
8路比较电路218呈现一个反向的二进制树状结构，它的每一个在后一级的单元数目是其前一级的数目的一半。因为只示出了单个接收机通道，所以假定了是如图14所示的相干载波参考情形。这样，包络探测只是一个正负号剥除的功能。首先，在正负号剥除模块220中确定来自加/减模块214的每个9比特的包络信号的幅度。然后，在每一级中执行成对的幅度比较，结果从得胜的相关器中得到一个最大字节的幅度。每个比较的最大字节的值被传送给下一级，同时相应相关器的指数被7变3解码器222解码成正交数据解码结果。I和Q全处理的结构
在图20中，把图19所示的通道结构对Q通道复制了一次，然后I和Q的电路被结合在一起，再加上8路比较电路，给出了I和Q的全处理。图20示出了正交通道的结合是如何实现的：在结合I和Q的模块232中，利用了这样的众知的方法，即把I通道和Q通道的每一个输出对230和231中的具有较大值的I的或Q的那个输出加到具有较小值的那个输出的一半之上。因此，如正负号剥除模块220所执行的正负号剥除处理仍需要对每个通道进行。
根据本发明，图20的电路可以分割成多个相同的或接近相同的集成电路，每个集成电路都具有适合于与其他类似集成电路相结合的可串连结构，以形成关于任意M值的M值沃尔什解调器。
实现这种分割的最直接的方法是在每个芯片上设置一个沃尔什相关器，以使有可能把图20的电路分割成多个FPGA芯片，或者分割成多个专用的或半专用的集成电路。此外，I和Q结合电路被设置在一个也含有8路比较电路的第三芯片上。这种分割方法要求每个沃尔什相关器芯片有64条输出线(8个通道，每通道8比特)，并且结合器芯片有128条输入线。这样的I/O(输入/输出接口)量太大了，造成了高成本和减小了可靠性。
参见图21A和21B，本发明所教导的分割方法是，把该电路分割成一个如图21A所示的上段240和一个如图21B所示的下段242，并把每一段的I通道244和Q通道246保持在同一个芯片上。一直到比较树结构248的最后的比较之后，上段的240和下段242才连接起来。上段电路240可以设置在一个芯片上，下段电路242可以设置在另一个芯片上。连接这两个芯片只需要24条数据线。
在图21A和21B所示的8值电路中，在第一级之后，I和Q通道各有7条线要和另一个芯片相连接，而一个芯片上含有4个复相关器(244，246)。每个芯片上的4个I相关器244和4个Q相关器246与图20中的相关器相同，但只涉及到图20所示树状结构的一半。当每一个芯片上的4个I和Q结果相结合之后，它们在一个4路比较模块248中被减少到一个最大值。这个最大值(一个8比特的振幅)沿着2条解码线被输出给另一个芯片，在那里它将与来自比较树结构的另一半的结果进行比较，由此这两个值中的较大者被解码出来。最后的结果是一个代表解调的符号的3比特字。
还可以通过把240和242中的每一段类似地分成两个更小的芯片而进一步对电路分解。类似地，对于更高阶次的字母表，也即对于更大的M值，这些芯片可以串接起来。也有可能通过使一个芯片起到能向树状结构的各个段馈送数据的前端源的作用，而形成一个较为对称的分割。为了改进高阶次字母表所必须的操作速度，可以以各芯片间的信号线数目为代价来换得有优化速度的前端的速度。该对称的前端源可以这样获得：就是使第一级加/减模块的输出分开，让和输出提供给上段，差输出提供给下段。一条输入线就可以确定这一级是加法器还是减法器。
这个方法使得可以采用多个FPGA技术芯片，或者采用多个专用的或半专用的集成电路，而同时能保持每一芯片的适当的尺寸和互连复杂程度，以提高产额和可靠性。这个方法使用户可以通过把同样电路的单芯片沿垂直方向和水平方向向串接起来，而生成任意大的符号表。
在不偏离如权利要求中所规定的本发明的精神和范畴的情况下，熟悉本技术领域的人们将可作出其他的修改和实施。从而，除了下述权利要求明确指出的之外，上述说明并没有限制本发明的意图。

Claims (13)

1、一种通过公共射频通信信道发送数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码，并且使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，该方法包括下列步骤：
将数据表示为具有所述直接序列扩频码和四相差分移相键控的相位旋转的一系列数字波形符号，其中每个数字波形符号代表N个数据比特以及是从一组至少2N个数字波形符号中选择的，其中这些数字波形符号的至少一部分是彼此正交；
其中，该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度定义了一个符号调制脉冲宽度；以及所述四相差分移相键控涉及所述系列中每对顺序相邻的数字波形符号之间的相移；
根据具有所述直接序列扩频码和所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号调制一个载波信号以产生一个调制信号；
根据该调制信号放大并发送一个射频信号；
其中所述直接序列扩频码的已知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度。
2、根据权利要求1的方法，其中的直接序列扩频码是一个伪噪声直接序列扩频码。
3、一种通过公共射频通信信道发送数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码；并且使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，该方法包括下列步骤：
将数据表示为一系列数字波形符号，其中每个数字波形符号是从一组至少2N个数字波形符号中选择的，其中这些数字波形符号的至少一部分是彼此正交，并且代表N个数据比特，该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，以及该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，和在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度定义了一个符号调制脉冲宽度；
施加四相差分移相键控给该系列中每一对顺序相邻的数字波形符号，以便产生具有四个可能四相差分移相键控相位旋转之一的数字波形符号；
组合所述直接序列扩频码与具有四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号；
根据具有所述直接序列扩频码和所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号调制一个载波信号以产生一个调制信号；
根据该调制信号放大并发送一个射频信号；
其中所述直接序列扩频码的已知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度。
4、根据权利要求3的方法，其中施加差分多相位相移键控的步骤包括施加正反对的双相位相移键控。
5、根据权利要求3的方法，其中的数字波形符号序列包括沃尔什函数波形。
6、根据权利要求5的方法，其中沃尔什函数波形的码片率等于直接序列扩频码的码片率。
7、根据权利要求3的方法，其中的结合步骤包括下述步骤：
同步地相乘数字波形符号序列和直接序列扩频码，以保证发送数据的特征是其带宽不大于直接序列扩频码的带宽。
8、根据权利要求3的方法，其中直接序列扩频码是周期性的，并且其码周期长于每个数字波形符号的符号持续时间。
9、一种通过公共射频通信信道发送数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码，并且使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，该方法包括下列步骤：
将数据表示为具有所述直接序列扩频码的一系列数字波形符号，其中具有所述直接序列扩频码的每个数字波形符号是从一组至少2N个具有所述直接序列扩频码的数字波形符号中选择的，其中这些具有所述直接序列扩频码的数字波形符号的至少一部分是彼此正交；代表N个数据比特，该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，以及该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，和在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度在没有所述直接序列扩频码的情况下定义了一个符号调制脉冲宽度；
施加四相差分移相键控的四个可能相位旋转之一给具有所述的直接序列扩频码的该系列中每一对顺序相邻的数字波形符号，以便产生具有四相差分移相键控相位旋转和所述直接序列扩频码的一系列数字波形符号；
根据具有所述直接序列扩频码和所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号调制一个载波信号以产生一个调制信号；
根据该调制信号放大并发送一个射频信号；
其中所述直接序列扩频码的未知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度。
10、一种通过公共射频通信信道发送数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码，并且使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，该方法包括下列步骤：
将数据表示为一系列数字波形符号，其中在该系列数字波形符号中每对顺序相邻的数字波形符号之间具有四个四相差分移频键控相位旋转中的任意一个，每个数字波形符号是从一组至少2N个数字波形符号中选择的，其中这些数字波形符号的至少一部分是彼此正交；代表N个数据比特，该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，以及该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，和在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度定义了一个符号调制脉冲宽度；
组合所述直接序列扩频码与具有所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号；
根据具有所述直接序列扩频码和所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号调制一个载波信号以产生一个调制信号；
根据该调制信号放大并发送一个射频信号；
其中所述直接序列扩频码的已知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度。
11、一种通过公共射频通信信道发送数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码，并且使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，该方法包括下列步骤：
将数据表示为一系列数字波形符号，其中每个数字波形符号在符号周期期间发生，并且是从一组至少2N个数字波形符号中选择的，其中这些数字波形符号的至少一部分是彼此正交，以及代表N个数据比特，该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，以及该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，和在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度定义了一个符号调制脉冲宽度；
在每一对顺序相邻的符号周期内对所述直接序列扩频码进行四相差分移频键控；
将所述数字波形符号系列与在每一对顺序相邻的符号周期内经过了四相差分移频键控的所述直接序列扩频码进行组合以产生具有所述直接序列扩频码和四相差分移相键控相位旋转的一系列数字波形符号；
根据具有所述直接序列扩频码和所述四相差分移相键控相位旋转的数字波形符号调制一个载波信号以产生一个调制信号；
根据该调制信号放大并发送一个射频信号；
其中所述直接序列扩频码的已知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度。
12、一种用于接收通过公共射频通信信道发送的数据的方法，该通信信道在含有多个数据设备的局域网的任意两个数据设备之间形成一个无线连接，其中每个数据设备使用一已知码片宽度的同一直接序列扩频码，使用扩频处理增益以便抑制未知的干扰信号和未知的多径信号，其中数据是作为具有所述直接序列扩频码和四相差分移频键控的相位旋转的一系列数字波形符号发送的，其中每个数字波形符号代表N比特数据并且是从一组至少2N个数字波形符号中选择的，其中这些数字波形符号的至少一部分是彼此正交；
其中该组中的每个数字波形符号是彼此唯一的，该符号的唯一性是由唯一脉冲结构所决定的，在该组数字波形符号中任一个数字波形符号的最短脉冲宽度定义了一个符号调制脉冲宽度；以及该四相差分移相键控涉及所发送顺序中每对顺序相邻数字波形符号之间的相移；以及其中所述直接序列扩频码的已知码片宽度等于在没有该直接序列扩频码的情况下的该组数字波形符号的符号调制脉冲宽度；该方法包括如下步骤：
从所述这公共射频通信信道接收一个射频信号以便根据通过该通信信道发送并由该数据设备接收的数据来提供一个呼入信号；
将该呼入信号与具有直接序列扩频码的该组数字波形符号进行相关以便提供代表最可能发送的数字波形符号系列的一个第一数据比特序列；
根据所发送系列中具有所述直接序列扩频码的每对顺序相邻数字波形符号之间的差分相移来提供一个第二数据比特序列；
将所述第一第二数据比特序列转换成数字数据比特序列。
13、根据权利要求12的方法，其中所述一组至少2N个可能的数字波形符号包括沃尔什函数波形。
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