JP2921446B2

JP2921446B2 - スペクトラム拡散通信用ｃｓｋ通信装置及び通信方法

Info

Publication number: JP2921446B2
Application number: JP22237895A
Authority: JP
Inventors: 馨遠藤
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1995-08-30
Filing date: 1995-08-30
Publication date: 1999-07-19
Anticipated expiration: 2015-08-30
Also published as: EP0762664A3; JPH0969800A; US5907576A; DE69631001D1; CA2184448C; EP0762664B1; DE69631001T2; EP0762664A2; CA2184448A1; AU6437096A; AU702961B2

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スぺクトラム拡散（Ｓ
Ｓ）通信用の通信装置及び通信方法に関し、特に、Ｎ個
のＰＮ符号系列を用いて送信データをＣＳＫ（符号偏位
キーイング）変調する通信装置及び通信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、基地局通信，移動体通信及び電力
線通信等の分野では、ＳＳ通信システムが広く用いられ
ている。以下、従来のＳＳ通信システムについて図３７
及び図３８を参照して説明する。図３７は、従来のＳＳ
通信システスムの構成を示すブロック図であり、図３８
は、図３７に示した従来のＳＳ通信システムの要部の信
号波形を示すタイミング図である。

【０００３】図３７において、信号送信側では、ＰＮ
（擬似雑音）符号系列発生器１の出力ａと送信データｂ
とが、排他的論理和回路２に入力される。この排他的論
理和回路２の出力ｃは、増幅器３によって増幅され、送
信信号として信号伝送路へ出力される。

【０００４】信号受信側において、信号送信側からの送
信信号は、受信信号として増幅器４に入力される。増幅
器４から出力された被増幅信号は、同期ＰＮ符号系列発
生器５に入力されるとともに、相関器６に入力され、こ
こで同期ＰＮ符号系列発生器５の出力ｄとの相関をとら
れる。相関器６の出力は、相関値（すなわち信号ｅ）を
表しており、これがコンパレータ７によって所定のしき
い値と比較される。コンパレータ７の出力は、受信デー
タｆとして出力される。

【０００５】ここで、上記信号伝送路は無線あるいは有
線によって形成されるが、用途に適した種々の信号伝送
媒体によつて形成することができる。また、送信信号
は、前記信号伝送媒体へ直接的に供給され、しばしばそ
こで伝送用の信号伝送媒体を介して効率的に送信できる
信号ヘと変換される。

【０００６】さらに、電力線通信では、送信信号を商用
電力から分離するためのインタフェースを設ける必要が
ある。上記のごとく、信号伝送媒体に作用するシステム
部分は、通過する送信信号を送信に適した対応信号に変
換するか、あるいは、電力線から分離したりするが、そ
れぞれの用途に応じて「信号受信インタフェース」又は
「信号送信インタフェース」と呼ばれる。このようなイ
ンタフェースが、信号伝送媒体に接続するための手段を
もたらす。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＳＳ通
信システムでは、信号受信側の同期ＰＮ符号系列発生器
５により生成されるＰＮ系列は、信号送信側で供給され
たＰＮ系列と同期させねばならない。この目的のため、
同期点を探索することが不可欠となる。

【０００８】ここで、信号伝送路が信号伝送特性の点で
満足できるものであれば、相関波形は、図３９（Ａ）の
ように、同期点でピークを示し、特に問題は生じない。
ところが、電力線通信の場合などのように、信号伝送帯
域内にディップ点を有するとき、あるいは、信号伝送路
の信号伝送特性が相当低いときは、図３９（Ｂ），
（Ｃ）のように、相関波形が破壊されてしまうことが多
かった。このような場合、相関値の＋と−の符号が反転
してしまい、すなわち、データのレベル（「１」と
「０」）が反転してしまい、さらに同じ条件によつて同
期が維持できないという不都合をまねくという問題があ
った。

【０００９】本発明は、上記問題点にかんがみてなされ
たものであり、信号伝送路のノイズレベルにかかわら
ず、常に正確な符号同期を行なうことができ、良好なＳ
Ｓ通信を行なうことができるスペクトラム拡散通信用Ｃ
ＳＫ通信装置及び通信方法の提供を目的とする。

【００１０】本発明の一つの目的は、従来のＳＳ通信シ
ステムに付随する上記の問題点を解決した新規なＣＳＫ
システムによるスペクトラム拡散通信方法を提供し、か
つ該方法を実施するＳＳ通信システムを提供することに
ある。

【００１１】本発明の他の目的は、ＳＳ通信用に用いら
れるＣＳＫ信号送信方法及びＣＳＫ信号受信方法を提供
し、かつＣＳＫ信号送信装置及びＳＳ通信用に用いられ
るＣＳＫ信号受信装置を提供することにある。

【００１２】さらに、本発明の目的は、ＣＳＫ信号受信
装置内に、安定な仕方で受信ＣＳＫ信号を復調し、たと
え伝送路の信号伝送特性が低下してもエラーを抑圧でき
る信号復調器を提供することにある。

【００１３】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ信号受
信器内に、ＣＳＫ信号をマンチェスターＭ系列と高速で
かつ実時間で相関をとることのできる相関器を提供する
ことにある。

【００１４】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ受信器
内に、受信ＣＳＫ信号のピーク位置を正確に検出できる
ピーク位置検出器を提供することにある。

【００１５】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ受信器
内に、信号伝送特性の変動によって影響されることなく
ピーク位置を検出することのできるピーク位置検出器を
提供することにある。

【００１６】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ受信器
内に、たとえ信号伝送特性が低下しても受信ＣＳＫ信号
に含まれるキャリヤが正確に検出できるキャリヤ検出器
を提供することにある。

【００１７】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ受信器
内に、ノイズに影響されることなく通信の開始点が安定
的にかつ正確に決定できる同期確立決定器を提供にする
ことにある。

【００１８】本発明のさらに他の目的は、ＣＳＫ受信器
内に、いつでも同期非確立を正確に決定できる非同期確
立決定器を提供することにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】まず、本発明のスペクト
ラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置及び通信方法の原理的な
説明を行なう。本発明の一側面として、ＣＳＫ通信シス
テムでは、所定周期で生成されかつ符号長が等しいＮ個
のマンチェスターＭ符号系列を合成した合成系列を、送
信信号として送信する。その選択は、ｍビットの送信デ
ータの符号に依存する。実際に送信されるマンチエスタ
ーＭ符号系列は、自己相関の絶対値の最大値を有してお
り、これがたとえ自己相関値や相互相関値がノイズ信号
や信号歪みなどに起因して変化しようとも、Ｎ個のマン
チェスターＭ符号系列の相互相関値の絶対値の最大値よ
りも常に大である。受信信号はＮ個の異なるマンチェス
ターＭ系列に対して相関をとられ、Ｎ個の相関出力を出
力する。ｍビットの受信データの符号は、Ｎ個の相関出
力の間のピーク値の比較に従つて形成される。

【００２０】ここで、ＣＳＫ通信システムの送信側で
は、各所定周期においてＮ個のマンチェスターＭ系列の
合成系列が送信信号として送信される。その選択は、ｍ
ビツトの送信データの符号に依存する。それに対応する
ＣＳＫ信号送信器は、一側面として、符号長が等しいＮ
個のマンチエスターＭ系列を生成する第１ないし第Ｎの
マンチェスターＭ系列発生器と、第１ないし第Ｎのマン
チェスターＭ系列発生器の合成系列（選択はｍビットの
送信データに依存する）を送信信号として送信する合成
回路とを含む。実際に送信される合成マンチェスターＭ
系列は、Ｎ個のマンチェスターＭ系列の相互相関の絶対
値の最大値よりも常に大きな自己相関の絶対値の最大値
を有する。

【００２１】また、受信側では、受信信号は信号送信側
で用いられるのと同じＮ個のマンチェスターＭ系列と比
較され、Ｎ個の相関出力をもたらす。ｍビットの受信デ
ータの符号は、相関出力間のピーク値における比較にし
たがって形成される。対応するＣＳＫ信号受信器は、受
信信号を信号送信側で用いたのと同じＮ個のマンチェス
ターＭ系列と比較して相関出力をもたらすＮ対の相関器
と、これらＮ対の相関器の相関出力間でのピーク値の比
較に従つてｍビットの受信データの符号を形成する復調
回路とを含む。

【００２２】なお、ここで用いる「Ｍ系列」なる語句
は、複数段と線形演算回路とを有するシフトレジスタを
もつて生成される様々な符号系列の周期内で最大のもの
を意味するよう意図して用いられるものである。ｎ段の
シフトレジスタでは、生成されるＭ系列の長さが２ⁿ −
１となる。

【００２３】また、「マンチェスター符号」とは、ここ
ではしかるべき位相を有する矩形波の一周期が入力バイ
ナリ信号「１」用に備わつていて、かつ上記とは逆相の
矩形波の一周期が入力バイナリ信号「０」用に備わった
符号を指す。

【００２４】さらに、「ＣＳＫ（コード遷移変調）」と
は、符号長の等しいＮ個のバイナリＰＮ（擬似雑音）符
号系列（Ｍ符号系列とマンチェスターＭ符号系列を含
む）を合成して得られる最大２^N 個の合成系列が、それ
ぞれｍビットの２値送信データに対応していて、かつ該
合成符号系列がｍビットの２値送信データに従つて実際
に送信され、その場合に実際に送信される合成符号系列
がＮ個のＰＮ符号系列の相互相関の絶対値の最大値より
も常に大きな自己相関の絶対値の最大値を有する信号変
調システムを指す。

【００２５】以上のような原理にもとづく本発明のスペ
クトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置及び通信方法は、次
のようになる。

【００２６】スペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置本発明の第一のスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置
は、送信用のｍビットの入力データビットに応答してＮ
個のＰＮ符号系列のなかからあらかじめ定められたｎ個
のＰＮ符号系列を合成した合成ＰＮ符号系列を生成する
手段と、前記生成された合成ＰＮ符号系列を伝送媒体上
へ送信する手段とを具備し、実際に送信される前記合成
ＰＮ符号系列が、他の合成ＰＮ符号系列の相互相関の絶
対値の最大値よりも常に大きな自己相関の絶対値の最大
値を有するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置にお
いて前記生成手段は、前記Ｎ個のＰＮ符号系列を各別に
生成するＮ個の発生手段と、この発生手段の出力として
生成された前記Ｎ個のＰＮ符号系列を合成した合成系列
を、前記入力データビットのｍビットの符号にもとづき
前記Ｎ個のＰＮ符号系列の周期に同期して選択的に切り
替える合成手段とを具備する構成としてある。

【００２７】また、上記装置において、前記伝送媒体か
ら送信された前記合成ＰＮ符号系列を分離する受信イン
タフェース手段と、この受信インタフェース手段からの
前記分離された各ＰＮ符号系列に応答してｍビットの受
信データビットを形成する形成手段とを具備する構成と
してもよい。

【００２８】また、上記装置において、前記生成手段
は、Ｎ系列の変調器とした構成としてもよい。

【００２９】また、上記装置において、前記形成手段
は、Ｎ系列の復調回路であって、前記分離されたＰＮ符
号系列を前記Ｎ個のＰＮ符号系列と各別に相関をとり、
第１ないし第Ｎの相関出力信号を出力するＮ個の相関手
段と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号を復調し、対
応する前記受信データビットを形成する復調器とを具備
する構成としてもよい。

【００３０】また、上記装置において、前記Ｎ系列の復
調回路は、キャリヤ信号が受信されたか否かを決定する
キャリヤ検出手段を具備する構成としてもよい。

【００３１】また、上記装置において、前記形成手段
は、前記分離された各送信符号系列を前記Ｎ個のＰＮ符
号系列と各別に相関をとり、第１ないし第Ｎの相関出力
信号を出力する相関手段と、前記第１ないし第Ｎの相関
出力信号を復調し、対応する前記受信データビットを形
成する復調器と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号に
応答して前記第１ないし第Ｎの相関手段をＰＮ符号系列
の１周期に等しいデータ期間Ｔと同期させる同期制御手
段とを具備する構成としてもよい。

【００３２】また、上記装置において、前記形成手段
は、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号に応答してキャ
リヤ検出し、キャリヤ信号が受信されたか否かを決定す
るキャリヤ検出手段を含む構成としてもよい。

【００３３】また、上記装置において、前記同期制御手
段は、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検
出するピーク位置検出手段と、前記検出されたピークが
前記データ期間Ｔのうちの所定区間内にあるか否かを決
定するピーク位置決定手段と、前記決定手段による否定
的な決定に応答し、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号
と前記データ期間Ｔとの間の同期を確立する同期追跡手
段とを具備する構成としてもよい。

【００３４】また、上記装置において、前記同期制御手
段は、所定回数のデータ期間にキャリヤが一切検出され
ない状態であるかを決定し、その状態が生じたときに同
期が確立されていないことを指示し、それにより伝送媒
体の伝送特性の変動に起因するキャリヤの一時的な非検
出と、通信の終了に起因するキャリヤの非検出とを区別
する同期非確立決定手段を具備する構成としてもよい。

【００３５】また、上記装置において、前記同期制御手
段は、前記データ期間の周期を調整し、それにより前記
検出手段によって連続して検出されたピーク位置を前記
データ期間Ｔの前記所定位置の中心へとより接近させる
同期追跡手段を具備する構成としてもよい。

【００３６】また、上記装置において、前記Ｎ個のＰＮ
符号系列は、所定周期のＮ個のマンチェスターＭ系列で
ある構成としてもよい。

【００３７】また、上記装置において、前記合成手段
は、前記送信用のｍビットの入力データビットにより示
される少なくとも一部の値に対しては、前記Ｎ個のＰＮ
符号系列のなかの少なくとも複数のＰＮ系列が割り当て
られ、この少なくとも一部の値に対しては、割り当てら
れた複数のＰＮ符号系列を加算して出力する構成として
もよい。

【００３８】本発明の第二のスペクトラム拡散通信用Ｃ
ＳＫ通信装置は、符号長が等しいＮ個のＰＮ符号系列
を、送信用データのｍビットの符号に応じて予め定めら
れた方法で合成して合成ＰＮ符号を生成し、この合成Ｐ
Ｎ符号が伝送媒体上へ送信された場合、実際に送信され
るＰＮ符号系列が前記Ｎ個のＰＮ符号系列の相互相関の
絶対値の最大値よりも常に大きな自己相関の絶対値の最
大値を有するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ受信装置で
あって、前記伝送媒体から送信された前記符号系列を分
離する受信インタフェース手段と、この受信インタフェ
ース手段からの前記分離された各ＰＮ符号系列に応答し
て受信データビットを形成する手段であって、前記受信
データビットが前記入力データのｍビットの符号、すな
わちこれにしたがって前記伝送媒体上の前記送信符号が
前記発生手段により生成されたｍビットの符号に対応す
る状態を有する形成手段とを具備した構成としてある。

【００３９】また、上記装置において、前記Ｎ個のＰＮ
符号系列を、所定周期のＮ個のマンチェスターＭ系列と
した構成としてもよい。

【００４０】また、上記装置において、前記形成手段を
Ｎ系列の復調回路とし、前記分離された各送信符号系列
を前記Ｎ個のマンチェスターＭ系列と各別に相関をと
り、第１ないし第Ｎの相関出力信号を出力する相関手段
と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号を復調し、対応
する前記受信データビットを形成する復調器とを設けた
構成としてもよい。

【００４１】また、上記装置において、前記Ｎ系列の復
調回路に、キャリヤ信号が受信されたか否かを決定する
キャリヤ検出手段を設けた構成としてもよい。

【００４２】また、上記装置において、前記形成手段
に、前記分離された各送信符号系列を前記Ｎ個のマンチ
ェスターＭ系列と各別に相関をとり、第１ないし第Ｎの
相関出力信号を出力する相関手段と、前記第１ないし第
Ｎの相関出力信号を復調し、対応する前記受信データビ
ットを形成する復調器と、前記第１ないし第Ｎの相関出
力信号に応答して前記第１ないし第Ｎの相関手段をマン
チェスターＭ系列の１周期に等しいデータ期間Ｔと同期
させる同期制御手段とを設けた構成としてもよい。

【００４３】また、上記装置において、前記形成手段
に、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号に応答してキャ
リヤ検出し、キャリヤ信号が受信されたか否かを決定す
るキャリヤ検出手段を設けた構成としてもよい。

【００４４】また、上記装置において、前記同期制御手
段に、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検
出するピーク位置検出手段と、前記検出されたピークが
前記データ期間Ｔのうちの所定期間内にあるか否かを決
定するピーク位置決定手段と、前記決定手段による否定
的な決定に応答し、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号
と前記データ期間Ｔとの間の同期を確立する同期追跡手
段とを設けた構成としてもよい。

【００４５】また、上記装置において、前記同期制御手
段に、所定回数のデータ期間にキャリヤが一切検出され
ない状態であるかを決定し、その状態が生じたときに同
期が確立されていないことを指示し、それにより伝送媒
体の伝送特性の変動に起因するキャリヤの一時的な非検
出と、通信の終了に起因するキャリヤの非検出とを区別
する同期非確立決定手段を設けた構成としてもよい。

【００４６】また、上記装置において、前記同期制御手
段に、前記データ期間の周期を調整し、それにより前記
検出手段によって連続して検出されたピーク位置を前記
データ期間の前記所定位置の中心へとより接近させる同
期追跡手段を設けた構成としてもよい。

【００４７】スペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法本発明の第一のスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法
は、送信用のｍビットの入力データビットに応答してＮ
個のＰＮ符号系列のなかからあらかじめ定められたｎ個
のＰＮ系列を生成する生成ステップと、前記生成された
ｎ個のＰＮ系列を伝送媒体上へと送信する送信ステップ
とを具備するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法に
おいて、前記送信ステップは、前記生成された符号系列
を前記伝送媒体に対応する形態へと変換し、該伝送媒体
上へと送信するステップとを具備する方法としてある。

【００４８】また、上記方法において、前記送信符号系
列を前記伝送媒体から分離することによって受信するス
テップと、前記送信符号で生成されたｍビットの符号に
対応するｍビットの前記入力データビットの符号を有す
る受信データビットを形成するステップとを具備するこ
ととしてもよい。

【００４９】また、上記方法において、前記生成ステッ
プは、前記Ｎ個のＰＮ符号系列を各別に生成するステッ
プと、前記生成ステップの出力として生成されたＮ個の
ＰＮ符号系列を合成して得られる合成系列を、前記送信
用データビットのｍビットの符号にしたがって選択的に
切り替えるステップであって、この切り替えが前記Ｎ個
のＰＮ符号系列の周期に同期している切替ステップとを
具備することとしてもよい。

【００５０】また、上記方法において、前記分離された
各送信符号系列を前記Ｎ個のＰＮ符号系列と各別に相関
をとり、第１ないし第Ｎの相関信号を出力するステップ
と、前記第１ないし第Ｎの相関信号を復調し、対応する
前記受信データビットを形成するステップと、前記相関
ステップをＰＮ符号系列の１周期に等しいデータ期間Ｔ
と同期させるステップとを具備することとしてもよい。

【００５１】また、上記方法において、前記形成ステッ
プは、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号からキャリヤ
信号が受信されたか否かを検出するステップを含むこと
としてもよい。

【００５２】また、上記方法において、前記同期ステッ
プは、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検
出するステップと、前記検出されたピークが前記データ
期間Ｔのうちの所定期間内にあるか否かを決定するステ
ップと、この決定ステップにおける否定的な決定に応答
し、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号と前記データ期
間Ｔとの間の同期を確立するステップとを具備すること
としてもよい。

【００５３】また、上記方法において、前記同期ステッ
プは、所定回数Ｙのデータ期間にキャリヤが一切検出さ
れない状態であるかを決定し、その状態が生じたときに
同期が確立されていないことを指示し、それにより伝送
媒体の伝送特性の変動に起因するキャリヤの一時的な非
検出と、通信の終了に起因するキャリヤの非検出とを区
別するステップを具備することとしてもよい。

【００５４】また、上記方法において、前記同期ステッ
プは、前記データ期間の周期を調整し、これにより前記
検出ステップによって連続して検出されたピーク位置を
前記データ期間の前記所定位置の中心へとより接近させ
るステップを具備することとしてもよい。

【００５５】また、上記方法において、前記Ｎ個のＰＮ
符号系列は、所定周期のＮ個のマンチェスターＭ系列で
あることとしてもよい。

【００５６】また、上記方法において、前記生成ステッ
プは、前記送信用のｍビットの入力データビットにより
示される少なくとも一部の値に対しては、前記Ｎ個のＰ
Ｎ符号系列のなかの少なくとも複数のＰＮ系列が割り当
てられ、この少なくとも一部の値に対しては、割り当て
られた複数のＰＮ符号系列を加算して出力することとし
てもよい。

【００５７】本発明の第二のスペクトラム拡散通信用Ｃ
ＳＫ通信方法は、符号長が等しいＮ個のＰＮ符号系列
を、送信用のｍビツトの入力データビットの符号に応じ
てあらかじめ定められた方法で合成して合成ＰＮ符号系
列を生成し、前記Ｎ個のＰＮ符号系列の相互相関の絶対
値の最大値よりも常に大きな自己相関の絶対値の最大値
を有する前記合成ＰＮ符号系列を送信するスペクトラム
拡散通信用ＣＳＫ通信方法であつて、前記伝送媒体から
分離することにより前記送信された符号系列を受信する
ステップと、前記入力データビットのｍビットの符号、
すなわちこれに従つて前記送信符号が生成されたｍビッ
トの符号に対応する状態を有する受信データビットを形
成するステップとを含んだ方法としてある。

【００５８】また、上記方法において、前記Ｎ個のＰＮ
符号系列を、所定周期のＮ個のマンチェスターＭ系列と
してもよい。

【００５９】また、上記方法において、前記分離された
各送信符号系列を前記Ｎ個のマンチェスターＭ系列と各
別に相関をとり、第１ないし第Ｎの相関出力信号を出力
するステップと、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号を
復調し、対応する前記受信データビットを形成するステ
ップと、前記相関ステップをマンチェスターＭ系列の１
周期に等しいデータ期間Ｔに同期させるステップとを追
加してもよい。

【００６０】また、上記方法において、前記形成ステッ
プに、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号からキャリヤ
信号が受信されたか否かを検出するステップを含めるこ
ととしてもよい。

【００６１】また、上記方法において、前記同期ステッ
プに、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検
出するステップと、前記検出されたピークが前記データ
期間Ｔのうちの所定期間内にあるか否かを決定するステ
ップと、前記決定ステップによる否定的な決定に応答
し、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号と前記データ期
間Ｔとの間の同期を確立するステップとを含めることと
してもよい。

【００６２】また、上記方法において、前記同期ステッ
プに、所定回数Ｙのデータ期間にキャリヤが一切検出さ
れない状態であるかを決定し、その状態が生じたときに
同期が確立されていないことを指示し、それによつて伝
送媒体の送信特性の変動に起因するキャリヤの一時的な
非検出と、通信の終了に起因するキャリヤの非検出とを
区別するステップを含めることとしてもよい。

【００６３】また、上記方法において、前記同期ステッ
プに、前記データ期間の周期を調整し、これにより前記
検出ステップによって連続して検出されたピーク位置を
前記データ期間の前記所定位置の中心へとより接近させ
るステップを含めることとしてもよい。

【００６４】

【発明の実施の形態】以下、本発明のスペクトラム拡散
通信用ＣＳＫ通信装置及び通信方法の実施形態について
図１〜図３６を参照して説明する。

【００６５】１．ＣＳＫ変調システム図１及び図２は、ＣＳＫ変調を用いるＳＳ通信システム
の異なる二つのシステム構成を示すものである。これら
の二つのシステムは、符号長が等しい複数（Ｎ個）のマ
ンチェスターＭ系列を用いる本発明の基本概念にもとづ
いて構成されたものである。実際に送信されるマンチェ
スターＭ系列は、Ｎ個のマンチェスターＭ系列の相互相
関の絶対値の最大値よりも常に大きな自己相関の絶対値
の最大値を有する。

【００６６】まず、図１に示す通信システムについて説
明する。図１は、マンチェスターＭ系列を用いるＣＳＫ
システムによる第１の通信システムの全体構成を示すも
のである。

【００６７】図１に示すように、システムの信号送信側
は、Ｎ系列の変調器１１と送信インタフェース１２とを
有する。送信データａ（ＴＸＤ）はＮ系列の変調器１１
に入力され、Ｎ個のＰＮ（擬似雑音）符号系列を合成し
て得られる合成系列がＮ系列の変調器１１から出力信号
ｂ（ＴＸＯ）として出力される。

【００６８】送信データａは、ｍビットの２値信号
（「１」と「０」）からなる。Ｎ系列の変調器１１は、
ディジタルデータのｍビットの値に応じてＮ個の合成系
列を出力する。Ｎ＝２，ｍ＝１の場合、変調器１１の構
成は最も単純化され、その場合は、変調器１１は、送信
データａが「０」であるときに第１の系列ＰＮ１を出力
し、送信データａが「１」であるときに第２の系列ＰＮ
２を出力する。

【００６９】さらに、この二系列の変調器１１の出力
は、送信インタフェース１２を介して伝送路へと供給さ
れる。既に触れたように、送信インタフェース１２は、
キャリヤの変調、すなわち電力線送信における電力線と
の結合をもたらすものであり、一般的には伝送媒体に接
続するための機構や手段で構成される。

【００７０】一方、受信インタフェース１３は、キャリ
ヤの復調、すなわち電力線伝送における電力線からの信
号の分離をもたらす。受信インタフェース１３は、Ｎ系
列の復調器（Ｎ＝２，ｍ＝１の場合にあつては、二系列
復調器）に供給される受信信号ｃ（ＲＸＩ）を出力す
る。この場合、二系列復調器１４は、送信データａ（Ｔ
ＸＤ）のバイナリ値「０」又は「１」に対応する受信デ
ータｅ（ＲＸＤ）を出力し、これと同時、あるいは、キ
ャリヤ信号を受信したときにキャリヤ検出信号ｆを出力
する。

【００７１】次に、図２に示す通信システムについて説
明する。図２は、マンチェスターＭ系列を用いるＣＳＫ
システムによる第２の通信システムの全体構成を示すも
のである。

【００７２】このシステムの信号送信側は、Ｎ個のマン
チェスターＭ系列発生器１３−１〜１３−Ｎを有してお
り、それらが所定周期のＮ個の異なるマンチェスターＭ
系列を生成する。Ｎ個のマンチェスターＭ系列は符号長
が等しく、実際に送信するマンチェスターＭ系列は、Ｎ
個のＭ系列の相互相関の絶対値の最大値よりも常に大き
な自己相関の絶対値の最大値を有する。マンチェスター
Ｍ系列発生器１３−１〜１３−Ｎの符号出力は、合成回
路１３３に送り込まれる。

【００７３】合成回路１３３としては、例えば、図３に
示すように、Ｎ入力１出力型のセレクタを用いる。この
合成回路１３３は、直・並列変換器１３３Ａを介して入
力されるｍビットの２値送信データ（「１」，「０」）
にしたがって、マンチェスターＭ系列発生器１３−１〜
１３−ＮのＮ個の入力から特定の１出力を選択的に出力
するため、Ｎ個のマンチェスターＭ系列のうちの一つが
実質的に変化することなく択一的に出力される。

【００７４】したがって、合成回路１３３が異なるＭ系
列どうしを合成することはないが、出力すべき特定のマ
ンチェスターＭ系列にそれ以外のマンチェスターＭ系列
を重み零で加算していると考えれば、「択一」操作を
「合成」操作に含めることに異論はないものと考えられ
る。

【００７５】また、上記のごとく合成回路１３３をセレ
クタで構成した場合は、単一のマンチェスターＭ符号系
列を用いる場合に比べ、通信速度はマンチェスターＭ系
列発生器１３−１〜１３−Ｎの数に対応してＮ倍に高速
化される。これは、並・直列変換器１３３Ａによる並・
直列変換動作が、入力送信データＴＸＤについて１ビッ
ト単位ではなくＮビット単位に行われることから考えて
も明らかである。

【００７６】また、合成回路１３３は、図４に示すよう
に、ｍビットの入力送信データＴＸＤに応答してＮ個の
マンチェスターＭ系列を選択加算するアダーによって構
成することもできる。例えば、Ｎ＝８，ｍ＝３とする
と、図５に示すように、８通りの入力送信データＴＸＤ
「０００」〜「１１１」について、０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ
３，Ｎ１＋Ｎ２，Ｎ１＋Ｎ３，Ｎ２＋Ｎ３，Ｎ１＋Ｎ２
＋Ｎ３の８通りの合成符号系列が出力される。

【００７７】合成回路１３３の動作は、生成回路１３−
１〜１３−Ｎにて生成されるマンチェスターＭ符号の周
期に同期して行われ、バイナリ値（「１」，「０」）の
各データは、一周期のマンチェスター符号系列により表
される。こうして合成された符号出力は、送信信号ＴＸ
Ｏとして送信され、送信インタフェース１１２Ａを介し
て信号伝送路（又は信号伝送媒体）へと供給される。

【００７８】アダーを用いた上記合成回路１３３の場
合、Ｎ個のマンチェスターＭ系列にもとづいて最大２^N
値の合成系列を出力することができ、したがって、Ｎ個
の合成系列を出力する前述のセレクタを用いた合成回路
１３３が有するＮ倍の送信速度に対し、２Ｎ倍の送信速
度を達成することができる。

【００７９】このように、Ｎ個の異なるマンチェスター
符号Ｍ系列に対してされる切り替え選択、すなわち、い
かなる合成系列を選択すべきかは、送信データＴＸＤの
ｍビットの符号に応じて決定される。それ故、変調シス
テムは、「符号偏位キーイング（ＣＳＫ）変調システ
ム」と呼ばれる。なお、このＣＳＫ変調システムの場
合、マンチェスターＭ系列以外のＰＮ符号系列もまた用
い得ることができる。

【００８０】図２に示すシステムの信号受信側は、受信
インタフェース１１２Ｂを含んでおり、この受信インタ
フェース１１２Ｂがキャリヤの復調や電力線からの信号
分離やＡ／Ｄ（アナログからディジタルヘの）変換を行
なう。受信インタフェース１１２Ｂは、信号伝送媒体を
介して受信した信号をディジタルの受信信号ＲＸＩに変
換する。

【００８１】信号受信側はさらに、Ｎ個の相関器１２−
１〜１２−Ｎ，復調器１２３，キャリヤ検出回路１２４
及び同期制御回路１２５とを備えている。受信インタフ
ェース１１２Ｂが出力するディジタル受信信号ＲＸＩ
は、第１〜第Ｎの相関器１２−１，１２−Ｎに供給され
る。マンチェスターＭ系列発生器１３−１により生成さ
れたマンチェスター符号Ｍ系列は、第１の相関器１２−
１にセットされていて、このようにセットされたマンチ
ェスター符号Ｍ系列は受信信号ＲＸＩと相関をとられ
る。

【００８２】同様に、マンチェスター符号Ｍ系列発生器
１３−ｉにより生成されたマンチェスター符号Ｍ系列
は、第ｉの相関器１２−ｉにセットされていて、このよ
うにセットされたマンチェスターＭ系列は、受信信号Ｒ
ＸＩと相関をとられる。各相関器１２−１〜１２−Ｎの
相関出力は、復調器１２３に供給され、ｍビットの２値
信号からなる復調信号が入力相関値に従って選択され、
復調信号は受信データＲＸＤとして出力される。

【００８３】すなわち、一定レベルを越えるピーク値を
もつ相関出力を示す相関器１２−ｉから、これに対応す
る送信側のマンチェスターＭ系列発生器１３−ｉが特定
され、その送信出力を選択させるもととなった入力送信
信号ＲＸＩが逆算される構成としてある。例えば、Ｎ＝
２の場合、第１の相関器１２−１の相関出力が第２の相
関器１２−２の相関出力よりもピーク値が大きいとき
は、受信データ「０」が復調器１２３から出力され、第
２の相関器１２−２の相関出力が第１の相関器１２−１
の相関出力よりもピーク値が大きいときは、受信データ
「１」が復調器１２３から出力される。

【００８４】相関出力はさらに、キャリヤ検出回路１２
４と同期制御回路１２５とに供給される。キャリヤ検出
回路１２４は、受信した相関出力からキャリヤの有無を
検出し、検出信号を出力する。検出出力は、同期制御回
路１２５に供給される。キャリヤの有無は、受信データ
ＲＸＤが受信されたか否かを決定するのに用いられる。
キャリヤが検出されると、同期制御回路１２５は復調用
及びキャリヤ検出用の同期信号を形成し、この同期信号
が復調器１２３とキャリヤ検出回路１２４とに供給され
る。

【００８５】上記のごとく、ＣＳＫ通信システムでは、
信号受信側の２個の相関出力が比較に供され、受信デー
タの「０」又は「１」が該比較により検出された差異に
基づいて決定される。したがって、信号受信側のマンチ
ェスターＭ系列は必ずしも厳密に信号送信側のそれと同
期していなくともよく、このような場合でも、データは
エラーなしで復調される。また、相関器の出力が絶対値
の形で用いられるときは、たとえ信号伝送路が送信信号
に対する反転作用により送信ピーク値を負に変えようと
も、エラーは一切生じない。さらに、マンチェスターＭ
系列は、受信信号の低周波成分を減少させることがで
き、これによって信号伝送路に関連した結合損失を相当
に抑制する。

【００８６】２．信号送信側図６は、図２におけるＣＳＫ変調器の一実施形態を示す
ブロック図である。また、図７は、図６のＣＳＫ変調器
の要部における信号波形を示すタイミング図である。以
下、これら図面を参照しつつ、本発明の一実施形態に係
るＣＳＫ変調器について説明する。

【００８７】図６において、ＣＳＫ変調器１１１におけ
るＮ個のマンチェスターＭ系列発生器１３−１〜１３−
Ｎは、隣接するマンチェスターＭ系列発生器１３−ｉ，
１３−ｉ＋１（ただし、ｉは奇数）どうしを対にして構
成してあり、各対のマンチェスターＭ系列発生器１３−
ｉ，１３−ｉ＋１が３段（ｎ＝３）のシフトレジスタ１
９０，１９１を含む。

【００８８】一例として、第１の発生器１３１のシフト
レジスタ１９０は、シフト段ＦＦ₁₁，ＦＦ₁₂，ＦＦ₁₃を
有し、第２の発生器１３２のシフトレジスタ１９１は、
シフト段ＦＦ₂₁，ＦＦ₂₂，ＦＦ₂₃を有する。

【００８９】これらシフトレジスタ１９０，１９１は、
クロック信号発生器（ＯＣＳ）１３４により生成された
クロック信号ＣＫのタイミングにもとづいてデータをシ
フトする。また、シフトレジスタ１９０（ＦＦ₁₁〜ＦＦ
₁₃）とシフトレジスタ１９１（ＦＦ₂₁〜ＦＦ₂₃）は、帰
還回路が異なる。すなわち、シフトレジスタ１９０は、
第２段ＦＦ₁₂，第３段ＦＦ₁₃の出力を、排他的論理和
（ＥＸ−ＯＲ）回路１３ｌａを介して入力段ＦＦ₁₁に帰
還し、一方、シフトレジスタ１９１は、入力段ＦＦ₂₁，
第３段ＦＦの₂₃出力を、排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回
路１３２ａを介して入力段ＦＦ₂₁に帰還する。

【００９０】シフトレジスタ１９０，１９１とこれらの
帰還回路は、Ｍ系列発生器（ＰＮ符号発生器、ただしＰ
Ｎは擬似雑音を表す）を形成している。クロック信号Ｃ
Ｋとシフトレジスタ１９０の最終段ＦＦ₁₃の符号出力は
排他的論理和回路１３７に供給され、その一方で、クロ
ツク信号ＣＫとシフトレジスタ１９１の最終段ＦＦ₂₃の
符号出力は排他的論理和回路１３８に供給され、これに
よりマンチェスターＭ系列が形成される。

【００９１】ＣＳＫ変調器１１１には、初期位相設定ユ
ニット１３５と否定論理積回路１３６からなる位相同期
回路が設けてあり、マンチェスターＭ系列発生器１３−
ｉが所定位相（全て「１」）にあるときにマンチェスタ
ーＭ系列発生器１３−ｉ＋１が所定位相（初期位相）に
あるよう条件を整える。

【００９２】初期位相設定ユニット１３５は、シフトレ
ジスタ１９１のシフト段ＦＦ₂₁〜ＦＦ₂₃を介して初期符
号にセットされる。それは、（全て「０」を除く）あら
ゆる符号をセットすることができる。シフトレジスタ１
９０の全てのシフト段ＦＦ₁₁〜ＦＦ₁₃が「１」（これ
は、マンチェスターＭ系列の周期Ｔに１回ずつ発生す
る）であるときに、否定論理積回路１３６の出力は「ロ
ウ」に設定され、次にクロック信号ＣＫが立ち上がると
きに初期位相設定ユニット１３５によりセットされた符
号がシフトレジスタ１９１のシフト段ＦＦ₂₁〜ＦＦ₂₃に
ロードされる。

【００９３】マンチェスターＭ系列発生器１３−ｉ，１
３−ｉ＋１の出力、すなわち、排他的論理和回路１３
７，１３８の出力は、合成回路１３３に供給される。合
成回路１３３は、送信データＴＸＤの助けを借り、マン
チェスターＭ系列の各周期（データ間隔）Ｔで作動す
る。否定論理積回路１３６の出力は、送信要求信号とし
て（マイクロコンピュータのような）送信データ処理部
に供給される。送信要求信号が送信データ処理部に供給
されるたびに、送信データ処理部はｍビットの送信デー
タＴＸＤを出力し、それを合成回路１３３に供給する。

【００９４】図８は、ＣＳＫ変調器のその他の実施形態
を示すブロック図である。図８のＣＳＫ変調器１１１
は、図６のＣＳＫ変調器とは対照的に、排他的論理和回
路１３７，１３８を個々のマンチェスターＭ系列発生器
１３−ｉＡ，１３−ｉ＋１Ａ内に含まない。その代わ
り、合成回路１３３の変調出力ＭＤｏｕｔとクロック信
号ＣＫとを受信する排他的論理和回路１３９が、合成回
路１３３の出力側に備わっており、マンチェスターＭ系
列を出力する。

【００９５】マンチェスターＭ系列発生器の出力は、シ
フトレジスタの最終段の符号によつて表され、これが合
成回路１３３に供給される。合成回路１３３は、Ｎ個の
マンチェスターＭ系列発生器１３−１Ａ〜１３−ＮＡの
出力を、各時間周期ごとにｍビットの送信データＴＸＤ
の符号に応じて切り替える。なお、１クロックラッチ回
路を、図６の合成回路１３３の出力側、あるいは、図８
の排他的論理和回路１３９の出力側に設け、送信信号Ｔ
ＸＯの波形を整形するとよい。

【００９６】図９は、ＣＳＫ変調器のさらに他の実施形
態を示すブロック図であり、図１０はこのＣＳＫ変調器
内の要部における信号波形を示すタイミング図である。
図９のＣＳＫ変調器１１１におけるマンチェスターＭ系
列発生器は、複数段を有するシフトレジスタと、このシ
フトレジスタに接続された帰還回路と、シフトレジスタ
の出力及びクロック信号を受ける排他的論理和回路とか
らなっており、排他的論理和回路の数が１に減ってい
る。

【００９７】このＣＳＫ変調器１１１では、説明の便宜
上、Ｎ＝２，ｍ＝１の場合を例示してあり、第１のマン
チェスターＭ系列発生器は、シフト段ＦＦ₁ ，ＦＦ₂ ，
ＦＦ₃ を有するシフトレジスタ１９２と、帰還回路であ
る排他的論理和回路１３−１ａと、マンチェスター符号
を形成する排他的論理和回路１３９とを具備する。

【００９８】また、第２のマンチェスターＭ系列発生器
は、シフトレジスタ１９２（ＦＦ₁，ＦＦ₂ ，ＦＦ₃ ）
と、帰還回路である排他的論理和回路１３−２ａと、マ
ンチェスター符号を形成する排他的論理和回路１３９と
を具備する。

【００９９】シフトレジスタ１９２（ＦＦ₁ ，ＦＦ₂ ，
ＦＦ₃ 、このシフトレジスタは３段でｎ＝３である）
は、両方のマンチェスターＭ系列発生器に共通であり、
マンチェスターＭ系列を形成する排他的論理和回路１３
９もまた同様である。換言すれば、シフトレジスタ１９
２（ＦＦ₁ ，ＦＦ₂ ，ＦＦ₃ ）と排他的論理和回路１３
−１ａは、第１のＭ系列発生器を形成しており、一方で
同じシフトレジスタ１９２（ＦＦ₁ ，ＦＦ₂ ，ＦＦ₃ ）
と排他的論理和回路１３−２ａが第２のＭ系列発生器を
形成している。

【０１００】第１のＭ系列発生器と排他的論理和回路１
３９は、第１のマンチェスターＭ系列発生器を形成し、
その一方で第２のＭ系列発生器と排他的論理和回路１３
９が第２のマンチェスターＭ系列発生器を形成する。帰
還回路、すなわち、排他的論理和回路１３−１ａは、シ
フトレジスタ１９２の第２段ＦＦ₂ と第３段ＦＦ₃ の出
力を入力段ＦＦ₁ に帰還接続するよう動作する。排他的
論理和回路１３−２ａは、シフトレジスタ１９２の入力
段ＦＦ₁ と第２段ＦＦ₁ の出力を入力段ＦＦ₁ に帰還接
続するよう動作する。

【０１０１】二つのマンチェスターＭ系列発生器の帰還
回路は、互いに異なるものである。合成回路１３３は、
帰還回路に接続されていて、排他的論理和回路１３−１
ａ，１３−２ａの出力Ｄ₁ ，Ｄ₂ はそれぞれ２入力１出
力型のセレクタからなる合成回路１３３に供給される。
合成回路１３３の出力は、シフトレジスタ１９２（ＦＦ
₁ ，ＦＦ₂ ，ＦＦ₃ ）の入力段ＦＦ₁ に供給される。

【０１０２】合成回路１３３は、２値送信信号ＴＸＤの
「１」，「０」にしたがって、マンチェスター符号Ｍ系
列の各周期（データ間隔）内でＤフリップフロップ回路
１３０のＱ出力により動作する。クロック信号発生器１
３４の出力クロック信号は、シフトレジスタ１９２に供
給され、そこでのシフト動作のタイミングを制御し、か
つＤフリップフロップ回路１３０へと供給される。

【０１０３】シフトレジスタ１９２の全段ＦＦ₁ ，ＦＦ
₂ ，ＦＦ₃ が「１」を有するとき（これは周期Ｔごとに
１回発生する）、否定論理積回路１３６の出力は「ロ
ウ」にセットされる。「ロウ」出力は、イネーブル信号
ＥＮとしてＤフリップフロップ回路１３０に供給され
る。それ故、イネーブル信号ＥＮが「ロウ」レベルであ
るときは、Ｄフリップフロップ回路１３０は、クロック
信号の立ち下がりで送信データＴＸＤを取り込み、それ
を制御信号として合成回路１３３に送り込む。

【０１０４】合成回路１３３の切り替え動作に応答して
マンチェスターＭ系列発生器（第１又は第２のＭ系列発
生器）の帰還回路が閉路し、帰還回路が閉路したＭ系列
発生器の出力ＭＤｏｕｔ（すなわちシフトレジスタの最
終段の出力）が排他的論理和回路１３９に供給される。
クロック信号ＣＫは、排他的論理和回路１３９に供給さ
れる。Ｍ系列発生器の出力ＭＤｏｕｔは、こうしてマン
チェスター符号化され、送信信号ＴＸＯとして出力され
ることになる。必要であれば、否定論理積回路１３６の
出力も送信要求信号として（マイクロコンピュータのよ
うな）データ処理部へと送り込み、データ処理部が送信
データＴＸＯの次の１ビットを生成するようにさせても
よい。また、１クロックラッチ回路を排他的論理和回路
３９の出力側に設け、送信信号ＴＸＯを波形整形するよ
うにしてもよい。

【０１０５】３．信号受信側図１１は、図１に示す本実施形態のＮ系列の復調器を二
系列に特定したもののブロック図であり、また、図１２
は、図１及び図１１における点ａ，ｂ，ｅ，ｆ，ｄ₁ ，
ｄ₂ の信号波形を示すタイミング図である。以下、これ
ら図面を参照しつつ、二系列復調器１４について説明す
る。

【０１０６】図１１において、被変調受信信号ｃ（ＲＸ
Ｉ）は、信号ｃが第１の系列ＰＮ１によつて相関をとら
れる第１の相関器１４１と、信号ｃが第２の系列ＰＮ２
によつて相関をとられる第２の相関器１４２の双方に供
給される。

【０１０７】相関器１４１，１４２の各出力ｄ₁ ，ｄ₂
は、それぞれ個別に対応するコンパレータ１４３，１４
４のしきい値Ｖ_R と比較される。コンパレータ１４３，
１４４は、信号ｃがしきい値Ｖ_R よりも大であればパル
ス「１」を出力する。コンパレータ１４３，１４４の出
力は、それぞれＲＳフリップフロップ回路１４５のＲ端
子とＳ瑞子に供給される。図１１に示すように、コンパ
レータ１４３の出力はＲ端子に供給され、また、コンパ
レータ１４４の出力はＳ瑞子に供給される。

【０１０８】送信データ「０」が第１の系列ＰＮ１に対
応するため、ＲＳフリップフロップ回路１４５の入力端
子は、受信信号ｃが第１の系列ＰＮ１である（回路１４
５の出力は「０」である）ときにＲＳフリップフロップ
回路１４５がリセットされ、かつ受信信号ｃが第２の系
列ＰＮ２である（回路１４５の出力は「１」である）と
きにＲＳフリップフロップ回路１４５がセットされるよ
う構成されている。受信側における相関出力ｄ₁ ，ｄ₂
とＲＳフリップフロップ回路１４５からの復調データｅ
の波形を図１２に示す。この図から明らかなように、相
関のピークは各時間周期の終端にある。

【０１０９】キャリヤ検出回路１５は、論理和回路１５
Ａとタイマ回路１５Ｂとを備えている。このキャリヤ検
出回路１５は、キャリヤ信号が全く受信されないときに
信号ｆを出力する。また、コンパレータ１４３，１４４
の各出力は、論理和回路１５Ａを介してタイマ回路１５
Ｂへと供給される。タイマ回路１５Ｂは、論理和回路１
５Ａの出力パルスによってセットされ、所定期間にわた
って「１」である信号ｆを出力し、続いて、その期間が
終わると「０」である信号ｆを出力する。

【０１１０】この所定期間は、ＰＮ符号の周期Ｔよりも
長く設定される（図１２参照）。したがって、信号ｆは
その所定期間にわたって相関出力が一つでもあれば常に
「１」であり、その所定期間が経過した後で相関出力が
皆無であれば、信号ｆは「０」であり、キャリヤの状態
は一切検出されない。

【０１１１】上記の二系列の復調器１４によれば、受信
データ「１」又は「０」が、単にＲＳフリップフロップ
回路の同期検出と起動とによって得られる。これが図１
に示したシステムと対照的な点であり、図１のシステム
では、受信データの「０」又は「１」が被変調受信信号
からの相関波形として形成される。それ故、信号受信側
でのＰＮ符号の位相同期は、信号送信側のＰＮ符号に厳
密に同期していることが必要である。また、相関器出力
の絶対値を用いるならば、データ復調においてエラーは
一切生じないであろう。

【０１１２】基本的には、上述した図１１の二系列の復
調器１４は、受信信号を二つの内部ＰＮ符号発生器が出
力するＰＮｌ，ＰＮ２と相関をとる相関部と、データを
相関部の出力にしたがって復調する復調部と、キャリヤ
検出回路とを備えている。図１３は、上記二系列の復調
器の他の実施形態を示す回路図である。この実施形態で
は、表面弾性波（ＳＡＷ）畳み込み器が用いられる。

【０１１３】図１３に示す回路構成は、図１１に示した
ものと実質的に同一である。すなわち、２進値が「０」
である送信データに対応する第１のＰＮ符号が、第１の
ＳＡＷ（表面弾性波）畳み込み器４１によりＰＮｌと相
関をとられ、一方で２進値が「１」である送信データに
対応する第２のＰＮ符号が、第２のＳＡＷ（表面弾性
波）畳み込み器４２によりＰＮ２と相関をとられる。こ
こで、受信信号ｃはアナログ信号である。

【０１１４】図１４は、送信データの４ビットに関連し
て図１３に示した回路内での信号波形を示すものであ
る。キャリヤ検出回路１５の出力ｆは、タイマ回路１５
Ｂがセットされた後で時間ｔ＋Ｔ（Ｔは１ビットデータ
の時間であり、ｔ＞Ｔである）後に「０」に戻り、そこ
でデータ送信は完了する。

【０１１５】ここで、図１１に示す相関部（器）の種々
の実施形態について、図１５〜図２１を参照しつつ説明
する。なお、以下に述べる種々の相関器の実施形態にお
いて、図１５の相関器の入力データをアナログ信号とし
てあり、その他、図１６〜図２１の相関器の入力データ
をアナログ信号をディジタル信号形式に変換することで
得られるディジタル信号としてある。

【０１１６】図１５は、図１１に示す相関器の一実施形
態を示すブロック図である。この相関器の受信信号は、
ディジタル信号であり、二つの相関器５０（１），５０
（２）にそれぞれ供給される。図１５では、相関器５０
（１）のみを詳しく図示してあるが、これら相関器５０
（１），５０（２）は同じ構成となっている。受信信号
は、相関器５０（１）により第１の系列ＰＮ１と相関を
とられ、かつ相関器５０（２）により第２の系列ＰＮ２
と相関をとられる。

【０１１７】第１の系列ＰＮ１の状態パターンは、レジ
スタ５１により固定され、これに格納される。それ故、
第１の系列ＰＮ１の段数は符号長Ｎに等しい。そうした
データパターンは、ＰＮ１−１，ＰＮ１−２，…ＰＮ１
−ｎで表される。受信信号は第１のシフトレジスタ５２
に供給され、ここで受信信号の内容がシフト段において
１段ずつ変化させられる。

【０１１８】シフトレジスタ５２の各段の出力は、ｎ
（＝Ｎ×ｍ）個の排他的論理和回路を有する排他的論理
和回路群５３のうちの個々の一の排他的論理和回路の一
の入力ヘと供給される。排他的論理和回路群５３の全出
力は、相関出力ｄ₁ を出力する積算回路５４によって積
算される。相関処理の精度を改善するため、シフトレジ
スタ５２は、ｍ個の各データを固定データパターンの各
ビットと相関をとるためのｎ（＝Ｎ×ｍ）個のステージ
を有する。さらに、シフトクロックは、ｍ倍される。

【０１１９】なお、シフトレジスタ５２に代えてｎ（＝
Ｎ×ｍ）個のタップを有する遅延線を設けるとともに、
排他的論理和群５３に代えて乗算器群を設け、さらに、
積算回路５４に代えてアナログ加算器を設けることによ
り、相関器をアナログ受信信号に対して適用できるよう
にすることができる。

【０１２０】図１６は、図１１に示す相関器のその他の
実施形態を示すブロック図であり、この実施形態に係る
相関器では、単一のシフトレジスタを共通に用いた構成
としてあり、るので、回路の簡略化を図ることができ
る。

【０１２１】メモリレジスタ６１１，６２１は、それぞ
れ第１の系列ＰＮ１及び第２の系列ＰＮ２の固定パター
ンを格納する。また、シフトレジスタ６１０は、受信信
号を入力するｎ（＝Ｎ×ｍ）個の段を有し、第１系列及
び第２系列との相関の両方に共通に用いられる。この単
一のシフトレジスタ６１０は、排他的論理和回路群６１
２と第１の相関出力ｄ₁ 出力用積算回路６１３とを含む
第１系列の回路群、及び、排他的論理和回路群６２２と
第２の相関出力ｄ₂ 出力用積算回路６２３とを含む第２
系列の回路群の両方に接続してある。

【０１２２】なお、図１６に示された相関器は信号受信
用であるが、シフトレジスタ６１０の代わりにタップを
有する遅延線を設けるとともに、排他的論理和回路群６
１２，６２２の代わりに乗算器群を設け、さらに積算回
路６１３，６２３の代わりにアナログ加算器を設けるこ
とにより、アナログ受信信号に適用できるようにするこ
とができる。

【０１２３】図１７は、図１１に示す相関器のその他の
実施形態を示すブロック図である。このような構成によ
って、図１５に示す相関器の回路数を減少させることが
できる。なお、この回路は、本出願人が既に出願した特
願昭６３−１６０９５４号に詳しく開示されている。

【０１２４】すなわち、上記のごとく、図１５の相関器
は、固定パターンのうちの１ビットが、ｎ（＝Ｎ×ｍ）
個の排他的論理和回路を有する排他的論理和回路群５３
内の各排他的論理和回路へと供給され、全排他的論理和
回路の出力は積算回路５４によって積算される。そこで
は、受信信号がディジタル信号であれば、連続する二個
の隣接する排他的論理和回路の出力が対応する第１の加
算回路によって加算され、次に、連続する二個の隣接す
る第１の加算回路の出力が、対応する第２の加算回路に
より加算される。したがって、複数の加算回路内の加算
器の数は、全体として極端に大となる。

【０１２５】これに対して、図１７の相関器では、一方
で相関部７０が複数の相関回路７１（１）〜７１（７）
によつて構成される。また、図１７の相関器におけるＭ
系列符号は、７ビットの符号長を有する。各相関回路７
１は、固定パターンのうちの１ビットを、例えば受信デ
ータのＮ×ｍのうちの（図１５のＳＦ₁ 〜ＳＦ_m に対応
する）ｍ個のデータビットと相関をとる。

【０１２６】このような構成からなる図１７の相関器で
は、ｍ個のデータに関する相関値は、ｍ段のシフトレジ
スタの入力値と出力値との間の関係を考慮して、アップ
ダウンカウンタを用いることにより一時に加算される。
特に、まず、第１のレジスタ７２が、７ビットの符号長
を有する第１の系列ＰＮ１を入力し、その各ビット値Ｍ
１〜Ｍ７をそこに格納する。次に、相関部７０が受信信
号を入力し、そこに含まれるデータが相関回路７１
（１）〜７１（７）によってシフトされ、各ブロックが
それらの相関をとる。

【０１２７】図１８に示すように、各相関回路７１は８
段のシフトレジスタ７１Ａと、一対の排他的論理和回路
７１Ｂ，７１Ｃ及びアップダウンカウンタ７１Ｄを含
む。アップダウンカウンタ７１Ｄは、入力信号ＤｉとＰ
Ｎ１のビット値Ｍとの相関を計数する。また、図１９
は、カウンタ７１Ｄの相関計数動作を示すテーブルであ
る。相関回路７１（１）〜７１（７）からの全ての相関
計数値は、図１７に示した加算部７３によつて加算さ
れ、これにより相関信号ｄ₁ が得られる。ＰＮ２に関し
て、相関信号ｄ₂ は同じ回路構成から得ることができ
る。

【０１２８】このような図１７の相関器によれば、全体
での加算器の数を大いに低減することができ、これによ
って回路を簡単にすることができ、さらに、位相遅延が
効果的に減らされる点で好都合である。

【０１２９】なお、図１７の相関器では、一対の相関部
７０をＰＮ１，ＰＮ２用に別々に配設してあるが、シフ
トレジスタ７１ＡをＰＮ１，ＰＮ２に共用することもで
きる。

【０１３０】図２０は、図１１の相関器の全体の構成を
示すブロック図であり、また、図２１は、図２０におけ
る相関回路の構成を示すブロック図である。

【０１３１】次に、図２に示す相関器の実施形態につい
て図面を参照しつつ説明する。図２２は、図２に示す相
関器の一実施形態を示すブロック図である。図２では相
関器の数をＮ個としたが、本実施形態では、これをＮ＝
２に限定した構成としてある。

【０１３２】図２２において、二つの相関器１２−１，
１２−２は、各Ｎ段のレジスタ２４１ａ，２４１ｂ（レ
ジスタ２４１ａは相関器１２１内に、レジスタ２４１ｂ
は相関器１２２内にある）を有する。変調器１１１内の
マンチェスター系列発生器１３−１，１３−２により生
成されたマンチェスター符号Ｍ系列は、それぞれあらか
じめレジスタ２４１ａ，２４１ｂ内にセットされてい
る。

【０１３３】ｎ段のシフトレジスタによって生成された
Ｍ系列の符号長は、２ⁿ −１である。変調器１１１で
は、Ｍ系列はマンチェスター符号化され、かくしてレジ
スタ２４１ａ，２４１ｂの段数Ｎは、Ｎ＝２（２ⁿ −
１）となる。他方、受信インタフェース１１２Ｂを介し
て入力されたディジタル受信信号ＲＸＩは、それぞれ相
関器１２−１，１２−２内に設けられたシフトレジスタ
２４２ａ，２４２ｂ内に供給される。これらのシフトレ
ジスタ２４２ａ，２４２ｂもまたＮ段を有していて、変
調器１１内のクロック信号の２倍の周波数を有するクロ
ック信号ＣＫによつて駆動される。

【０１３４】相関器１２−１では、レジスタ２４１ａの
シフト段にセットされた符号とシフトレジスタ２４２ａ
の対応するシフト段に供給された受信信号は、それぞれ
排他的論理和回路２４３ａ内に供給され、そこで比較に
供される。全ての排他的論理和回路２４３ａの出力は加
算器２４４ａに供給され、そこで加算に供される。

【０１３５】加算器２４４ａの出力信号は、レジスタ２
４１ａのシフト段における符号とシフトレジスタ２４２
ａのシフト段における符号との一致の程度を表してお
り、それが相関器１２−１の相関出力Ｒａとなる。受信
信号ＲＸＩは、各クロック信号に応答してシフトレジス
タ２４２内でシフトされ、したがって、相関出力Ｒａは
各クロック信号ＣＫごとに変化する。

【０１３６】この相関器１２−１と同様に、相関器１２
−２においても、排他的論理和回路２４３ｂによって、
レジスタ２４１ｂのシフト段にセットされた符号がシフ
トレジスタ２４２ｂの個々のシフト段に供給された受信
信号符号に一致するか否かが決定される。

【０１３７】全ての排他的論理和回路２４３ｂの出力信
号は加算器２４４ｂに供給され、そこで積算される。加
算器２４４ｂは、レジスタ２４１ｂにセットされたマン
チェスターＭ系列と入力ディジタル受信信号ＲＸＩとの
間の一致の程度を表す相関出力Ｒｂを出力する。

【０１３８】図２３は、上述した相関器１２−１の変形
例を示すブロック図である。この変形例に係る相関器１
２−１は、レジスタ２４１ａ，２４２ａに代わるＮ×ｍ
（ただし、ｍは１以上の整数）段のレジスタ２４１Ａと
シフトレジスタ２４２Ａを用いた構成としてある。

【０１３９】シフトレジスタ２４２Ａは、クロック信号
ＣＫ_m によつて駆動され、その周波数は上記のクロック
信号ＣＫのｍ倍である。相関器１２１はＮ×ｍ個の排他
的論理和回路２４３Ａを含んでいて、これらがレジスタ
２４１Ａのシフト段にセットされた符号とシフトレジス
タ２４２Ａのシフト段にセットされた符号をそれぞれ受
信する。全ての排他的論理和回路２４３Ａの出力は加算
器２４４Ａに供給され、そこで積算される。この結果、
加算器２４４Ａから相関出力Ｒａが得られる。

【０１４０】なお、レジスタ２４１Ａとシフトレジスタ
２４２Ａの段数をｍ倍することで、相関動作の精度は向
上する。また、図２２に示す他の相関器１２−２も同様
に変形することができる。

【０１４１】図２４は、図２３に示す相関器１２−１
（１２−２）の他の実施形態を示すブロック図である。
この実施形態では、相関器１２−１，１２−２が、受信
信号ＲＸＩが供給される同じ一のシフトレジスタ２４２
を含んでいる。すなわち、シフトレジスタの数を減少さ
せることによって装置の簡単化を図ることができる。な
お、図２３において、段数をｍ倍したシフトレジスタ
は、両方の相関器１２−１，１２−２内に共通に含ませ
ることができる。

【０１４２】図２５は、図２３に示す相関器１２−１
（１２−２）の他の実施形態を示すブロック図である。
図２５には、Ｎ段のレジスタ２４１ａとＮ×ｍ段のシフ
トレジスタ２４２Ａとが図示されている。本実施形態の
相関器では、レジスタ２４１ａのシフト段がシフトレジ
スタ２４２Ａのｍ段に対応する。それ故、レジスタ２４
１ａのシフト段にセットされた符号とシフトレジスタ２
４２Ａのシフト段にセットされた符号は、排他的論理和
回路２４３Ａに供給され、両者間の一致の程度が決定さ
れる。

【０１４３】ここで、図２６は上記レジスタ２４１ａの
構成を示すブロック図であり、また、図２７はＭ系列と
マンチェスターＭ系列との関係を示す説明図である。

【０１４４】図２７に示すように、マンチェスターＭ系
列の符号は、原Ｍ系列の符号にしたがって形成される。
これをより詳しく説明すると、図２６に示すように、Ｍ
系列の符号は段数がＮ／２のレジスタ２４１ｄにセット
され、そのまま出力され、それぞれ否定回路２４１ｃを
介して出力され、マンチェスターＭ系列符号を供給す
る。

【０１４５】次に、図２に示すＣＳＫ通信システムにお
ける復調器の実施形態について、図面を参照しつつ説明
する。図２８は、図２に示す復調器の一実施形態を示す
ブロック図である。また、図２９は、図２８の復調器の
要部における信号波形を示すタイミング図である。

【０１４６】本実施形態における復調器は、図２に示す
復調器１２３とキャリヤ検出回路１２４をＮ＝２に限定
した構成としてある。なお、説明の便宜上、図２９にお
ける相関出力Ｒａ，Ｒｂはアナログ信号で示してある。

【０１４７】まず、一対の相関器１２−１，１２−２
（図２参照）の相関出力Ｒａ，Ｒｂにもとづくデータ復
調の原理を説明する。図２９において、１データ期間Ｔ
（マンチェスターＭ系列の１周期に等しい）は、三つの
部分に分割することができる。これら三つの部分とは、
中央部、すなわち、窓部Ｗ（以下、可能な限り単に窓部
Ｗと呼ぶ）と、この窓部Ｗの両側の二部分（以下、可能
な限り端部Ｅと呼ぶ）である。二つの端部Ｅは長さが等
しい。端部Ｅは必ずしも符号長を互いに等しくする必要
はなく、また、窓部Ｗを必ずしもデータ期間Ｔの中央に
設ける必要もない。つまり、窓部Ｗと端部Ｅは次のごと
く表される。

【０１４８】窓部Ｗ；（Ｔ−ｄ）／２と（Ｔ＋ｄ）／２
の間の期間端部Ｅ；０と（Ｔ−ｄ）／２の間の期間と、（Ｔ＋ｄ）
／２とＴの間の期間ただし、０＜ｄ＜Ｔ

【０１４９】窓部Ｗは、「観測期間」と呼ばれる。デー
タが送信されると、相関出力Ｒａ，Ｒｂの一方は、デー
タ期間Ｔ中に相関ピークを有する。相関ピークは、同期
制御回路１２５によつて検出され、データ期間の終わり
を規定するデータ終端信号ＥＤが形成され、相関ピーク
はデータ期間Ｔの中央にくる。同期制御回路１２５は、
データ期間終端信号ＥＤに従つて窓部Ｗの始点のための
窓開始パルスＷＬと窓部Ｗの終点を規定する窓停止パル
スＷＨとを形成する。

【０１５０】ここで、変調データ（受信データＲＸＤ）
は、次のように生成される。Ｐ_bW×Ａ_aE＞Ｐ_aW×Ａ_bEな
らば、データは「１」であり、Ｐ_bW×Ａ_aE＜Ｐ_aW×Ａ_bE
ならば、データは「０」である。ただし、Ｐ_aW；相関出力Ｒａの窓部Ｗのピーク値（最大値）Ｐ_bW；相関出力Ｒｂの窓部Ｗのピーク値（最大値）Ａ_aE；相関出力Ｒａの端部Ｅの積算値（加算値）Ａ_bE；相関出力Ｒｂの端部Ｅの積算値（加算値）

【０１５１】理論的には、Ｐ_bW＞Ｐ_aWならば、データは
「１」であり、Ｐ_bW＜Ｐ_aWならば、データは「０」であ
る。しかしながら、ノイズが含まれる場合は、相関出力
のピーク値の比較が復調エラーを生ずることがある。一
般に、相関ピークを有する相関出力では、ピーク両側の
部分のレベルは、相関ピークをもたない相関出力の相関
レベルよりも小さい。例えば、相関出力Ｒｂが相関ピー
クを有する場合、積算値Ａ_bEは、相関ピークをもたない
相関出力Ｒａの積算値Ａ_aEよりも小さい。この事実か
ら、ピーク値と異なる相関出力との積、すなわちＰ_bW×
Ａ_aEとＰ_aW×Ａ_bEが比較に供され、復調データを形成す
る。このことから、例えば、信号伝送路が信号伝送路特
性が低くノイズを生じているような場合でさえ、復調は
安定的に成就できる。

【０１５２】ここで、キャリヤ検出原理を説明する。キ
ャリヤ検出は、（Ｐ_bW×Ａ_aE−Ｐ_aW×Ａ_bE）の絶対値
が、所定のしきい値レベルＴｈ_P を越えるときに決定さ
れる。キャリヤの存在は、相関出力の一つが相関ピーク
を有することを意味する。それ故、ピーク値と二つの異
なる相関出力との積との間の差分の絶対値は、比較的大
である。他方、キャリヤが全く無い場合は、上記の絶対
値は非常に零（０）に近いものとなる。かくして、デー
タ復調の場合と同様、キャリヤの有無をノイズ等に影響
されることなく検出することができる。

【０１５３】次に、図２８に示す復調器の動作について
説明する。なお、図２８に示す復調器はディジタル回路
であり、クロック信号ＣＫ又はＣＫ_m に同期して動作す
るものであるが、説明を簡略化するため、クロック信号
は図示していない。

【０１５４】回路中、相関出力Ｒａはラッチ回路により
１クロックパルスごとにラッチされ、絶対値回路２５２
ａに供給される。絶対値回路２５２ａの出力は、加算回
路２５５ａと最大値保持回路２５４ａとに供給される。
他方、窓開始パルスＷＬと窓停止パルスＷＨが窓発生回
路２５３に供給され、この回路２５３からは窓部Ｗで
「ハイ」レベルに立ち上がる窓信号ＷＳが出力される。
窓信号ＳＷは、動作制御信号として加算回路２５５ａ内
のラッチ回路２４８と最大値保持回路２５４ａ内のラッ
チ回路２４６へと供給される。

【０１５５】加算回路２５５ａでは、ラッチ回路２４８
は窓信号ＷＳが端部Ｅに対応して「ロウ」レベルである
ときにのみ動作する。ラッチタイミングは、クロック信
号によって決定される。絶対値回路２５２ａから入力さ
れた相関出力Ｒａの絶対値は、加算器２４７に供給さ
れ、クロック信号のたびにラッチ回路２４８により与え
られるそれまでの加算結果に加算され、その加算結果が
ラッチ回路２４８によってラッチされる。かくして、加
算回路２５５ａは積算値Ａ_aEを出力し、それが乗算器２
５６ａに供給される。

【０１５６】最大値保持回路２５４ａでは、ラッチ回路
２４６は、窓信号ＷＳが窓部Ｗに対応する「ハイ」レベ
ルであるときにのみ動作する。ラッチ回路２４６により
ラッチされたそれまでの最大値は、コンパレータ２４５
内のそのときの相関値Ｒａの絶対値と比較される。その
ときの相関値の絶対値の方が大きいときは、そこでラッ
チ回路２４５が、その値を最新の最大値としてラッチす
る。かくして、最大値保持回路２５４ａはピーク値Ｐ_aW
を出力し、それが乗算器２５６ｂに供給される。

【０１５７】同様に、相関出力Ｒａの場合も、相関出力
Ｒｂ用にラッチ回路２５１ｂと絶対値回路２５２ｂと最
大値保持回路２５４ｂと加算回路２５５ｂが備わってい
る。最大値保持回路２５４ｂはピーク値Ｐ_bWを供給し、
それが乗算器２５６ａに供給される。加算回路２５５ｂ
は積算値Ａ_bEを供給し、それが乗算器２５６ｂに供給さ
れる。

【０１５８】乗算器２５６ａは積Ｐ_bW×Ａ_aEを出力し、
それがコンパレータ２５７と減算及び絶対値回路２５９
とに供給される。乗算器２５６ｂは積Ｐ_aW×Ａ_bEを出力
し、それがコンパレータ２５７と減算及び絶対値回路２
５９とに供給される。コンパレータ２５７内では、積Ｐ
_bW×Ａ_aEと積Ｐ_aW×Ａ_bEとが比較に供され、比較結果に
応じて信号「１」又は「０」が供給される。出力信号
は、ラッチ回路２５８によリデータ期間終端信号ＥＤの
タイミングでラッチされ、受信データＲＸＤとして出力
される。データ期間終端信号ＥＤは、如算回路２５５
ａ，２５５ｂと最大値保持回路２５４ａ，２５４ｂとを
リセットする。

【０１５９】他方、減算及び絶対値回路２５９では、減
算（Ｐ_bW×Ａ_bE−Ｐ_aW×Ａ_bE）が実行され、減算結果の
絶対値が得られる。絶対値は比較回路２６０に供給さ
れ、そこでしきい値Ｔｈ_P と比較される。絶対値がしき
い値Ｔｈ_P よりも大きい場合は、比較回路２６０はキャ
リヤ検出信号ＰＡＳを出力する。

【０１６０】次に、図２に示すＣＳＫ通信システムにお
ける同期制御回路の実施形態について、図面を参照しつ
つ説明する。図３０は、図２に示す同期制御回路の一実
施形態を示すブロック図である。また、図３１は、図３
０の同期制御回路におけるピーク位置検出動作を説明す
るためのタイミング図である。本実施形態の同期制御回
路は、図２に示す同期制御回路１２５を、Ｎ＝２に限定
した構成としてある。

【０１６１】図３０において、同期制御回路１２５は、
ピーク位置検出回路２２６Ａ，ピーク位置決定回路２２
６Ｂ，同期確立決定回路２２８及び同期非確立決定回路
２２９とを有する。ピーク位置決定回路２２６Ａは、デ
ータ期間Ｔ中に相関出力のピーク位置を検出するもので
ある。図３１に示すように、ピーク位置ＰＰは、相関出
力内に最大値が現れた時点からデータ期間終端信号ＥＤ
が発生するまでに経過した時間期間として計測される。
本実施形態におけるピーク位置は、二つの相関出力Ｒ
ａ，Ｒｂの積算値が絶対値で最大となる箇所である。

【０１６２】二つの相関出力Ｒａ，Ｒｂは加算器２６１
へと供給され、そこで加算に供される。加算器２６１の
出力は絶対値回路２６４に供給され、これにより相関出
力の積算値の絶対値が得られる。絶対値は比較回路２６
２の入力端子の一方とラッチ回路２６３とに供給され
る。それまでのデータ期間の終端を示す信号ＥＤが論理
和回路２６５Ａを介してラッチタイミング信号としてラ
ッチ回路２６３に供給されると、絶対値回路２６４の出
力が初期値としてラッチされる。

【０１６３】ラッチ回路２６３によリラッチされた値
は、比較回路２６２の他方の入力端子へと供給される。
その後、絶対値回路２６４の出力はラッチ回路２６３に
ラッチされた値と（クロック信号ＣＫのクロックパルス
ごとに）比較される。絶対値回路２６４がラッチ回路２
６３にラッチされた値よりも大きな出力を供給すると、
比較回路２６２の出力は論理和回路２６５Ａを介してラ
ッチ回路２６３に供給され、絶対値回路２６４の出力が
ラッチ回路２６３により最新の値としてラッチされる。
かくして、ラッチ回路２６３は常時最大値をラッチす
る。

【０１６４】他方、クロック信号ＣＫを計数するカウン
タ２６６は、論理和回路２６５Ｂを介して供給されたデ
ータ期間終端信号ＥＤ、あるいは、論理和回路２６５Ｂ
を介して供給される比較回路２６２の比較出力によって
リセット（クリア）されるが、これによりカウンタは零
（０）で始まる計数動作を開始する。

【０１６５】カウンタ２６６の出力は、次のデータ期間
終端信号ＥＤに応答してラッチ回路２６７によってラッ
チされる。かくして、カウンタ２６６は、データ期間Ｔ
内にピーク値が発生した時点からデータ期間の終了を示
すデータ期間終端信号ＥＤが供給されるまでの期間にわ
たりクロック信号ＣＫを計数する。カウンタの計数値は
ラッチ回路２６７によってラッチされ、かくしてピーク
位置ＰＰが表される。

【０１６６】こうして検出されたピーク位置を示すデー
タＰＰは、ピーク位置決定回路２２６Ｂに供給される。
ピーク位置決定回路２２６Ｂは、ピーク位置が窓部Ｗで
検出されたか否かを決定するものである。上記の説明か
ら明らかなように、相関ピークは受信データ復調とキャ
リヤ検出もともに窓部Ｗに存在するはずである。相関ピ
ークが窓部Ｗ内に存在しない場合、その場合は受信デー
タ復調とキャリヤ検出を正確に行うことは不可能であ
る。

【０１６７】ピーク位置決定回路２２６Ｂでは、コンパ
レータ２６８，２６９と論理積回路２７０がウィンドウ
型のデイジタル比較回路を形成している。窓部Ｗの始点
を表すデータはコンパレータ２６８にセットされてお
り、窓部Ｗの終点（すなわち終端）を表すデータが他の
コンパレータ２６９内にセットされている。ピーク位置
ＰＰを表すデータが始点と終点との間にあるときにだ
け、論理積回路２７０がピーク位置決定信号ＰＨを出力
する。これに対応する波形タイミング図を図３１に示し
てある。

【０１６８】次に、同期確立決定回路２２８を含む同期
確立回路の構成及び動作ついて、図３０を参照つつ説明
する。また、図３２は、同期確立回路の同期確立決定動
作を説明する波形図である。

【０１６９】図３０において、同期確立回路は二つのレ
ジスタ２７２，２７３を含む。ピーク位置ＰＰを表すデ
ータは、（（３／２）Ｔ−ＰＰ）を表すデータがセット
されたレジスタ２７２に供給される。ただし、Ｔはデー
タ期間の長さ（時間）を表すデータである。他方、デー
タＴはレジスタ２７３内にセットされている。レジスタ
２７２，２７３はセレクタ２７４に接続されている。セ
レクタ２７４は、ピーク位置決定信号ＰＨにしたがって
これらのレジスタ２７２，２７３にセットされたデータ
の一つを選択し、それをディジタルコンパレータ２７５
の一方の入力端子に供給する。

【０１７０】他方、カウンタ２７１はクロック信号ＣＫ
を計数し、計数出力はディジタルコンパレータ２７５の
他方の入力端子に供給される。ディジタルコンパレータ
２７５は、カウンタ２７１の計数値がセレクタ２７４を
介して受信したセットデータに等しいときに、データ期
間終端信号（一致信号）ＥＤを生成する。カウンタ２７
１は信号ＥＤによりリセットされ、かくしてその計数動
作を零（０）から開始させる。

【０１７１】例えば、電源スイッチがオンしたときに、
相関出力はデータ期間に同期しておらず、それ故しばら
くの間は窓部Ｗには相関ピークは全く存在しない。この
場合、ピーク位置決定信号ＰＨは「ロウ」レベルにセッ
トされ、セレクタ２７４がレジスタ２７２のセットデー
タ（（３／２）Ｔ−ＰＰ）を選択し、これをコンパレー
タ２７５に供給する。セットデータ（（３／２）Ｔ−Ｐ
Ｐ）は、次のデータ期間終端信号ＥＤを生成し、次のピ
ークと次のデータ期間終端信号との長さ（時間）がＴに
なるようにするものである。

【０１７２】その後にピークが窓部Ｗ内で発見される
と、そこでピーク位置決定信号ＰＨが「ハイ」レベルに
立ち上がり、セレクタ２７４がレジスタ２７３のセット
データＴを選択する。この結果、その後にデータ期間終
端信号ＥＤが期間Ｔをもって発生する。データ期間の窓
部Ｗ内に与えられるピーク値が、連続的に所定回数（Ｘ
回）発生したときに、同期が確立したことになる。

【０１７３】同期確立決定回路２２８では、カウンタ２
８２が論理積ゲート２８１を介して供給される「ハイ」
レベルのピーク位置決定信号によつてクロックイネーブ
ル状態に置かれると、かくしてデータ期間終端信号ＥＤ
が計数される。

【０１７４】信号ＰＨが「ロウ」レベルであれば、カウ
ンタ２８２の計数出力は、否定回路２８４と論理和回路
２８５とを介して供給される信号ＰＨによりリセットさ
れる。カウンタ２８２の計数出力は、ディジタルコンパ
レータ２８３に供給されるが、そこには同期確立を決定
するのに用いる所定回数（Ｘ回）がセットされている。
それ故、カウンタ２８２の計数値が値Ｘに達すると、デ
イジタルコンパレータ２８３は一致信号を出力しフリッ
プフロップ回路２１９をセットし、回路２１９が同期確
立（検出）信号ＤＳＲ（「ロウ」レベル）を出力する。

【０１７５】コンパレータ２８３により出力された一致
信号は、論理和回路２８５を介してカウンタ２８２に供
給され、カウンタ２８２をリセットする。同期確立信号
ＤＳＲは論理積回路２８１に供給され、そのゲートを閉
じる。かくして、ピーク位置決定信号ＰＨの供給は途絶
える。

【０１７６】カウンタ２８２が信号ＥＤを計数している
最中に一度でもピーク位置決定信号ＰＨが「ロウ」レベ
ルにセットされた場合は、カウンタはリセットされる。
それ故、信号ＰＨが「ハイ」レベルのまま信号ＰＨのＸ
値が連続的に入力されるときにだけ、同期確立が決定さ
れる。同期確立が決定される前に信号ＰＨが「ロウ」レ
ベルにセットされると、そこでセレクタ２７４はレジス
タ２７２を選択し、データ期間終端信号ＥＤの生成タイ
ミングが調整される。

【０１７７】同期非確立決定回路２２９が、キャリヤ検
出信号ＰＡＳがデータ期間に所定数（Ｙ）供給されない
ときの状態を決定するよう設けられている。この状態
は、同期が非確立であることを示すものである。

【０１７８】ここで、同期非確立決定回路２２９につい
て、図３０及び図３３を参照しつつ説明する。図３３は
同期非確立決定回路における非同期確立決定の動作を説
明するためのタイミング図である。

【０１７９】図３０において、同期が確立されると、否
定論理積ゲート２９１が「ロウ」レベルの同期確立信号
ＤＳＲにしたがってゲートを開く。キャリヤが検出され
ると、キャリヤ検出信号ＰＡＳは「ハイ」レベルとされ
る。また、キャリヤが検出されないときのキャリヤ検出
信号ＰＡＳは「ロウ」レベルである。

【０１８０】キャリヤ検出信号ＰＡＳは否定論理積ゲー
ト２９１を介してカウンタ２９２に供給される。すなわ
ち、「ハイ」レベルのイネーブル信号がカウンタ２９２
のクロックイネーブル信号端子ＣＥに供給される。「ハ
イ」レベルのキャリヤ検出信号ＰＡＳは、否定論理積ゲ
ート２９１と否定回路２９４と論理和回路２９５とを介
してカウンタ２９２に供給され、カウンタ２９２をリセ
ットする。

【０１８１】イネーブル状態にセットされると、カウン
タ２９２はデータ期間終端信号ＥＤを計数する。カウン
タ２９２の計数値はディジタルコンパレータ２９３に供
給され、そこには所定数Ｙがあらかじめセットされてい
る。それ故、カウンタ２９２の計数値が値Ｙに達する
と、コンパレータ２９３が一致信号を出力し、フリップ
フロップ回路２１９をリセットし、これにより同期確立
信号ＤＳＲは「ハイ」レベルに立ち上がる。「ハイ」レ
ベルの信号ＤＳＲは否定論理積ゲート２９１を閉じる。
コンパレータ２９３の出力信号は、論理和回路２９５を
介してカウンタ２９２に供給され、カウンタ２９２をリ
セットする。

【０１８２】カウンタ２９２が動作している最中にキャ
リヤ検出信号ＰＡＳが「ハイ」レベルに立ち上がると、
カウンタ２９２はリセットされる。つまり、キャリヤが
データ期間のＹ値をもって検出されないときにだけ、同
期は非確立であると決定される。かくして、例えば信号
伝送路の伝送特性の変動に起因するキャリヤの一時的な
非検出と、（意図的に同期が確立されない）通信の終了
に起因するキャリヤの非検出は、互いに明瞭に区別する
ことができる。

【０１８３】４．ＣＳＫモデム次に、本発明のＣＳＫ信号送信装置とＣＳＫ信号受信装
置とを組み込んだＣＳＫモデムの一実施形態について、
図面を参照しつつ説明する。図３４は、本発明のＣＳＫ
信号送信装置とＣＳＫ信号受信装置とを組み込んだＣＳ
Ｋモデムの一実施形態を示すブロック図である。

【０１８４】図３４において、本実施形態のＣＳＫモデ
ムには、図２に示す変調器１１１と、送信インタフェー
ス１１３Ａと、受信インタフェース１１３Ｂ（図示せ
ず）とを含む信号送信装置、及び、相関器１２１，１２
２と、復調器１２３と、キャリヤ検出回路１２４と、同
期制御回路１２５とを含む信号受信装置が組み込まれて
いる。ただし、Ｎ＝２としてある。

【０１８５】信号送信装置は、マンチェスターＭ系列符
号を用いることにより送信データＴＸＤをＣＳＫ変調す
るよう設けられた変調器１１１を含んでいる。この変調
器１１１により供給される被変調送信信号ＴＸＯは、商
用交流屋内配線インタフェース１１２ヘと供給される。
本実施形態では、電力線通信が行われ、そこでは商用交
流電力線（例えば１００Ｖ）が信号送信線として用いら
れている。

【０１８６】送信信号ＴＸＯは、インタフェース１１２
によつて電力線通信に適した信号へと変換され、商用交
流電流上に重畳された信号が電力線へと供給される。イ
ンタフェース１１２では、他のモデムから電力線を介し
て送信された信号が受信され、商用交流電流から分離さ
れ、必要な信号変換（ディジタル変換を含む）に供され
る。かくして処理された信号が、受信信号ＲＸＩとして
モデム内の信号受信装置へと供給される。

【０１８７】信号受信装置は、相関器１２−１，１２−
２と、復調器１２３と、キャリヤ検出回路１２４と、ピ
ーク位置検出回路２２６Ａと、ピーク位置決定回路２２
６Ｂと、同期追跡回路２２７と、同期確立決定回路２２
８と同期非確立決定回路２２９と、同期確立信号ＤＳＲ
出力用のフリップフロップ回路２１９とを含む。

【０１８８】これら回路２２６Ａ，２２６Ｂ，２２８，
２２９，２１９は、図２の同期制御回路１２５に対応し
ており、かくして図３０に示したものと実質的に同一で
ある。図３０における同期制御回路１２５は、説明を簡
略化するため同期追跡回路を一切含ませないようにして
ある。

【０１８９】ここで、同期追跡回路を含む同期制御回路
の一実施形態を図３６に示す。同図において、同期追跡
回路２２７は、上記の同期確立のための同期確立機能を
有しており、これによリデータ期間の窓部Ｗとの相関ピ
ークが発生し、かつデータ期間終端信号ＥＤの発生タイ
ミングを多少調整する機能により、ピーク位置が窓部Ｗ
の中心に位置するようになる。また、図３６におけるピ
ーク位置検出回路２２６Ａとピーク位置検出回路２２６
Ｂは、図３０に示したものとは構成が多少異なる。これ
をより詳しく説明する。

【０１９０】図３０に示したピーク位置検出回路２２６
ａでは、２個の相関出力Ｒａ，Ｒｂは加算に供され、そ
の絶対値のピーク位置が検出される。他方、図３６の回
路では、相関出力Ｒａ，Ｒｂのピーク位置は別個に検出
され、そのピーク値もまた別個に検出される。そして、
ピーク値のより大きなピーク位置が、最終ピーク位置と
して決定される。

【０１９１】相関出力Ｒａ，Ｒｂは、最大値保持回路
（ピーク値検出回路）４００ａ，４００ｂにそれぞれ供
給される。各最大値保持回路４００ａ，４００ｂは、絶
対値回路２６４とラッチ回路２６３とコンパレータ２６
１及び論理和回路２６５Ａとからなり、これらは図３０
に示したものと同様であるが、各データ期間の最大値は
ラッチ回路２６３によって保持される。相関出力Ｒａ，
Ｒｂのデータ期間の最大値（ピーク値）は比較回路４０
２へと供給され、そこで比較に供される。

【０１９２】ピーク位置保持回路４０１ａ，４０１ｂ
が、それぞれ相関出力Ｒａ，Ｒｂ用に設けられている。
各ピーク位置保持回路４０１ａ，４０１ｂは、論理和回
路２６５Ｂとカウンタ２６６とラッチ回路２６７とから
なり、それらは図３０に示したものと同様である。ピー
ク位置保持回路４０１ａ，４０１ｂの保持ピーク値は、
切り替えスイッチ４０３へと供給される。

【０１９３】切り替えスイッチ４０３は、比較回路４０
２によって相互に比較されるピーク値のより大きな方を
選択するものである。切り替えスイッチ４０３により選
択されたピーク値は、データ期問終端信号ＥＤの供給に
応答してラッチ回路４０４によりラッチされる。

【０１９４】図３６に示すピーク位置決定回路２２６Ｂ
は、コンパレータ４０６とコンパレータ４０６の出力に
より制御される論理積ゲート４０７，４０８を、図３０
に示すピーク位置決定回路の回路要素に追加することに
より得られる。窓部Ｗ（Ｗ）の中心位置を表すデータ
は、コンパレータ４０６（図３５参照）にセットされて
いる。検出されたピーク位置ＰＰはコンパレータ４０６
に供給され、これにより検出されたピーク位置ＰＰが窓
部Ｗの中心の左側（これは始点により近い領域であり、
これ以降可能な限り「左側領域」と呼ぶ）に位置するか
或いは右側（これは終点により近い領域であり、これ以
降可能な限り「右側領域」と呼ぶ）に位置するかが決定
される。

【０１９５】ピーク位置が左側領域にあるときは、論理
積ゲート４０７はゲートを開き、コンパレータ３６８の
出力は、それ故に左側決定信号Ｌｆとして供給される。
また、ピーク位置が右側領域にあるときは、コンパレー
タ３６９の出力が右側決定信号Ｒｈとして論理積ゲート
４０８を介して供給される。

【０１９６】これら信号Ｒｈ，Ｌｆは論理和回路４０９
に供給される。論理和回路４０９はピーク位置決定信号
ＰＨに対応した信号Ｃｔを出力し、これが同期確立決定
回路へと供給される。ピーク位置ＰＰが窓部Ｗにあると
きは、信号Ｃｔは「ハイ」レベルである。ピーク位置Ｐ
Ｐがデータ期間の端部Ｅ（ＯＴ領域）のどちらかにある
ときは、信号Ｃｔは「ロウ」レベルである。これらの信
号Ｌｔ，Ｃｔ，Ｒｈは、同期追跡回路２２７に供給され
る。

【０１９７】同期追跡回路２２７では、図３０を参照し
て記述してきた回路要素は、それ故に同じ参照符号又は
記号によつて表される。同期追跡回路２２７は、データ
Ｔとデータ（３／２）Ｔ―ＰＰとがセットされているレ
ジスタ２７３，２７２に加え、データＴ−１，Ｔ＋１が
セットされているレジスタ２７６，２７７を有する。デ
ータＴ−１，Ｔ＋１では、値「１」は、値「Ｔ」よりも
十分に小さい。

【０１９８】例えば、受信信号ＲＸＩを受信するシフト
レジスタが２４８である場合（例えば、３１ビットのマ
ンチェスターＭ系列が用いられ、その各ビットが８セル
に割り当てられていてｍ＝８である）は、Ｔは２４８に
セットされる。レジスタ２７６，２７７のデータＴ−
１，Ｔ＋１は、データ期間を若干調整し、それによつて
相関出力Ｒａ，Ｒｂのピーク位置を若千シフト（同期追
跡）するのに用いられ、これによリピーク位置は窓部Ｗ
の中心へと接近する。これらのレジスタ２７３，２７
６，２７２にセットされたデータは、セレクタ２７４Ａ
へと供給される。

【０１９９】セレクタ２７４Ａは、信号Ｓ１（「ハイ」
レベル）が入力されたときにレジスタ２７６のデータＴ
−１を選択し、信号Ｓ２（「ハイ」レベル）が入力され
たときにレジスタ２７２のデータ（３／２）Ｔ−ＰＰを
出力し、信号Ｓ３（「ハイ」レベル）が入力されたとき
にレジスタ２７７のデータＴ＋１を出力し、信号Ｓ１，
Ｓ２，Ｓ３が「ロウ」レベルである他の場合に、レジス
タ２７３のデータＴを出力する。かくして選択されたデ
ータは、コンパレータ２７５に供給される。

【０２００】同期が未だ確立されていないときは、同期
確立信号ＤＳＲが「ハイ」レベルであり、論理積ゲート
４１７は開く。この場合、検出されたピーク位置がＯＴ
領域（端部Ｅ）にあれば、そのとき信号Ｃｔは「ロウ」
レベルであり、論理積ゲート４１７の出力は「ハイ」レ
ベルに立ち上がる。「ハイ」レベルの出力信号は、信号
Ｓ２がセレクタ２７４Ａに供給されるときに、論理和回
路４１６へと供給される。それ故、レジスタ２７２のデ
ータ（３／２）Ｔ−ＰＰは、コンパレータ２７５に供給
され、上記の同期確立処理が行われる。

【０２０１】論理積回路４２１，４１１，４３１は、そ
れぞれ上記の信号Ｌｆ，Ｃｔ，Ｒｈを受信するが、同期
確立信号ＤＳＲとキャリヤ検出信号ＰＡＳとにより制御
される。すなわち、同期が確立（信号ＤＳＲが「ロウ」
レベル）しかつキャリヤが検出（信号ＰＡＳが「ハイ」
レベル）されたときに、否定論理積ゲート４２１，４１
１，４３１が開き、信号Ｌｆ，Ｃｔ，Ｒｈを送信する。

【０２０２】ここで、信号ＬＦを受信する回路について
説明する。ピーク位置が左側領域にあるときに出力され
る信号Ｌｆ（「ハイ」レベル）は、論理積ゲート４２１
を介してカウンタ４２２のクロックイネーブル端子ＤＥ
へと供給される。イネーブル信号に応答してカウンタ４
２２はデータ期間終端信号ＥＤを計数する。カウンタ４
２２の計数値はコンパレータ４２３に供給され、そこに
は所定値Ｚ（１よりも大である）があらかじめセットし
てある。

【０２０３】カウンタ４２２の計数値がセット値Ｚに達
すると、コンパレータ４２３は出力（「ハイ」レベル）
を供給し、それが信号Ｓ１としてセレクタ２７４Ａに供
給される。この結果、セレクタ２７４ＡはデータＴ−１
を選択し、それ故に次のデータ期間の周期がＴよりも短
い値（Ｔ−１）にセットされる。相関出力のピーク位置
が左側領域でＺ回連続して発生する場合は、次のデータ
期間の周期は若干低減させられ、ピーク位置は窓部Ｗの
中心へと接近するようになる。

【０２０４】カウンタ４２２とコンパレータ４２３と否
定回路４２４と論理和回路４２５は、偏差決定回路を形
成している。偏差決定回路にあつては、ピーク位置が左
側領域でＺ回連続して発生したか否かが検出される。そ
れ故、ピーク位置の一時的な偏差に代えて、ピーク位置
の安定した偏差傾向を検出することができ、データ期間
終端信号ＥＤが形成されてピーク位置の偏差を補正す
る。かくして、同期追跡動作は安定的に遂行される。

【０２０５】カウンタ４２２は、論理積ゲート４２１の
「ロウ」レベル出力（否定回路４２４によつて「ハイ」
レベルに立ち上げられる）すなわち論理和回路４２５に
供給されるコンパレータ４２３の「ハイ」レベル出力に
よってリセットされる。

【０２０６】他の偏差決定回路は、カウンタ４３２とコ
ンパレータ４３３と否定回路４３４と論理和回路４３５
とから形成されている。このように形成された偏差決定
回路は、ピーク位置が左側領域でＺ回連続して発生した
か否かを検出する。ピーク位置が左側領域でＺ回連続し
て発生すると、コンパレータ４３３は信号Ｓ３を出力す
る。その結果、次のデータ期間の周期は、Ｔよりも若千
大きな値（Ｔ＋１）にセットされ、ピーク位置が窓部Ｗ
の中心へ接近するようになる。

【０２０７】カウンタ４１２とコンパレータ４１３と否
定回路４１４と論理和回路４１５が一緒になって非同期
検出回路を形成している。ピーク位置が端部Ｅ（ＯＴ）
領域にあるときは、信号Ｃｔは「ロウ」レベルである。
「ロウ」レベルの信号Ｃｔは否定論理積４１１へと供給
され、これにより「ハイ」レベルの信号がカウンタ４１
２のクロックイネーブル瑞子ＥＣへと供給され、カウン
タ４１２はデータ期間終端信号ＥＤを計数し始める。

【０２０８】カウンタ４１２の計数値が値Ｚに達する
と、コンパレータ４１３は「ハイ」レベルの信号を出力
し、それが論理和回路４１３を介して信号Ｓ２としてセ
レクタ２７４に供給される。かくして、非同期検出回路
はピーク位置が窓部ＷでＺ回連続して発生していないこ
とを検出する。そして、レジスタ２７２のデータ（（３
／２）Ｔ−ＰＰ）がコンパレータ２７５へと供給される
と、同期確立処理が再び行われる。

【０２０９】上記以外の場合（コンパレータ４１３，４
２３，４３３の出力が「ロウ」レベルである）は、レジ
スタ２７３のデータＴが選択され、データ期間の周期は
Ｔにセットされる。同期は、上記の方法で確立され、か
つ補正される。それ故、たとえ信号伝送特性が変動した
リクロック信号がシフトしても、ピーク位置は窓部Ｗの
中心に維持することができる。

【０２１０】なお、上述した実施形態では、同じ回数Ｚ
がコンパレータ４１２，４２３，４３３にセットされる
が、これらコンパレータ４１２，４２３，４３３に異な
る回数をセットしてもよい。

【０２１１】

【発明の効果】以上のように、本発明のスペクトラム拡
散通信用ＣＳＫ通信装置及び通信方法によれば、信号受
信側におけるマンチェスターＭ系列は、信号送信側のマ
ンチェスターＭ系列に厳密に一致している必要はない。
したがって、マンチェスターＭ系列の食い違いが、デー
タ復調にエラーを引き起こすことはない。また、相関器
の出力は絶対値として供給される。かくして、送信ピー
ク値を負とする信号伝送路の信号伝送特性における劣化
があっても、エラーが一切生じない。さらに、マンチェ
スター符号Ｍ系列を用いることにより、受信信号の低周
波成分が低減し、かくして信号伝送路との結合損失を低
減させることができる。したがって、ノイズレベルの高
い電力線を信号伝送路として有効に用いることができ
る。つまり、電力線のノイズが広範囲の低周波成分を含
んでいても、本発明の通信システムでは、そうしたノイ
ズに殆ど影響されない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＣＳＫ通信システムの第１の実施形態
を示すブロック図である。

【図２】本発明のＣＳＫ通信システムの第２の実施形態
を示すブロック図である。

【図３】図２における合成回路の一実施形態を示す回路
構成図である。

【図４】図２における合成回路の他の実施形態を示す回
路構成図である。

【図５】図４における合成回路の合成動作を説明するた
めの説明図である。

【図６】図２におけるＣＳＫ変調器の一実施形態を示す
ブロック図である。

【図７】図６におけるＣＳＫ変調器の要部の信号波形を
示すタイミング図である。

【図８】図６におけるＣＳＫ変調器の変形例を示すブロ
ック図である。

【図９】図７におけるＣＳＫ変調器の変形例を示すブロ
ック図である。

【図１０】図９におけるＣＳＫ変調器の要部の信号波形
を示すタイミング図である。

【図１１】図１における信号送信側のＮ系列変調器を二
系列に特定した変調器のブロック図である。

【図１２】送信データと信号送信側の二系列と信号送信
側の二系列の復調器の復調信号波形との関係を示すタイ
ミング図である。

【図１３】ＳＡＷ（表面弾性波）畳み込み器を用いた図
１における復調器を示すブロック図である。

【図１４】短い送信データの場合の復調波形を示すタイ
ミング図である。

【図１５】図１１における相関器の一実施形態を示すブ
ロック図である。

【図１６】図１１における相関器の他の実施形態を示す
ブロック図である。

【図１７】図１１における相関器の他の実施形態を示す
ブロック図である。

【図１８】図１１における相関器の他の実施形態を示す
ブロック図である。

【図１９】図１８におけるアップダウンカウンタの動作
を説明するテーブルである。

【図２０】図１１における相関器の全体の構成を示すブ
ロック図である。

【図２１】図１１における相関器の他の実施形態を示す
ブロック図である。

【図２２】図２における相関器の一実施形態を示すブロ
ック図である。

【図２３】図２２における相関器の変形例を示すブロッ
ク図である。

【図２４】図２３における相関器の変形例を示すブロッ
ク図である。

【図２５】図２３における相関器の他の変形例を示すブ
ロック図である。

【図２６】図２５におけるレジスタの一実施形態を示す
ブロック図である。

【図２７】マンチェスター系列とマンチェスターＭ系列
の関係を示す説明図である。

【図２８】図２における復調器の一実施形態を示すブロ
ック図である。

【図２９】図２８における復調器の要部の信号波形を示
すタイミング図である。

【図３０】図２における同期制御回路の一実施形態を示
すブロック図である。

【図３１】ピーク位置検出動作を説明するためのタイミ
ング図である。

【図３２】同期確立決定動作を説明するためのタイミン
グ図である。

【図３３】非同期確立決定動作を説明するためのタイミ
ング図である。

【図３４】本発明のＣＳＫモデムの一実施形態を示すブ
ロック図である。

【図３５】相関信号とデータ期間とデータ期間内に設定
された観測期間を示すタイミング図である。

【図３６】同期追跡回路を含む同期制御回路の一実施形
態を示すブロック図である。

【図３７】従来のＳＳ通信システムを示すブロック図で
ある。

【図３８】図３７における従来のＳＳ通信システスムの
各点の信号波形を示すタイミング図である。

【図３９】従来のＳＳ通信システスムに付随する欠点を
説明する信号波形図である。

【符号の説明】

１１変調器１２送信インタフェース１３受信インタフェース１４復調器１５キャリヤ検出回路１１１ＣＳＫ変調器１２−１〜１２−Ｎ相関器１２３復調器１２４キャリヤ検出回路１２５同期制御回路１３−１〜１３−ＮマンチェスターＭ系列発生器１３３合成回路１４１，１４２相関器１４３，１４４コンパレータ５１０ＣＳＫモデム

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】送信用のｍビットの入力データビットに
応答してＮ個のＰＮ符号系列のなかからあらかじめ定め
られたｎ個のＰＮ符号系列を合成した合成ＰＮ符号系列
を生成する手段と、前記生成された合成ＰＮ符号系列を伝送媒体上へ送信す
る手段とを具備し、実際に送信される前記合成ＰＮ符号系列が、他の合成Ｐ
Ｎ符号系列の相互相関の絶対値の最大値よりも常に大き
な自己相関の絶対値の最大値を有するスペクトラム拡散
通信用ＣＳＫ通信装置において前記生成手段は、前記Ｎ個のＰＮ符号系列を各別に生成するＮ個の発生手
段と、この発生手段の出力として生成された前記Ｎ個のＰＮ符
号系列を合成した合成系列を、前記入力データビットの
ｍビットの符号にもとづき前記Ｎ個のＰＮ符号系列の周
期に同期して選択的に切り替える合成手段とを具備する
ことを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装
置。
【請求項２】請求項１記載の装置において、前記伝送媒体から送信された前記合成ＰＮ符号系列を分
離する受信インタフェース手段と、この受信インタフェース手段からの前記分離された各Ｐ
Ｎ符号系列に応答してｍビットの受信データビットを形
成する形成手段とを具備することを特徴とするスペクト
ラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項３】請求項１又は２記載の装置において、前記生成手段は、Ｎ系列の変調器であることを特徴とす
るスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項４】請求項２記載の装置において、前記形成手段は、Ｎ系列の復調回路であって、前記分離
されたＰＮ符号系列を前記Ｎ個のＰＮ符号系列と各別に
相関をとり、第１ないし第Ｎの相関出力信号を出力する
Ｎ個の相関手段と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号を復調し、対応する
前記受信データビットを形成する復調器とを具備するこ
とを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装
置。
【請求項５】請求項４記載の装置において、前記Ｎ系列の復調回路は、キャリヤ信号が受信されたか
否かを決定するキャリヤ検出手段を具備することを特徴
とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項６】請求項２記載の装置において、前記形成手段は、前記分離された各送信符号系列を前記Ｎ個のＰＮ符号系
列と各別に相関をとり、第１ないし第Ｎの相関出力信号
を出力する相関手段と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号を復調し、対応する
前記受信データビットを形成する復調器と、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号に応答して前記第１
ないし第Ｎの相関手段をＰＮ符号系列の１周期に等しい
データ期間Ｔと同期させる同期制御手段とを具備するこ
とを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装
置。
【請求項７】請求項６記載の装置において、前記形成手段は、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号に応答してキャリヤ
検出し、キャリヤ信号が受信されたか否かを決定するキ
ャリヤ検出手段を含むことを特徴とするスペクトラム拡
散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項８】請求項６又は７記載の装置において、前記同期制御手段は、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検出する
ピーク位置検出手段と、前記検出されたピークが前記データ期間Ｔのうちの所定
区間内にあるか否かを決定するピーク位置決定手段と、前記決定手段による否定的な決定に応答し、前記第１な
いし第Ｎの相関出力信号と前記データ期間Ｔとの間の同
期を確立する同期追跡手段とを具備することを特徴とす
るスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項９】請求項８記載の装置において、前記同期制御手段は、所定回数のデータ期間にキャリヤ
が一切検出されない状態であるかを決定し、その状態が
生じたときに同期が確立されていないことを指示し、そ
れにより伝送媒体の伝送特性の変動に起因するキャリヤ
の一時的な非検出と、通信の終了に起因するキャリヤの
非検出とを区別する同期非確立決定手段を具備すること
を特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項１０】請求項９記載の装置において、前記同期制御手段は、前記データ期間の周期を調整し、
それにより前記検出手段によって連続して検出されたピ
ーク位置を前記データ期間Ｔの前記所定位置の中心へと
より接近させる同期追跡手段を具備することを特徴とす
るスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項１１】請求項１〜１０のいずれかに記載の装
置において、前記Ｎ個のＰＮ符号系列は、所定周期のＮ個のマンチェ
スターＭ系列であることを特徴とするスペクトラム拡散
通信用ＣＳＫ通信装置。
【請求項１２】請求項１または１１記載の装置におい
て、前記合成手段は、前記送信用のｍビットの入力データビ
ットにより示される少なくとも一部の値に対しては、前
記Ｎ個のＰＮ符号系列のなかの少なくとも複数のＰＮ系
列が割り当てられ、この少なくとも一部の値に対して
は、割り当てられた複数のＰＮ符号系列を加算して出力
することを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通
信装置。
【請求項１３】送信用のｍビットの入力データビット
に応答してＮ個のＰＮ符号系列のなかからあらかじめ定
められたｎ個のＰＮ系列を生成する生成ステップと、前記生成されたｎ個のＰＮ系列を伝送媒体上へと送信す
る送信ステップとを具備するスペクトラム拡散通信用Ｃ
ＳＫ通信方法において、前記送信ステップは、前記生成された符号系列を前記伝
送媒体に対応する形態へと変換し、該伝送媒体上へと送
信するステップとを具備することを特徴とするスペクト
ラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項１４】請求項１３記載の方法において、前記送信符号系列を前記伝送媒体から分離することによ
って受信するステップと、前記送信符号で生成されたｍビットの符号に対応するｍ
ビットの前記入力データビットの符号を有する受信デー
タビットを形成するステップとを具備することを特徴と
するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項１５】請求項１３又は１４記載の方法におい
て、前記生成ステップは、前記Ｎ個のＰＮ符号系列を各別に生成するステップと、前記生成ステップの出力として生成されたＮ個のＰＮ符
号系列を合成して得られる合成系列を、前記送信用デー
タビットのｍビットの符号にしたがって選択的に切り替
えるステップであって、この切り替えが前記Ｎ個のＰＮ
符号系列の周期に同期している切替ステップとを具備す
ることを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信
方法。
【請求項１６】請求項１５記載の方法において、前記分離された各送信符号系列を前記Ｎ個のＰＮ符号系
列と各別に相関をとり、第１ないし第Ｎの相関信号を出
力するステップと、前記第１ないし第Ｎの相関信号を復調し、対応する前記
受信データビットを形成するステップと、前記相関ステップをＰＮ符号系列の１周期に等しいデー
タ期間Ｔと同期させるステップとを具備することを特徴
とするスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項１７】請求項１６記載の方法において、前記形成ステップは、前記第１ないし第Ｎの相関出力信
号からキャリヤ信号が受信されたか否かを検出するステ
ップを含むことを特徴とするスペクトラム拡散通信用Ｃ
ＳＫ通信方法。
【請求項１８】請求項１６又は１７記載の方法におい
て、前記同期ステップは、前記第１ないし第Ｎの相関出力信号のピークを検出する
ステップと、前記検出されたピークが前記データ期間Ｔのうちの所定
期間内にあるか否かを決定するステップと、この決定ステップにおける否定的な決定に応答し、前記
第１ないし第Ｎの相関出力信号と前記データ期間Ｔとの
間の同期を確立するステップとを具備することを特徴と
するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項１９】請求項１８記載の方法において、前記同期ステップは、所定回数Ｙのデータ期間にキャリ
ヤが一切検出されない状態であるかを決定し、その状態
が生じたときに同期が確立されていないことを指示し、
それにより伝送媒体の伝送特性の変動に起因するキャリ
ヤの一時的な非検出と、通信の終了に起因するキャリヤ
の非検出とを区別するステップを具備することを特徴と
するスペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項２０】請求項１９記載の方法において、前記同期ステップは、前記データ期間の周期を調整し、
これにより前記検出ステップによって連続して検出され
たピーク位置を前記データ期間の前記所定位置の中心へ
とより接近させるステップを具備することを特徴とする
スペクトラム拡散通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項２１】請求項１３〜２０のいずれかに記載の
方法において、前記Ｎ個のＰＮ符号系列は、所定周期のＮ個のマンチェ
スターＭ系列であることを特徴とするスペクトラム拡散
通信用ＣＳＫ通信方法。
【請求項２２】請求項１３又は２１に記載の装置にお
いて、前記生成ステップは、前記送信用のｍビットの入力デー
タビットにより示される少なくとも一部の値に対して
は、前記Ｎ個のＰＮ符号系列のなかの少なくとも複数の
ＰＮ系列が割り当てられ、この少なくとも一部の値に対
しては、割り当てられた複数のＰＮ符号系列を加算して
出力することを特徴とするスペクトラム拡散通信用ＣＳ
Ｋ通信方法。