CN1309190C - 使用差分码移键控的扩展频谱通信系统 - Google Patents

Abstract

一种利用称为差分码移键控(DCSK)的调制技术来发送数据的扩展频谱数据通信系统，该系统是以称为扩展波型的长度为T的连续循环移位波形之间的时间偏移的形式来发送数据的。在每个被划分为多个偏移索引的符号周期期间发送多个位，其中每个偏移索引代表一个特定的位模式。根据在两个连续移位差中要发送或传送的数据量对扩展波形进行移位。针对每个符号使用相关器(42)来检测接收的信号中线性调频脉冲的移位量，其中该相关器利用具有该线性调频脉冲波形模式的模板的匹配滤波器。将接收的数据送入到移位寄存器(38)中，并进行循环移位。对于每次循环移位，匹配滤波器产生相关累加和。为每个符号选择的移位索引对应于产生最大相关累加和(44)的移位索引。通过在先前接收的移位索引中减去当前接收的移位索引产生差分移位索引。然后对该差分移位索引进行解码产生原始发送的数据。

Description

使用差分码移键控的扩展频谱通信系统

技术领域

本发明涉及数据通信系统，更具体的是涉及使用差分码移键控发送和接收数据的扩展频谱通信系统。

背景技术

使用扩展频谱通信技术改进通信可靠性和安全性是众所周知，并且日益普及。扩展频谱通信使用比要发送的数据的带宽大得多的频谱带宽发送数据。除了其它优点之外，这种技术在出现高窄带噪声、频谱畸变和脉冲噪声的环境中提供更加可靠的通信。扩展频谱通信系统通常使用相关技术识别入站信号。

在军用环境中通常使用扩展频谱通信系统克服高能量窄带敌对干扰。在商业或家庭环境中，可以在诸如AC输电线的有噪声介质中使用该技术实现可靠通信。某些家用电气设备和器件可能对输电线上的通信信号产生很强的破坏作用。由于这些器件在实现调光功能时通常使用三端双向可控硅开关元件或硅控整流器(SCR)控制AC波形，电子调光器件会向输电线注入大量噪声。

诸如AC输电线之类的通信介质会受到快速衰减、不可预测的振幅和相位畸变和添加剂噪声的破坏。另外，通信信道会受到不可预测的时变干扰和窄带干扰的影响。为了通过这种信道发送数字数据，最好使用尽可能宽的带宽发送数据。使用扩展频谱技术可以实现该目标。

通过首先调制数字数据并且接着将结果与具有期望频谱性质的信号，例如PN序列相乘，从而可以实现一种常见的、被称作直接序列扩展频谱的扩展频谱通信。PN序列是具有周期N的周期性位序列。序列中的各个位被称作码片。该序列具有这样的性质，即对于大于一个码片的延迟有极低的自相关特征。在某些系统中，PN序列被线性调频脉冲(chirp)波形替代。

需要扩展频谱接收器实现同步，其中通常使用结合跟踪回路或其它跟踪机构的获取方法来实现所述同步。在诸如AC输电线、噪声不可预测的环境中，跟踪回路通常会经常失效，从而导致丢失信息。能够克服这些问题的通信系统通常规模较大、复杂并且昂贵。另外，这些系统通常只能以1或2位每符号的速率进行发送。

发明内容

本发明是使用被称作差分码移键控(DCSK)的调制技术提高单位符号发送位数、降低同步要求并且改进性能的扩展频谱数据通信系统。以在被称作扩展波形、具有长度T的连续循环移位波形之间设置时间偏移的方式发送数据。扩展波形可以包括任何类型的、具有适当自相关性质的波形。在这里的例子中，标准CEBus线性调频脉冲可以被用作扩展波形，以便允许标准CEBus传输和本发明通信系统产生的传输并存。

在也被称作单位符号时间(UST)的各个符号周期期间，发送多个位。符号周期被分成多个偏移索引，其中每个偏移索引代表一种具体位模式。将波形移位一个基于要发送的数据的量值。在发送数据之前按照为线性调频脉冲提供的移位数值传送数据。可选地，可以按照连续符号之间的偏移差传送数据。相关器被用来解码接收的波形。针对各个符号，相关器使用具有线性调频脉冲波形模式模板的匹配滤波器检测接收信号内线性调频脉冲的移位数值。接收数据被输送到移位寄存器并且被循环移位。针对各个移位偏移，匹配滤波器产生相关累加和。为各个UST选择的偏移索引对应于产生最大(或最小)相关累加和的偏移索引。通过从先前接收的偏移索引中减去当前接收的偏移索引产生差分偏移索引。接着解码差分偏移索引以产生最初发送的数据。

发送器以分组形式向接收器发送数据。分组的起始字段位于分组的开始处。接收器使用线性相关方法在接收的各个符号的所有可能偏移上搜索相关峰值。一旦检测到分组起始字段，接收器搜寻两个连续的零。当接收到分组起始字段内的两个连续零时，便实现了同步。一旦实现了同步，使用循环相关接收剩余分组。按照在两个连续符号之间计算的偏移距离对发送器发送的差分数据进行编码。接收器中的差分器产生差分数据。后来对差分数据进行积分有助于防止出现双重差错效应。

本发明公开了两个实施例，一个是快速实施例，另一个是高可靠性实施例。当用于标准100微秒CEBus线性调频脉冲时，快速实施例能够使数据传输速率达到大约50Kbps。可靠实施例使用较长的扩展波形长度以提高传输可靠性。另外，接收器将输入信号分割成两个或更多个分立的频段。各个频带接收和产生相关累加和。合并各个频带的相关结果并且确定最大相关偏移索引。在这里提供的例子中，可靠实施例根据八个单独的100微秒线性调频脉冲构造被称作超级线性调频脉冲，即800微秒长的符号。接着根据要发送的数据循环移位整个超级线性调频脉冲。接收器中具有超级线性调频脉冲模式模板的相关器被用来检测和解码接收信号中的超级线性调频脉冲。

本发明的扩展频谱通信系统具有传输可靠性高、同步简单快速和严重衰减即时恢复的优点。另外，每个符号可以发送多个位，因而象在典型的直接序列扩展频谱通信系统中那样，在使用相同符号持续时间的情况下允许各个符号有更长的持续时间，或允许有更高的数据吞吐率。本发明的系统的另一个优点是为以频变信噪比为特征的信道提供健壮性。此外，可以低成本地实现本发明，例如通过单独的VLSI集成电路。

因此根据本发明提供了在从发送器到接收器的通信信道上进行通信的方法，其中发送器和接收器均与通信信道相连，该方法包括步骤：在发送器上产生多个符号，其中根据基于符号内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位以构造出各个符号；将多个符号发送到通信信道上；在接收器上从通信信道接收信号；在接收器上通过使接收信号与对应于扩展波形的模板相关，对多个符号进行解码。

根据本发明还提供了另一种在从发送器到接收器的通信信道上进行通信的方法，其中发送器和接收器均与通信信道相连，该方法包括步骤：在发送器上产生多个符号，其中根据基于符号内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位以构造出各个符号；将多个符号发送到通信信道上；在接收器上从通信信道接收信号；在接收器上通过使接收信号与对应于扩展波形的模板相关以产生代表扩展波形的连续循环移位之间的时间偏移的差分偏移索引，从而对多个符号进行解码。

扩展波形可以包括线性调频脉冲波形或根据多个单线性调频脉冲构造的超级线性调频脉冲波形。此外，解码步骤包括步骤：针对接收符号的各个循环移位，将各个接收符号循环移位一个总量值，该量值等于一个符号的长度；使接收符号与对应于扩展波形的模板相关；产生对应于最大相关累加和的偏移索引；解码偏移索引以产生原始发送的数据。

解码步骤还可以包括步骤：针对接收符号的各个循环移位，将各个接收符号循环移位一个总量值，该量值等于一个符号的长度；使接收符号与对应于扩展波形的模板相关；产生分别对应于正相关累加和及负相关累加和的第一偏移索引和第二偏移索引；解码第一偏移索引和第二偏移索引以分别产生第一数据输出和第二数据输出；根据正相关累加和和负相关累加和中的最大值输出第一偏移索引或第二偏移索引。

另外，根据本发明提供在通信信道上进行通信的扩展频谱通信系统，扩展频谱通信系统包括：与通信信道相连、产生多个符号的发送器，其中根据基于符号内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位以构造出各个符号；与通信信道相连的接收器，该接收器从通信信道接收信号并且通过使接收信号与对应于扩展波形的模板相关来解码多个符号。

根据本发明还提供一种根据输入位流并且使用扩展波形产生在通信信道上传输的信号的方法，该方法包括步骤：根据输入位流形成偏移索引的串行流；根据偏移索引串行流内的各个偏移索引确定初始索引；根据初始索引循环移位扩展波形；将循环移位的扩展波形发送到通信信道上。

此外，根据本发明还提供一种根据输入位流并且使用扩展波形产生在通信信道上传输的扩展频谱信号的方法，该方法包括步骤：根据输入位流形成偏移索引；根据以下等式：

确定初始索引；根据初始索引循环移位扩展波形；将循环移位的扩展波形发送到通信信道上。该方法还包括对输入位流求差分以产生差分偏移索引的步骤。

另外，根据本发明还提供一种根据输入位流并且使用扩展波形产生在通信信道上传输的信号的发送器，该发送器包括以下装置：根据输入位流中的各个n位分组形成偏移索引的装置；根据偏移索引确定初始索引的装置；根据初始索引循环移位扩展波形的装置；向通信信道提供循环移位的扩展波形的装置。

循环移位扩展波形的装置包括适于接收初始索引的计数装置，和输出与计数装置的输出相对应的扩展波形样本点的查找表装置。发送器还包括对输入位流求差分以产生差分偏移索引的差分器。

根据本发明还提供与通信信道相连、接收多个符号的接收器，其中各个符号由扩展波形构成，并且根据基于具体符号时间内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位，接收器包括：对接收输入信号进行采样的采样装置；循环移位采样装置的输出的移位装置，其中移位装置具有多个抽头；与移位装置的多个抽头相连的相关装置，其中相关装置使用对应于扩展波形的模板针对移位装置的各次循环移位产生相关累加和，并且相关装置针对各个接收符号产生多个相关累加和；根据多个相关累加和确定最大相关累加和的最大相关检测装置；解码与最大相关累加和关联的偏移索引并且输出该偏移索引的数据解码器。

此外，根据本发明提供与通信信道相连、接收被编码成多个符号的数据的接收器，其中使用扩展波形发送各个符号，该接收器包括：将接收输入信号分割成多个频段的信号分割装置，其中信号分割装置输出多个带通信号，并且每个带通信号与一个单独的频段相关联；采样多个带通信号的采样装置；使采样装置针对各个频段的输出相关的相关装置，其中相关装置针对各个频段产生多个频段相关累加和；累加多个频段相关累加和以产生多个相关累加和的累加装置；确定多个相关累加和中的最大相关累加和的最大相关检测装置；使用最大相关累加和解码接收符号并且输出解码符号的数据解码装置。

此外，根据本发明提供与通信信道相连、接收被编码成多个符号的数据的接收器，其中各个符号由扩展波形构成，并且根据基于具体符号时间内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位，接收器包括：将接收输入信号分割成多个频段的信号分割装置，其中信号分割装置输出多个带通信号，并且每个带通信号与一个单独的频段相关联；采样多个带通信号的多个采样装置；对与各个频段相关联的各个采样装置的输出进行循环移位的多个移位装置，其中每个移位装置具有多个抽头；多个相关装置，其中每个相关装置均与一个移位装置的输出相连，相关装置使用对应于扩展波形的模板针对移位装置的各次循环移位产生相关累加和，并且各个相关装置针对各个接收符号产生多个频段相关累加和；累加各个相关装置输出的多个频段相关累加和以产生多个相关累加和的累加装置；确定多个相关累加和中的最大相关累加和的最大相关检测装置；解码与最大相关累加和关联的偏移索引并且输出偏移索引的数据解码器。

接收器还包括与最大相关检测装置的输出相连的差分器，差分器产生对应于两个连续循环移位扩展波形之间的时间差的差分偏移索引。

接收器还包括与数据解码器的输出相连的积分器，积分器对数据解码器的输出进行积分。信号分割装置包括多个带通滤波器，每个带通滤波器具有与其频段对应的带宽和中心频率。采样装置包括一位模数转换器或比较器和采样电路。采样装置包括产生I或同相数据流与Q或正交数据流的装置，其中Q数据流相对于I数据流被延迟了预定的时间量。

相关装置包括复数相关装置。复数相关装置包括对复数相关的结果执行非线性函数运算的装置。非线性函数包括求平方函数。

此外，根据本发明提供接收被编码成多个符号、通过通信信道发送的数据的方法，其中使用扩展波形发送各个符号，该方法包括步骤：将接收输入信号分割成多个频段；产生多个带通信号，并且每个带通信号与一个单独的频段相关联；采样多个带通信号以产生样本流；使与各个频段相关联的样本流相关以便产生多个频段相关累加和；累加多个频段相关累加和以产生多个相关累加和；确定多个相关累加和中的最大相关累加和；使用最大相关累加和解码各个接收符号的偏移索引并且输出偏移索引。

此外，根据本发明提供接收被编码成多个符号、通过通信信道发送的数据的方法，其中各个符号由扩展波形构成，并且根据基于具体符号时间内发送数据的量值对扩展波形进行循环移位，该方法包括步骤：将接收输入信号分割成多个频段；产生多个带通信号，并且每个带通信号与一个单独的频段相关联；采样多个带通信号以产生样本流；循环移位各个频段的样本流；使用对应于扩展波形的模板使各个频段的循环移位样本流相关；针对各个循环移位产生频段相关累加和，以便针对各个符号产生多个频段相关累加和；累加各个频段相关累加和以产生多个相关累加和；确定多个相关累加和中的最大相关累加和；解码与最大相关累加和相关联的偏移索引并且输出偏移索引。

另外。根据本发明提供在通过通信信道进行通信、包含均与通信信道相连的发送器和接收器的扩展频谱通信系统中同步接收器的方法，该方法包括步骤：发送多个扩展波形，其中多个扩展波形彼此之间具有零差分偏移；接收和解码多个扩展波形；当接收最小预定数量的、其间的差分偏移为零的扩展波形时，实现同步。各个扩展波形可以具有零移位偏移。

附图说明

这里参照附图并且通过单纯的例子描述本发明，其中：

图1是适用于本发明的扩展频谱通信系统的线性调频脉冲波形；

图2图解了样本符号流的波形，其中通过将各个线性调频脉冲模式移位一个代表要发送的数据的量值来产生所述样本符号流；

图3图解了本发明的数据通信协议的分组结构；

图4是图解本发明第一实施例的发送器部分的高层模块图；

图5A和5B是图解本发明第一实施例的接收器部分的高层模块图；

图6是图解本发明第一实施例的发送器部分的高层图例，所述发送器部分适于发送差分数据，或具有额外非数据符号的绝对数据；

图7A和7B是更详细地图解本发明第一实施例的接收器部分的高层模块图；

图8是图解本发明第一实施例的分组头和同步码接收方法的高层流程图；

图9是图解本发明第一实施例的循环模式接收方法的高层流程图；

图10是图解本发明的线性跟踪校正方法的高层流程图；

图11图解了超级线性调频脉冲的波形，所述超级线性调频脉冲由多个单独的线性调频脉冲生成并且包括一个超级UST；

图12是图解本发明第二实施例的发送器部分的高层模块图；

图13是图解本发明第二实施例的发送器部分的高层图例，所述发送器第二实施例适于发送差分数据，或具有额外非数据符号的绝对数据；

图14A，14B和14C是图解本发明第二实施例的接收器部分的高层模块图；

图15是图解本发明第二实施例的分组头和同步码接收方法的高层流程图；和

图16是图解本发明第二实施例的循环模式接收方法的高层流程图。

具体实施方式

本发明是适用于噪声相对较高的环境，例如AC输电线的扩展频谱数据通信系统。这里公开了本发明的扩展频谱数据通信系统的两个不同实施例。也被称作快速实施例的第一实施例包括能够进行速度相对较高的数据通信的发送器和接收器对。也被称作可靠实施例的第二实施例是使通信的数据速率低于第一实施例但具有更高可靠性的发送器和接收器对。本发明的两个实施例均特别适用于包括遵循CEBus通信标准的调制解调器的环境。快速实施例能够以远高于CEBus标准当前能够达到的速率的速率发送数据。CEBus标准由电子工业协会制定，也被称作EIA-600标准。

本发明的扩展频谱系统以在被称作扩展波形、具有长度T的连续循环移位波形之间设置时间偏移的方式发送数据。扩展波形可以包括任何类型的、具有适当自相关性质的波形。扩展波形最好包括线性调频脉冲波形。图1图解了线性调频脉冲波形，即适用于本发明的扩展频谱通信系统的扩展波形。图1示出的扩展波形横跨被称作单位符号时间(UST)的时间段。在各个符号周期或UST期间发送多个位。符号周期被分成多个偏移索引，其中每个偏移索引代表一种具体位模式。将扩展波形移位一个基于要发送的数据的量值。在发送数据之前按照为线性调频脉冲提供的移位数值传送数据。可选地，可以按照连续符号之间的偏移差传送数据。通常，线性调频脉冲包括扫频信号。例如，扫频范围可以是200到400kHz，也可以是与CEBus标准中的线性调频脉冲类似的100kHz到200kHz。线性调频脉冲也可以包括图1示出的扫频波形。

本发明的扩展频谱通信系统使用被称为差分码移键控(DCSK)的技术发送数据。在使用这种技术的情况下，以在连续循环移位的扩展波形之间设置时间偏移的形式发送数据，或者通过以绝对方式对其自身设置时间偏移的形式发送数据。扩展波形可以包括标准CEBus线性调频脉冲以便防止在CEBus调制解调器环境中发生冲突。在非CEBus环境或与CEBus器件的互操作性不重要的环境中，本发明可以使用其它扩展波形。

图2图解了样本符号流的波形，其中通过将各个线性调频脉冲模式移位一个代表要发送的数据的量值来产生所述样本符号流。本发明的DCSK调制模式通过将线性调频脉冲波形移位一个基于要发送的数据的具体量值来发送数据。于是，在各个UST期间，线性调频脉冲从线性调频脉冲波形中的某点开始，所述线性调频脉冲波形对应于在所述UST期间要发送的数据。参照图2，四个UST构成样本符号流。按照为各个线性调频脉冲波形提供的移位数值传送各个UST内要发送的数据。例如，在第一个UST中，将线性调频脉冲波形移位一个具体量值，所述量值如水平箭头的长度所示。垂直向下的箭头表示没有进行移位的原始线性调频脉冲波形的开始。在各个UST内，将要发送的数据决定了在传输之前为线性调频脉冲提供的移位数值。

本发明的DCSK调制方法具有对同步差错的承受能力强、相对易于实现的优点，并且在出现白高斯噪声的情况下产生的性能接近纠错编码的性能。在工作中，各个UST被分成预定数量的偏移索引或偏移位置。在这里提供的例子中，各个UST被分成32个偏移索引。然而，各个UST可以被分成多于或小于32个的偏移索引。将各个UST分割成32个偏移索引意味着具有5位每符号的传输速率。现在描述快速实施例，并且接着描述可靠实施例。

图3示出了本发明的数据通信协议部分的分组结构。通常与标准CEBus分组结构类似，本发明的分组结构包括分组头，分组起始(SOP)字段，L字节数据字段和循环冗余检查(CRC)字段。然而本发明的分组结构还包含其它字段。分组头部分450类似于CEBus标准中定义的分组头字段。分组起始(SOP)字段452包括符号′1111′，该符号被本发明的接收器识别成三个连续的零。必须注意，分组起始字段中的′1′表示零绝对偏移，而术语′零′表示零差分偏移。

术语DCSK基于这样的事实，即接收器检测接收的连续符号之间的移位差值。如果正确检测到分组起始字段的两个最后的零，则接收器会达到同步并且可以进行接收。协议版本454是包含用于具体分组的协议版本的3位字段。协议版本字段允许定义从高数据速率传输到低数据速率传输的各种类型传输协议。该字段还允许实现任何用户协议。使用一个符号发送协议版本字段，并且协议版本字段需要具有非零偏移数值，以便接收器能够检测分组起始字段的结束和协议版本字段的开始。另外，必须使用接收器知道的固定单位符号位数发送协议版本字段。这将保证接收器能够接收和解码协议版本字段。一旦被解码，可以设置其它接收模式。通过协议版本字段也可以确定剩余分组的结构和编码。这包含单位符号位数，即每个符号时间内线性调频脉冲偏移的数量。通常，每个包括线性调频脉冲的符号中发送5个位。

分组长度456是表示分组的字节长度的7位字段。通常，分组长度被限制成诸如128字节或1024位的具体数量。头信息检错编码(HEDC)458是包含协议版本和分组长度字段的检错编码的8位字段。数据字段460包括DCSK数据线性调频脉冲序列。字段的起始与线性调频脉冲边界对齐，并且根据分组长度字段确定字段L的字节长度。循环冗余检查(CRC)字段462包括16位差错检测字段。该字段紧跟在DCSK数据线性调频脉冲后面，并且不对齐线性调频脉冲边界。如果在CRC字段之后仍有未使用的位，则将这些位填零，直至最后线性调频脉冲的结束处。

现在更详细地描述本发明的通信系统的发送器部分。图4是图解本发明的快速实施例的发送器部分的高层模块图。针对线性调频脉冲或符号时间被分成32个偏移索引的情况说明本发明的发送器和接收器部分。于是，在每个符号周期期间一次发送5个位。然而，本领域的技术人员可以修改本发明的接收器和发送器以便在每个符号时间内发送更多或更少的位。参照图4，主机向发送器提供要发送的数据，通常表示成附图标记12。主机提供了发送数据包含已经产生的头信息和CRC字段。被用来构成偏移索引的主机数据被输入发送器的初始索引部分14。偏移索引包括一个范围为0到2ⁿ-1的数值，其中n表示单位符号时间发送的位数。在所述的例子中′n′为5。于是，偏移索引包括范围为0到31的数值。通过将线性调频脉冲长度除以编码集合中的符号总数，例如2ⁿ，并且乘以偏移索引，从而计算出线性调频脉冲的初始索引。

在这个例子中，线性调频脉冲长度被设置成512。于是，各个线性调频脉冲被分成32个索引，每个索引彼此间隔16，即0、16、32等等。初始索引接着被输入计数器16，计数器16以线性调频脉冲长度，即模数512为模进行计数。同步信号最初被用来清除计数器。计数器的输出被提供到线性调频脉冲样本只读存储器(ROM)18的地址输入。ROM包含线性调频脉冲频率波形的数字化表示。ROM的输出被输入到D/A转换器20，其中具有基于信号宽度的适当通带的带通滤波器(BPF)21首先过滤D/A转换器20的模拟输出。接着由输出放大器22放大BPF的输出。放大器的输出包括发送输出信号。

现在更详细地讨论本发明的通信系统的接收器部分。图5A和5B是图解本发明的快速实施例的接收器部分的高层模块图。接收信号被输入到带通滤波器(BPF)32，带通滤波器(BPF)32的带宽足够接收在线性调频脉冲内发送的频率范围。带通滤波器的输出被输入到一位A/D转换器34。1位A/D转换器可以包括比较器，比较器与采样器组合在一起，其中采样器以适当的采样频率作为时钟。A/D转换器的输出被输入到移位寄存器#1 35和两个输入多路复用器(mux)40中的一个输入上。多路复用器的输出被输入到第二移位寄存器#2 38。为了进行图解，移位寄存器#1和#2的长度均为256位。从移位寄存器#1输出的所有256位均被输入到移位寄存器#2。移位寄存器#2的输出被输入到相关器42。使用被用来识别线性调频脉冲模式的匹配滤波器实现相关器。线性调频脉冲模式被存储成相关器内的模板，并且被用来检测接收的输入信号中的线性调频脉冲。移位寄存器#2的串行输出被返回到多路复用器40的第二输入。通过线性/循环控制信号控制多路复用器选择输出。

接收器30能够在线性或循环模式下工作。当在线性模式下工作时，多路复用器被设置成将A/D转换器的输出选择成移位寄存器#2的输入。在进行同步之前，相关器被设置成在线性模式下工作。当接收每个位时，接收的位按照时序被送入移位寄存器#2。移位寄存器#2的输出被输入到相关器42。输入相关器的每个位与模板中的对应位相乘。接着累加所有256个乘积以构成相关器的输出。可以使用XOR函数实现相关器内各个输入位与模板位的相乘。

相关器的累加和输出被输入到最大相关检测器44。在各个符号周期内，最大相关检测器被用来确定相关器输出的所有256个累加和中的最大累加和。当检测到最大相关累加和时，最大相关检测器输出两个数值。第一个数值N_MAX表示256个可能偏移中与最大相关累加和相关联的位置。另外，数值S_MAX表示被认为最大并且与位置指示符N_MAX相关联的具体相关累加和。于是，数值N_MAX可以取0到255的范围内的任何数值。产生最大相关的偏移索引接着被输入差分器。差分器包括累加器50，延迟单元52和第二累加器54。延迟单元52被用来将输入数值延迟一个单位符号时间。通过以线性调频脉冲长度为模的累加器54从当前索引数值中减去延迟单元的输出。累加器54的输出代表对应于两个连续符号时间的两个偏移之间的差值或增量偏移。

累加器的输出和相关最大值S_MAX被输入到差分数据解码器56。差分数据解码器被用来基于发送的原始数据将范围为0到255的偏移索引映射到范围为0到31的数值上。

在循环工作模式下，一位A/D转换器34的输出被输入到移位寄存器#136。接收的数据被按照时序输入移位寄存器#1，直到移位寄存器#1填满。这时，移位寄存器包含表示完成符号的时间的数据。一旦填满，移位寄存器#1的内容被并行载入移位寄存器#2。选择多路复用器40以便将移位寄存器#2的串行数据输出返回到其串行数据输入处。计数器46被用来对线性调频脉冲的长度进行计数，线性调频脉冲的长度通常有一个UST宽。初始同步信号被用来初始复位计数器。计数器的载入信号输出被输入到移位寄存器#2，该信号被用来提供定时以便将移位寄存器#1的内容转储到移位寄存器#2。为移位寄存器#2提供的时钟周期的数量与包括移位寄存器长度的位数相同。对于移位寄存器的每次移位，相关器产生累加和，该累加和被输入到最大相关检测器。对于移位寄存器的所有256次移位，最大相关检测器输出对应于产生最大相关累加和和最大累加和的索引的N_MAX和S_MAX数值。计数器提供计数索引，该计数索引被输入到最大相关检测器。该索引为移位寄存器#2的各次移位提供计数器数值。

跟踪校正电路48以逐个符号的方式对计数器中的数值进行精细调整。跟踪校正电路被用来以逐个符号的方式对计数器中的数值进行精细调整。接收索引和理想索引之间的微小差值被用作跟踪校正电路48的输入。跟踪校正电路输出正或负误差信号，并且该误差信号被输入到计数器。这种误差信号被用来精细调整计数器中的数值以便更好地跟踪各个符号时间内线性调频脉冲的接收和相关。

图4中的发送器12使用绝对传输模式发送数据。在这种模式下，不经过微分或积分直接发送所有2ⁿ个符号。每个5位符号均被用来直接确定UST内各个线性调频脉冲的移位偏移索引。因此，图5A和5B示出的接收器30包含积分器62，积分器62被用来对差分数据解码器产生的增量偏移进行积分。可选地，可以使用发送和接收的附加模式。例如，可以在差分模式下使用发送器，其中发送器在发送数据之前对数据进行积分并以线性调频脉冲长度为模。因此，接收器必须对接收数据求差分以便象在图5A和5B示出的接收器中那样正确接收。然而，在这种情况下不需要积分器。可选地，在发送器中首先对数据求差分并且以偏移索引的数量为模，然后在数据被提供到线性调频脉冲样本ROM之前对其进行编码和积分。相应地，接收器首先对数据求差分，解码差分器的输出并且最终对解码器的输出进行积分以形成接收器的输出。发送器中的编码器被用来编码包含数据和非数据符号的整个符号。

最后一种可选方案可用于编码除了不在数据符号集合之内的额外符号之外的数据符号(2ⁿ或任何其他数量)。在这里描述的5位例子中，该方案允许发送总数大于32的符号，其中某些符号是非数据符号。这了实现该方案，线性调频脉冲符号时间被分成数量大于32的偏移索引，以便容纳额外的非数据符号。

图6是图解本发明快速实施例的发送器部分的高层图例，所述发送器部分适于发送差分数据，或具有额外非数据符号的绝对数据。对于使用差分传输模式发送数据而言，可选的差分器72不是必需的。主机向初始索引计算单元80提供充当偏移索引的数据。计算线性调频脉冲符号内的偏移索引并且将偏移索引输入到包括累加器82和延迟单元84的积分器85。累加器82进行以2ⁿ为模，即以32为模的加法运算。累加器的输出被延迟并且被加入初始索引计算单元80的输出。积分器的输出被输入到计数器86，计数器86的功能与图4中发送器的计数器类似。线性调频脉冲样本ROM 88，D/A转换器90，带通滤波器(BPF)91和输出放大器92与图4中发送器的对应部件功能类似。

现在更详细地描述本发明的通信系统的接收器部分。图7A和7B是更详细地图解本发明的快速实施例的接收器部分的高层模块图。模拟接收数据被输入到带通滤波器(BPF)102，带通滤波器(BPF)102的带宽被设置成横跨线性调频脉冲波形的频率范围。BPF滤波器的输出被输入到一位A/D转换器104，其中可以使用比较器与采样电路的组合来实现一位A/D转换器104。A/D转换器的输出被输入到移位寄存器#1 106和多路复用器(mux)114。多路复用器114的输出被输入到移位寄存器#2 108，移位寄存器#2 108的串行输出被回送到多路复用器的第二输入。象在图5A和5B的接收器中那样，通过线性/循环控制信号选择多路复用器。

在接收分组头期间使用线性模式接收以便进行同步。一旦实现了同步，使用循环接收模式解调剩余分组。在线性工作模式期间，选择多路复用器以便从A/D转换器104向移位寄存器#2输入数据。当各个位被移位通过移位寄存器#2时，相关器110产生被输入到最大相关检测器112的累加和输出。一旦实现同步，接收器切换到循环工作模式。在该模式下，整个UST的数据被移位到移位寄存器#1中，并且当收到计数器116的载入命令时，移位寄存器#1的所有内容被转移到移位寄存器#2。接着以逐位的方式将移位寄存器#2的内容移位通过多路复用器114。移位寄存器#2的输出被输入到充当匹配滤波器的相关器110。将移位寄存器#2的256个位中的每个位与相关器110内存储的模板的对应位相乘。接着累加所有256个乘积以产生相关器的输出。使用XOR门可以实现相乘。注意，在进行适当转换之后，相关器产生符号可以为正和负的累加和。

可选地，相关器可以使用不到256个的抽头实现匹配滤波器。实际上可以将相关器使用的抽头的数量几乎降低到全部抽头数量的三分之一，所述全部抽头数量对应于移位寄存器#2中的位数。通过使用针对模板的正和负数值的阈值对模板进行采样来实现该目的。将模板的正数值与正阈值进行比较，任何低于该阈值的数值均被抛弃并且不被使用。类似地，将模板的负数值与负阈值进行比较，任何低于该阈值的数值均被抛弃并且不被使用。通过这种方式，几乎可以将抽头数量降低三分之二。由于被省略的抽头不参与相关器的累加和输出，所以这些抽头不能引入噪声，于是实际上改进了性能。

相关器的累加和输出被输入最大相关检测器，最大相关检测器被用来针对每个UST内的正和负数累加和找到最大相关累加和。最大相关检测器分别输出两个偏移索引N_POS，N_NEG，这两个偏移索引表示针对正和负数相关累加和达到最大相关的偏移数值。另外，还分别输出正和负相关最大值的对应绝对数相关累加和S_POS，S_NEG。累加和S_POS和S_NEG分别被输入到低通滤波器(LPF)150，152。相关累加和在被输入到比较器154之前被平滑处理。比较器154被用来确定正和负相关累加和中的最大值。比较器的输出构成选择正索引N_POS或负索引N_NEG的基础。

正索引被输入到正接收逻辑电路144，负索引被输入到负接收逻辑电路146。为了清晰，正和负接收逻辑电路功能相同并且仅示出正接收逻辑电路。首先对最大相关检测器输出的索引输出求差分。差分器包括累加器126，延迟单元128和累加器130。差分器产生最大相关检测器找到的各个偏移索引之间的偏移增量。接着将增量偏移数值舍入到最接近的偏移数值。在这里的例子中，使用具有256位的移位寄存器和具有5个数据位的符号意味着偏移索引彼此间隔8位。于是，差分器输出的增量偏移索引被舍入到最接近的8位倍数，即0、8、16、24等等。

舍入的增量偏移索引接着被输入差分数据解码器136，差分数据解码器136被用来将偏移索引解码成0和31之间、表示发送数据的数值。如果发送器被设置成绝对传输模式，即不通过微分或积分将数据位直接编码成符号，则差分数据解码器的输出表示符号之间的差分并且需要被积分以便恢复出发送的原始数据。积分器148包括累加器138和延迟单元140。将包括范围0到31内的数值的当前偏移索引与累加器先前的输出进行模32加法运算。该数值构成接收器的输出数据并且表示最初发送的5个位。

积分器148的输出，对应积分器和负接收逻辑电路146的输出被输入到多路复用器142。比较器154的输出充当多路复用器142的选择输入。于是，产生最大相关累加和的索引被用来确定接收输出数据。

接收器还包括线性模式跟踪校正电路118，线性模式跟踪校正电路118被用来检查接近UST上限的偏移索引。在接收器工作期间，不期望在接近UST上限处出现相关峰值。如果出现非常高的偏移索引，相关峰值可能横跨两个UST周期之间的边界。于是，如果发现出现接近UST边界的峰值，线性模式跟踪校正电路被用来将计数器数值调整接近10％，以便使相关峰值远离UST边界。

从计数器中减去线性模式跟踪校正电路输出的数值。对计数器数值的修改可以重新调整接收器的符号基准点，使得相关峰值不横跨符号之间的边界。注意，在整个线性工作模式期间线性模式跟踪校正电路均起作用，即被用来接收分组起始字段。一旦完成跟踪和同步，接收器切换到循环模式或接收剩余分组。

除了对计数器提供校正之外，线性模式跟踪校正电路还向累加器126提供校正信号，其中累加器126是正接收逻辑部分144中差分器的一部分。类似地，校正信号被提供到负接收逻辑电路146中的对应累加器。需要为累加器提供校正信号以便使计数器数值与差分器保持同步。

另外，接收器100在线性和循环工作模式期间校正时钟漂移。在舍入到最接近的完整偏移数值前后，根据求差分的偏移索引之间的差值产生校正信号。经过舍入的偏移数值被输入到累加器134。接着从未舍入偏移数值中减去舍入偏移数值，对得到的差值进行低通滤波并且使用该差值调整计数器116中的数值。根据比较器154选择使用正偏移索引还是负偏移索引，多路复用器124被用来将来自正接收逻辑或负接收逻辑的数值传递到低通滤波器122。在舍入校正值被输入到累加器120之前，低通滤波器的输出被用来使舍入校正值平滑。累加器120输出的溢出导致计数器回零，以便重新计数。通过累加器从计数器的当前数值中减去低通滤波器的校正信号。从正接收逻辑累加器134和对应的负接收逻辑累加器输出的时钟漂移校正信号可以具有正符号或负符号。使用这种技术保持计数器与符号周期的同步。

图8是图解本发明的快速实施例的分组头和同步码接收方法的高层流程图。最初，所有标志和计数器均被复位(步骤160)。接着设置相关器的线性工作模式(步骤162)。接收的数据位被移位到移位寄存器#2中，直到找到最大相关(步骤164)。一旦找到最大相关峰值，接收器搜寻下一个最大相关峰值。当检测到差分零时(步骤166)，递增零计数器(步骤172)。当连续相关峰值之间的差值的绝对数值小于最小增量偏移的一半，即小于 UST时，检测到差分零，其中n是读取协议版本字段之前的初始的单位符号位数，例如3位。还检查相关累加和的峰值是否大于预定阈值(步骤174)。如果相关峰值大于阈值，则报告′载波检测′信号(步骤176)。接着递增′高零′计数器，该计数器对高于阈值的接收零增量，即等于零的增量的个数进行计数(步骤178)。一旦至少接收到两个高零，(步骤180)，则认为接收器达到同步。接着根据N_MAX的数值校正时基(步骤182)。一旦接收器达到同步，此时的偏移索引数值表示当前计数器数值距离符号边界的偏移。使用N_MAX的数值调整计数器以便正确地对各个符号进行帧同步，即计数器在各个符号的起始处开始计数。接着使用循环接收模式继续剩余分组的接收(步骤188)。

参照步骤166，如果连续相关峰值没有落在彼此之间的最小增量偏移的一半以内，则清除零计数器(步骤173)。另外，还清除高零计数器(步骤168)。接收器接着继续处于线性接收模式并且尝试在后续UST周期内找到最大相关峰值。

如果峰值小于预定阈值(步骤174)，则检查零计数器数值是否大于5(步骤184)。如果计数器数值小于5，则清除高零计数器(步骤168)，并且接收器继续搜寻下一个最大相关峰值。如果零计数器数值大于5，则表示正在接收标准CEBus分组，并且接收器切换到使用接收器的线性接收模式进行的标准CEBus接收(步骤186)。

图9是图解本发明的快速实施例的循环接收模式的高层流程图。循环接收模式通常被用来接收同步之后的分组部分。第一个步骤是找到UST内所有位，即移位寄存器#2 108(图7A)的256次移位的相关峰值(步骤190)。如果检测到差分零(步骤192)，则零计数器加1(步骤204)。如果从当前相关峰值位置减去前一最大相关峰值位置得到的差值的绝对数值小于最小增量偏移的一半，即小于

UST，则检测到差分零，其中n是读取协议版本字段之前的初始单位符号位数，例如3位。如果零计数器数值不大于5，则控制返回到步骤190，而接收器搜寻下一个最大相关峰值(步骤206)。如果零计数器数值大于5，则表示正在接收标准CEBus总线分组，并且接收器切换到线性工作模式以便执行标准CEBus接收(步骤208)。

如果两个相关峰值之间的差值的绝对数值不在最小增量偏移的一半内，则解码分组的协议版本字段(步骤194)。如前所述的，分组起始(SOP)字段包含四个具有零移位偏移的符号。接收器将这些符号差分解码为零。由于协议版本字段是具有非零偏移的单独符号，检测到非零增量偏移表示协议版本字段的起始。

接着读取分组长度和头信息检错编码(HEDC)(步骤196)。如果头信息检错编码正确(步骤198)，则读取剩余分组(步骤200)。如果头信息检错编码不正确，则抛弃该分组(步骤210)。一旦接收到完整分组，则通知分组结束和CRC校验的状态(步骤202)。

图10是图解本发明的线性跟踪校正方法的高层流程图。如前所述的，通过线性模式跟踪校正电路118(图7B)执行跟踪校正。如果线性调频脉冲长度减去当前接收的偏移索引(表示成N)所得的结果小于预定阈值(步骤220)，则最好将时间数值ΔT设置成线性调频脉冲长度的10％(步骤222)。使用这个ΔT数值校正以线性调频脉冲长度为模进行计数的计数器116(图7A)(步骤226)。具体地，根据ΔT调整计数器的上限。另外，根据ΔT数值校正最近的正和负最大相关偏移位置(步骤228)。如果从当前偏移索引中减去线性调频脉冲长度所得的结果大于或等于预定阈值，则ΔT被设置成零，并且不修改计数器(步骤224)。

现在更详细地描述本发明的扩展频谱通信系统的第二或可靠实施例。可靠实施例通过合并多个单独UST线性调频脉冲以产生单独超级线性调频脉冲来实现更高的可靠性。例如，可以合并八个100微秒UST周期以构成周期为800微秒的超级UST。与在上述快速实施例中处理各个单独符号的方式类似，对这种超级线性调频脉冲应用差分码移键控(DCSK)。

在可靠实施例中，以在循环移位超级线性调频脉冲之间设置时间偏移的方式发送数据。在这里的例子中，各个超级线性调频脉冲包括八个标准CEBus线性调频脉冲，从而构成800微秒长的超级线性调频脉冲。超级线性调频脉冲内的各个单独线性调频脉冲被循环移位一个具体量值。对于发送的所有超级线性调频脉冲而言，超级线性调频脉冲内各个线性调频脉冲的单独偏移量值是固定值。选择各个线性调频脉冲的偏移或移位量值，使得超级线性调频脉冲自相关中的伪峰值相对较低。另外，选择各个单独线性调频脉冲的偏移，使得连续线性调频脉冲之间的偏移距离零足够远，以致超级线性调频脉冲不会被识别成标准CEBus分组或使用本发明的快速实施例发送的发送的分组起始(SOP)。

与快速实施例类似，各个超级线性调频脉冲内发送的位数决定所需的偏移索引最小数量。图11示出了具体数据样本的偏移索引的例子。在这种情况下，在向下箭头所指的位置开始发送超级线性调频脉冲。传输会在波形结束处回绕并且返回到向下箭头所指的位置。

本发明可靠实施例的通信系统的分组结构类似于图3示出的快速实施例的分组结构。可靠实施例的分组结构包括分组头，分组起始(SOP)字段，协议版本字段，分组长度字段，头信息检错编码(HEDC)，差分编码偏移数据字段和CRC字段。可靠实施例的分组结构与快速实施例的分组结构之间的不同之处在于，可靠实施例的分组起始字段包括四个具有零移位偏移的超级线性调频脉冲符号，而不是四个具有零偏移的普通线性调频脉冲符号。接收器将四个超级线性调频脉冲符号识别成三个零差分偏移。如果正确检测到至少两个以上最近发送的零，则可以进行接收。这里，接收器会与接收符号流同步。剩余字段与快速实施例的分组结构中的对应字段相同。

通过将接收频段分成两个或更多个长度相等的子频段，在第二实施例中实现更高的可靠性。在这里的例子中，接收频段被分成三个长度相等的子频段。对于频率范围为100kHz到400kHz的线性调频脉冲波形，三个频段可以是100到200kHz，200到300kHz和300到400kHz。因此，接收器包括三个带通输入滤波器。各个带通滤波器的输出被输入到一位A/D转换器，一位A/D转换器将各个带通滤波器的输出转换成二进制数值。一位A/D转换器可以包括比较器并且后跟时钟频率为适当的采样频率的采样器。假定具有5.12MHz的时钟速率，则按照320KHz的频率对各个频段进行采样以构成I或同相数据流。一位A/D转换器的输出也被输入到延迟单元，延迟单元将信号延迟一个等于

的量值。数值f_c表示各个通带的解调频率。按照采样速率f_s采样延迟单元的输出以构成Q或正交数据流。在各个通带内，Q样本相对于I样本其解调频率被延迟90度。在采样之后三个频段的I样本是对齐的，但存在频段相关延迟，Q样本没有对齐。

各个频段的解调频率f_c最好是采样频率f_s的一半的倍数。在采样频率为320KHz的情况下，最好使中心频率是160KHz的倍数。可以选择解调频率，使得解调频率是1/2FS、最接近具体频段中间频率的倍数。在这里的例子中，频段#1范围为100到200KHz，f_c被选择成160K。频段#2范围为200到300KHz，f_c被选择成240KHz。频段#3范围为300到400KHz，f_c被选择成320KHz。I和Q数据流之间的延迟等于

，这意味着在具体载波中相差90度。接着使用复数模板对I和Q数据流进行复数相关以产生实部和虚部相关累加和。这些累加和接着被求平方、求和并且被输入到最大相关检测器。确定所有三个通带中的最大相关累加和并且使用最大相关累加和产生接收器针对具体符号的输出。

图12是图解本发明的可靠实施例的发送器部分的高层模块图。发送器30适于产生与差分发送数据相对的绝对发送数据。如果希望发送差分数据，则需要执行积分步骤。参照图12，从主机接收数据。主机先前产生并附加了头信息和CRC校验和。数据被输入到初始索引计算单元232。来自主机的数据构成偏移索引，偏移索引被用来计算用于超级线性调频脉冲的索引。以类似于图4中发送器的方式计算该索引。超级线性调频脉冲的长度被除以各个超级线性调频脉冲符号的可能偏移的数量并且接着被乘以偏移索引。在各个超级线性调频脉冲发送5个位的情况下，偏移索引可以包括0到31的数值。另外，超级线性调频脉冲长度被设置成2048个样本。于是，初始索引包括0到2047的数值。这个初始索引接着被输入到计数器234。计数器是11位模2048计数器，该计数器被分成两个部分，即一个3位长的部分和一个M位长的部分，在这种情况下M等于8。3位部分对应于构成超级线性调频脉冲符号的8个线性调频脉冲周期。3个高有效位被输入到索引ROM 36，索引ROM 36被用来输出对应于超级线性调频脉冲内各个单独线性调频脉冲的起始点或初始偏移索引的M位数值。事先为所有的发送符号选择这8个初始偏移索引，并且所选择的初始偏移索引使得超级线性调频脉冲的自相关最大。累加器237将索引ROM输出的M个位与计数器234的M个有效位相加。累加器237以构成超级线性调频脉冲的各个单独线性调频脉冲的线性调频脉冲长度为模将这两个数值相加，在这种情况下线性调频脉冲长度为256。累加器的输出被输入到线性调频脉冲样本ROM 238，而累加器237使用8位输出寻址线性调频脉冲样本ROM 238。线性调频脉冲样本ROM的输出被D/A转换器240转换成模拟形式、被带通滤波器(BPF)241滤波并且被输出放大器242放大。放大器的输出构成发送输出信号。

为了与标准CEBus系统兼容，使用8个线性调频脉冲构成超级线性调频脉冲。然而，唯一的要求是符号长度长于快速实施例中使用的符号长度。于是，超级线性调频脉冲也可以包括横跨整个符号长度的单独线性调频脉冲。由于提高了符号长度并且相关更加精确，所以使用较长的线性调频脉冲会产生更高的可靠性。另外，由于在接收器中利用倍宽通带，所以进一步提高了可靠性。注意，通过使用这些技术中任意单独一种，或其组合改进传输可靠性，可以构成接收器。

图13是图解本发明可靠实施例的发送器部分的高层图例，所述发送器部分适于发送差分数据，或具有额外非数据符号的绝对数据。除了增加差分器252和积分器262之外，图13的发送器250与图12的发送器类似。

图13的发送器250使用绝对传输模式发送数据。在这种模式下，不经过微分或积分直接发送所有符号，例如2ⁿ个符号。每个5位符号均被用来直接确定UST内各个超级线性调频脉冲的移位偏移索引。因此，接收器包含积分器，所述积分器被用来对差分数据解码器产生的增量偏移进行积分。可选地，可以使用发送和接收的附加模式。例如，可以在差分模式下使用发送器，其中发送器在发送数据之前对数据进行积分并以超级线性调频脉冲长度为模。因此，接收器对接收数据求差分以便进行正确接收。然而，在这种情况下不需要积分器。可选地，在发送器中首先对数据求差分并且以偏移索引的数量为模，然后在数据被提供到线性调频脉冲样本ROM之前对其进行编码和积分。相应地，接收器首先对数据求差分，解码差分器的输出并且最终对解码器的输出进行积分以形成接收器的输出。

最后一种可选方案可用于编码除了不在数据符号集合之内的额外符号之外的数据符号(2ⁿ或任何其他数量)。在这里描述的5位例子中，该方案允许发送总数大于32的符号，其中某些符号是非数据符号。这了实现该方案，超级线性调频脉冲符号时间被分成数量大于32的偏移索引，以便容纳额外的非数据符号。

对于使用差分传输模式发送数据而言，可选的差分器252不是必需的。主机向初始索引计算单元260提供充当偏移索引的数据。计算超级线性调频脉冲符号内的偏移索引并且将偏移索引输入到包括累加器264和延迟单元266的积分器262。累加器264进行以2ⁿ为模，即以32为模的加法运算。累加器的输出被延迟并且被加入初始索引计算单元260的输出。积分器的输出被输入到计数器268，计数器268的功能与图12中发送器的计数器类似。线性调频脉冲样本ROM 274，D/A转换器276，带通滤波器277和输出放大器278与图12中发送器的对应部件功能类似。

如果发送器和接收器对将被用于差分模式，则需要使用积分器262对其提供到计数器268的初始索引数据进行积分。在差分模式下，接收器只需要对最大相关累加和检测器输出的偏移索引求差分。在符号集合包括的符号数量不等于2ⁿ时，需要差分器252。来自主机的数据进入延迟单元254，并且累加器256从接收自主机的当前数据中减去上述输入延迟单元254的数据。进行以数据符号数量，例如32为模的加法运算的累加器的输出被输出到数据编码器258。数据编码器将2ⁿ个数据符号映射到具体偏移索引集合上。当符号编码集合包含非数据符号时需要数据编码器。例如，除用于各种目的的额外非数据符号之外，编码集合可以包含2ⁿ个数据符号。

偏移索引被用来计算初始索引，初始索引被输入到积分器262。积分器的输出被延迟单元266延迟并且被累加器264加到初始索引上。累加器将两个数量相加并且以超级线性调频脉冲长度为模。计数器268，索引ROM 270，加法器272，线性调频脉冲样本ROM 274，D/A转换器276，滤波器277和输出放大器与图12中发送器的对应部件的工作方式类似。

图14A，14B和14C是图解本发明的可靠实施例的接收器部分的高层模块图。如前所述的，接收器被分割成三个通带，即频段#1，频段#2和频段#3。接收信号被输入覆盖频段#1的频率范围的带通滤波器(BPF)282，覆盖频段#2的频率范围的带通滤波器292，和覆盖频段#3的频率范围的带通滤波器296。对于范围为100到400KHz的线性调频脉冲模式，频段#1具有100到200KHz的通带，频段#2具有200到300KHz的通带，频段#3具有300到400KHz的通带。

可选实施例可以使用不同数量的频段，只要频段数量有两个或更多并且可以提高可靠性。在使用三个频段的情况下，其中两个频段可能受到噪声的破坏并且无法进行接收，而剩余频段的接收器逻辑仍然能够输出正确数据。另外，将接收信号分割成三个频段具有使接收器更不容易受相位畸变影响的优点。各个频段可以承受的畸变量值不会改变，但使所有三个频段一起工作的方式提高了接收器可以承受的相位畸变量值并且在此情况下仍然能够正确接收。

频段#1的带通滤波器282的输出被输入到一位A/D转换器284。频段#2的带通滤波器292的输出被输入到一位A/D转换器294。类似地，频段#3的带通滤波器296的输出被输入到一位A/D转换器298。各个一位A/D转换器的输出被输入到接收器子单元。具体地，各个一位A/D转换器的输出分别被输入到各个频段#1，频段#2，频段#3的接收器子单元或接收器逻辑电路322，324，326。为了清晰，各个频段的接收器逻辑电路包括相同电路并且因此在图14A中只示出频段#1的接收逻辑电路。

图14A，14B和14C的接收器的工作方式类似于图7A和7B示出的接收器，不同之处在于加入了额外电路以便执行复数相关而不是实相关。采样器288按照采样频率f_s对A/D转换器284的输出进行采样以构成I数据流。A/D转换器284的输出在被延迟电路286延迟 周期之后，采样器290按照采样频率f_s对该输出进行采样。采样器的输出构成90度正交Q位流。

各个I和Q数据流被输入到单独一组移位寄存器。I位流或同相位流被输入到移位寄存器#1 300和多路复用器308的两个输入中的一个输入上。多路复用器308的输出被输入到移位寄存器#2 302的串行输入上。移位寄存器#2的串行输出构成多路复用器308的第二输入。

类似地，Q或不同相位流被输入到移位寄存器#1 304和多路复用器310的两个输入中的一个输入上。多路复用器的输出被输入到移位寄存器#2306的串行输入上。移位寄存器#2的串行输出回绕并且构成多路复用器310的第二输入。线性/循环控制信号构成多路复用器308，310的选择输入。用于I和Q信道的两组移位寄存器的工作方式类似于图7A和7B中示出的接收器的移位寄存器。

注意，在这个实施例中，移位寄存器的长度为256位。各个移位寄存器保存的内容相当于一个超级线性调频脉冲或长度为8个UST的线性调频脉冲。来自移位寄存器#2的256位I数值和256位Q数值被输入到复数相关器312。复数相关器将复数输入I+jQ与复数模板M_i+jM_q相乘以产生以下输出。

复数相关输出＝(I+jQ)×(M_i-jM_q)

            ＝(I·M_i+Q·M_q)+j(-I·M_q+Q·M_i)

            ＝(Re)+j(Im)

相关器执行的复数乘法产生均为9位宽的实数累加和和虚数累加和。接着，实相关累加和被平方函数314求平方，而虚数相关器累加和被平方函数316求平方。接着加法器318把实数和虚数累加和的平方加在一起。加法器318的输出构成频段#1的接收逻辑电路的输出。类似地，频段#2和#3的接收逻辑电路产生类似的输出。接着，累加器320累加3个相关累加和输出。接着，累加器320的输出被输入到最大相关检测器382。

图14C所示的接收器的剩余部分的工作方式类似于图7A和7B的快速实施例中的接收器，不同之处在于可靠实施例中只使用正索引和正相关器累加和。产生最大相关的索引N_POS被输入到包括累加器342，延迟单元344和累加器346的差分器。范围为0到255的差分偏移索引的输出被舍入函数348舍入到最接近的偏移数值。接着向差分数据解码器350输入舍入的偏移数值，差分数据解码器350将偏移索引数值解码成原始数据样本范围内的数值，在这种情况下该数值的范围为0到31。由于差分解码器的输出是差分数据数值，在接收器输出该数值之前必须对其进行积分。包括累加器354和延迟单元356的积分器被用来对差分数据数值进行积分以产生接收的输出数据。

注意，与快速实施例的接收器类似，I和Q数据数值可以包括+1或-1，其中以二进制数字形式可以将+1或-1表示成单独的位，即0或1。另外，复数模板M_i和M_q的分量可以是+1，-1或0。使用XOR函数乘以+1或-1，并且通过不连接移位寄存器中的特定抽头来实现与0相乘。通过以这种方式省略抽头以实现与0相乘，不仅改进了性能，而且大大节省了硬件。这种技术只需要连接和累加大约三分之一的原始移位寄存器抽头。

首先将超级线性调频脉冲传递通过各个带通滤波器，从而计算复数相关器的复数模板。接着采样各个带通滤波器的输出以产生I和Q数据流。接着将各个样本量化成三种电平+1，-1和0。当样本的绝对数值低于特定阈值时，该样本被量化成0。否则检查符号，其中正符号被编码成′1′，而负符号被编码成′0′。这种技术可用于产生图7A和7B示出的接收器的模板。

为了进一步提高接收器的精度，可以使用插值方法。通过在对实数和虚数输出相关累加和求平方之前将插值器放在复数相关器312的输出处可以实现这种方式。通过产生中间数值，插值器可以有效地使采样速率加倍。通过使各个连续数值对相加并且乘以诸如0.5的适当常数，可以计算插入数值。乘以0.625可以逼近插值函数的sinx/x或sine波形。接着对插值器的输出求平方并相加。

使用插值方法允许使用较低的采样速率。例如，在使用插值方法的情况下可以将采样速率从320KHz降低到160KHz。相应地，三个频段的各个解调频率f_c可以被改变成采样速率f_s一半或80KHz的倍数，即更优的倍数。于是，频段#1的中心频率可以是160KHz，频段#2的中心频率可以是240KHz，而频段#3的中心频率可以是320KHz。

接收器从分组头侦听模式开始工作。接收器计算复数相关的最大绝对数值。另外，还检查差分偏移和相关累加和阈值。当检测到两个连续零偏移时，报告′载波检测′。接着同步采样窗口并且使用循环相关器解码剩余分组。

图15是图解本发明的可靠实施例的分组头和同步码接收方法的高层流程图。最初，所有标志和计数器均被复位(步骤360)。接着设置相关器的线性工作模式(步骤362)。接收的数据位被移位到移位寄存器#2中，直到找到超级线性调频脉冲，即8个UST的最大相关(步骤364)。一旦找到最大相关峰值，接收器搜寻下一个最大相关峰值。当检测到差分零时(步骤368)，递增零计数器(步骤372)。当连续相关峰值之间的差值的绝对数值小于最小增量偏移的一半，即小于 UST时，检测到差分零，其中n是读取协议版本字段之前的初始的单位符号位数，例如3位。还检查相关累加和的峰值是否大于预定阈值(步骤374)。如果相关累加和的峰值大于阈值，则检查零计数器的数值是否大于或等于2(步骤378)。如果零计数器数值大于或等于2，则使用图14C的线性模式跟踪校正电路336校正线性模式跟踪(步骤380)。接着使用循环接收模式继续剩余分组的接收(步骤382)。如果相关累加和的峰值不大于阈值，则确定零计数器的数值是否大于5(步骤376)。如果不大于，则将控制传递到步骤360并且方法重新开始。如果大于5，则接收器继续接收，直到不再接收到零(步骤384)。

如果在步骤368中连续相关峰值之间的差值大于或等于位时间的一半，则清除零计数器(步骤370)并且将控制传递到步骤360。

图16是图解本发明的可靠实施例的循环模式接收方法的高层流程图，该方法被用来接收剩余分组。在第一个步骤中，找到针对超级线性调频脉冲内的各个位，即移位寄存器#2 302，306的256次移位(图14C)找到相关峰值(步骤390)。当检测到差分零时(步骤392)，将零计数器加1(步骤394)。在当前相关峰值与前一最大相关峰值相减所得的绝对数值小于位时间的一半，即小于 UST时，检测到差分零，其中n是读取协议版本字段之前的初始的单位符号位数，例如3位。如果零计数器数值不大于5，则控制返回到步骤390，而接收器搜寻下一个最大相关峰值(步骤400)。如果零计数器数值大于5，则接收器进行等待，直到不再接收到更多的零，并且控制返回到步骤390(步骤402)。

如果两个相关峰值之间的差值的绝对数值不在最小增量时间的一半内，则解码分组的协议版本字段(步骤396)。如前所述的，分组起始(SOP)字段包含四个相同符号，这四个符号最好是具有零偏移的非移位超级线性调频脉冲。接收器将这些符号差分解码为零。由于协议版本字段是具有非零偏移的单独符号，所以检测到非零增量偏移表示协议版本字段的起始。一旦解码协议版本，则相应设置偏移灵敏度(步骤398)。

接着读取分组长度和头信息检错编码(HEDC)(步骤404)。如果头信息检错编码正确(步骤406)，则读取剩余分组(步骤408)。如果头信息检错编码不正确，则抛弃该分组(步骤412)。一旦读取了剩余分组(步骤408)，则通知分组结束和CRC校验的状态(步骤412)。

虽然前面针对有限数量的实施例描述了本发明，但应当理解，本发明可以有许多变化、修改和其它应用。

Claims (51)

1.一种在从发送器到接收器的通信信道上进行通信的方法，其中发送器和接收器均与通信信道相连，该方法包括步骤：

在发送器上产生多个符号，其中根据基于所述符号所传送的数据的量值对扩展波形进行循环移位，从而使用所述扩展波形构成各个符号；

根据所述多个符号产生发送信号；

将所述发送信号发送到通信信道上；

在接收器上从通信信道接收所述发送信号，并且从中产生接收信号；

在接收器上通过对所述接收信号进行循环移位从而对所述接收信号进行解码，其中针对每次循环移位，将接收信号与对应于扩展波形的模板相关以便产生相关累加和；并且

根据对应于最大相关累加和的偏移确定接收数据。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述解码步骤包括的步骤有：

循环移位各个接收符号；

针对接收符号的每次循环移位，将接收符号与对应于扩展波形的模板相关以便产生相关累加和；

产生对应于最大相关累加和的偏移索引；并且

解码偏移索引以产生原始发送数据。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述解码步骤包括的步骤有：

循环移位各个接收符号；

针对接收符号的每次循环移位，将接收符号与对应于扩展波形的模板相关；

产生分别对应于正相关累加和和负相关累加和的第一偏移索引和第二偏移索引；

分别解码所述第一偏移索引和所述第二偏移索引以产生第一数据输出和第二数据输出；和

根据所述正相关累加和和所述负相关累加和中的最大值输出所述第一偏移索引或所述第二偏移索引。

6.一种通过通信信道通信的扩展频谱通信系统，包括：

与通信信道相连的发送器，所述发送器产生多个符号，其中根据基于所述符号所传送的数据的量值对扩展波形进行循环移位，从而使用所述扩展波形构成各个符号；以及

与通信信道相连的接收器，所述接收器从通信信道接收信号并且通过循环移位所述接收信号对所述多个符号进行解码，其中针对各个循环移位，使接收信号与对应于扩展波形的模板相关以便产生相关累加和，并且根据对应于最大相关累加和的偏移确定接收数据。

7.如权利要求6所述的系统，其中所述解码步骤包括的步骤有：

将各个接收符号循环移位一个总量值，该量值等于一个符号的长度；

针对接收符号的每次循环移位，将接收符号与对应于扩展波形的模板相关；

产生分别对应于正相关累加和和负相关累加和的第一偏移索引和第二偏移索引；

分别解码所述第一偏移索引和所述第二偏移索引以产生第一数据输出和第二数据输出；和

根据所述正相关累加和和所述负相关累加和中的最大值输出所述第一偏移索引或所述第二偏移索引。

8.如权利要求7所述的系统，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

9.如权利要求7所述的系统，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

10.一种根据输入位流并且使用扩展波形产生通过通信信道发送的扩展频谱信号的方法，所述方法包括的步骤有：

根据输入位流构成偏移索引；

根据以下等式确定初始索引：

根据初始索引对扩展波形进行循环移位；和

向通信信道发送经过循环移位的扩展波形。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

12.如权利要求10所述的方法，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

13.如权利要求10所述的方法，其中所述构成偏移索引的步骤进一步包括对输入位流求差分以产生差分偏移索引的步骤。

14.一种根据输入位流并且使用扩展波形产生通过通信信道发送的信号的发送器，包括：

根据输入位流中的各个n位分组构成偏移索引的装置；

根据偏移索引确定初始索引的装置；

根据初始索引对扩展波形进行循环移位的装置；

通过通信信道发送经过循环移位的扩展波形的装置；和

其中n为大于0的正整数。

15.如权利要求14所述的发送器，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

16.如权利要求14所述的发送器，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

17.如权利要求14所述的发送器，其中所述对扩展波形进行循环移位的装置包括：

适于接收初始索引的计数装置；和

输出对应于所述计数装置的输出的扩展波形样本点的查找表装置。

18.如权利要求14所述的发送器，还包括对输入位流求差分以产生差分偏移索引的差分器。

19.一种与通信信道相连以便接收被编码成多个符号的数据的接收器，其中根据特定符号时间内发送的数据的量值对扩展波形进行循环移位，从而使用所述扩展波形构成各个符号，所述接收器包括：

将接收输入信号分成一或多个频段的信号分割装置，所述信号分割装置输出一或多个带通信号，各个带通信号与单独的频段相关联；

对所述一或多个带通信号进行采样的采样装置；

对各个采样装置的输出进行循环移位的多个移位装置，其中，每个移位装置具有多个抽头；

多个相关装置，其中每个相关装置与一个所述移位装置的输出相连，所述相关装置使用对应于扩展波形的模板针对所述移位装置的各次循环移位产生一或多个频段相关累加和，各个相关累加和对应于不同的频段；

累加所述一或多个频段相关累加和以产生总相关累加和的累加装置；

确定在某时间段内计算的多个总相关累加和中的最大相关累加和的最大相关检测装置；和

对与所述最大相关累加和相关联的偏移索引进行解码，并且产生解码偏移索引输出的数据解码装置。

20.如权利要求19所述的接收器，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

21.如权利要求19所述的接收器，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

22.如权利要求19所述的接收器，还包括使所述相关装置与符号时间同步的装置。

23.如权利要求19所述的接收器，还包括与所述最大相关检测装置的输出相连的差分器，所述差分器产生对应于两个连续循环移位扩展波形之间的时间差的差分偏移索引。

24.如权利要求19所述的接收器，还包括与所述数据解码装置的输出相连的积分器，所述积分器对所述数据解码装置的输出进行积分。

25.如权利要求19所述的接收器，其中所述信号分割装置包括一或多个带通滤波器，各个带通滤波器具有基于其所对应的频段的带宽和中心频率。

26.如权利要求19所述的接收器，其中所述采样装置包括一位模数转换器。

27.如权利要求19所述的接收器，其中所述采样装置包括比较器和采样电路。

28.如权利要求19所述的接收器，其中所述采样装置包括产生同相I数据流与正交Q数据流的装置，其中所述Q数据流相对于所述I数据流被延迟了预定的时间量。

29.如权利要求19所述的接收器，其中所述相关装置包括复数相关装置。

30.如权利要求29所述的接收器，其中所述复数相关装置包括对所述复数相关的结果执行非线性函数运算的装置。

31.如权利要求30所述的接收器，其中所述非线性函数包括平方函数。

32.如权利要求19所述的接收器，还包括使所述相关装置与符号时间保持同步的跟踪装置。

33.一种接收被编码成多个符号并且通过通信信道发送的数据的方法，其中根据特定符号时间内发送的数据的量值对扩展波形进行循环移位，从而使用所述扩展波形构成各个符号，所述方法包括的步骤有：

将接收输入信号分割成多个频段，产生多个带通信号，各个带通信号均与单独的频段相关联；

对所述多个带通信号进行采样以产生样本流；

对各个频段的所述样本流进行循环移位；

使用对应于扩展波形的模板对各个频段的循环移位样本流进行相关，以便产生多个频段相关累加和；

累加多个频段相关累加和，以便产生多个相关累加和；

确定所述多个相关累加和中的最大相关累加和；和

对与所述最大相关累加和相关联的偏移索引进行解码，并且产生偏移索引解码输出。

34.如权利要求33所述的方法，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

35.如权利要求33所述的方法，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

36.如权利要求33所述的方法，在所述确定最大相关累加和步骤之后、解码步骤之前，还包括使所述相关与符号时间同步的步骤。

37.如权利要求33所述的方法，在所述确定最大相关累加和步骤之后、解码步骤之前，还包括对所述偏移索引求差分以产生对应于两个连续循环移位扩展波形之间的时间差的差分偏移索引的步骤。

38.如权利要求33所述的方法，还包括对解码步骤的输出进行积分的步骤。

39.如权利要求33所述的方法，其中所述分割步骤包括对具有基于各个频段的带宽和中心频率的各个频段进行带通滤波的步骤。

40.如权利要求33所述的方法，其中所述采样步骤包括提供一位模数转换器并且使用一位模数转换器对各个通带信号进行处理的步骤。

41.如权利要求33所述的方法，其中所述采样步骤包括提供比较器和采样电路并且使用比较器和采样电路对各个通带信号进行处理的步骤。

42.如权利要求33所述的方法，其中所述采样装置的步骤包括产生同相I数据流与正交Q数据流的步骤，其中所述Q数据流相对于所述I数据流被延迟了预定的时间量。

43.如权利要求33所述的方法，其中所述相关步骤包括对所述样本流进行复数相关。

44.如权利要求43所述的方法，其中所述复数相关步骤包括对所述复数相关的结果进行非线性函数处理的步骤。

45.如权利要求44所述的方法，其中所述非线性函数包括平方函数。

46.如权利要求33所述的接收器，还包括使所述相关与符号时间保持同步的步骤。

47.一种在通过通信信道进行通信、包含均与通信信道相连的发送器和接收器的扩展频谱通信系统中同步接收器的方法，该方法包括步骤：

向所述通信信道发送多个扩展波形，其中所述多个扩展波形彼此之间具有零差分偏移；

从所述通信信道接收所述多个扩展波形以便产生接收信号；和

解码所述接收信号，并且在接收至少预定数量的、之间具有零差分偏移的扩展波形时表明建立同步。

48.如权利要求47所述的方法，其中所述扩展波形包括线性调频脉冲波形。

49.如权利要求47所述的方法，其中所述扩展波形包括由多个单独线性调频脉冲构成的超级线性调频脉冲波形。

50.如权利要求47所述的方法，其中各个扩展波形具有零移位偏移。

51.一种在从发送器到接收器的通信信道上进行通信的方法，其中发送器和接收器均与通信信道相连，该方法包括步骤：

在发送器上产生多个符号，其中根据基于所述符号所传送的数据的量值对扩展波形进行循环移位，从而使用所述扩展波形构成各个符号；

根据所述多个符号产生发送信号以便通过所述通信信道发送出去；

在接收器上从通信信道接收所述发送信号，并且从中产生接收信号；和

在接收器上通过使接收信号与对应于扩展波形的模板相关对所述接收信号进行解码，以便产生表示扩展波形的连续循环移位之间的时间偏移的差分偏移索引。

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