JPH10303783A

JPH10303783A - スペクトル直接拡散通信システムにおける復調装置及び同システムにおける相関器

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Publication number: JPH10303783A
Application number: JP10782197A
Authority: JP
Inventors: Naoki Okamoto; 直樹岡本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-04-24
Filing date: 1997-04-24
Publication date: 1998-11-13
Anticipated expiration: 2017-04-24
Also published as: US6212223B1; EP0874471A3; DE69838046D1; EP0874471B1; DE69838046T2; EP0874471A2; JP3408944B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スペクトル直接拡散通信システムの復調にお
いて、伝送誤りの低下、特性の向上を行う複数サンプリ
ングにともない増加する消費電力を少くし該特性の向上
を図る。【解決手段】シフトレジスタ（１）〜（４）は直列に
最大４サンプルを考え、４ｋ（ｋ：拡散率）分用意し入
力拡散信号を展開し、これにレプリカ発生部２₁からの
拡散符号レプリカ信号を乗算、各ｋ個分の加算Σ１〜Σ
４を、しその結果をさらに加算し、相関器出力を得る。
この時、シフトレジスタ，加算器，レプリカ発生部は受
信条件で決まるサンプル数に応じ制御信号で制御され
る。１チップ３サンプルではシフトレジスタ（４）は停
止し、レプリカには（１，１，１，−１，−１，−１，
１，１，１，１，１，１，−１，−１，−１，ＮＡ，Ｎ
Ａ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ）が用意され加算器Σ４のみ停止
し、シフトレジスタ（１）（２）（３）に入っている信
号から相関器出力が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信、ある
いは有線通信に関し、より詳細には、直接拡散を用いた
スペクトル拡散通信方式に関し、デジタルデータの伝送
に広く用い得る受信号をサンプリングする方式による当
該通信の復調装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、無線データ通信には、種々の変調
方式が用いられているが、その中でも、スペクトル拡散
通信方式は、新しい通信方式として、注目されている。
一般のデータ通信に用いられる変調方式は、狭帯域変調
方式であり、比較的小型の回路で実現できるが、室内
（オフィス，工場等）のように、マルチパスや狭帯域の
有色雑音に対しては弱いという問題点をもつ。これに対
して、スペクトル拡散通信方式は、データを担う信号の
伝送スペクトルを拡散符号によって拡散し、広帯域で伝
送するため、これらの問題点を解消できるという利点を
もつ。このようなスペクトル拡散通信方式の中でも、直
接拡散（ＤＳ）方式は、すでに一部で実用化されてい
る。

【０００３】以下、スペクトル直接拡散通信方式に関
し、添付図にしたがってその構成を説明する。図１７及
び図１８は、この構成の一例を示すもので、ＤＳ方式の
通信に使用される通信機の送信側（図１７）及び受信側
（図１８）を示すブロック図である。この例は、ＢＰＳ
Ｋ変調方式によって変調され、送信された信号を復調す
る通信機を示すものである。図１７における送信側で
は、データ発生部１０１からの送信すべきデータは、拡
散符号発生部１０２ｃで発生した拡散符号を用いて、拡
散部１０２にて拡散する。拡散符号の符号長をｋとする
と、データはｋ倍に拡散される。この拡散されたデータ
を“拡散データ”と呼ぶことにする。送信するデータは
データ単位が１ビットと呼ばれるのに対し、拡散データ
はデータの単位が１チップと呼ばれる。つまり、１ビッ
トがｋチップになる。この後、拡散データは、ＰＦ発振
器１０３ｓからの発振信号を変調部１０３にて変調し、
図には示していない無線回路を経て、アンテナから送出
される。一方、受信側では、図には示していない無線回
路のアンテナにて電波を受信し、ＩＦ信号へと変換され
る。

【０００４】受信機においては、受信したＩＦ信号は、
２分配器１０４で２分配されて、各々、乗算器１０５，
１０６に入力される。乗算器１０５，１０６では、ロー
カル信号発振器（ＶＣＯ）１０７からのローカル信号の
ｃｏｓ，ｓｉｎ成分を用いて、ベースバンドのＩ成分，
Ｑ成分に変換する。ここでは、ローカル信号発振器１０
７のｓｉｎ成分，ｃｏｓ成分を用いて、Ｉ成分，Ｑ成分
に変換したが、信号線やローカル信号の一方を９０度位
相回転する位相器を用いて、Ｉ成分，Ｑ成分に変換する
方法もある。この後、ベースバンドのＩ成分，Ｑ成分
は、Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９にてサンプリン
グ、量子化されてデジタルデータに変換される。このデ
ータはデジタル相関器１１０，１１１に入力されて相関
を取り、その相関出力はタイミング検出器１１２、なら
びにラッチ回路１１３，１１４に送られる。タイミング
検出器１１２は相関スパイクを検出し、そのタイミング
で各々の相関出力をラッチ回路１１３，１１４でラッチ
し、復調器１１５で復調しデータを得る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】このような受信機の構
成において、サンプリングは、１チップ当たり２サンプ
ルや３サンプル等の複数のサンプリングが、データやチ
ップとは無相関に行われる。これは、スペクトル拡散通
信の場合、逆拡散前のＣ／Ｎが極めて低く、逆拡散前に
クロック再生等が困難であるためである。そして、相関
器では、この全サンプリングの値を用いて相関を取る。
したがって、デジタル相関器において、１チップ２サン
プルの場合には、２ｋ個分のサンプル値を用いて相関を
とることになる。この場合のベースバンドでのサンプリ
ングの様子を図１９に示すとともに、チップのアイパタ
ーンをサンプリングと関係付けて表わしている。本来、
アイパターンの中央値がもっともアイが広く、一方、両
端に近づくにしたがって、アイが小さくなる。一般に、
デジタル通信において、誤り率の理論値とは、このアイ
パターンの中心（図１９，参照）で測ったときの値であ
る。図１９には、１チップ２サンプルした例を示してい
る。図１９中のタイミングＡでは、アイパターンに対し
て、ほぼ、均等に２サンプルできている様子をサンプリ
ング点の（ア），（イ）で示している。この場合、中央
に比べて多少アイが小さくなっているものの、両方のサ
ンプリング点とも有効なサンプリングとなっている。

【０００６】一方、図１９中のタイミングＢにおいて
は、サンプリング点の（ウ）は、アイパターンの中心を
サンプリングしているので、振幅がよいが、サンプリン
グ点（エ）においては、チップの変わり目をサンプリン
グしているために、サンプリング点（エ）の値はほとん
ど無効なものとなってしまう。このため、従来例のよう
に、１チップ２サンプルをチップのタイミングと無相関
にサンプリングする場合、サンプリングするタイミング
によっては、特性を劣化してしまうという問題点を生じ
ていた。また、本願の発明者は、データをシリアルパラ
レル変換し、同一の拡散符号で拡散し、多重して通信す
る方式を提案している。これは、限られた帯域で高速伝
送を行う手段として、拡散した信号を遅延して多重する
方式（以下、“遅延多重方式”と呼ぶ）である。この方
式を用いることによって、限られた帯域で高速伝送がで
きるようになり、ここでは、２多重すると４ＭＢＰＳの
データが、５多重すると１０ＭＢＰＳのデータが通信で
きるようになる。

【０００７】この遅延多重方式の送信系の構成の一例を
図２０に示す。以下、図２０にしたがってその構成を説
明すると、データ発生部１２１で発生したデータは、差
動符号化部１２２で差動符号化され、その後、Ｓ／Ｐ変
換部１２３で多重する数にパラレル変換され、それぞれ
に、乗算部１２４−１〜１２４−５でＰＮ発生器１２５
からのＰＮ符号をかけて拡散する。その後、遅延素子１
２６−１〜１２６−５にて、各々遅延する。そして、そ
れらを合波器１２７で合波して、多値のデジタル信号と
したもので、ＲＦ発振器１２９からの発振信号を変調器
１２８にて変調して、周波数変換部１３０で周波数変換
し、電力増幅部１３１等を経て、送信される。このよう
にすることで、遅延多重した通信システムの送信側にお
いて、この多重した信号を受信，復調することにより高
速のデータ通信を行うことができるようになる。

【０００８】また、遅延多重方式におけるアイパターン
を図２１に示す。この場合、通信されている信号は、多
値の信号となるので、さらにデータの変わり目でサンプ
リングした場合、その誤りは大きくなってしまう。多重
しない場合には、アイパターンの規格値を１とすると、
１から−１に変わるだけなので、データの変わり目にお
いても、１が０になるだけであるが、多重している場
合、図２１に示されるように、１から５に変化するよう
になるので、この場合には、１が３になってしまうため
に、大きな劣化原因となっていた。また、この劣化原因
を回避する手段として、サンプリング数をあげることが
考えられる。これは、図２０のような多重化構成だけで
はなく、異なった符号で拡散し多重する一般的なＣＤＭ
Ａ通信でも同じことがいえる。１チップ３サンプルした
場合、データ変わり目に１サンプル分がある場合におい
ても、２サンプル分については有効になる。１チップ２
サンプルの場合が、有効サンプルが１／２に対して、１
チップ３サンプルの場合には、２／３が有効となるの
で、その分改善が見込まれることになる。さらに、１チ
ップ４サンプルにした場合には、３／４チップが有効と
なり、特性の改善が見込まれる。しかし、一方でサンプ
ル数を増やした分の消費電力が上がってしまうという問
題点が生じることになる。

【０００９】複数サンプリングによる従来の相関器の構
成が図２２に示されている。図２２において、１１６は
シフトレジスタ、１１７は拡散符号データを持つレプリ
カ、１１８−１〜ｎはサンプル数分の乗算器、１１９は
乗算器１１８−１〜ｎ出力の加算器である。相関器は入
力側にサンプリング数分のシフトレジスタ１１６を持ち
入力した信号のデータを保持する。このシフトレジスタ
１１６は、各サンプル毎に、入力した信号分（１サンプ
ル３ビットなら３つ、４ビットなら４つ）の回路が必要
なため、その消費電力は大きくなっていた。相関器の場
合、ほとんどの回路がシフトレジスタで占められるた
め、２サンプルと４サンプルでは、ほぼ２倍の消費電力
となっていた。本発明は、スペクトル直接拡散通信シス
テムにおける上述した従来技術における問題点に鑑みて
なされたもので、伝送誤りを低下させ、特性を向上させ
ることを可能とする複数サンプリング手法において、サ
ンプリング数を多くすることにともなって増加する消費
電力を最小限にして該特性の向上を図ることをその解決
すべき課題とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、拡散
符号で直接拡散をしたベースバンド領域の入力拡散信号
について１チップあたり所定数のサンプリングを行うサ
ンプリング手段を有し、該サンプリング手段で得た離散
サンプル信号をもとに逆拡散をし、復調を行うスペクト
ル直接拡散通信システムにおける復調装置において、前
記サンプリング手段として制御信号によりそのサンプリ
ング数が制御可能なものを用いるようにしたものであ
る。

【００１１】請求項２の発明は、拡散符号で直接拡散を
したベースバンド領域の入力拡散信号について１チップ
あたり所定数のサンプリングを行うサンプリング手段を
有し、該サンプリング手段で得た離散サンプル信号をも
とに逆拡散をし、復調を行うに際し、該離散サンプル信
号について前記拡散符号の１符号分に相当する基準拡散
信号を用意し、各チップについて該離散サンプル信号と
該基準拡散信号とを乗算し、得た各チップでの乗算結果
を加算することによりそれらの間の相関をとるスペクト
ル直接拡散通信システムにおける相関器において、前記
サンプリング手段によってサンプリングされたデータを
入力とし、１チップあたりの最大のサンプリング数分直
列に接続されたシフトレジスタと、前記基準拡散信号の
レプリカとして同一チップあたりのサンプリング数に応
じた個数の同一のレプリカ信号を発生させるレプリカ信
号発生手段とを備えるようにしたものである。

【００１２】請求項３の発明は、拡散符号で直接拡散を
したベースバンド域領の入力拡散信号について１チップ
あたり所定数のサンプリングを行うサンプリング手段を
有し、該サンプリング手段で得た離散サンプル信号をも
とに逆拡散をし、復調を行うに際し、該離散サンプル信
号について前記拡散符号の１符号分に相当する基準拡散
信号を用意し、各チップについて該離散信号と該基準拡
散信号とを乗算し、得た各チップでの乗算結果を加算す
ることによりそれらの間の相関をとるスペクトル直接拡
散通信システムにおける相関器において、前記サンプリ
ング手段によってサンプリングされたデータを入力と
し、１チップあたりの最大のサンプリング数分並列に接
続されたシフトレジスタと、前記基準拡散信号のレプリ
カとして同一チップあたりのサンプリング数に応じた個
数の同一のレプリカ信号を発生させるレプリカ信号発生
手段とを備えるようにしたものである。

【００１３】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記入力拡散信号の信号レベルが有する多値数に対
応して前記サンプリング数を制御する制御信号を発生さ
せるようにしたものである。

【００１４】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、前記入力拡散信号として通信方式等を規定するデー
タを含む一重部とそれに続く多重部とからなる既定のデ
ータフォーマットに従う信号が入力される場合に、前記
サンプリング数を制御する制御信号として前記一重部に
対応して予め設定されたサンプリング数を制御する制御
信号を、また、前記多重部に対応して多重拡散信号の信
号レベルが有する多値数に応じるサンプリング数を制御
する制御信号をそれぞれ発するようにしたものである。

【００１５】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、前記入力拡散信号として通信方式等を規定するデー
タを含む一重部とそれに続く多重部とからなる限定のデ
ータフォーマットに従う信号が入力される場合に、前記
多値数として前記一重部に組み込まれて送信される多値
数を識別して得た多値数を用いることにより、前記多重
部における前記サンプリング数を制御する制御信号を発
生させるようにしたものである。

【００１６】請求項７の発明は、拡散符号で直接拡散を
したベースバンド領域の入力拡散信号について１チップ
あたり所定数のサンプリングを行うサンプリング手段を
有し、該サンプリング手段で得た離散サンプル信号をも
とに逆拡散をし、復調を行うスペクトル直接拡散通信シ
ステムにおける復調装置において、前記サンプリング手
段によって１チップあたり所定数のサンプリングを行
い、得た離散サンプル信号のうち、各チップについて前
記所定数に満たない数のサンプル分を選択するサンプル
信号選択手段を備え、該サンプル信号選択手段により選
択されたサンプル信号のみ逆拡散し、復調するようにし
たものである。

【００１７】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記サンプル信号選択手段は、前記サンプリング手
段によりサンプリングされた全サンプル信号による相関
信号を加算して得られる逆拡散信号に基づきサンプリン
グクロックの再生を行うクロック再生回路において検出
される相関信号の生じるタイミングを用いてサンプル信
号を選択するようにしたものである。

【００１８】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記全サンプル信号による相関信号を加算して得ら
れる逆拡散信号として前記サンプリング手段により得た
各チップの所定数のサンプル信号を１サンプル分ずつ逆
拡散した信号を加算することによって得るようにしたも
のである。

【００１９】請求項１０の発明は、請求項８又は９の発
明において、１チップあたり偶数サンプリングし、受動
型の相関器を用いて逆拡散する場合、前記クロック再生
回路において検出される相関信号の生じるタイミングを
クロック再生の中心の前後のタイミングにおける相関Ｍ
ＡＧ出力を比較することにより、その比較結果から大き
い相関ＭＡＧ出力の方のサンプル信号を選択するように
したものである。

【００２０】請求項１１の発明は、請求項８又は９の発
明において、１チップあたり奇数サンプリングし、受動
型の相関器を用いて逆拡散する場合、前記クロック再生
回路において検出される相関信号の生じるタイミングを
クロック再生のタイミングそのものとし、これを用い離
散サンプル信号を選択するようにしたものである。

【００２１】請求項１２の発明は、請求項８ないし１１
のいずれかの発明において、前記クロック再生回路にお
いて、相関信号の生じるタイミングを検出するための相
関信号の積分手段を有し、該積分手段としてクロック再
生の積分手段と別にサンプル信号を選択するための積分
手段を備えるようにしたものである。

【００２２】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、サンプル信号を選択するための前記積分手段に
おける離散サンプル信号に応じる積分数は当該通信シス
テムに用いている発振器の精度を基準に、データレー
ト，拡散レートを変数として選び、設定するようにした
ものである。

【００２３】請求項１４の発明は、請求項７ないし１３
のいずれかの発明において、前記入力拡散信号として同
一の拡散符号を用いて拡散され、遅延多重されている信
号が入力される場合に、前記サンプル信号選択手段の動
作に従って選択されるサンプル信号を前記遅延多重され
ている信号のブロック単位ごとに可変とし、該ブロック
単位期間内ではサンプル信号の選択状態を維持するよう
にしたものである。

【００２４】請求項１５の発明は、請求項７ないし１４
のいずれか記載のスペクトル直接拡散通信システムにお
ける復調装置の前記サンプリング手段として請求項１，
４，５又は６のいずれか記載のスペクトル直接拡散通信
システムにおける復調装置のサンプリング手段を用いる
ようにしたものである。

【００２５】本発明においては、サンプリングの数を可
変できる手段を有し、制御信号により、サンプリング数
を変えることで、消費電力と特性を考慮したサンプリン
グ数を設定し動作させることができる。さらに、本発明
では、最大のサンプリング数分のシフトレジスタを直列
に接続し、その数だけのレプリカを発生させ、外部から
与えられる制御信号によってサンプリング数を変化させ
るようにしている。また、最大のサンプリング数分のシ
フトレジスタを拡散符号のチップ数ずつをサンプル数分
だけ並列に接続し、外部から与えられる制御信号によっ
て動作させることによって、サンプリング数を変化でき
る。また、送信している信号が、いくつかの拡散した信
号を加算した多値の信号レベルを有する場合において、
その制御するサンプリング数は、多値数によって変える
ことで、多値数ごとに最適な特性を得ることができる。
また、データフォーマットにおいて、多重は行わない部
分と、同一の拡散符号で拡散した信号を、任意の数チッ
プずつ遅延した複数系列の信号を多重して送信するシス
テムで、サンプリング数は、一重部と、多重部でかえる
ことで、双方で最適な特性を得ることができる。また、
多重数を組み込み送信し、受信側でこの情報から多重数
を識別し、それに応じて、多重部分からサンプリング数
を切り替えることもできる。

【００２６】また、復調には、１チップ数サンプル（ｋ
サンプル）でサンプリングした信号のうち、各チップに
ついて１サンプル分、またはｍサンプル分（ｋ＞ｍ）の
み逆拡散に用いることで、Ｃ／Ｎのよいところのみの復
調ができるようになる。また、その選ぶ手段は、全サン
プル加算して得られる逆拡散信号を用いてクロック再生
を行うクロック再生回路を用いることで、もっともＣ／
Ｎのよいところを選択できる。また、前記発明におい
て、全サンプル加算する逆拡散は、１サンプル分ずつ逆
拡散した信号を加算することによって得ることで、回路
を共通化できる。また、その選択方法は、１チップ２サ
ンプル等の偶数サンプルする場合において、その選択方
法は、クロック再生の中心の前後のタイミングのＭＡＧ
出力を比較し大きい方を選び、前の方が大きければ前の
サンプリングを、後ろの方が大きければ後ろの方を選ぶ
ことで、確実にアイパターンのＣ／Ｎの良い方を選ぶこ
とができる。また、その選択方法は、１チップ３サンプ
ル等の奇数サンプルする場合において、その選択方法
は、クロック再生のタイミングのサンプリングを用いる
ことで、確実にアイパターンのＣ／Ｎの良い方を選ぶこ
とができる。また、その選択の積分は、クロック再生の
積分と変えることで、より高速に切換えることが可能に
なる。また、積分数は通信システムに用いている発振器
の精度を基準に、データレート、拡散レートを基準に選
ぶことで、システムに応じた切換えができる。また、送
受信しているシステムが多重しているシステムにおいて
は、多重のブロックの単位ごとに選択することで、相互
の干渉のキャンセルを良好に行うことができる。また、
サンプリング数の選択とサンプリングしたうちから復調
に用いる信号の選択を組み合わせることにより、低消費
電力で、特性のよいシステムを構築できる。

【００２７】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態を図１に
基づき説明する。図１は、本発明による相関器の一実施
形態の回路構成を示すものである。なお、上述した図２
２に示す従来の相関器の回路構成が参照されるが、この
従来の相関器において、入力されるサンプリングされた
ベースバンド信号は、シフトレジスタ１１６に次々とた
められていく。ここで、拡散率がｋであるとすると、１
チップ２サンプルでサンプリングすると、シフトレジス
タの個数は、２ｋとなり、さらに、入力される信号が、
多ビットのデジタル値であれば、その分のビット数ずつ
各々のシフトレジスタは有することになる。各シフトレ
ジスタにためられた信号は、レプリカ１１７と各乗算器
１１８−１〜１１８−ｎで乗算される。レプリカ１１７
は、拡散符号そのもので、１チップ２サンプルの場合に
は、レプリカも、（１，２）と（３，４）と（５，６）
…と二つずつ同じ符号をかけていく。具体的には、拡散
符号が（１，−１，１，１，−１）だとすると、レプリ
カは、（１，１，−１，−１，１，１，１，１，−１，
−１）となる。

【００２８】一方、本発明のこの実施形態においては、
制御信号により、サンプリング数を可変できるようにし
ている。図１では、サンプリング数を２，３，４と３種
類に変えられる例を示している。サンプリングされた入
力信号は、シフトレジスタ（１）１₁−１〜（４）１₁−
４に入力される。このシフトレジスタ（１）１₁−１〜
（４）１₁−４の長さは、拡散符号長に１チップの最大
サンプリング数を乗じたものである。この図では、シフ
トレジスタ（１）１₁−１〜（４）１₁−４は、最大４サ
ンプルすることを考えて、４ｋ（ｋ：拡散率／チップ
数）分のシフトレジスタ（１）１₁−１〜（４）１₁−４
を用意している。また、各々のシフトレジスタ（１）１
₁−１〜（４）１₁−４に入っている信号は、レプリカ発
生部２₁からのレプリカ信号と乗算し、各ｋ個分の加算
（（Σ１）〜（Σ４））をする。そののち、各加算結果
をさらに加算して、相関器出力を得る。また、シフトレ
ジスタ（１）１₁−１〜（４）１₁−４，加算器３₁−１
ａ〜１ｌｋ，３₁−２ａ〜２ｋ，３₁−３ａ〜３ｋ，３₁
−４ａ〜４ｋ，レプリカ発生部２₁は、制御信号によっ
て、コントロールできるようになっている。

【００２９】さて、ここで、サンプリング数が２，３，
４の時の各部の動作をより詳細に説明する。１チップ２
サンプルにおいては、制御信号により、シフトレジスタ
（３）１₁−３，シフトレジスタ（４）１₁−４は停止し
ている。なお、ここでシフトレジスタ（１），（２），
（３）及び（４）は、各々ｋ個ずつのブロックで構成さ
れる。レプリカ２₁には（１，１，−１，−１，１，
１，１，１，−１，−１，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ，Ｎ
Ａ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ）が用意されてい
る。なお、ＮＡとは、どちらでもよいこと（１，０，−
１）を示している。また、加算器（Σ１）４₁−１及び
（Σ２）４₁−２は動作し、同（Σ３）４₁−３及び（Σ
４）４₁−４は停止している。その結果、シフトレジス
タ（１）１₁−１及び（２）１₁−２に入っている信号の
みが、レプリカ（１チップ２サンプル分）とそれぞれ乗
算器３₁−１ａ〜ｋ及び３₁−２ａ〜ｋで乗算され、加算
し、出力され、従来例と同等の相関器出力が得られる。

【００３０】また、１チップ３サンプルにおいては、制
御信号により、シフトレジスタ（４）１₁−４は停止し
ている。レプリカ２₁には（１，１，１，−１，−１，
−１，１，１，１，１，１，１，−１，−１，−１，Ｎ
Ａ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ，ＮＡ）が用意されている。ま
た、加算器は、加算器（Σ４）４₁−４のみ停止してい
る。その結果、シフトレジスタ（１），（２）及び
（３）に入っている信号のみが、レプリカ２₁（１チッ
プ３サンプル分）と乗算され、加算し、相関器出力が得
られる。

【００３１】１チップ４サンプルにおいては、制御信号
により、シフトレジスタ（１）〜（４）はすべて動作し
ている。レプリカには（１，１，１，１，−１，−１，
−１，−１，１，１，１，１，１，１，１，１，−１，
−１，−１，−１）が用意されている。また、加算器
（Σ１）〜（Σ４）は、すべて動作している。その結
果、シフトレジスタ（１），（２），（３）及び（４）
に入っている信号が、レプリカ２₁（１チップ４サンプ
ル分）と乗算され、加算し、相関器出力が得られる。こ
のように、本発明を用いることで、１チップに対するサ
ンプリング数を変えることが可能になる。この結果、シ
フトレジスタや加算器は、１から４まである場合に、良
い特性を得たいときには、４サンプル方式を用いること
ができ、一方、特性が多少劣化しても、低消費電力が望
ましいときには、２サンプル方式に変えることができる
ようにして、停止させるときにクロックの供給を止める
ことで、消費電力は約半分にすることができる。

【００３２】また、本発明による他の相関器の一実施形
態の回路構成を図２に示す。図２において、サンプリン
グされた入力信号は、切換器６₂を通して、シフトレジ
スタ（１）１₂−１〜（４）１₂−４に入力される。な
お、このシフトレジスタの長さは拡散符号長と同じであ
る。図２では、シフトレジスタは、最大４サンプルする
ことを考えて、４個分のシフトレジスタを用意してい
る。切換器６₂は、各サンプリング毎に切換え、（１）
１₂−１〜（４）１₂−４順次入力される。また、各々の
シフトレジスタ（１）〜（４）に入っている信号は、レ
プリカ発生部２₂からのレプリカ信号と乗算し、各ｋ
（拡散率）個分の加算（Σ１）〜（Σ４）をする。その
のち、各加算結果をさらに加算して、相関器出力を得
る。また、シフトレジスタ（１）〜（４），加算器３₂
−１ａ〜１ｋ，３₂−２ａ〜２ｋ，３₂−３ａ〜３ｋ，３
₂−４ａ〜４ｋ，レプリカ発生部２₂は、制御信号によっ
て、コントロールできるようになっている。

【００３３】さて、ここで、サンプリング数が２，３，
４の時の各部の動作を説明する。１チップ２サンプルに
おいては、制御信号により、切換器６₂は、シフトレジ
スタ（１）１₂−１，シフトレジスタ（２）１₂−２にの
み、交互に切換えて信号を入力される。奇数サンプルが
シフトレジスタ（１）に、偶数サンプルがシフトレジス
タ（２）に入力される。一方、シフトレジスタ（３）及
び（４）は停止している。レプリカ発生部２₂からのレ
プリカ信号には、先ほどと同じ拡散符号であるとする
と、（１，−１，１，１，−１）が用意されている。ま
た、加算器は、（Σ１）４₂−１，（Σ２）４₂−２は動
作し、（Σ３）４₂−３，（Σ４）４₂−４は停止してい
る。その結果、シフトレジスタ（１）及び（２）に入っ
ている信号のみが、レプリカ信号と乗算器３₂−１ａ〜
ｋ，３₂−２ａ〜ｋされ、加算し、出力され、従来例と
同等の相関器出力が得られる。

【００３４】１チップ３サンプルにおいては、制御信号
により、切換器６₂は、シフトレジスタ（１），シフト
レジスタ（２）及びシフトレジスタ（３）に順次切換え
て拡散信号が入力される。一方、シフトレジスタ（４）
はその制御信号により動作を停止させている。レプリカ
発生部２₂には、同様に（１，−１，１，１，−１）が
用意されている。また、加算器は、その中の（Σ４）４
₂−４が停止されている。その結果、シフトレジスタ
（１），（２）及び（３）に入っている信号のみが、レ
プリカ信号と乗算され、加算し、出力される。さらに、
１チップ４サンプルにおいては、制御信号により、切換
器は、シフトレジスタ（１），シフトレジスタ（２），
シフトレジスタ（３）及びシフトレジスタ（４）に順次
切換えて拡散信号が入力される。レプリカ発生部２₂に
は、同様にレプリカ信号（１，−１，１，１，−１）が
用意されている。その結果、シフトレジスタ（１），
（２），（３）及び（４）に入っている信号が、レプリ
カと乗算され、加算し、出力される。

【００３５】このように、本発明を用いることで、先ほ
どと同様に１チップに対するサンプリング数を変えるこ
とが可能になる。この結果、シフトレジスタや加算器は
１から４まである場合に、良い特性を得たいときには、
４サンプル方式を用いることができ、一方、特性が多少
劣化しても、低消費電力が望ましいときには、２サンプ
ル方式に変えることができるようにして、停止させると
きにクロックの供給を止めることで、消費電力は、約半
分にすることができる。

【００３６】また、多重方式によるスペクトル直接拡散
システムにおけるサンプリング数可変相関器の一実施形
態を図３にもとづき説明する。この実施形態では、前記
したサンプリング数可変相関器７は、多重数の信号によ
って、復調に用いるサンプリング数を決定する制御信号
発生部８を持つ。従来技術における問題点として述べた
ように、多重する通信システムにおいては、多重数によ
って、特性と消費電力のトレードオフ点となるサンプル
数が存在する。前述のようにサンプル数を多くすると、
誤り率特性が向上するが、一方で消費電力の増大を招
く。本システムを携帯端末等に用いる場合には、消費電
力は、バッテリ駆動時間にかかわってくるので大切な要
素となる。一般に必要とされる誤り率は決まっているの
で、それを超えない範囲でサンプル数を減らすことで、
低消費電力と誤り率低減化の要求の両方を満たすことが
できるようになる。例えば、１多重なら２サンプル、２
多重，３多重では３サンプル、４多重，５多重では４サ
ンプル等である。このように、予め必要とされる誤り率
に対応した、多重数対サンプル数を設定しておき、図３
のように、多重数を与えることで、制御信号発生部８で
は、サンプル数可変相関器７に制御信号を与える。この
結果、サンプリング数を各多重数毎に選ぶことができる
ようになり、電力に無駄のない最適な復調ができるよう
になる。

【００３７】本発明による復調装置のもう１つの実施形
態を説明する。本願発明者は、同一の拡散符号を用いて
拡散し、遅延多重する方法、および、同方法を用いて、
多重しない（一重）部分と多重した部分を持つ当該通信
システムについて提案している。この実施形態では、本
発明を上記提案に関わるシステムの復調部に適用するも
ので、多重していない部分と多重した部分とでサンプリ
ング数を変えることを特徴としてなる。この時のデータ
フォーマットは、図４のようになっている。この場合、
サンプリング数の切換えは、１多重から多重部分に切り
替わるタイミングで行う。一つの例として、多重してい
ない部分に、無線回線接続のスタートを行うための情報
（同期信号，パケット長等）が入っている場合、重要な
情報となっているから、誤りを極力少なくしたい場合が
ある。そこで、この部分では、サンプリング数を最大と
して、特性を最大限にし、誤りなく復調できるようにす
る。一方、多重した部分では、その多重数に応じたサン
プリング数とする。この結果、最適化した復調ができる
ようになる。また、別の例として、１重部には２サンプ
ルを用いる方法が考えられる。１多重部分と多重部分
で、同程度の誤り率でよい場合、１重部では、サンプリ
ングを下げて、２サンプルにすることで、１重部分の消
費電力を下げることができるようになる。

【００３８】また、前述の提案の中には、多重していな
い部分に多重数のデータを埋め込んでおき、そのデータ
を元に多重した部分の多重数の復調を行うことをさらに
提案している。これは、電波環境に応じ、フレキシブル
に多重数を変化させ、伝送レートを確保できるようにす
るためのものである。そこで、本発明においては、多重
しない（一重）部分においては、サンプリング数を固定
した値にしておき、多重した部分では、多重していない
部分に埋め込まれたデータを元に、サンプリング数を設
定するものである。前記実施形態との違いは、多重部分
の多重数があらかじめ決まっているのと、１重部分に組
み込まれているのかの違いである。

【００３９】次に、本発明による他の相関器の一実施形
態について説明する。図５は、１チップ３サンプルする
場合の本実施形態の相関器の回路構成図を示すものであ
る。図５において、シフトレジスタ１₃の３サンプルし
た全ｋチップの信号のうち、３ｎ＋１，３ｎ＋２，３ｎ
＋３番目（ｎ：０，１，…，ｋ）の各チップ内のサンプ
ル順番毎にレプリカ発生部２₃…からのレプリカ信号を
乗算した後、加算器４₃−１〜３で加算されるが、各々
の加算した結果は、さらに、加算を行わずにこのうちの
一つを選択し、復調に用いる。前記で図１９に関し記述
したように、データの変わり目においては、不確定なデ
ータ部分となるので、３サンプルのうち、もっともアイ
パターンの広いところでサンプリングした相関器の加算
結果のみを用いることで、特性の向上を図ることができ
る。本来、アイパターンの中心でサンプリングすれば、
最適ではあるが、サンプリングは、送信側のクロックと
無相関で行うために、そのサンプリングタイミングは不
定で、かつ、送受信のクロック周波数の差から、時間と
ともにサンプリングタイミングは変化していく。そのた
め、アイパターンの中心でサンプリングすることは困難
であった。そこで、一つのアイパターンの中のサンプリ
ングのうち、アイパターンの広い方を選択することで、
よい特性を得ることが考えられる。そのため、本実施形
態では、１チップ数サンプルした信号から最もアイパタ
ーンの広いところでサンプリングした１チップ１サンプ
ル分のみを取り出す。その選択方法につき、本願発明者
により提案されている「クロック再生回路」（特開平８
−３１６８７５号公報）をまず説明する。

【００４０】図６は、本実施形態において用いられるク
ロック再生回路の回路ブロックを示した図である。図６
にもとづき、この回路を説明すると、相関器（図示せ
ず）より得られる相関信号は、遅延器１０−１〜５（例
えばシフトレジスタ）により、時間軸上に広げられる。
このとき、サンプリングは、１チップ２サンプルにて行
っているとする。なお、ここで入力される相関信号と
は、従来の全サンプリングについて相関をとったもので
ある。クロック再生は、同期パルスと、同期パルスによ
ってコントロールされたウインドウ制御部１１と、それ
によりゲーティングされたウインドウの前後数サンプル
の相関信号によって行われる。まず、クロック再生は、
相関同期回路（図示せず）の同期パルスを基準に発生し
ている。そして、送受間のクロックのずれは、ウインド
ウを用いた追従回路にて補償する。ウインドウ（時間
窓）内の相関信号は、各々のサンプリング毎に設定した
閾値と比較器１２−１〜５で比較し、その結果を１，０
の信号として出力される。この後、この出力信号は、加
算器１３−１〜５によって加算され、そのオーバーフロ
ー信号を受けて、クロック再生部１５で再生クロックの
コントロールを行う。

【００４１】図７は、図６に示されるクロック再生部１
５を示すものである。クロック再生部１５では、同期パ
ルス発生回路１５ｇで発生する逆拡散時に用いたサンプ
リングクロックを２×ｋ分周（ｋ：拡散符号長）器１５
ｄ−２で分周し、データクロックを発生しているが、送
受間のクロックのずれがあるために、データクロックの
コントロールをする必要がある。本例では、そのコント
ロール方法は、早遅制御信号形成回路１４（図６では破
線部分）において、ウインドウの中心タイミングの加算
器１３−３が先にオーバーフローした場合は、クロック
再生部１５の現状のタイミング（２×ｋ分周器１５ｄ−
２によるクロック）を維持し、一方、早いタイミングの
加算器がオーバーフローした場合には、クロック再生部
１５のタイミングをひとつ遅らせる（２×ｋ−１分周器
１５ｄ−１によるクロック）。一方、遅いタイミングの
加算器が先にオーバーフローした場合には、クロック再
生部１５のタイミングをひとつ進ませる（２×ｋ＋１分
周器１５ｄ−３によるクロック）。このようにして、再
生クロックの追従を行う。ここでは、また別の例とし
て、タイミングを２サンプル分ずらす方法、重みづけを
つける方法、サンプル毎に加算する方法等を提案してい
る。

【００４２】このクロック再生回路を用いた選択方法を
実施するための回路構成を図８に示す。受信機において
は、図には示していないサンプリング手段によって、Ｉ
信号，Ｑ信号別にサンプリングされ、図５に示した本発
明の実施形態の相関器に入力される。ここでは、３サン
プルにおいて相関器出力加算信号として出力を３つとし
ている例を示しているが、２サンプルの場合には二つと
なる。こうして相関器から出力される３系統の加算信号
は二つに分けられて、一つは、切換回路２０ｉ，２０ｑ
に入力され、もう一方は、３つを加算する加算器２１
ｉ，２１ｑに入力される。こののち、Ｉ，Ｑの加算信号
により、２乗和平方根回路２２で２乗和平方根が取られ
て、絶対値振幅（これをＭＡＧ信号と呼ぶ）となり、上
述のクロック再生回路２３に入力される。クロック再生
回路２３では、前述したように、クロックを保持するよ
うに、前後の相関出力との比較を行う。

【００４３】２サンプルの場合と３サンプルの場合の選
択方法を以下に説明する。この様子をまず、２サンプル
の場合として、図９に示す。これは１チップ２サンプル
した例で、サンプリングタイミングは、ＩとIIを示して
いる。タイミングＩにおいて、サンプリングは〔１〕，
〔２〕，〔３〕，〔４〕で行っている。一方、クロック
再生回路２３では、Ａには〔１〕，〔２〕のタイミング
での相関出力の加算結果が、Ｂには〔２〕，〔３〕のタ
イミングでの相関出力の加算結果が、Ｃには〔３〕，
〔４〕のタイミングでの相関出力の加算結果が出てくる
ために、加算出力であるＭＡＧ出力は、（ア），
（イ），（ウ）のようになり、Ｂのタイミングでクロッ
クを保持することになる。さて、この場合、〔２〕と
〔３〕のサンプリングのうち、アイパターンの大きい方
を選ぶ。ここで、ＭＡＧ出力（ア）は、〔１〕，〔２〕
のサンプリングタイミングでの相関出力の和であり、
〔１〕は相関が取れていないため、出力はほぼ０であ
る。〔２〕は、相関が取れているが、アイパターンでア
イの小さいところであり、振幅が小さいためその相関出
力もこの振幅に比例して小さくなる。一方、ＭＡＧ出力
（ウ）は、〔３〕，〔４〕のサンプリングタイミングで
の相関出力の和であり、〔４〕は相関が取れていないた
め、出力はほぼ０である。〔３〕は、相関が取れてお
り、アイパターンでアイも大きく開いているので、その
相関出力もこの振幅に比例して大きくなる。この結果、
ＭＡＧ出力のアとウを比較すると、（ウ）の方が大きく
なる。その時々のデータや雑音によって、（ア）と
（ウ）は大きさが入れ替わることはあっても、ある一定
時間の積分を施すことで、必ず、（ウ）の方が大きくな
る。

【００４４】次に、タイミングIIにおいて、サンプリン
グは〔５〕，〔６〕，〔７〕，〔８〕で行っている。一
方、クロック再生回路２３では、Ｄには〔５〕，〔６〕
のタイミングでの相関出力の加算結果が、Ｅには
〔６〕，〔７〕のタイミングでの相関出力の加算結果
が、Ｆには〔７〕，〔８〕のタイミングでの相関出力の
加算結果が出てくるために、加算出力であるＭＡＧ出力
は、（エ），（オ），（カ）のようになり、Ｅのタイミ
ングでクロックを保持することになる。さて、この場
合、〔６〕と〔７〕のサンプリングのうち、アイパター
ンの大きい方を選ぶ。ここで、ＭＡＧ出力（エ）は、
〔５〕，〔６〕のサンプリングタイミングでの相関出力
の和であり、〔５〕は相関が取れていないため、出力は
ほぼ０である。〔６〕は相関が取れており、アイパター
ンでアイの大きいところである。一方、ＭＡＧ出力
（カ）は、〔７〕，〔８〕のサンプリングタイミングで
の相関出力の和であり、〔８〕は相関が取れていないた
め、出力はほぼ０である。〔７〕は、相関が取れている
が、アイパターンでアイは小さいので、振幅が小さいた
めにその相関出力もこの振幅に比例して小さくなる。こ
の結果、ＭＡＧ出力の（エ）と（カ）を比較すると、
（エ）の方が大きくなる。

【００４５】このように、本発明の選出回路では、クロ
ック再生の中心となっている〔３〕のサンプリングタイ
ミングを中心に、その前後のサンプリングタイミングで
のＭＡＧ出力を比較し、大きい方を選ぶ。そして、前の
方が大きければ、アイパターンのアイの中心に近いの
は、２サンプルのうちの前であり、後ろの方が大きけれ
ば、アイパターンのアイの中心に近いのは、２サンプル
のうちの後ろの方となる。このようにして、選出回路２
４は、復調に用いるサンプリングを選ぶように、切換回
路２０ｉ，２０ｑを切換える。

【００４６】つぎに、３サンプルの例を図１０に示す。
これも、サンプリングタイミングは、ＩとIIを示してい
る。タイミングＩにおいて、サンプリングは〔１〕，
〔２〕，〔３〕，〔４〕，〔５〕で行っている。一方、
クロック再生回路は、Ａには〔１〕，〔２〕，〔３〕の
タイミングでの相関出力の加算結果が、Ｂには〔２〕，
〔３〕，〔４〕のタイミングでの相関出力の加算結果
が、Ｃには〔３〕，〔４〕，〔５〕のタイミングでの相
関出力の加算結果が出てくるために、加算出力であるＭ
ＡＧ出力は、（ア），（イ），（ウ）のようになり、Ｂ
のタイミングでクロックを保持することになる。さて、
この場合、〔２〕，〔３〕，〔４〕のサンプリングのう
ち、アイパターンの大きい方を選ぶ。ここで、ＭＡＧ出
力（ア）は〔１〕，〔２〕，〔３〕のサンプリングタイ
ミングでの相関出力の和であり、〔１〕は相関が取れて
いないため、出力はほぼ０である。〔２〕，〔３〕は、
相関が取れている。一方、ＭＡＧ出力（ウ）は〔３〕，
〔４〕，〔５〕のサンプリングタイミングでの相関出力
の和であり、〔５〕は相関が取れていないため、出力は
ほぼ０である。〔３〕，〔４〕は、相関が取れている。
一方、ＭＡＧ出力（イ）は〔２〕，〔３〕，〔４〕のサ
ンプリングタイミングでの相関出力の和であり、すべ
て、相関が取れている。このように、奇数サンプルの場
合、アイパターンの振幅のもっとも大きいアイのタイミ
ングと、クロック再生のタイミングは一致している。こ
の結果、選出回路２４では、クロック再生のタイミング
のサンプリングを選別する。

【００４７】次に、タイミングIIにおいては、サンプリ
ングは〔６〕，〔７〕，〔８〕，

〔９〕，〔１０〕で行
っている。この場合も、クロック再生回路では、Ｄには
〔６〕，〔７〕，〔８〕のタイミングでの相関出力の加
算結果が、Ｅには〔７〕，〔８〕，

〔９〕のタイミング
での相関出力の加算結果が、Ｆには〔８〕，

〔９〕，
〔１０〕のタイミングでの相関出力の加算結果が出てく
るために、加算出力であるＭＡＧ出力は、（エ），
（オ），（カ）のようになり、Ｅのタイミングで、クロ
ックを保持することになる。この場合も、アイパターン
の振幅のもっとも大きいアイのタイミングと、クロック
再生のタイミングは一致している。この結果、選出回路
２４では、クロック再生のタイミングのサンプリングを
選別する。このように、本発明を用いることで、無相関
にサンプリングしたタイミングから、もっともアイパタ
ーンの広いタイミングのサンプリング信号のみ選択でき
るようになる。その結果、全サンプリングを加算した場
合に比べて、誤り率特性の改善ができるようになる。な
お、本実施形態では、２サンプル、３サンプルのみ示し
たが、これは、４サンプル、５サンプル等でも同様に選
択することができる。

【００４８】偶数サンプルの場合、２サンプルのときと
同様に、クロック再生の中心の前後のタイミングのＭＡ
Ｇ出力を比較し大きい方を選び、前の方が大きければ前
のサンプリングを選び、後ろの方が大きければ後ろの方
を選ぶ。なお、４サンプル等では、前後の比較するサン
プルは、前後２サンプルずつまでに影響を及ぼすので、
その部分までも比較に用いてもよい。この例を、図１１
に示す。これは偶数サンプルの例で１チップ４サンプル
した例である。サンプリングは〔１〕，〔２〕，
〔３〕，〔４〕，〔５〕，〔６〕，〔７〕，〔８〕で行
っている。一方、クロック再生回路２３では、Ａには
〔１〕，〔２〕，〔３〕，〔４〕のタイミングでの相関
出力の加算結果が、Ｂには〔２〕，〔３〕，〔４〕，
〔５〕のタイミングでの相関出力の加算結果が、Ｃには
〔３〕，〔４〕，〔５〕，〔６〕のタイミングでの相関
出力の加算結果が、Ｄには、〔４〕，〔５〕，〔６〕，
〔７〕のタイミングでの相関出力の加算結果が、Ｅに
は、〔５〕，〔６〕，〔７〕，〔８〕のタイミングでの
相関出力の加算結果が出てくるために、加算出力である
ＭＡＧ出力は（ア），（イ），（ウ），（エ），（オ）
のようになり、Ｃのタイミングで、クロックを保持する
ことになる。

【００４９】さて、この場合も、〔３〕，〔４〕，
〔５〕，〔６〕のサンプリングのうち、アイパターンの
大きい方を選ぶ。ここで、アイパターンの中心部にある
のは、〔４〕，〔５〕である。ここで、ＭＡＧ出力は後
ろが大きいので、後ろのサンプリング、すなわち〔５〕
を選ぶことになる。また、４サンプルのうち、２サンプ
ルを選ぶこともでき、その場合に、〔４〕，〔５〕を選
べばよい。このような場合、選択した結果のうち、
〔４〕，〔５〕の二つ分のみを加算し、復調に用いる。
こうして、偶数サンプルの場合においても、同様に使え
ることがわかる。

【００５０】一方、奇数サンプルの場合には、クロック
再生のタイミングをそのまま用いることで、アイの中心
を選択できる。この様子も、図１１に５サンプルの例と
して示している。サンプリングは〔１０〕，〔１１〕，
〔１２〕，〔１３〕，〔１４〕，〔１５〕，〔１６〕，
〔１７〕，〔１８〕で行っている。一方、クロック再生
回路２３では、Ｆには〔１０〕，〔１１〕，〔１２〕，
〔１３〕，〔１４〕のタイミングでの相関出力の加算結
果が、Ｇには、〔１１〕，〔１２〕，〔１３〕，〔１
４〕，〔１５〕のタイミングでの相関出力の加算結果
が、Ｈには〔１２〕，〔１３〕，〔１４〕，〔１５〕，
〔１６〕のタイミングでの相関出力の加算結果が、Ｉに
は〔１３〕，〔１４〕，〔１５〕，〔１６〕，〔１７〕
のタイミングでの相関出力の加算結果が、Ｊには〔１
４〕，〔１５〕，〔１６〕，〔１７〕，〔１８〕のタイ
ミングでの相関出力の加算結果が出てくるために、加算
出力であるＭＡＧ出力は、（カ）から（シ）のようにな
り、Ｈのタイミングで、クロックを保持することにな
る。

【００５１】さて、この場合、〔１２〕，〔１３〕，
〔１４〕，〔１５〕，〔１６〕のサンプリングのうち、
アイパターンの大きい方を選ぶ。この場合も、アイパタ
ーンの振幅のもっとも大きいアイのタイミングと、クロ
ック再生のタイミングは一致している。この結果、選出
回路２４では、クロック再生のタイミングのサンプリン
グを選別する。このように、奇数サンプルではクロック
再生タイミングを用いることができる。また、５サンプ
ルのうち、３サンプル等を用いる場合には、〔１３〕，
〔１４〕，〔１５〕のタイミングの選別結果を加算し、
復調に用いる。

【００５２】以上の説明において、図５に示した直列型
のシフトレジスタから、各々のサンプリング毎にデータ
を抜き出す相関器を前提としたが、他の実施形態を図１
２，図１３に示す。図１２に、加算を隔サンプル毎にす
る相関器の例を示す。図５の例においては、１チップ１
サンプル毎に加算し、（３ｍ＋１），（３ｍ＋２），
（３ｍ＋３）の加算を別々に行ったが、本実施形態にお
いては、隔サンプル毎で行うことで、同等の演算結果を
得ることができる。時間ｔにおいて、シフトレジスタ１
３₄に入っている値が、時間ｔ＋１においては、１サン
プルずつシフトする。たとえば、隔３サンプル毎に加算
することで、時間ｔにおいて、（３ｍ＋１）の加算をし
た場合、時間ｔ＋１においては、加算器４₄からは（３
ｍ＋２）の出力を得ることができ、図５と同等の結果が
得られる。図１３に、図２に示したような並列型の相関
器を用いる方法を示している。この場合は、隔サンプル
毎の加算結果が並列に出てくるので、それを直接用いる
ことができる。この場合、各々の加算器４₅−１〜４の
加算結果Σ１，Σ２，Σ３，Σ４が各々隔サンプルの和
となっているので、これを用いることで同等の結果が得
られる。また、クロック再生自体には、Σ１，Σ２，Σ
３，Σ４の総和が必要であるので、相関出力和として
は、この４つをたすことで総和を得ることができる。

【００５３】次に、本発明によるクロック再生回路につ
いての他の実施形態を説明する。前記の選択例におい
て、クロック再生信号をそのまま用いていた。例えば、
奇数サンプルにおいては、クロック再生タイミングと同
一のタイミングを選択基準としていた。しかし、実際の
システムにおいて、送受信間のクロック誤差をクロック
再生回路で調整すること、送受信間のクロック誤差は、
必ず、一方のみが早くて、同一のクロック周波数ずれが
おきることから、図６の加算器のオーバーフローする値
は、雑音やフェージングによる変動を吸収するためにか
なり長めに設定していることが多い。これは、クロック
再生自体が、アイパターンの中心を捕らえていることが
目的ではなく、正しいクロックを作ることが目的だから
である。そこで、図１４に示したように、本実施形態に
おいては、クロックの加算器１３−１〜５と選択用の加
算器１６−１〜３を別にして、そのオーバーフローを変
えることを特徴とする。この時のアイパターンの振幅変
化と切換えの様子を図１５に示す。，は、隣のサン
プリングタイミングのアイパターンの振幅の時間変化を
示している。図１５の（ａ）に示すように、時間ととも
に、クロックのずれによりのサンプリングよりも、
のサンプリングの方が大きくなってきて、時間［Ａ］で
入れ替わり、の方が大きくなる。本来、［Ａ］のタイ
ミングでからに切り替わるのが理想的ではあるが、
雑音、フェージング変動を吸収するために加算器にて積
分動作を行っているので、すぐには切り換わらない。ま
た、積分時間が長い場合の形態を図１５（ｂ）に示す。
［Ｄ］の時間になっても、の積分値（右斜線部）の方
がの積分値（左斜線部）よりも大きく、この場合、時
間［Ｂ］になって、やっとに切り換わる。

【００５４】一方、積分時間を短くした場合を図１５の
（ｃ）に示す。この場合、積分時間が短いために、
［Ｃ］の時間タイミングでの加算結果の方が大きくな
り、早く切換えることが可能になる。クロック再生回路
においては、安定性を保つ点から積分時間が長くなって
いるので、どうしても切換タイミングが遅くなってしま
い、図１５の（ｂ）のような切換タイミングになってし
まう。そこで、本発明においては、選択に用いる加算器
を専用に用意することで、その積分数を減らし、図ｃの
ような特性とし、すばやい切換を可能にする。なお、こ
こでは、比較器を用いた加算器を用いたクロック再生回
路を基準に説明したが、本願発明者が発明しているクロ
ック再生回路で用いている積分方法すべてにおいて、本
願実施例は、積分量を変えて構成することができる。

【００５５】次の実施例形態を説明する。前記実施形態
において、加算器の積分回数をクロック再生回路と変え
ることを特徴としたが、この積分回数を外部からコント
ロールすることを特徴とし、その切換には、伝送スピー
ドを基準とする。一般に知られているように、クロック
発生に用いる水晶発振器は、数ｐｐｍから１００ｐｐｍ
程度のものまで市販されており、使用用途によって、そ
の安定精度を選ぶ。その場合、たとえば、１０ＭＨｚの
発振器で、周波数安定度が１０ｐｐｍとすると、周波数
オフセットは１００Ｈｚとなる。この場合、サンプリン
グ数が１０ＭＨｚとすると、１００，０００サンプリン
グで、隣のサンプリングにずれることになる。したがっ
て、積分回数は、それを考慮して切換える。また、シス
テムによっては、１０ＭＨｚの発振器から分周した１Ｍ
Ｈｚ等の周波数をサンプリングに用いる場合がある。こ
の場合には、１０，０００サンプリングで、隣のサンプ
リングにずれる。このように、最適な積分量は、用いて
いる発振器の安定度、周波数、サンプリング周波数、デ
ータレート、拡散レート等によって異なってくる。そこ
で、本実施形態においては、積分量をこのパラメータを
もとにあらかじめ設定しておき、使用状況によってかえ
ることを特徴とする。通信システムにおいて変化させる
のは、データレート、拡散レートであり、このパラメー
タをもとに積分回数を変えることで、最適な切換えが可
能となる。

【００５６】本発明によるクロック再生回路の他の実施
形態を説明する。本願発明者は、遅延多重方式におい
て、多重時の相互干渉を改善する発明を提案している
（特願平８−４７１１８号）。これは、多重した信号を
ブロック化し、お互いの相関値を用いて、演算，干渉を
除去するものである。そのため、ブロック化した信号間
では、信号の急激な変化がないことが特性改善の条件と
なっている。一方、クロック再生を用いた場合や、前記
加算器を用いた場合においては、積分が一定数になった
ときに選択するサンプリングを変えていた。そのため、
ブロック化した信号の途中でサンプリングタイミングが
変わってしまい、復調時の劣化となる。そこで、本発明
においては、選択するサンプリングの切換タイミングを
ブロック化した信号のブロックごとの変化点で切換える
ことを特徴とする。この構成を図１６に示す。

【００５７】スペクトル拡散の復調システムにおいて
は、クロック再生回路以外にも、必ず相関同期回路が必
要であり、相関の同期を取っている。相関同期回路にお
いては、相関のシンボルカウンタを有しているので、ブ
ロック化している先頭を把握している。そこで、このシ
ンボルカウンタからの信号を用いて、タイミング発生を
コントロールすることにより、選択回路の切換タイミン
グをブロック化した信号のブロック毎にすることができ
る。この結果、選択切換えがブロック単位で行われ、本
願発明者によって提案された多重システムにおける多重
時の相互干渉の改善が効果的に行えるようになる。

【００５８】さらに他の実施形態形態説明する。前述の
実施形態において、サンプリング数を選択する実施形態
を示し、また、１チップの数サンプリングの中から、１
サンプルまたはｍサンプルのみ選択する方法を説明し
た。そこで、まず、多重数等によりサンプリング数を決
定し、決定したサンプリング数の中から１サンプル、ま
たはｍサンプルを選ぶことによって、最適な消費電力
で、最大限の特性を得ることができるようになる。

【００５９】

【発明の効果】請求項１に対応する効果：本発明による
復調装置は、サンプリング数を可変できる手段を有し、
制御信号によりサンプリング数を変えることで、消費電
力と特性を考慮したサンプリング数で動作を行うことが
でき、携帯用途等にも最適な通信システムを構築でき
る。

【００６０】請求項２，３に対応する効果：本発明によ
る相関器は、受信した拡散信号入力を展開するシフトレ
ジスタを直列に接続する方法やサンプル数分ずつ並列に
接続する方法を用いて相関処理を行う際にサンプル数に
応じて各構成要素を制御することにより、特性によって
サンプリング数を変え低消費電力化が可能なシステムを
構築できる。

【００６１】請求項４に対応する効果：請求項１の効果
に加えて、送信している信号が、符号分割多重のよう
に、いくつかの拡散した信号を加算した多値信号レベル
を有する場合において、その制御するサンプリング数
は、多値数によって変えることで、多値数ごとに最適な
特性を得ることができる。

【００６２】請求項５，６に対応する効果：請求項１の
効果に加えて、データフォーマットにおいて、多重は行
わない部分と、同一の拡散符号で拡散した信号を、任意
の数チップずつ遅延した複数系列の信号を多重して送信
するシステムで、サンプリング数は、一重部と、多重部
でかえることで、双方で最適な特性を得ることができ
る。また、多重数を組み込み送信し、受信側でこの情報
から多重数を識別し、それに応じて、多重部分からサン
プリング数を切り替えることもできる。

【００６３】請求項７に対応する効果：本発明による復
調装置は、１チップ数サンプル（ｋサンプル）でサンプ
リングした信号のうち、各チップについて１サンプル
分、またはｍサンプル分（ｋ＞ｍ）のみ逆拡散に用いる
ことで、Ｃ／Ｎのよいところのみの復調ができるように
なる。その結果、復調時の誤り率を下げることが可能に
なる。

【００６４】請求項８，９に対応する効果：請求項７の
効果に加えて、サンプル信号を選択する手段として、ク
ロック再生を行うクロック再生回路を用いることでそれ
を実現でき、もっともＣ／Ｎのよいところを選択でき
る。また、前記クロック再生用全加算信号は、１サンプ
ル分ずつ逆拡散した信号を加算することによって得るこ
とで、回路を共通化できる。

【００６５】請求項１０に対応する効果：請求項８，９
の効果に加えて、サンプル信号の選択方法として、１チ
ップ２サンプル等の偶数サンプルする場合に、その選択
方法は、クロック再生の中心の前後のタイミングの相関
ＭＡＧ出力を比較し、大きい方を選び、前の方が大きけ
れば前のサンプリングを、後ろの方が大きければ後ろの
方を選ぶことで、確実にアイパターンのＣ／Ｎの良い方
を選ぶことができる。

【００６６】請求項１１に対応する効果：請求項８，９
の効果に加えて、サンプル信号の選択方法として、１チ
ップ３サンプル等の奇数サンプルする場合において、そ
の選択方法は、クロック再生のタイミングのサンプリン
グを用いることで、確実にアイパターンのＣ／Ｎの良い
方を選ぶことができる。

【００６７】請求項１２，１３に対応する効果：請求項
８ないし１１の効果に加えて、そのサンプル信号を選択
するために用いる相関信号の生じるタイミングを検出す
る信号を得る積分は、クロック再生のために行う積分と
は手段を変えることで、より高速に切換えることが可能
になる。また、上記積分における積分数は当該通信シス
テムに用いている発振器の精度を基準に、データレー
ト、拡散レートを変数として選び設定することで、シス
テムに応じた切換えができる。

【００６８】請求項１４に対応する効果：請求項７ない
し１３の効果に加えて、送受信しているシステムが多重
しているシステムにおいては、多重のブロックの単位ご
とに選択することで、相互の干渉のキャンセルを良好に
行うことができる。

【００６９】請求項１５に対応する効果：本発明による
復調装置により、サンプリング数の選択とサンプリング
したうちから復調に用いる信号の選択を組み合わせるこ
とにより、低消費電力で、特性のよいシステムを構築で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による相関器の一実施形態の構成を示し
た回路ブロック図である。

【図２】本発明による他の相関器の一実施形態の構成を
示した回路ブロック図である。

【図３】本発明の多重方式への対応構成の一例を示した
回路ブロック図である。

【図４】本発明による復調装置を用いるシステムにおい
て処理される一重部と多重部を持つデータフォーマット
を示した図である。

【図５】本発明による他の相関器の構成を示した回路ブ
ロック図である。

【図６】本発明による相関処理におけるサンプリングク
ロックの選択に用いるクロック再生回路の構成を示した
回路ブロック図である。

【図７】図６のクロック再生回路の構成要素としてのク
ロック再生部をより具体的に示した回路ブロック図であ
る。

【図８】本発明による相関処理におけるサンプリングク
ロックの選択方法を実施するための回路構成を示した回
路ブロック図である。

【図９】本発明による相関器の動作における、ベースバ
ンド信号のアイパターンとサンプリングとクロック再生
とＭＡＧ出力を示した図である。

【図１０】本発明による相関器の動作における、ベース
バンド信号のアイパターンとサンプリングとクロック再
生とＭＡＧ出力の他の状態を示した図である。

【図１１】本発明による相関器の動作における、ベース
バンド信号のアイパターンとサンプリングとクロック再
生とＭＡＧ出力の他の状態を示した図である。

【図１２】本発明による他の相関器の一実施形態の構成
を示した回路ブロック図である。

【図１３】本発明による他の相関器の一実施形態の構成
を示した回路ブロック図である。

【図１４】サンプル信号の選択に用いる本発明によるク
ロック再生回路に別の加算器を加えた構成を示した回路
ブロック図である。

【図１５】本発明による動作の説明に用いる二つのサン
プリング点でのアイパターンの振幅を示した図である。

【図１６】本発明による復調装置の実施形態の構成の一
例を示した回路ブロック図である。

【図１７】一般的なスペクトル拡散通信システムにおけ
る送信側の構成を説明するためのブロック図である。

【図１８】一般的なスペクトル拡散通信システムにおけ
る受信側の構成を説明するためのブロック図である。

【図１９】ベースバンド信号のアイパターンと、サンプ
リングのタイミングの様子を示した図である。

【図２０】スペクトル直接拡散において同一符号で拡散
し遅延多重するシステムの回路構成の一例を示すブロッ
ク図である。

【図２１】図２０における、多重化されたベースバンド
信号のアイパターンを示した図である。

【図２２】複数サンプリングによる従来の相関器の構成
の一例を示した回路ブロック図である。

【符号の説明】

１₁−１〜４，１₂−１〜４，１₃，１₅−１〜４，１
３₄，１１６…シフトレジスタ、２₁，２₂，２₃，２
３₄，２３₅，１１７…レプリカ発生部、３₁−１ａ〜１
ｋ，３₁−２ａ〜２ｋ，３₁−３ａ〜３ｋ，３₁−４ａ〜
４ｋ…乗算器、４₁−１〜４，４₂−１〜４，４₃−１〜
３，４₄，４₅−１〜４，５₁，５₂，１３₄，１３−１〜
５，１６−１〜３，２１ｉ，２１ｑ…加算器、６₂，６₅
…切換器、７…サンプリング数可変相関器、８…制御信
号発生部、１０−１〜５…遅延器、１１…ウインドウ制
御部、１２−１〜５…比較器、１４…早遅制御信号形成
回路、１５…クロック再生部、１５ｇ…同期パルス発生
回路、１５ｄ−１…２×ｋ−１分周器、１５ｄ−２…２
×ｋ分周器、１５ｄ−３…２×ｋ＋１分周器、２０ｉ，
２０ｑ…切換回路、２２…２乗和平方根回路、２３，３
２…クロック再生回路、２４…選出回路、３０…相関検
出器、３１…初期同期回路、３３…シンボルカウンタ、
３４…同期保護回路、３５…タイミング発生回路、３６
…Ｉｃｈ選択回路、３７…Ｑ選択回路、１０１，１２１
…データ発生部、１０２…拡散部、１０２ｃ…拡散符号
化発生部、１０３…変調部、１０３ｓ…ＰＦ発振器、１
０４…２分配器、１０５，１０６…乗算器、１０７…ロ
ーカル信号発振器（ＶＯＣ）、１０８，１０９…Ａ／Ｄ
コンバータ、１１０，１１１…デジタル相関器、１１２
…タイミング検出器、１１３，１１４…ラッチ回路、１
１５…復調器、１１７…レプリカ、１１８−１〜ｎ…乗
算器、１１９…加算器、１２２…差動符号化部、１２３
…Ｓ／Ｐ変換部、１２４−１〜１２４−５…乗算器、１
２６−１〜１２６−５…遅延素子、１２７…合波器、１
２８…変調器、１２９…ＲＦ発振器、１３０…周波数変
換部、１３１…電力増幅部。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散符号で直接拡散をしたベースバンド
領域の入力拡散信号について１チップあたり所定数のサ
ンプリングを行うサンプリング手段を有し、該サンプリ
ング手段で得た離散サンプル信号をもとに逆拡散をし、
復調を行うスペクトル直接拡散通信システムにおける復
調装置において、前記サンプリング手段として制御信号
によりそのサンプリング数が制御可能なものを用いるよ
うにしたことを特徴とするスペクトル直接拡散通信シス
テムにおける復調装置。
【請求項２】拡散符号で直接拡散をしたベースバンド
領域の入力拡散信号について１チップあたり所定数のサ
ンプリングを行うサンプリング手段を有し、該サンプリ
ング手段で得た離散サンプル信号をもとに逆拡散をし、
復調を行うに際し、該離散サンプル信号について前記拡
散符号の１符号分に相当する基準拡散信号を用意し、各
チップについて該離散サンプル信号と該基準拡散信号と
を乗算し、得た各チップでの乗算結果を加算することに
よりそれらの間の相関をとるスペクトル直接拡散通信シ
ステムにおける相関器において、前記サンプリング手段
によってサンプリングされたデータを入力とし、１チッ
プあたりの最大のサンプリング数分直列に接続されたシ
フトレジスタと、前記基準拡散信号のレプリカとして同
一チップあたりのサンプリング数に応じた個数の同一の
レプリカ信号を発生させるレプリカ信号発生手段とを備
えるようにしたことを特徴とするスペクトル直接拡散通
信システムにおける相関器。
【請求項３】拡散符号で直接拡散をしたベースバンド
域領の入力拡散信号について１チップあたり所定数のサ
ンプリングを行うサンプリング手段を有し、該サンプリ
ング手段で得た離散サンプル信号をもとに逆拡散をし、
復調を行うに際し、該離散サンプル信号について前記拡
散符号の１符号分に相当する基準拡散信号を用意し、各
チップについて該離散信号と該基準拡散信号とを乗算
し、得た各チップでの乗算結果を加算することによりそ
れらの間の相関をとるスペクトル直接拡散通信システム
における相関器において、前記サンプリング手段によっ
てサンプリングされたデータを入力とし、１チップあた
りの最大のサンプリング数分並列に接続されたシフトレ
ジスタと、前記基準拡散信号のレプリカとして同一チッ
プあたりのサンプリング数に応じた個数の同一のレプリ
カ信号を発生させるレプリカ信号発生手段とを備えるよ
うにしたことを特徴とするスペクトル直接拡散通信シス
テムにおける相関器。
【請求項４】前記入力拡散信号の信号レベルが有する
多値数に対応して前記サンプリング数を制御する制御信
号を発生させるようにしたことを特徴とする請求項１記
載のスペクトル直接拡散通信システムにおける復調装
置。
【請求項５】前記入力拡散信号として通信方式等を規
定するデータを含む一重部とそれに続く多重部とからな
る既定のデータフォーマットに従う信号が入力される場
合に、前記サンプリング数を制御する制御信号として前
記一重部に対応して予め設定されたサンプリング数を制
御する制御信号を、また、前記多重部に対応して多重拡
散信号の信号レベルが有する多値数に応じるサンプリン
グ数を制御する制御信号をそれぞれ発するようにしたこ
とを特徴とする請求項１記載のスペクトル直接拡散通信
システムにおける復調装置。
【請求項６】前記入力拡散信号として通信方式等を規
定するデータを含む一重部とそれに続く多重部とからな
る限定のデータフォーマットに従う信号が入力される場
合に、前記多値数として前記一重部に組み込まれて送信
される多値数を識別して得た多値数を用いることによ
り、前記多重部における前記サンプリング数を制御する
制御信号を発生させるようにしたことを特徴とする請求
項４記載のスペクトル直接拡散通信システムにおける復
調装置。
【請求項７】拡散符号で直接拡散をしたベースバンド
領域の入力拡散信号について１チップあたり所定数のサ
ンプリングを行うサンプリング手段を有し、該サンプリ
ング手段で得た離散サンプル信号をもとに逆拡散をし、
復調を行うスペクトル直接拡散通信システムにおける復
調装置において、前記サンプリング手段によって１チッ
プあたり所定数のサンプリングを行い、得た離散サンプ
ル信号のうち、各チップについて前記所定数に満たない
数のサンプル分を選択するサンプル信号選択手段を備
え、該サンプル信号選択手段により選択されたサンプル
信号のみ逆拡散し、復調するようにしたことを特徴とす
るスペクトル直接拡散通信システムにおける復調装置。
【請求項８】前記サンプル信号選択手段は、前記サン
プリング手段によりサンプリングされた全サンプル信号
による相関信号を加算して得られる逆拡散信号に基づき
サンプリングクロックの再生を行うクロック再生回路に
おいて検出される相関信号の生じるタイミングを用いて
サンプル信号を選択するようにしたことを特徴とする請
求項７記載のスペクトル直接拡散通信システムにおける
復調装置。
【請求項９】前記全サンプル信号による相関信号を加
算して得られる逆拡散信号として前記サンプリング手段
により得た各チップの所定数のサンプル信号を１サンプ
ル分ずつ逆拡散した信号を加算することによって得るよ
うにしたことを特徴とする請求項８記載のスペクトル直
接拡散通信システムにおける復調装置。
【請求項１０】１チップあたり偶数サンプリングし、
受動型の相関器を用いて逆拡散する場合、前記クロック
再生回路において検出される相関信号の生じるタイミン
グをクロック再生の中心の前後のタイミングにおける相
関ＭＡＧ出力を比較することにより、その比較結果から
大きい相関ＭＡＧ出力の方のサンプル信号を選択するよ
うにしたことを特徴とする請求項８又は９記載のスペク
トル直接拡散通信システムにおける復調装置。
【請求項１１】１チップあたり奇数サンプリングし、
受動型の相関器を用いて逆拡散する場合、前記クロック
再生回路において検出される相関信号の生じるタイミン
グをクロック再生のタイミングそのものとし、これを用
い離散サンプル信号を選択するようにしたことを特徴と
する請求項８又は９記載のスペクトル直接拡散通信シス
テムにおける復調装置。
【請求項１２】前記クロック再生回路において、相関
信号の生じるタイミングを検出するための相関信号の積
分手段を有し、該積分手段としてクロック再生の積分手
段と別にサンプル信号を選択するための積分手段を備え
るようにしたことを特徴とする請求項８ないし１１のい
ずれか記載のスペクトル直接拡散通信システムにおける
復調装置。
【請求項１３】サンプル信号を選択するための前記積
分手段における離散サンプル信号に応じる積分数は当該
通信システムに用いている発振器の精度を基準に、デー
タレート，拡散レートを変数として選び、設定するよう
にしたことを特徴とする請求項１２記載のスペクトル直
接拡散通信システムにおける復調装置。
【請求項１４】前記入力拡散信号として同一の拡散符
号を用いて拡散され、遅延多重されている信号が入力さ
れる場合に、前記サンプル信号選択手段の動作に従って
選択されるサンプル信号を前記遅延多重されている信号
のブロック単位ごとに可変とし、該ブロック単位期間内
ではサンプル信号の選択状態を維持するようにしたこと
を特徴とする請求項７ないし１３のいずれか記載のスペ
クトル直接拡散通信システムにおける復調装置。
【請求項１５】請求項７ないし１４のいずれか記載の
スペクトル直接拡散通信システムにおける復調装置の前
記サンプリング手段として請求項１，４，５又は６のい
ずれか記載のスペクトル直接拡散通信システムにおける
復調装置のサンプリング手段を用いるようにしたことを
特徴とするスペクトル直接拡散通信システムにおける復
調装置。