JP3273539B2 - スペクトル拡散信号受信機 - Google Patents

スペクトル拡散信号受信機

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JP3273539B2 JP700996A JP700996A JP3273539B2 JP 3273539 B2 JP3273539 B2 JP 3273539B2 JP 700996 A JP700996 A JP 700996A JP 700996 A JP700996 A JP 700996A JP 3273539 B2 JP3273539 B2 JP 3273539B2
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    • H03G3/00Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
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    • H04B1/69Spread spectrum techniques

Description

【発明の詳細な説明】

【0001】

【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散信号
受信機に関するものである。

【0002】

【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
を用いた通信が一般に実用されている。これらは、受信
機における復調を比較的小型の回路で実現できるが、室
内(オフィスや工場)のようにマルチパスが多い場合、
フェージングにより特性が劣化することがあった。

【0003】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、このような周波数選択性フェージ
ングに対して、耐性があり、狭帯域通信の欠点を解消で
きるという利点をもつ。このようなシステムにおいて、
デジタル的に処理する場合には、A/Dコンバータを用
いて、デジタル信号に変換し処理する。

【0004】この受信機の従来例を図1に示すブロック
図を参照して説明する。入力端子1からの信号は、可変
利得増幅器2で増幅された後、A/Dコンバータ3を経
て相関器4に入力される。相関器4の出力信号は一つは
同期回路6に入力され、相関の取れたタイミングで、相
関の同期を取る。この相関同期の取れたタイミングを示
す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力と最適
となるように設定した閾値とを相関出力比較器5で比較
し、その比較出力をフィルタ7で平滑した後、可変利得
増幅器2へ与えて利得を制御する。このようにすること
で、常に相関出力が一致した最大点(以降相関スパイク
と呼ぶ)が、一定となる。

【0005】このような受信機の性能を最大限発揮する
ためには、A/Dコンバータ3に入る所望の信号レベル
は、何でもよい訳ではなく、最適値が存在する。この値
は、最適量子化間隔として知られており、これに合わせ
て、利得制御回路で、A/Dコンバータ3の入力の信号
振幅を最適にしてやる必要がある。しかし、直接合わせ
ることが困難であるので、上記のように、相関スパイク
が一定となるようにしている。

【0006】最適な信号振幅となっている場合、この相
関スパイクの振幅は一定となる。反対に言えば、この相
関スパイク振幅値を一定になるように利得制御回路をコ
ントロールすることで、入力信号は最適な振幅、すなわ
ち最適量子化間隔となり、受信機は最大の性能が得られ
る状態となる。

【0007】

【発明が解決しようとする課題】定常状態における動作
を図2に従って説明する。相関出力比較器5では、図2
(a)に示す相関スパイクPと予め設定した閾値Eを比
較する。相関スパイクPは、その時々により、振幅変動
している。一方閾値Eは、最適となる相関スパイク振幅
値である。この二つを比較することにより、その差信号
が出力される。この差信号は図2(b)に示されてい
る。これをフィルタ7によってフィルタリングすること
により図2(c)の波形が得られる。この波形は、フィ
ルタ7の定数によって決まってくる。

【0008】なお、このフィルタ7は雑音による変動を
平均化するためのものである。このようにして得た出力
を用いて可変利得増幅器2をコントロールすることによ
り、相関スパイクPが閾値Eより大きいときには増幅器
2の利得を下げ、相関スパイクPが閾値Eより小さいと
きには、増幅器2の利得を上げる。このようにして、フ
ィードバックをかけ、常に設定した閾値Eに相関スパイ
クPのピークが一致するように制御できる。

【0009】しかしながら、通信のスタート時には、相
関は取れていないので、同期回路6からの相関同期パル
スは正しい相関スパイクPの位置に発生していない。そ
こで、その場合には、相関出力比較器5では、相関スパ
イクかどうかにかかわらず、閾値Eと比較し、その差信
号を用いて、可変利得増幅器2をコントロールしてい
た。

【0010】ところで、同期回路6の動作を見てみる
と、同期回路6では、同期回路6を構成する初期同期回
路と同期保護回路のうち、まず、初期同期回路が動作
し、同期の確立を行う。その後、同期保護回路により、
同期を維持する。これにより、相関同期パルス点がつね
に相関スパイクPのときに出るようにコントロールして
いる。初期同期回路では、入力された信号と設定した閾
値(同期回路6に対して設けた閾値であり、図1には示
していない)を比較し、それよりも高ければそれが相関
スパイクPと推定し、数回の同一タイミングでの確認を
行い、同期を確立する。

【0011】しかし、従来例においては、初期同期確立
前は、可変利得増幅器2の増幅率が不明で、したがって
A/Dコンバータ3に入る信号振幅値が不明である。し
たがって、相関スパイクPの振幅値も不明である。その
ため、初期同期回路の閾値の設定が困難となる。そこ
で、初期同期には、可変利得増幅器2にAGCをかけ
て、この可変利得増幅器2の出力信号を一定に保つ方法
がある。

【0012】この構成を図3に示す。基本的な構成は、
図1と同等であるが、可変利得増幅器2の出力にその出
力から電力を検波し、振幅を一定に保つAGC回路8が
設けられている。なお、このAGC回路8は、一般の通
信機に用いられるAGC回路と同等なものである。図3
の構成では、初期同期時には、AGC回路8を用いて振
幅を一定に保ち、初期同期後は図1のように相関出力を
基準に可変利得増幅器2をコントロールする。なお、こ
の切り替えは、同期回路6から出力される初期同期が行
われたかどうかを示す同期フラグFLGを用いて行う。

【0013】しかし、この従来回路では、AGC回路8
が余分に必要となるという欠点があった。このAGC回
路8は、検波用のダイオードやコンデンサ、アナログフ
ィルタ等で構成できるが、いずれもアナログデバイスで
あり、回路規模が大きく集積化に向かないという欠点が
あった。

【0014】本発明は以上の点に鑑み、簡易な構成で初
期同期を安定に行える手段を提供することを目的とす
る。

【0015】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成する本
発明の第1の構成は、受信信号を増幅する可変利得増幅
器と;前記可変利得増幅器の出力をA/D変換する手段
と;A/D変換後のデジタル値に対して相関型復調を行
う相関器と;前記相関器の出力信号を用いて相関同期を
獲得するため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較
する手段とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及
び同期獲得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回
路と;前記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増
幅器の出力振幅レベルをコントロールする利得制御手段
とから成るスペクトル拡散信号受信機において、前記相
関同期回路の同期確立信号の有無によって前記可変利得
増幅器を最大利得に切り換える手段を設けたことを特徴
としている。

【0016】この構成によると、可変利得増幅器を最大
利得に切り換える手段を有することで、相関同期回路の
同期確立信号の有無によって、最大利得に切り換える。
これにより、初期同期の時の信号振幅を最大値に保つこ
とができるようになる。

【0017】本発明は上記の構成に、更に同期保護時の
利得制御値を出力する手段と、その同期保護時の利得制
御値を保持する保持手段を有し、前記可変利得増幅器の
利得を初期同期時には前記最大利得で制御し、初期同期
確立後は同期保護時の利得制御値で制御し、回線が寸断
し再び初期同期が確立し前記相関同期回路の同期確立信
が発生するまでの間は前記保持手段によって保持して
いた利得制御値で制御するようになっている。

【0018】この構成によると、相関同期回路の同期確
立信号発生時には、最大利得から、保持している制御値
に設定し直すことができ、回線寸断時に寸断前の値にす
ぐに戻すことができるようになる。

【0019】

【0020】

【0021】

【0022】

【0023】本発明の他の構成は、受信信号の振幅レベ
ルを可変利得増幅器を用いてコントロールする利得制御
手段と、前記利得制御手段によって振幅レベルをコント
ロールされた受信信号をA/D変換する手段と、A/D
変換後のデジタル値に対して相関型復調を行うデジタル
相関器と、前記デジタル相関器の出力信号を用いて相関
同期の保護を行う相関同期保護手段とを備え、前記相関
器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出力振幅
レベルをコントロールするようにしたスペクトル拡散信
号受信機において、前記相関器の出力信号を比較する手
段の出力に定常状態時の閾値と相関出力の比からなる係
数を掛けて出力する閾値コントローラを備え、該閾値コ
ントローラの出力を前記相関同期保護手段に用いる閾値
とすることを特徴としている。

【0024】この構成によると、初期状態から定常状態
に移る過渡状態における同期保護回路の閾値を最適にで
き、過渡状態における同期保護を正しく行なうことが
きる。

【0025】

【発明の実施の形態】本発明の第1の実施形態を図4に
したがって説明する。これは、受信機の構成を示した回
路ブロック図である。入力端子11からの信号は、可変
利得増幅器12で増幅された後、A/Dコンバータ13
を経て相関器14に入力される。相関器14の出力信号
は、相関出力比較器15に入力されるとともに同期回路
16にも入力される。

【0026】同期回路16では相関のとれたタイミング
で、相関の同期を取る。この相関同期のとれたタイミン
グを示す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力
と最適となるように設定した閾値Eとを相関出力比較器
15で比較する(比較して、その差信号を出力する)。
このとき、同期回路16からは別途出力される同期フラ
グFLGが同期を示しているので、切換え器19はこの
フラグFLGによって相関出力比較器15からの信号を
選択するように切換っている。

【0027】従って、前記相関出力比較器15からの比
較出力は、切換え器19、フィルタ17を経て、可変利
得増幅器12の利得を制御する。このようにすること
で、同期しているときは、切換え器19が比較して得た
出力値の方をフィルタ17に渡すので、常に相関出力が
一致した最大点(以降相関スパイクと呼ぶ)が、一定と
なる。

【0028】一方、初期同期が行われていないとき、つ
まり、相関スパイクのタイミングが未定で同期フラグF
LGが同期を示していないときには、切換え器19は、
最大利得設定回路18の値を選択して出力し、フィルタ
17へ与える。この第1実施形態の場合、図1の従来例
に比べると、切換え器19と最大利得設定回路18が必
要となるが、図3のAGC回路8に比べてはるかに簡易
な構成で実現できる。

【0029】ここで最大利得に設定して、初期同期がと
れる理由を以下に説明する。本回路構成においては、A
/Dコンバータ13を用いており、一般には、3、4ビ
ットの分解能をもつものであればよい。そして、1Vか
ら2V程度のアナログ入力レンジをもち、この電圧範囲
を8レベルに分けたり、16レベルに分けたりする。

【0030】この様子を第5図に示す。図5(a)は、
最適な振幅にした場合である。ここでは、3ビットのA
/Dコンバータを用いており、8レベルに分けられる、
振幅の大きさは、図に示したアイパターンのような大き
さが最適な特性となる。一方、図5(b)は、可変利得
増幅器12の増幅度を最大とした場合で、信号振幅は8
レベルを越えてしまい、すべて−7と7に量子化され
る。

【0031】この場合、図5(a)と違って、誤り率特
性等の性能は最高のものを出せないが、入力信号自体
は、この−7と7の2値に量子化されることになる。し
たがって、例えば、63チップを用いて拡散した場合、
その相関スパイク自体の最大値は63×7=441とな
る。したがって、例えば、63チップを用いて拡散した
場合、その相関スパイク自体の最大値は63×7=44
1となる。したがって、この値を基準に図4における相
関出力比較器15の閾値Eを設定することで、安定に初
期同期を行うことが可能となる。

【0032】このように、本実施形態によれば、初期同
期が行われるまでは、可変利得増幅器12の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになる。最大利得設定回路
18は、制御電圧を可変利得増幅器12の最大値、例え
ば5V等の、固定の値にするだけであるので、従来の図
3の構成に比べて、回路は極めて簡易である。

【0033】次に、本発明の第2の実施形態を図6に示
し説明する。図6において、図4と同一部分には同一の
符号を付して説明を省略する。本実施形態においては、
最大利得設定値との切換え器19を、フィルタ17の後
に接続した構成としている。この構成において、相関の
初期同期は、通信のスタート時に行うことは当然である
が、それ以外に、通信している無線回路の状況によっ
て、回線が寸断したときにも、相関の初期同期を行う必
要がある。

【0034】この場合、図4の構成では、フィルタ17
の影響により、可変利得増幅器12の制御電圧の立ち上
がりに遅延を生じてしまう。この例を図7に示し説明す
る図4の回路を用いた場合を図7(a)に示す。

【0035】同期している状態から、寸断により、同期
が外れ、t1の時点で同期フラグが同期外れを示す。そ
こで、切換え器19が最大利得の値に切り換えるが、フ
ィルタ17の積分特性により、実際の制御電圧は、ゆっ
くりと立ち上がり、tDだけ遅れて、最大利得となる。
この結果、同期の再捕捉(初期同期)が遅れてしまう。

【0036】しかし、本実施形態(図6)では、フィル
タ17の後に切換え器19が入っているため、フィルタ
17の出力の立ち上がりは図7(b)の破線のようにな
るが、切換え器19の出力は図7(b)の実線のように
なり、第1の実施形態に比べて、迅速に再捕捉できるよ
うになる。この結果、寸断時の回線復旧の時間を早くす
る効果が得られる。

【0037】次に本発明の第3の実施形態を図8に示し
説明する。同図において、図6の第2実施形態と同一部
分には同一の符号を付し重複説明を避ける。この第3実
施形態では、フィルタ17の前に保持回路20を有して
いる。この保持回路20は同期回路16からのフラグF
LGが同期外れを示したとき、その時点の相関出力比較
器15からの比較出力を保持し、前記フラグFLGが同
期状態を示すと、その保持していた値をフィルタ17へ
与えるとともに、それ以降の同期状態においては、相関
出力比較器15からの出力を、そのままフィルタ17へ
渡す。

【0038】前述のように、回線が寸断したとき、同期
フラグFLGは、同期が外れたことを示し、初期同期過
程に入る。この後、初期同期が確立し、再び、可変利得
増幅器12へは、フィルタ17の出力が制御信号として
供給されることになる。この場合、保持回路20がある
場合とない場合の違いについて、図9を参照して説明す
る。

【0039】図9(a)に保持回路20がない場合を示
す。同期が外れたときには、図7と同様の振る舞いを示
し、最大利得に制御電圧がコントロールされる。しか
し、反対に、再び同期が取れた場合は、やはり、フィル
タ17の積分特性により、ゆっくりと最適値に収束す
る。しかし、この場合、最適値に収束するのにtD2の
遅延が生じてしまう。

【0040】そこで、第3実施形態においては、同期が
外れた瞬間の最適値の電圧を保持回路20で保持してお
くために、同期の再捕捉と同時に最適値にほぼ近いレベ
ルに合わせることができる。これを図9(b)に示す。
その結果、tD2を0にすることができ、性能の向上を
図ることができる。

【0041】次に、本発明の第4の実施形態を第10図
に示し説明する。基本的な構成は、上述した第3の実施
形態(図8)と同一であるが、保持回路20に対して、
端子21を介して外部からのリセット信号RSTを入力
できるようになっている。図9で説明したように、寸断
し、再捕捉した場合は、保持回路20により、高速に最
適点に収束するが、寸断が長く続いた場合や、初期同期
時には、前に保持した値に意味がなくなってしまう。そ
こで、外部からの信号により、リセットする機能を設け
た。

【0042】このリセット信号RSTは、システムによ
って異なるが、寸断時間の長さを基準にしたり、データ
のパケットの終わりを復調データから見て、一パケット
の通信が終わったことを基準にすることが考えられる。
いずれも、上位のレイヤーからの信号(例えばプロトコ
ルからの信号)となる。

【0043】次に、本発明の第5の実施形態を図11に
示し説明する。同図において、図6の第2実施形態と同
一部分には同一の符号を付して重複した説明を避ける。
本実施形態においては、フィルタとして時定数可変フィ
ルタ17’を用い、その可変コントロールは、同期フラ
グFLGに基づいてコントロール信号を出力するフィル
タコントローラ22によって行なう。フィルタコントロ
ーラ22では、同期フラグ確立からの時間経過によっ
て、フィルタ17’の時定数をコントロールする。

【0044】相関の初期同期時には、その過渡時間は、
フィルタ17’の時定数によって決まってくる。寸断の
ときには、第3の実施形態(図8)のように保持回路2
0を用いることで最適値へと高速に制御できるが、初期
同期時や、寸断が長い場合、やはり、その過渡時間はフ
ィルタ17’の時定数によって決まる。

【0045】これを図12にしたがって説明する。従来
のフィルタにおいては、図12の破線のように常に一定
の時定数によって過渡特性が決まるので、定常状態にな
るには、tD3の時間がかかる。しかし、本実施形態を
用いることで、t3時間でフィルタ17’の時定数を切
り替え、tD4の時間で定常状態になり、高速化でき
る。

【0046】このように、本実施形態を用いることで、
初期捕捉、過渡状態においては、時定数を短くし、高速
同期を行い、一方、定常状態では、時定数を長くして、
安定動作を図ることができるようになる。

【0047】なお、ここでは、図11をもとに説明した
が、この時定数可変フィルタ17’とフィルタコントロ
ーラ22を設ける形態は、第1実施形態から第4実施形
態のすべてにおいて適用でき、同様の効果を発揮する。
また、ここでは、t3によって、2段階にフィルタの時
定数を切り替える例を示したが、これは、数段階、ある
いは、リニアに変える方法でもよい。

【0048】次に本発明の第6の実施形態を図13に示
し説明する。この実施形態では相関出力比較器15の比
較出力がフィルタ17に与えられる以外に同期回路16
にも与えられる。

【0049】この同期回路16の構成を図14に示す。
同期回路16は、端子30を介して相関器14からの出
力がそれぞれ与えられる初期同期部31と同期保護部3
2に分けられ、初期同期部31にて、初期同期が確立す
ると、同期フラグFLGが出て、また、同期保護過程に
入る。初期同期部31には比較器31aが設けられてい
て、所定の閾値V1と相関出力とのレベル比較が行われ
る。そして、相関出力が閾値V1より大きい場合に初期
同期動作が行われる。

【0050】初期同期がなされると、フラグFLGが
「1」にセットされるとともに、初期同期が確立したこ
とを同期保護部32へ伝達する。これによって同期保護
部32では、端子30からの相関出力と閾値V2とを比
較しつつ同期保護を図る。同期ハズレが生じると、同期
保護部32は自身をリセットするとともに初期同期部3
1もリセットする。これによって、フラグFLGは
「0」になる。初期同期部31はフラグFLGを「1」
にするために再度初期同期を行う。

【0051】ところで、同期回路では、この初期同期部
31と同期保護部32には、別々に閾値が設けられてお
り、それを基準に同期の確認を行っている。特に、本発
明の第1〜第5の実施形態においては、初期同期時に
は、最大利得となっていることから、その閾値は、図1
5に示す閾値Aのようになっており、一方、同期保護時
には、定常状態の閾値Bを用いている。

【0052】しかし、初期同期状態から、同期保護状態
に移る場合、前の実施形態で説明したように過渡状態が
存在し、それを改善する手段は示したが、それでもやは
り、その過渡状態が残存した。この場合、同期保護部3
2では、定常状態とみなして、その閾値との比較を行う
ため、上記実施形態では、過渡状態での保護動作が誤り
が大きくなる。

【0053】そこで、本実施形態においては、閾値コン
トローラ33を設け、相関出力比較器15からの信号を
用いて、その値から過渡状態の閾値を決定し、その閾値
を用いて、同期保護部32の閾値V2とするように構成
している。この結果、図15の実線(イ)のように閾値
をコントロールでき、過渡状態においても、同期保護を
正しく行うことができるようになる。

【0054】このコントロールには、例えば、定常状態
の閾値が相関出力の80パーセントとすると、相関出力
比較器15の出力に80パーセントかけたものを閾値に
するようにする。初期同期部31に関しては従来と同様
に固定の閾値V1を用いる。なお、本実施形態は、先の
第1〜第5の実施形態すべてに適用できることは言うま
でもない。

【0055】

【発明の効果】請求項1に関わる発明では、その可変利
得増幅器を最大利得に切り替える手段を有することで、
相関同期回路の同期確立信号の有無によって、最大利得
に切り替える。これにより、初期同期の時の信号振幅を
最大値に保つことができるようになる。このように、初
期同期が行われるまでは、可変利得増幅器の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになり、従来の第3図の構
成に比べて、回路は極めて簡易となる。

【0056】さらに、相関同期回路の同期確立信号発生
時には、最大利得から、保持している制御値に設定し直
すことができ、回線寸断時に寸断前の値にすぐに戻すこ
とができるようになる。

【0057】

【0058】

【0059】請求項2に関わる発明では、初期状態から
定常状態に移る過渡状態における閾値をコントロールで
き、過渡状態においても、同期保護を正しく行うことが
できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図1】従来の実施例を示す回路ブロック図である。

【図2】従来の実施例の動作を示す、相関出力と比較出
力、フィルタ出力を示した図である。

【図3】従来の実施例を示す回路ブロック図である。

【図4】本発明の実施例を示す回路ブロック図である。

【図5】本発明の実施例におけるA/Dコンバータの量
子化を示した図である。

【図6】本発明の実施例を示す回路ブロック図である。

【図7】本発明の実施例における可変利得増幅器の制御
電圧を示した図である。

【図8】本発明の実施例を示すブロック図である。

【図9】 本発明の実施例における可変利得増幅器の制
御電圧を示した図である。

【図10】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。

【図11】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。

【図12】本発明の実施例における可変利得増幅器の制
御電圧を示した図である。

【図13】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。

【図14】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。

【図15】その相関出力の振幅を示した図である。

【符号の説明】

2,12 可変利得増幅器 3,13 A/Dコンバータ 4,14 相関器 5,15 相関出力比較器 6,16 同期回路 7,17 フィルタ 8 AGC回路 9,19 切換器 18 最大利得設定回路 20 保持回路 22 フィルタコントローラ 31 初期同期部 32 同期保護部 33 閾値コントローラ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平1−101040(JP,A) 特開 平3−235541(JP,A) 特開 平2−69033(JP,A) 特開 平5−29859(JP,A) 特開 昭62−269428(JP,A) 特開 昭63−97033(JP,A) 特開 平3−35634(JP,A) 特開 平4−124926(JP,A) 実開 平3−113549(JP,U) 実開 昭56−176522(JP,U) 実開 昭61−171319(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】受信信号を増幅する可変利得増幅器と;前
    記可変利得増幅器の出力をA/D変換する手段と;A/
    D変換後のデジタル値に対して相関型復調を行う相関器
    と;前記相関器の出力信号を用いて相関同期を獲得する
    ため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較する手段
    とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及び同期獲
    得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回路と;前
    記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出
    力振幅レベルをコントロールする利得制御手段とから成
    るスペクトル拡散信号受信機において、 前記相関同期回路の同期確立信号の有無によって前記可
    変利得増幅器を最大利得に切り換える手段と、同期保護
    時の利得制御値を出力する手段と、その同期保護時の利
    得制御値を保持する保持手段を有し、前記可変利得増幅
    器の利得を初期同期時には前記最大利得で制御し、初期
    同期確立後は同期保護時の利得制御値で制御し、回線が
    寸断し再び初期同期が確立し前記相関同期回路の同期確
    立信号が発生するまでの間は前記保持手段によって保持
    していた利得制御値で制御することを特徴とするスペク
    トル拡散信号受信機。
  2. 【請求項2】受信信号を増幅する可変利得増幅器と;前
    記可変利得増幅器の出力をA/D変換する手段と;A/
    D変換後のデジタル値に対して相関型復調を行う相関器
    と;前記相関器の出力信号を用いて相関同期を獲得する
    ため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較する手段
    とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及び同期獲
    得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回路と;前
    記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出
    力振幅レベルをコントロールする利得制御手段とから成
    るスペクトル拡散信号受信機において、 前記相関器の出力信号を比較する手段の出力に定常状態
    時の閾値と定常状態時の相関出力の比からなる係数を掛
    けて出力する閾値コントローラを備え、該閾値コントロ
    ーラの出力を前記相関同期保護手段に用いる閾値とする
    ことを特徴とするスペクトル拡散信号受信機。
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