JP3273539B2 - スペクトル拡散信号受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散信号
受信機に関するものである。
受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
を用いた通信が一般に実用されている。これらは、受信
機における復調を比較的小型の回路で実現できるが、室
内（オフィスや工場）のようにマルチパスが多い場合、
フェージングにより特性が劣化することがあった。
を用いた通信が一般に実用されている。これらは、受信
機における復調を比較的小型の回路で実現できるが、室
内（オフィスや工場）のようにマルチパスが多い場合、
フェージングにより特性が劣化することがあった。
【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、このような周波数選択性フェージ
ングに対して、耐性があり、狭帯域通信の欠点を解消で
きるという利点をもつ。このようなシステムにおいて、
デジタル的に処理する場合には、Ａ／Ｄコンバータを用
いて、デジタル信号に変換し処理する。
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、このような周波数選択性フェージ
ングに対して、耐性があり、狭帯域通信の欠点を解消で
きるという利点をもつ。このようなシステムにおいて、
デジタル的に処理する場合には、Ａ／Ｄコンバータを用
いて、デジタル信号に変換し処理する。
【０００４】この受信機の従来例を図１に示すブロック
図を参照して説明する。入力端子１からの信号は、可変
利得増幅器２で増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ３を経
て相関器４に入力される。相関器４の出力信号は一つは
同期回路６に入力され、相関の取れたタイミングで、相
関の同期を取る。この相関同期の取れたタイミングを示
す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力と最適
となるように設定した閾値とを相関出力比較器５で比較
し、その比較出力をフィルタ７で平滑した後、可変利得
増幅器２へ与えて利得を制御する。このようにすること
で、常に相関出力が一致した最大点（以降相関スパイク
と呼ぶ）が、一定となる。
図を参照して説明する。入力端子１からの信号は、可変
利得増幅器２で増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ３を経
て相関器４に入力される。相関器４の出力信号は一つは
同期回路６に入力され、相関の取れたタイミングで、相
関の同期を取る。この相関同期の取れたタイミングを示
す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力と最適
となるように設定した閾値とを相関出力比較器５で比較
し、その比較出力をフィルタ７で平滑した後、可変利得
増幅器２へ与えて利得を制御する。このようにすること
で、常に相関出力が一致した最大点（以降相関スパイク
と呼ぶ）が、一定となる。
【０００５】このような受信機の性能を最大限発揮する
ためには、Ａ／Ｄコンバータ３に入る所望の信号レベル
は、何でもよい訳ではなく、最適値が存在する。この値
は、最適量子化間隔として知られており、これに合わせ
て、利得制御回路で、Ａ／Ｄコンバータ３の入力の信号
振幅を最適にしてやる必要がある。しかし、直接合わせ
ることが困難であるので、上記のように、相関スパイク
が一定となるようにしている。
ためには、Ａ／Ｄコンバータ３に入る所望の信号レベル
は、何でもよい訳ではなく、最適値が存在する。この値
は、最適量子化間隔として知られており、これに合わせ
て、利得制御回路で、Ａ／Ｄコンバータ３の入力の信号
振幅を最適にしてやる必要がある。しかし、直接合わせ
ることが困難であるので、上記のように、相関スパイク
が一定となるようにしている。
【０００６】最適な信号振幅となっている場合、この相
関スパイクの振幅は一定となる。反対に言えば、この相
関スパイク振幅値を一定になるように利得制御回路をコ
ントロールすることで、入力信号は最適な振幅、すなわ
ち最適量子化間隔となり、受信機は最大の性能が得られ
る状態となる。
関スパイクの振幅は一定となる。反対に言えば、この相
関スパイク振幅値を一定になるように利得制御回路をコ
ントロールすることで、入力信号は最適な振幅、すなわ
ち最適量子化間隔となり、受信機は最大の性能が得られ
る状態となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】定常状態における動作
を図２に従って説明する。相関出力比較器５では、図２
（ａ）に示す相関スパイクＰと予め設定した閾値Ｅを比
較する。相関スパイクＰは、その時々により、振幅変動
している。一方閾値Ｅは、最適となる相関スパイク振幅
値である。この二つを比較することにより、その差信号
が出力される。この差信号は図２（ｂ）に示されてい
る。これをフィルタ７によってフィルタリングすること
により図２（ｃ）の波形が得られる。この波形は、フィ
ルタ７の定数によって決まってくる。
を図２に従って説明する。相関出力比較器５では、図２
（ａ）に示す相関スパイクＰと予め設定した閾値Ｅを比
較する。相関スパイクＰは、その時々により、振幅変動
している。一方閾値Ｅは、最適となる相関スパイク振幅
値である。この二つを比較することにより、その差信号
が出力される。この差信号は図２（ｂ）に示されてい
る。これをフィルタ７によってフィルタリングすること
により図２（ｃ）の波形が得られる。この波形は、フィ
ルタ７の定数によって決まってくる。
【０００８】なお、このフィルタ７は雑音による変動を
平均化するためのものである。このようにして得た出力
を用いて可変利得増幅器２をコントロールすることによ
り、相関スパイクＰが閾値Ｅより大きいときには増幅器
２の利得を下げ、相関スパイクＰが閾値Ｅより小さいと
きには、増幅器２の利得を上げる。このようにして、フ
ィードバックをかけ、常に設定した閾値Ｅに相関スパイ
クＰのピークが一致するように制御できる。
平均化するためのものである。このようにして得た出力
を用いて可変利得増幅器２をコントロールすることによ
り、相関スパイクＰが閾値Ｅより大きいときには増幅器
２の利得を下げ、相関スパイクＰが閾値Ｅより小さいと
きには、増幅器２の利得を上げる。このようにして、フ
ィードバックをかけ、常に設定した閾値Ｅに相関スパイ
クＰのピークが一致するように制御できる。
【０００９】しかしながら、通信のスタート時には、相
関は取れていないので、同期回路６からの相関同期パル
スは正しい相関スパイクＰの位置に発生していない。そ
こで、その場合には、相関出力比較器５では、相関スパ
イクかどうかにかかわらず、閾値Ｅと比較し、その差信
号を用いて、可変利得増幅器２をコントロールしてい
た。
関は取れていないので、同期回路６からの相関同期パル
スは正しい相関スパイクＰの位置に発生していない。そ
こで、その場合には、相関出力比較器５では、相関スパ
イクかどうかにかかわらず、閾値Ｅと比較し、その差信
号を用いて、可変利得増幅器２をコントロールしてい
た。
【００１０】ところで、同期回路６の動作を見てみる
と、同期回路６では、同期回路６を構成する初期同期回
路と同期保護回路のうち、まず、初期同期回路が動作
し、同期の確立を行う。その後、同期保護回路により、
同期を維持する。これにより、相関同期パルス点がつね
に相関スパイクＰのときに出るようにコントロールして
いる。初期同期回路では、入力された信号と設定した閾
値（同期回路６に対して設けた閾値であり、図１には示
していない）を比較し、それよりも高ければそれが相関
スパイクＰと推定し、数回の同一タイミングでの確認を
行い、同期を確立する。
と、同期回路６では、同期回路６を構成する初期同期回
路と同期保護回路のうち、まず、初期同期回路が動作
し、同期の確立を行う。その後、同期保護回路により、
同期を維持する。これにより、相関同期パルス点がつね
に相関スパイクＰのときに出るようにコントロールして
いる。初期同期回路では、入力された信号と設定した閾
値（同期回路６に対して設けた閾値であり、図１には示
していない）を比較し、それよりも高ければそれが相関
スパイクＰと推定し、数回の同一タイミングでの確認を
行い、同期を確立する。
【００１１】しかし、従来例においては、初期同期確立
前は、可変利得増幅器２の増幅率が不明で、したがって
Ａ／Ｄコンバータ３に入る信号振幅値が不明である。し
たがって、相関スパイクＰの振幅値も不明である。その
ため、初期同期回路の閾値の設定が困難となる。そこ
で、初期同期には、可変利得増幅器２にＡＧＣをかけ
て、この可変利得増幅器２の出力信号を一定に保つ方法
がある。
前は、可変利得増幅器２の増幅率が不明で、したがって
Ａ／Ｄコンバータ３に入る信号振幅値が不明である。し
たがって、相関スパイクＰの振幅値も不明である。その
ため、初期同期回路の閾値の設定が困難となる。そこ
で、初期同期には、可変利得増幅器２にＡＧＣをかけ
て、この可変利得増幅器２の出力信号を一定に保つ方法
がある。
【００１２】この構成を図３に示す。基本的な構成は、
図１と同等であるが、可変利得増幅器２の出力にその出
力から電力を検波し、振幅を一定に保つＡＧＣ回路８が
設けられている。なお、このＡＧＣ回路８は、一般の通
信機に用いられるＡＧＣ回路と同等なものである。図３
の構成では、初期同期時には、ＡＧＣ回路８を用いて振
幅を一定に保ち、初期同期後は図１のように相関出力を
基準に可変利得増幅器２をコントロールする。なお、こ
の切り替えは、同期回路６から出力される初期同期が行
われたかどうかを示す同期フラグＦＬＧを用いて行う。
図１と同等であるが、可変利得増幅器２の出力にその出
力から電力を検波し、振幅を一定に保つＡＧＣ回路８が
設けられている。なお、このＡＧＣ回路８は、一般の通
信機に用いられるＡＧＣ回路と同等なものである。図３
の構成では、初期同期時には、ＡＧＣ回路８を用いて振
幅を一定に保ち、初期同期後は図１のように相関出力を
基準に可変利得増幅器２をコントロールする。なお、こ
の切り替えは、同期回路６から出力される初期同期が行
われたかどうかを示す同期フラグＦＬＧを用いて行う。
【００１３】しかし、この従来回路では、ＡＧＣ回路８
が余分に必要となるという欠点があった。このＡＧＣ回
路８は、検波用のダイオードやコンデンサ、アナログフ
ィルタ等で構成できるが、いずれもアナログデバイスで
あり、回路規模が大きく集積化に向かないという欠点が
あった。
が余分に必要となるという欠点があった。このＡＧＣ回
路８は、検波用のダイオードやコンデンサ、アナログフ
ィルタ等で構成できるが、いずれもアナログデバイスで
あり、回路規模が大きく集積化に向かないという欠点が
あった。
【００１４】本発明は以上の点に鑑み、簡易な構成で初
期同期を安定に行える手段を提供することを目的とす
る。
期同期を安定に行える手段を提供することを目的とす
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成する本
発明の第１の構成は、受信信号を増幅する可変利得増幅
器と；前記可変利得増幅器の出力をＡ／Ｄ変換する手段
と；Ａ／Ｄ変換後のデジタル値に対して相関型復調を行
う相関器と；前記相関器の出力信号を用いて相関同期を
獲得するため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較
する手段とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及
び同期獲得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回
路と；前記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増
幅器の出力振幅レベルをコントロールする利得制御手段
とから成るスペクトル拡散信号受信機において、前記相
関同期回路の同期確立信号の有無によって前記可変利得
増幅器を最大利得に切り換える手段を設けたことを特徴
としている。
発明の第１の構成は、受信信号を増幅する可変利得増幅
器と；前記可変利得増幅器の出力をＡ／Ｄ変換する手段
と；Ａ／Ｄ変換後のデジタル値に対して相関型復調を行
う相関器と；前記相関器の出力信号を用いて相関同期を
獲得するため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較
する手段とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及
び同期獲得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回
路と；前記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増
幅器の出力振幅レベルをコントロールする利得制御手段
とから成るスペクトル拡散信号受信機において、前記相
関同期回路の同期確立信号の有無によって前記可変利得
増幅器を最大利得に切り換える手段を設けたことを特徴
としている。
【００１６】この構成によると、可変利得増幅器を最大
利得に切り換える手段を有することで、相関同期回路の
同期確立信号の有無によって、最大利得に切り換える。
これにより、初期同期の時の信号振幅を最大値に保つこ
とができるようになる。
利得に切り換える手段を有することで、相関同期回路の
同期確立信号の有無によって、最大利得に切り換える。
これにより、初期同期の時の信号振幅を最大値に保つこ
とができるようになる。
【００１７】本発明は上記の構成に、更に同期保護時の
利得制御値を出力する手段と、その同期保護時の利得制
御値を保持する保持手段を有し、前記可変利得増幅器の
利得を初期同期時には前記最大利得で制御し、初期同期
確立後は同期保護時の利得制御値で制御し、回線が寸断
し再び初期同期が確立し前記相関同期回路の同期確立信
号が発生するまでの間は前記保持手段によって保持して
いた利得制御値で制御するようになっている。
利得制御値を出力する手段と、その同期保護時の利得制
御値を保持する保持手段を有し、前記可変利得増幅器の
利得を初期同期時には前記最大利得で制御し、初期同期
確立後は同期保護時の利得制御値で制御し、回線が寸断
し再び初期同期が確立し前記相関同期回路の同期確立信
号が発生するまでの間は前記保持手段によって保持して
いた利得制御値で制御するようになっている。
【００１８】この構成によると、相関同期回路の同期確
立信号発生時には、最大利得から、保持している制御値
に設定し直すことができ、回線寸断時に寸断前の値にす
ぐに戻すことができるようになる。
立信号発生時には、最大利得から、保持している制御値
に設定し直すことができ、回線寸断時に寸断前の値にす
ぐに戻すことができるようになる。
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【００２３】本発明の他の構成は、受信信号の振幅レベ
ルを可変利得増幅器を用いてコントロールする利得制御
手段と、前記利得制御手段によって振幅レベルをコント
ロールされた受信信号をＡ／Ｄ変換する手段と、Ａ／Ｄ
変換後のデジタル値に対して相関型復調を行うデジタル
相関器と、前記デジタル相関器の出力信号を用いて相関
同期の保護を行う相関同期保護手段とを備え、前記相関
器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出力振幅
レベルをコントロールするようにしたスペクトル拡散信
号受信機において、前記相関器の出力信号を比較する手
段の出力に定常状態時の閾値と相関出力の比からなる係
数を掛けて出力する閾値コントローラを備え、該閾値コ
ントローラの出力を前記相関同期保護手段に用いる閾値
とすることを特徴としている。
ルを可変利得増幅器を用いてコントロールする利得制御
手段と、前記利得制御手段によって振幅レベルをコント
ロールされた受信信号をＡ／Ｄ変換する手段と、Ａ／Ｄ
変換後のデジタル値に対して相関型復調を行うデジタル
相関器と、前記デジタル相関器の出力信号を用いて相関
同期の保護を行う相関同期保護手段とを備え、前記相関
器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出力振幅
レベルをコントロールするようにしたスペクトル拡散信
号受信機において、前記相関器の出力信号を比較する手
段の出力に定常状態時の閾値と相関出力の比からなる係
数を掛けて出力する閾値コントローラを備え、該閾値コ
ントローラの出力を前記相関同期保護手段に用いる閾値
とすることを特徴としている。
【００２４】この構成によると、初期状態から定常状態
に移る過渡状態における同期保護回路の閾値を最適にで
き、過渡状態における同期保護を正しく行なうことがで
きる。
に移る過渡状態における同期保護回路の閾値を最適にで
き、過渡状態における同期保護を正しく行なうことがで
きる。
【００２５】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態を図４に
したがって説明する。これは、受信機の構成を示した回
路ブロック図である。入力端子１１からの信号は、可変
利得増幅器１２で増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ１３
を経て相関器１４に入力される。相関器１４の出力信号
は、相関出力比較器１５に入力されるとともに同期回路
１６にも入力される。
したがって説明する。これは、受信機の構成を示した回
路ブロック図である。入力端子１１からの信号は、可変
利得増幅器１２で増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ１３
を経て相関器１４に入力される。相関器１４の出力信号
は、相関出力比較器１５に入力されるとともに同期回路
１６にも入力される。
【００２６】同期回路１６では相関のとれたタイミング
で、相関の同期を取る。この相関同期のとれたタイミン
グを示す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力
と最適となるように設定した閾値Ｅとを相関出力比較器
１５で比較する（比較して、その差信号を出力する）。
このとき、同期回路１６からは別途出力される同期フラ
グＦＬＧが同期を示しているので、切換え器１９はこの
フラグＦＬＧによって相関出力比較器１５からの信号を
選択するように切換っている。
で、相関の同期を取る。この相関同期のとれたタイミン
グを示す相関同期パルスを用いて、そのときの相関出力
と最適となるように設定した閾値Ｅとを相関出力比較器
１５で比較する（比較して、その差信号を出力する）。
このとき、同期回路１６からは別途出力される同期フラ
グＦＬＧが同期を示しているので、切換え器１９はこの
フラグＦＬＧによって相関出力比較器１５からの信号を
選択するように切換っている。
【００２７】従って、前記相関出力比較器１５からの比
較出力は、切換え器１９、フィルタ１７を経て、可変利
得増幅器１２の利得を制御する。このようにすること
で、同期しているときは、切換え器１９が比較して得た
出力値の方をフィルタ１７に渡すので、常に相関出力が
一致した最大点（以降相関スパイクと呼ぶ）が、一定と
なる。
較出力は、切換え器１９、フィルタ１７を経て、可変利
得増幅器１２の利得を制御する。このようにすること
で、同期しているときは、切換え器１９が比較して得た
出力値の方をフィルタ１７に渡すので、常に相関出力が
一致した最大点（以降相関スパイクと呼ぶ）が、一定と
なる。
【００２８】一方、初期同期が行われていないとき、つ
まり、相関スパイクのタイミングが未定で同期フラグＦ
ＬＧが同期を示していないときには、切換え器１９は、
最大利得設定回路１８の値を選択して出力し、フィルタ
１７へ与える。この第１実施形態の場合、図１の従来例
に比べると、切換え器１９と最大利得設定回路１８が必
要となるが、図３のＡＧＣ回路８に比べてはるかに簡易
な構成で実現できる。
まり、相関スパイクのタイミングが未定で同期フラグＦ
ＬＧが同期を示していないときには、切換え器１９は、
最大利得設定回路１８の値を選択して出力し、フィルタ
１７へ与える。この第１実施形態の場合、図１の従来例
に比べると、切換え器１９と最大利得設定回路１８が必
要となるが、図３のＡＧＣ回路８に比べてはるかに簡易
な構成で実現できる。
【００２９】ここで最大利得に設定して、初期同期がと
れる理由を以下に説明する。本回路構成においては、Ａ
／Ｄコンバータ１３を用いており、一般には、３、４ビ
ットの分解能をもつものであればよい。そして、１Ｖか
ら２Ｖ程度のアナログ入力レンジをもち、この電圧範囲
を８レベルに分けたり、１６レベルに分けたりする。
れる理由を以下に説明する。本回路構成においては、Ａ
／Ｄコンバータ１３を用いており、一般には、３、４ビ
ットの分解能をもつものであればよい。そして、１Ｖか
ら２Ｖ程度のアナログ入力レンジをもち、この電圧範囲
を８レベルに分けたり、１６レベルに分けたりする。
【００３０】この様子を第５図に示す。図５（ａ）は、
最適な振幅にした場合である。ここでは、３ビットのＡ
／Ｄコンバータを用いており、８レベルに分けられる、
振幅の大きさは、図に示したアイパターンのような大き
さが最適な特性となる。一方、図５（ｂ）は、可変利得
増幅器１２の増幅度を最大とした場合で、信号振幅は８
レベルを越えてしまい、すべて−７と７に量子化され
る。
最適な振幅にした場合である。ここでは、３ビットのＡ
／Ｄコンバータを用いており、８レベルに分けられる、
振幅の大きさは、図に示したアイパターンのような大き
さが最適な特性となる。一方、図５（ｂ）は、可変利得
増幅器１２の増幅度を最大とした場合で、信号振幅は８
レベルを越えてしまい、すべて−７と７に量子化され
る。
【００３１】この場合、図５（ａ）と違って、誤り率特
性等の性能は最高のものを出せないが、入力信号自体
は、この−７と７の２値に量子化されることになる。し
たがって、例えば、６３チップを用いて拡散した場合、
その相関スパイク自体の最大値は６３×７＝４４１とな
る。したがって、例えば、６３チップを用いて拡散した
場合、その相関スパイク自体の最大値は６３×７＝４４
１となる。したがって、この値を基準に図４における相
関出力比較器１５の閾値Ｅを設定することで、安定に初
期同期を行うことが可能となる。
性等の性能は最高のものを出せないが、入力信号自体
は、この−７と７の２値に量子化されることになる。し
たがって、例えば、６３チップを用いて拡散した場合、
その相関スパイク自体の最大値は６３×７＝４４１とな
る。したがって、例えば、６３チップを用いて拡散した
場合、その相関スパイク自体の最大値は６３×７＝４４
１となる。したがって、この値を基準に図４における相
関出力比較器１５の閾値Ｅを設定することで、安定に初
期同期を行うことが可能となる。
【００３２】このように、本実施形態によれば、初期同
期が行われるまでは、可変利得増幅器１２の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになる。最大利得設定回路
１８は、制御電圧を可変利得増幅器１２の最大値、例え
ば５Ｖ等の、固定の値にするだけであるので、従来の図
３の構成に比べて、回路は極めて簡易である。
期が行われるまでは、可変利得増幅器１２の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになる。最大利得設定回路
１８は、制御電圧を可変利得増幅器１２の最大値、例え
ば５Ｖ等の、固定の値にするだけであるので、従来の図
３の構成に比べて、回路は極めて簡易である。
【００３３】次に、本発明の第２の実施形態を図６に示
し説明する。図６において、図４と同一部分には同一の
符号を付して説明を省略する。本実施形態においては、
最大利得設定値との切換え器１９を、フィルタ１７の後
に接続した構成としている。この構成において、相関の
初期同期は、通信のスタート時に行うことは当然である
が、それ以外に、通信している無線回路の状況によっ
て、回線が寸断したときにも、相関の初期同期を行う必
要がある。
し説明する。図６において、図４と同一部分には同一の
符号を付して説明を省略する。本実施形態においては、
最大利得設定値との切換え器１９を、フィルタ１７の後
に接続した構成としている。この構成において、相関の
初期同期は、通信のスタート時に行うことは当然である
が、それ以外に、通信している無線回路の状況によっ
て、回線が寸断したときにも、相関の初期同期を行う必
要がある。
【００３４】この場合、図４の構成では、フィルタ１７
の影響により、可変利得増幅器１２の制御電圧の立ち上
がりに遅延を生じてしまう。この例を図７に示し説明す
る図４の回路を用いた場合を図７（ａ）に示す。
の影響により、可変利得増幅器１２の制御電圧の立ち上
がりに遅延を生じてしまう。この例を図７に示し説明す
る図４の回路を用いた場合を図７（ａ）に示す。
【００３５】同期している状態から、寸断により、同期
が外れ、ｔ１の時点で同期フラグが同期外れを示す。そ
こで、切換え器１９が最大利得の値に切り換えるが、フ
ィルタ１７の積分特性により、実際の制御電圧は、ゆっ
くりと立ち上がり、ｔＤだけ遅れて、最大利得となる。
この結果、同期の再捕捉（初期同期）が遅れてしまう。
が外れ、ｔ１の時点で同期フラグが同期外れを示す。そ
こで、切換え器１９が最大利得の値に切り換えるが、フ
ィルタ１７の積分特性により、実際の制御電圧は、ゆっ
くりと立ち上がり、ｔＤだけ遅れて、最大利得となる。
この結果、同期の再捕捉（初期同期）が遅れてしまう。
【００３６】しかし、本実施形態（図６）では、フィル
タ１７の後に切換え器１９が入っているため、フィルタ
１７の出力の立ち上がりは図７（ｂ）の破線のようにな
るが、切換え器１９の出力は図７（ｂ）の実線のように
なり、第１の実施形態に比べて、迅速に再捕捉できるよ
うになる。この結果、寸断時の回線復旧の時間を早くす
る効果が得られる。
タ１７の後に切換え器１９が入っているため、フィルタ
１７の出力の立ち上がりは図７（ｂ）の破線のようにな
るが、切換え器１９の出力は図７（ｂ）の実線のように
なり、第１の実施形態に比べて、迅速に再捕捉できるよ
うになる。この結果、寸断時の回線復旧の時間を早くす
る効果が得られる。
【００３７】次に本発明の第３の実施形態を図８に示し
説明する。同図において、図６の第２実施形態と同一部
分には同一の符号を付し重複説明を避ける。この第３実
施形態では、フィルタ１７の前に保持回路２０を有して
いる。この保持回路２０は同期回路１６からのフラグＦ
ＬＧが同期外れを示したとき、その時点の相関出力比較
器１５からの比較出力を保持し、前記フラグＦＬＧが同
期状態を示すと、その保持していた値をフィルタ１７へ
与えるとともに、それ以降の同期状態においては、相関
出力比較器１５からの出力を、そのままフィルタ１７へ
渡す。
説明する。同図において、図６の第２実施形態と同一部
分には同一の符号を付し重複説明を避ける。この第３実
施形態では、フィルタ１７の前に保持回路２０を有して
いる。この保持回路２０は同期回路１６からのフラグＦ
ＬＧが同期外れを示したとき、その時点の相関出力比較
器１５からの比較出力を保持し、前記フラグＦＬＧが同
期状態を示すと、その保持していた値をフィルタ１７へ
与えるとともに、それ以降の同期状態においては、相関
出力比較器１５からの出力を、そのままフィルタ１７へ
渡す。
【００３８】前述のように、回線が寸断したとき、同期
フラグＦＬＧは、同期が外れたことを示し、初期同期過
程に入る。この後、初期同期が確立し、再び、可変利得
増幅器１２へは、フィルタ１７の出力が制御信号として
供給されることになる。この場合、保持回路２０がある
場合とない場合の違いについて、図９を参照して説明す
る。
フラグＦＬＧは、同期が外れたことを示し、初期同期過
程に入る。この後、初期同期が確立し、再び、可変利得
増幅器１２へは、フィルタ１７の出力が制御信号として
供給されることになる。この場合、保持回路２０がある
場合とない場合の違いについて、図９を参照して説明す
る。
【００３９】図９（ａ）に保持回路２０がない場合を示
す。同期が外れたときには、図７と同様の振る舞いを示
し、最大利得に制御電圧がコントロールされる。しか
し、反対に、再び同期が取れた場合は、やはり、フィル
タ１７の積分特性により、ゆっくりと最適値に収束す
る。しかし、この場合、最適値に収束するのにｔＤ２の
遅延が生じてしまう。
す。同期が外れたときには、図７と同様の振る舞いを示
し、最大利得に制御電圧がコントロールされる。しか
し、反対に、再び同期が取れた場合は、やはり、フィル
タ１７の積分特性により、ゆっくりと最適値に収束す
る。しかし、この場合、最適値に収束するのにｔＤ２の
遅延が生じてしまう。
【００４０】そこで、第３実施形態においては、同期が
外れた瞬間の最適値の電圧を保持回路２０で保持してお
くために、同期の再捕捉と同時に最適値にほぼ近いレベ
ルに合わせることができる。これを図９（ｂ）に示す。
その結果、ｔＤ２を０にすることができ、性能の向上を
図ることができる。
外れた瞬間の最適値の電圧を保持回路２０で保持してお
くために、同期の再捕捉と同時に最適値にほぼ近いレベ
ルに合わせることができる。これを図９（ｂ）に示す。
その結果、ｔＤ２を０にすることができ、性能の向上を
図ることができる。
【００４１】次に、本発明の第４の実施形態を第１０図
に示し説明する。基本的な構成は、上述した第３の実施
形態（図８）と同一であるが、保持回路２０に対して、
端子２１を介して外部からのリセット信号ＲＳＴを入力
できるようになっている。図９で説明したように、寸断
し、再捕捉した場合は、保持回路２０により、高速に最
適点に収束するが、寸断が長く続いた場合や、初期同期
時には、前に保持した値に意味がなくなってしまう。そ
こで、外部からの信号により、リセットする機能を設け
た。
に示し説明する。基本的な構成は、上述した第３の実施
形態（図８）と同一であるが、保持回路２０に対して、
端子２１を介して外部からのリセット信号ＲＳＴを入力
できるようになっている。図９で説明したように、寸断
し、再捕捉した場合は、保持回路２０により、高速に最
適点に収束するが、寸断が長く続いた場合や、初期同期
時には、前に保持した値に意味がなくなってしまう。そ
こで、外部からの信号により、リセットする機能を設け
た。
【００４２】このリセット信号ＲＳＴは、システムによ
って異なるが、寸断時間の長さを基準にしたり、データ
のパケットの終わりを復調データから見て、一パケット
の通信が終わったことを基準にすることが考えられる。
いずれも、上位のレイヤーからの信号（例えばプロトコ
ルからの信号）となる。
って異なるが、寸断時間の長さを基準にしたり、データ
のパケットの終わりを復調データから見て、一パケット
の通信が終わったことを基準にすることが考えられる。
いずれも、上位のレイヤーからの信号（例えばプロトコ
ルからの信号）となる。
【００４３】次に、本発明の第５の実施形態を図１１に
示し説明する。同図において、図６の第２実施形態と同
一部分には同一の符号を付して重複した説明を避ける。
本実施形態においては、フィルタとして時定数可変フィ
ルタ１７’を用い、その可変コントロールは、同期フラ
グＦＬＧに基づいてコントロール信号を出力するフィル
タコントローラ２２によって行なう。フィルタコントロ
ーラ２２では、同期フラグ確立からの時間経過によっ
て、フィルタ１７’の時定数をコントロールする。
示し説明する。同図において、図６の第２実施形態と同
一部分には同一の符号を付して重複した説明を避ける。
本実施形態においては、フィルタとして時定数可変フィ
ルタ１７’を用い、その可変コントロールは、同期フラ
グＦＬＧに基づいてコントロール信号を出力するフィル
タコントローラ２２によって行なう。フィルタコントロ
ーラ２２では、同期フラグ確立からの時間経過によっ
て、フィルタ１７’の時定数をコントロールする。
【００４４】相関の初期同期時には、その過渡時間は、
フィルタ１７’の時定数によって決まってくる。寸断の
ときには、第３の実施形態（図８）のように保持回路２
０を用いることで最適値へと高速に制御できるが、初期
同期時や、寸断が長い場合、やはり、その過渡時間はフ
ィルタ１７’の時定数によって決まる。
フィルタ１７’の時定数によって決まってくる。寸断の
ときには、第３の実施形態（図８）のように保持回路２
０を用いることで最適値へと高速に制御できるが、初期
同期時や、寸断が長い場合、やはり、その過渡時間はフ
ィルタ１７’の時定数によって決まる。
【００４５】これを図１２にしたがって説明する。従来
のフィルタにおいては、図１２の破線のように常に一定
の時定数によって過渡特性が決まるので、定常状態にな
るには、ｔＤ３の時間がかかる。しかし、本実施形態を
用いることで、ｔ３時間でフィルタ１７’の時定数を切
り替え、ｔＤ４の時間で定常状態になり、高速化でき
る。
のフィルタにおいては、図１２の破線のように常に一定
の時定数によって過渡特性が決まるので、定常状態にな
るには、ｔＤ３の時間がかかる。しかし、本実施形態を
用いることで、ｔ３時間でフィルタ１７’の時定数を切
り替え、ｔＤ４の時間で定常状態になり、高速化でき
る。
【００４６】このように、本実施形態を用いることで、
初期捕捉、過渡状態においては、時定数を短くし、高速
同期を行い、一方、定常状態では、時定数を長くして、
安定動作を図ることができるようになる。
初期捕捉、過渡状態においては、時定数を短くし、高速
同期を行い、一方、定常状態では、時定数を長くして、
安定動作を図ることができるようになる。
【００４７】なお、ここでは、図１１をもとに説明した
が、この時定数可変フィルタ１７’とフィルタコントロ
ーラ２２を設ける形態は、第１実施形態から第４実施形
態のすべてにおいて適用でき、同様の効果を発揮する。
また、ここでは、ｔ３によって、２段階にフィルタの時
定数を切り替える例を示したが、これは、数段階、ある
いは、リニアに変える方法でもよい。
が、この時定数可変フィルタ１７’とフィルタコントロ
ーラ２２を設ける形態は、第１実施形態から第４実施形
態のすべてにおいて適用でき、同様の効果を発揮する。
また、ここでは、ｔ３によって、２段階にフィルタの時
定数を切り替える例を示したが、これは、数段階、ある
いは、リニアに変える方法でもよい。
【００４８】次に本発明の第６の実施形態を図１３に示
し説明する。この実施形態では相関出力比較器１５の比
較出力がフィルタ１７に与えられる以外に同期回路１６
にも与えられる。
し説明する。この実施形態では相関出力比較器１５の比
較出力がフィルタ１７に与えられる以外に同期回路１６
にも与えられる。
【００４９】この同期回路１６の構成を図１４に示す。
同期回路１６は、端子３０を介して相関器１４からの出
力がそれぞれ与えられる初期同期部３１と同期保護部３
２に分けられ、初期同期部３１にて、初期同期が確立す
ると、同期フラグＦＬＧが出て、また、同期保護過程に
入る。初期同期部３１には比較器３１ａが設けられてい
て、所定の閾値Ｖ１と相関出力とのレベル比較が行われ
る。そして、相関出力が閾値Ｖ１より大きい場合に初期
同期動作が行われる。
同期回路１６は、端子３０を介して相関器１４からの出
力がそれぞれ与えられる初期同期部３１と同期保護部３
２に分けられ、初期同期部３１にて、初期同期が確立す
ると、同期フラグＦＬＧが出て、また、同期保護過程に
入る。初期同期部３１には比較器３１ａが設けられてい
て、所定の閾値Ｖ１と相関出力とのレベル比較が行われ
る。そして、相関出力が閾値Ｖ１より大きい場合に初期
同期動作が行われる。
【００５０】初期同期がなされると、フラグＦＬＧが
「１」にセットされるとともに、初期同期が確立したこ
とを同期保護部３２へ伝達する。これによって同期保護
部３２では、端子３０からの相関出力と閾値Ｖ２とを比
較しつつ同期保護を図る。同期ハズレが生じると、同期
保護部３２は自身をリセットするとともに初期同期部３
１もリセットする。これによって、フラグＦＬＧは
「０」になる。初期同期部３１はフラグＦＬＧを「１」
にするために再度初期同期を行う。
「１」にセットされるとともに、初期同期が確立したこ
とを同期保護部３２へ伝達する。これによって同期保護
部３２では、端子３０からの相関出力と閾値Ｖ２とを比
較しつつ同期保護を図る。同期ハズレが生じると、同期
保護部３２は自身をリセットするとともに初期同期部３
１もリセットする。これによって、フラグＦＬＧは
「０」になる。初期同期部３１はフラグＦＬＧを「１」
にするために再度初期同期を行う。
【００５１】ところで、同期回路では、この初期同期部
３１と同期保護部３２には、別々に閾値が設けられてお
り、それを基準に同期の確認を行っている。特に、本発
明の第１〜第５の実施形態においては、初期同期時に
は、最大利得となっていることから、その閾値は、図１
５に示す閾値Ａのようになっており、一方、同期保護時
には、定常状態の閾値Ｂを用いている。
３１と同期保護部３２には、別々に閾値が設けられてお
り、それを基準に同期の確認を行っている。特に、本発
明の第１〜第５の実施形態においては、初期同期時に
は、最大利得となっていることから、その閾値は、図１
５に示す閾値Ａのようになっており、一方、同期保護時
には、定常状態の閾値Ｂを用いている。
【００５２】しかし、初期同期状態から、同期保護状態
に移る場合、前の実施形態で説明したように過渡状態が
存在し、それを改善する手段は示したが、それでもやは
り、その過渡状態が残存した。この場合、同期保護部３
２では、定常状態とみなして、その閾値との比較を行う
ため、上記実施形態では、過渡状態での保護動作が誤り
が大きくなる。
に移る場合、前の実施形態で説明したように過渡状態が
存在し、それを改善する手段は示したが、それでもやは
り、その過渡状態が残存した。この場合、同期保護部３
２では、定常状態とみなして、その閾値との比較を行う
ため、上記実施形態では、過渡状態での保護動作が誤り
が大きくなる。
【００５３】そこで、本実施形態においては、閾値コン
トローラ３３を設け、相関出力比較器１５からの信号を
用いて、その値から過渡状態の閾値を決定し、その閾値
を用いて、同期保護部３２の閾値Ｖ２とするように構成
している。この結果、図１５の実線（イ）のように閾値
をコントロールでき、過渡状態においても、同期保護を
正しく行うことができるようになる。
トローラ３３を設け、相関出力比較器１５からの信号を
用いて、その値から過渡状態の閾値を決定し、その閾値
を用いて、同期保護部３２の閾値Ｖ２とするように構成
している。この結果、図１５の実線（イ）のように閾値
をコントロールでき、過渡状態においても、同期保護を
正しく行うことができるようになる。
【００５４】このコントロールには、例えば、定常状態
の閾値が相関出力の８０パーセントとすると、相関出力
比較器１５の出力に８０パーセントかけたものを閾値に
するようにする。初期同期部３１に関しては従来と同様
に固定の閾値Ｖ１を用いる。なお、本実施形態は、先の
第１〜第５の実施形態すべてに適用できることは言うま
でもない。
の閾値が相関出力の８０パーセントとすると、相関出力
比較器１５の出力に８０パーセントかけたものを閾値に
するようにする。初期同期部３１に関しては従来と同様
に固定の閾値Ｖ１を用いる。なお、本実施形態は、先の
第１〜第５の実施形態すべてに適用できることは言うま
でもない。
【００５５】
【発明の効果】請求項１に関わる発明では、その可変利
得増幅器を最大利得に切り替える手段を有することで、
相関同期回路の同期確立信号の有無によって、最大利得
に切り替える。これにより、初期同期の時の信号振幅を
最大値に保つことができるようになる。このように、初
期同期が行われるまでは、可変利得増幅器の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになり、従来の第３図の構
成に比べて、回路は極めて簡易となる。
得増幅器を最大利得に切り替える手段を有することで、
相関同期回路の同期確立信号の有無によって、最大利得
に切り替える。これにより、初期同期の時の信号振幅を
最大値に保つことができるようになる。このように、初
期同期が行われるまでは、可変利得増幅器の利得を最大
とすることで、従来の場合に比べて、簡易な構成で、安
定して初期同期が行えるようになり、従来の第３図の構
成に比べて、回路は極めて簡易となる。
【００５６】さらに、相関同期回路の同期確立信号発生
時には、最大利得から、保持している制御値に設定し直
すことができ、回線寸断時に寸断前の値にすぐに戻すこ
とができるようになる。
時には、最大利得から、保持している制御値に設定し直
すことができ、回線寸断時に寸断前の値にすぐに戻すこ
とができるようになる。
【００５７】
【００５８】
【００５９】請求項２に関わる発明では、初期状態から
定常状態に移る過渡状態における閾値をコントロールで
き、過渡状態においても、同期保護を正しく行うことが
できるようになる。
定常状態に移る過渡状態における閾値をコントロールで
き、過渡状態においても、同期保護を正しく行うことが
できるようになる。
【図１】従来の実施例を示す回路ブロック図である。
【図２】従来の実施例の動作を示す、相関出力と比較出
力、フィルタ出力を示した図である。
力、フィルタ出力を示した図である。
【図３】従来の実施例を示す回路ブロック図である。
【図４】本発明の実施例を示す回路ブロック図である。
【図５】本発明の実施例におけるＡ／Ｄコンバータの量
子化を示した図である。
子化を示した図である。
【図６】本発明の実施例を示す回路ブロック図である。
【図７】本発明の実施例における可変利得増幅器の制御
電圧を示した図である。
電圧を示した図である。
【図８】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施例における可変利得増幅器の制
御電圧を示した図である。
御電圧を示した図である。
【図１０】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図１１】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図１２】本発明の実施例における可変利得増幅器の制
御電圧を示した図である。
御電圧を示した図である。
【図１３】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図１４】本発明の実施例を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図１５】その相関出力の振幅を示した図である。
２，１２ 可変利得増幅器 ３，１３ Ａ／Ｄコンバータ ４，１４ 相関器 ５，１５ 相関出力比較器 ６，１６ 同期回路 ７，１７ フィルタ ８ ＡＧＣ回路 ９，１９ 切換器 １８ 最大利得設定回路 ２０ 保持回路 ２２ フィルタコントローラ ３１ 初期同期部 ３２ 同期保護部 ３３ 閾値コントローラ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−101040（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−235541（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−69033（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−29859（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−269428（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−97033（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−35634（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−124926（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−113549（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−176522（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−171319（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (2)
- 【請求項１】受信信号を増幅する可変利得増幅器と；前
記可変利得増幅器の出力をＡ／Ｄ変換する手段と；Ａ／
Ｄ変換後のデジタル値に対して相関型復調を行う相関器
と；前記相関器の出力信号を用いて相関同期を獲得する
ため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較する手段
とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及び同期獲
得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回路と；前
記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出
力振幅レベルをコントロールする利得制御手段とから成
るスペクトル拡散信号受信機において、 前記相関同期回路の同期確立信号の有無によって前記可
変利得増幅器を最大利得に切り換える手段と、同期保護
時の利得制御値を出力する手段と、その同期保護時の利
得制御値を保持する保持手段を有し、前記可変利得増幅
器の利得を初期同期時には前記最大利得で制御し、初期
同期確立後は同期保護時の利得制御値で制御し、回線が
寸断し再び初期同期が確立し前記相関同期回路の同期確
立信号が発生するまでの間は前記保持手段によって保持
していた利得制御値で制御することを特徴とするスペク
トル拡散信号受信機。 - 【請求項２】受信信号を増幅する可変利得増幅器と；前
記可変利得増幅器の出力をＡ／Ｄ変換する手段と；Ａ／
Ｄ変換後のデジタル値に対して相関型復調を行う相関器
と；前記相関器の出力信号を用いて相関同期を獲得する
ため所定の閾値と前記相関器の出力信号を比較する手段
とその比較出力に応じて初期同期を行う手段及び同期獲
得後の同期保護を行う手段を備える相関同期回路と；前
記相関器の出力振幅値に応じて前記可変利得増幅器の出
力振幅レベルをコントロールする利得制御手段とから成
るスペクトル拡散信号受信機において、 前記相関器の出力信号を比較する手段の出力に定常状態
時の閾値と定常状態時の相関出力の比からなる係数を掛
けて出力する閾値コントローラを備え、該閾値コントロ
ーラの出力を前記相関同期保護手段に用いる閾値とする
ことを特徴とするスペクトル拡散信号受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP700996A JP3273539B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | スペクトル拡散信号受信機 |
| US08/782,668 US5896423A (en) | 1996-01-19 | 1997-01-15 | Spread spectrum signal receiver |
| EP19970300284 EP0785632B1 (en) | 1996-01-19 | 1997-01-17 | Spread spectrum signal receiver |
| DE1997635831 DE69735831T2 (de) | 1996-01-19 | 1997-01-17 | Spread-Spektrum-Empfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP700996A JP3273539B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | スペクトル拡散信号受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200080A JPH09200080A (ja) | 1997-07-31 |
| JP3273539B2 true JP3273539B2 (ja) | 2002-04-08 |
Family
ID=11654065
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP700996A Expired - Fee Related JP3273539B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | スペクトル拡散信号受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5896423A (ja) |
| EP (1) | EP0785632B1 (ja) |
| JP (1) | JP3273539B2 (ja) |
| DE (1) | DE69735831T2 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09261128A (ja) * | 1996-03-22 | 1997-10-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトル拡散通信機 |
| JP2751959B2 (ja) * | 1996-07-15 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置の受信タイミング検出回路 |
| JP3408944B2 (ja) * | 1997-04-24 | 2003-05-19 | シャープ株式会社 | スペクトル直接拡散通信システムにおける復調装置及び同システムにおける相関器 |
| US6324229B1 (en) * | 1998-05-11 | 2001-11-27 | Motorola, Inc. | Self-clocking automatic digital level control method and apparatus |
| US6173351B1 (en) * | 1998-06-15 | 2001-01-09 | Sun Microsystems, Inc. | Multi-processor system bridge |
| WO2000019673A1 (fr) * | 1998-09-28 | 2000-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur a bande laterale residuelle |
| JP2000269759A (ja) * | 1999-03-18 | 2000-09-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動利得制御回路およびその回路を備えた受信装置、受信装置における自動利得制御方法、並びに、記録媒体 |
| JP3519338B2 (ja) * | 2000-03-24 | 2004-04-12 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置及び利得制御方法 |
| US7076225B2 (en) | 2001-02-16 | 2006-07-11 | Qualcomm Incorporated | Variable gain selection in direct conversion receiver |
| US6584355B2 (en) * | 2001-04-10 | 2003-06-24 | Cardiac Pacemakers, Inc. | System and method for measuring battery current |
| WO2002103946A2 (en) * | 2001-06-18 | 2002-12-27 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Peak detection with matched filter |
| DE60123082T2 (de) * | 2001-11-21 | 2007-03-29 | Sony Deutschland Gmbh | Digitale automatische Verstärkungsregelung |
| US7394877B2 (en) * | 2001-12-20 | 2008-07-01 | Texas Instruments Incorporated | Low-power packet detection using decimated correlation |
| US7660344B2 (en) * | 2002-06-28 | 2010-02-09 | Bwa Technology, Inc. | AGC fine-tuning by the adaptive time domain equalizer |
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